JPH0964649A - 周波数変換器 - Google Patents
周波数変換器Info
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- JPH0964649A JPH0964649A JP21188395A JP21188395A JPH0964649A JP H0964649 A JPH0964649 A JP H0964649A JP 21188395 A JP21188395 A JP 21188395A JP 21188395 A JP21188395 A JP 21188395A JP H0964649 A JPH0964649 A JP H0964649A
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- signal
- phase shifter
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小規模で簡単な構成のアナログ回路による移
相器を用いて、前記イメージ信号を除去する周波数変換
器を提供する。 【解決手段】 入力端子２１に入力された所望信号とイ
メージ信号は、ミキサー２２では局部発振器２４の出力
信号を＋４５度移相器２５で位相を＋４５度ずらした信
号を、ミキサー２３では局部発振器２４の出力信号を−
４５度移相器２６で位相を−４５度ずらした信号を用い
て、それぞれ周波数変換を行う。ミキサー２２の出力信
号は、ミキサー２７で局部発振器２９の出力信号を＋４
５度移相器３０で位相を＋４５度ずらした信号で、ミキ
サー２３の出力信号は、ミキサー２８で局部発振器２９
の出力信号を−４５度移相器３１にて位相を−４５度ず
らした信号でそれぞれ周波数変換を行う。ミキサー２
７，２８の出力信号は、減算器３２で減算し、所望信号
帯域内にあるイメージ信号を除去する。さらに、フィル
タ３３により不要帯域信号の除去を行い、出力端子３４
より出力する。
相器を用いて、前記イメージ信号を除去する周波数変換
器を提供する。 【解決手段】 入力端子２１に入力された所望信号とイ
メージ信号は、ミキサー２２では局部発振器２４の出力
信号を＋４５度移相器２５で位相を＋４５度ずらした信
号を、ミキサー２３では局部発振器２４の出力信号を−
４５度移相器２６で位相を−４５度ずらした信号を用い
て、それぞれ周波数変換を行う。ミキサー２２の出力信
号は、ミキサー２７で局部発振器２９の出力信号を＋４
５度移相器３０で位相を＋４５度ずらした信号で、ミキ
サー２３の出力信号は、ミキサー２８で局部発振器２９
の出力信号を−４５度移相器３１にて位相を−４５度ず
らした信号でそれぞれ周波数変換を行う。ミキサー２
７，２８の出力信号は、減算器３２で減算し、所望信号
帯域内にあるイメージ信号を除去する。さらに、フィル
タ３３により不要帯域信号の除去を行い、出力端子３４
より出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スーパーヘテロ
ダイン方式やダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機
に使用する周波数変換器に関する。
ダイン方式やダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機
に使用する周波数変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、スーパーヘテロダイン方式の受信
機に使用するイメージ除去型周波数変換器としては、例
えば図５に示した特開平６−３４３０８８号の回路があ
り、以下、これについて説明する。
機に使用するイメージ除去型周波数変換器としては、例
えば図５に示した特開平６−３４３０８８号の回路があ
り、以下、これについて説明する。
【０００３】図５において、ＢＰＳＫ変調された受信Ｒ
Ｆ信号は、互いに直交したＩＦ信号にダウンコンバート
される。これは、局部発振器２で発生した第１の局部発
振信号を、ミキサー１０１へは直接供給し、ミキサー１
０２へは９０度移相器１０３を通して９０度ずれた信号
を入力することで達成される。ミキサー１０１の出力で
あるＩＦ信号はミキサー３へ入力され、このＩＦ信号と
周波数および位相が一致した第２の局部発振信号を発生
する同期発振器８からの信号と混合され、ベースバンド
信号となる。一方、ミキサー１０２の出力である９０度
ずれたＩＦ信号はミキサー４へ入力され、同期発振器８
で発生した第２の局部発振信号の位相を９０度移相器７
で９０度ずらした信号と混合され、ベースバンド信号と
なる。これらミキサー３およびミキサー４の出力信号を
加算器９で加算し、ローパスフィルタ１１を通すことで
イメージ成分および不要な高調波成分を除去することが
でき、ベースバンド信号Ｉを得ることができる。またミ
キサー５とミキサー６の出力信号を減算器１０で減算
し、ローパスフィルタ１２を通すことでイメージ成分お
よび不要な高調波成分を除去することができ、ベースバ
ンド信号Ｑを得ることができる。
Ｆ信号は、互いに直交したＩＦ信号にダウンコンバート
される。これは、局部発振器２で発生した第１の局部発
振信号を、ミキサー１０１へは直接供給し、ミキサー１
０２へは９０度移相器１０３を通して９０度ずれた信号
を入力することで達成される。ミキサー１０１の出力で
あるＩＦ信号はミキサー３へ入力され、このＩＦ信号と
周波数および位相が一致した第２の局部発振信号を発生
する同期発振器８からの信号と混合され、ベースバンド
信号となる。一方、ミキサー１０２の出力である９０度
ずれたＩＦ信号はミキサー４へ入力され、同期発振器８
で発生した第２の局部発振信号の位相を９０度移相器７
で９０度ずらした信号と混合され、ベースバンド信号と
なる。これらミキサー３およびミキサー４の出力信号を
加算器９で加算し、ローパスフィルタ１１を通すことで
イメージ成分および不要な高調波成分を除去することが
でき、ベースバンド信号Ｉを得ることができる。またミ
キサー５とミキサー６の出力信号を減算器１０で減算
し、ローパスフィルタ１２を通すことでイメージ成分お
よび不要な高調波成分を除去することができ、ベースバ
ンド信号Ｑを得ることができる。
【０００４】しかしながら、イメージ信号を除去するた
めには、局部発振器２の出力信号と９０度移相器１０３
の出力信号ばかりか、局部発振器８の出力信号と９０度
移相器７の出力信号との振幅がそれぞれ一致していなけ
ればならない。もし、振幅差があるとイメージ信号の除
去が十分に行われない結果となる。このような条件を満
たす９０度移相器１０３および９０度移相器７をアナロ
グ回路で実現しようとすると、通常、振幅調整等の機能
が必要となり、回路が大規模化、複雑化する原因となっ
ていた。
めには、局部発振器２の出力信号と９０度移相器１０３
の出力信号ばかりか、局部発振器８の出力信号と９０度
移相器７の出力信号との振幅がそれぞれ一致していなけ
ればならない。もし、振幅差があるとイメージ信号の除
去が十分に行われない結果となる。このような条件を満
たす９０度移相器１０３および９０度移相器７をアナロ
グ回路で実現しようとすると、通常、振幅調整等の機能
が必要となり、回路が大規模化、複雑化する原因となっ
ていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の回路に
よれば、イメージ信号を除去するためには、それぞれの
局部発振器の出力信号と９０度移相器の出力信号との間
で振幅が一致していなければならず、振幅差があるとイ
メージ信号の除去が十分に行われなくなり、このような
条件を満たすそれぞれの９０度移相器をアナログ回路で
実現しようとすると、通常、振幅調整等の機能が必要と
なり、回路が大規模化、複雑化する原因となっていた。
この発明は、小規模で簡単な構成のアナログ回路による
移相器を用いて、前記イメージ信号を除去する周波数変
換器を提供することを目的とする。
よれば、イメージ信号を除去するためには、それぞれの
局部発振器の出力信号と９０度移相器の出力信号との間
で振幅が一致していなければならず、振幅差があるとイ
メージ信号の除去が十分に行われなくなり、このような
条件を満たすそれぞれの９０度移相器をアナログ回路で
実現しようとすると、通常、振幅調整等の機能が必要と
なり、回路が大規模化、複雑化する原因となっていた。
この発明は、小規模で簡単な構成のアナログ回路による
移相器を用いて、前記イメージ信号を除去する周波数変
換器を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ためにこの発明では、第１の局部発振信号を生成する第
１の局部発振器と、前記第１の局部発振信号をα度移相
する第１のα度移相器と、前記第１の局部発振信号を
（α−９０）度移相する第１の（α−９０）度移相器
と、受信信号と前記第１のα度移相器の出力信号とを混
合する第１のミキサーと、受信信号と前記第１の（α−
９０）度移相器の出力信号とを混合する第２のミキサー
と、第２の局部発振信号を生成する第２の局部発振器
と、前記第２の局部発振信号をα度移相する第２のα度
移相器と、前記第２の局部発振信号を（α−９０）度移
相する第２の（α−９０）度移相器と、前記第１のミキ
サーの出力信号と前記第２のα度移相器の出力信号とを
混合する第３のミキサーと、前記第２のミキサーの出力
信号と前記第２の（α−９０）度移相器の出力信号とを
混合する第４のミキサーと、前記第３のミキサーの出力
信号と前記第４のミキサーの出力信号とを減算する減算
器とからなることを特徴する。これにより、α度移相器
あるいは（α−９０）度移相器に、小規模で簡単な構成
のアナログ回路を用いても、十分なイメージ信号を除去
する性能を得ることができる。
ためにこの発明では、第１の局部発振信号を生成する第
１の局部発振器と、前記第１の局部発振信号をα度移相
する第１のα度移相器と、前記第１の局部発振信号を
（α−９０）度移相する第１の（α−９０）度移相器
と、受信信号と前記第１のα度移相器の出力信号とを混
合する第１のミキサーと、受信信号と前記第１の（α−
９０）度移相器の出力信号とを混合する第２のミキサー
と、第２の局部発振信号を生成する第２の局部発振器
と、前記第２の局部発振信号をα度移相する第２のα度
移相器と、前記第２の局部発振信号を（α−９０）度移
相する第２の（α−９０）度移相器と、前記第１のミキ
サーの出力信号と前記第２のα度移相器の出力信号とを
混合する第３のミキサーと、前記第２のミキサーの出力
信号と前記第２の（α−９０）度移相器の出力信号とを
混合する第４のミキサーと、前記第３のミキサーの出力
信号と前記第４のミキサーの出力信号とを減算する減算
器とからなることを特徴する。これにより、α度移相器
あるいは（α−９０）度移相器に、小規模で簡単な構成
のアナログ回路を用いても、十分なイメージ信号を除去
する性能を得ることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら、この
発明の実施例について詳細に説明する。図１はこの発明
の一実施例を説明するための回路構成図である。入力端
子２１に入力された所望信号とイメージ信号は、ミキサ
ー２２において、局部発振器２４からの出力信号を＋４
５度移相器２５にて位相を＋４５度ずらした信号を用い
て周波数変換し、ミキサー２３において、局部発振器２
４の出力信号を−４５度移相器２６にて位相を−４５度
ずらした信号を用いて周波数変換する。ミキサー２２の
出力信号は、ミキサー２７において局部発振器２９の出
力信号を、＋４５度移相器３０にて位相を＋４５度ずら
した信号を用いて周波数変換を行い、ミキサー２３の出
力信号は、ミキサー２８で局部発振器２９の出力信号
を、−４５度移相器３１にて位相を−４５度ずらした信
号を用いて周波数変換を行う。ミキサー２７，２８の出
力信号は、減算器３２を用いて減算し、このとき所望信
号帯域内にあるイメージ信号を除去する。さらに、フィ
ルタ３３により不要帯域信号の除去を行い、出力端子３
４より出力する。
発明の実施例について詳細に説明する。図１はこの発明
の一実施例を説明するための回路構成図である。入力端
子２１に入力された所望信号とイメージ信号は、ミキサ
ー２２において、局部発振器２４からの出力信号を＋４
５度移相器２５にて位相を＋４５度ずらした信号を用い
て周波数変換し、ミキサー２３において、局部発振器２
４の出力信号を−４５度移相器２６にて位相を−４５度
ずらした信号を用いて周波数変換する。ミキサー２２の
出力信号は、ミキサー２７において局部発振器２９の出
力信号を、＋４５度移相器３０にて位相を＋４５度ずら
した信号を用いて周波数変換を行い、ミキサー２３の出
力信号は、ミキサー２８で局部発振器２９の出力信号
を、−４５度移相器３１にて位相を−４５度ずらした信
号を用いて周波数変換を行う。ミキサー２７，２８の出
力信号は、減算器３２を用いて減算し、このとき所望信
号帯域内にあるイメージ信号を除去する。さらに、フィ
ルタ３３により不要帯域信号の除去を行い、出力端子３
４より出力する。
【０００８】ここでの＋４５度移相器２５や−４５度移
相器２６については、取り扱う信号が局部発振信号のみ
であるため、例えば図２に示したような局発信号の周波
数をカットオフ周波数とした１次のハイパスフィルタや
ローパスフィルタを用いてもよい。なお、Ｖｃｃは電
源、ＧＮＤは接地点、Ｑ１〜Ｑ４はトランジスタ、Ｒ１
〜Ｒ６は抵抗、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、Ｖ１〜Ｖ２は
バイアス用電圧源、Ｉ１〜Ｉ４は電流源を示している。
相器２６については、取り扱う信号が局部発振信号のみ
であるため、例えば図２に示したような局発信号の周波
数をカットオフ周波数とした１次のハイパスフィルタや
ローパスフィルタを用いてもよい。なお、Ｖｃｃは電
源、ＧＮＤは接地点、Ｑ１〜Ｑ４はトランジスタ、Ｒ１
〜Ｒ６は抵抗、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、Ｖ１〜Ｖ２は
バイアス用電圧源、Ｉ１〜Ｉ４は電流源を示している。
【０００９】ここで、入力される局発信号の周波数をｆ
ｌとすると、Ｒ＝Ｒ３＝Ｒ６，Ｃ＝Ｃ２＝Ｃ４としてｆ
ｌ＝１／（２πＲＣ）となる抵抗Ｒ、コンデンサＣを設
定すれば、周波数ｆｌにおいて＋４５度移相器２５と−
４５度移相器２６の出力信号振幅は一致する。
ｌとすると、Ｒ＝Ｒ３＝Ｒ６，Ｃ＝Ｃ２＝Ｃ４としてｆ
ｌ＝１／（２πＲＣ）となる抵抗Ｒ、コンデンサＣを設
定すれば、周波数ｆｌにおいて＋４５度移相器２５と−
４５度移相器２６の出力信号振幅は一致する。
【００１０】また、図１の（ａ）〜（ｆ）の各点におけ
る信号のスペクトラムを図３に示す。ただし、後段のフ
ィルタ３３にて除去される不要帯域の信号については示
していない。なお、図３中の横軸は周波数、縦軸はレベ
ルを表し、＋，−は後記の計算式における符号を表す。
る信号のスペクトラムを図３に示す。ただし、後段のフ
ィルタ３３にて除去される不要帯域の信号については示
していない。なお、図３中の横軸は周波数、縦軸はレベ
ルを表し、＋，−は後記の計算式における符号を表す。
【００１１】図１において、入力端子２１に入力される
所望信号とイメージ信号、そして局部発振器２４，２９
のそれぞれの出力信号ｆif，ｆim，ｆl1，ｆl2を、 ｆif＝ｓｉｎωifｔ ｆim＝ｓｉｎωimｔ ｆl1＝ｓｉｎωl1ｔ ｆl2＝ｓｉｎωl2ｔ とすると、ミキサー２２の出力信号は、 ｆif2=-1/2・cos (ωifｔ +ωl1ｔ＋45゜)+1/2・cos(ωifｔ -ωl1ｔ−45゜) …（１） ｆim2=-1/2・cos (ωl1ｔ +ωimｔ＋45゜)+1/2・cos(ωl1ｔ -ωimｔ＋45゜) …（２） となる。式（１），（２）のうち、それぞれ第２項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｂ）に示してある。また、ミキサー２３の出力信号
は、 ｆif3=-1/2・cos (ωifｔ +ωl1ｔ−45゜)+1/2・cos(ωifｔ -ωl1ｔ＋45゜) … （３） ｆim3=-1/2・cos (ωl1ｔ +ωimｔ−45゜)+1/2・cos(ωl1ｔ -ωimｔ−45゜) … （４） となる。式（３），（４）のうち、それぞれ第２項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｄ）に示してある。さらに、ミキサー２７の出力信
号は、 ｆif7 =-1/4・cos(ωifｔ +ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ +ωl1ｔ -ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ -ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/4・cos(ωifｔ -ωl1ｔ -ωl2ｔ) … （５） ｆim7 =-1/4・cos(ωl1ｔ +ωimｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωl1ｔ +ωimｔ -ωl2ｔ)+1/4・cos(ωl1ｔ -ωimｔ +ωl2ｔ)-1/4・sin(ωl1ｔ -ωimｔ -ωl2ｔ) … （６） となる。式（５），（６）のうち、それぞれ第４項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｃ）に示してある。またミキサー２８の出力信号
は、 ｆif8=1/4・cos(ωifｔ +ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ +ωl1ｔ -ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ -ωl1ｔ +ωl2ｔ)-1/4・cos(ωifｔ -ωl1ｔ -ωl2ｔ) … （７） ｆim8=1/4・cos(ωl1ｔ +ωimｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωl1ｔ +ωimｔ -ωl2ｔ)-1/4・cos(ωl1ｔ -ωimｔ +ωl2ｔ)-1/4・sin(ωl1ｔ -ωimｔ -ωl2ｔ) … （８） となる。式（７），（８）のうち、それぞれ第４項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｅ）に示してある。そして、減算器３２の出力信号
は、 ｆif12 =ｆif7-ｆif8 = -1/2・cos(ωifｔ +ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/2・cos(ωifｔ -ωl1ｔ -ωl2ｔ) … （９） ｆim12 =ｆim7-ｆim8 = -1/2・cos(ωl1ｔ +ωimｔ +ωl2ｔ)+1/2・cos(ωl1ｔ -ωimｔ -ωl2ｔ) …（１０） となる。式（９），（１０）で、所望信号は式（９）の
第２項であり、所望信号帯域内のイメージ信号であるを
含む成分は打ち消されている。式（９）の第１項および
式（１０）は不要信号であるが、フィルタ３３を用いて
除去することができる。このフィルタ３３については、
通過帯域が０〜数ＭＨｚで、遮断する帯域が数十ＭＨｚ
以上であればよく、例えば低次のローパス・フィルタ等
を用いればよい。
所望信号とイメージ信号、そして局部発振器２４，２９
のそれぞれの出力信号ｆif，ｆim，ｆl1，ｆl2を、 ｆif＝ｓｉｎωifｔ ｆim＝ｓｉｎωimｔ ｆl1＝ｓｉｎωl1ｔ ｆl2＝ｓｉｎωl2ｔ とすると、ミキサー２２の出力信号は、 ｆif2=-1/2・cos (ωifｔ +ωl1ｔ＋45゜)+1/2・cos(ωifｔ -ωl1ｔ−45゜) …（１） ｆim2=-1/2・cos (ωl1ｔ +ωimｔ＋45゜)+1/2・cos(ωl1ｔ -ωimｔ＋45゜) …（２） となる。式（１），（２）のうち、それぞれ第２項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｂ）に示してある。また、ミキサー２３の出力信号
は、 ｆif3=-1/2・cos (ωifｔ +ωl1ｔ−45゜)+1/2・cos(ωifｔ -ωl1ｔ＋45゜) … （３） ｆim3=-1/2・cos (ωl1ｔ +ωimｔ−45゜)+1/2・cos(ωl1ｔ -ωimｔ−45゜) … （４） となる。式（３），（４）のうち、それぞれ第２項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｄ）に示してある。さらに、ミキサー２７の出力信
号は、 ｆif7 =-1/4・cos(ωifｔ +ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ +ωl1ｔ -ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ -ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/4・cos(ωifｔ -ωl1ｔ -ωl2ｔ) … （５） ｆim7 =-1/4・cos(ωl1ｔ +ωimｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωl1ｔ +ωimｔ -ωl2ｔ)+1/4・cos(ωl1ｔ -ωimｔ +ωl2ｔ)-1/4・sin(ωl1ｔ -ωimｔ -ωl2ｔ) … （６） となる。式（５），（６）のうち、それぞれ第４項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｃ）に示してある。またミキサー２８の出力信号
は、 ｆif8=1/4・cos(ωifｔ +ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ +ωl1ｔ -ωl2ｔ)+1/4・sin(ωifｔ -ωl1ｔ +ωl2ｔ)-1/4・cos(ωifｔ -ωl1ｔ -ωl2ｔ) … （７） ｆim8=1/4・cos(ωl1ｔ +ωimｔ +ωl2ｔ)+1/4・sin(ωl1ｔ +ωimｔ -ωl2ｔ)-1/4・cos(ωl1ｔ -ωimｔ +ωl2ｔ)-1/4・sin(ωl1ｔ -ωimｔ -ωl2ｔ) … （８） となる。式（７），（８）のうち、それぞれ第４項が所
望信号および所望信号帯域内のイメージ信号であり、図
３（ｅ）に示してある。そして、減算器３２の出力信号
は、 ｆif12 =ｆif7-ｆif8 = -1/2・cos(ωifｔ +ωl1ｔ +ωl2ｔ)+1/2・cos(ωifｔ -ωl1ｔ -ωl2ｔ) … （９） ｆim12 =ｆim7-ｆim8 = -1/2・cos(ωl1ｔ +ωimｔ +ωl2ｔ)+1/2・cos(ωl1ｔ -ωimｔ -ωl2ｔ) …（１０） となる。式（９），（１０）で、所望信号は式（９）の
第２項であり、所望信号帯域内のイメージ信号であるを
含む成分は打ち消されている。式（９）の第１項および
式（１０）は不要信号であるが、フィルタ３３を用いて
除去することができる。このフィルタ３３については、
通過帯域が０〜数ＭＨｚで、遮断する帯域が数十ＭＨｚ
以上であればよく、例えば低次のローパス・フィルタ等
を用いればよい。
【００１２】図４は、この発明の他の実施例を説明する
ための回路構成図である。この実施例は、図１の実施例
と異なる構成は、＋４５度移相器３０と−４５度移相器
３１を単に入れ替え、減算器３２を加算器３５とした部
分である。この実施例と図１の実施例は等価的には同一
の回路構成で、その動作・効果も同様であり、ここでの
説明は省略する。
ための回路構成図である。この実施例は、図１の実施例
と異なる構成は、＋４５度移相器３０と−４５度移相器
３１を単に入れ替え、減算器３２を加算器３５とした部
分である。この実施例と図１の実施例は等価的には同一
の回路構成で、その動作・効果も同様であり、ここでの
説明は省略する。
【００１３】上記した各実施例では、α度移相器および
（α−９０）度移相器を、それぞれ＋４５度移相器およ
び−４５度移相器として説明したが、α度移相器を（α
＋９０）度移相器とし、（α−９０）度移相器をα度移
相器としてもよい。
（α−９０）度移相器を、それぞれ＋４５度移相器およ
び−４５度移相器として説明したが、α度移相器を（α
＋９０）度移相器とし、（α−９０）度移相器をα度移
相器としてもよい。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の周波数
変換器によれば、小規模で簡単な構成のアナログ回路に
よる移相器を用いて、イメージ信号を除去しつつ、入力
信号の周波数変換を行うことができる。
変換器によれば、小規模で簡単な構成のアナログ回路に
よる移相器を用いて、イメージ信号を除去しつつ、入力
信号の周波数変換を行うことができる。
【図１】この発明の一実施例を説明するための回路構成
図。
図。
【図２】図１の＋４５度移相器および−４５度移相器の
一例を説明するための回路構成図。
一例を説明するための回路構成図。
【図３】図１の（ａ）〜（ｆ）の各点における信号のス
ペクトラムを説明するための説明図。
ペクトラムを説明するための説明図。
【図４】この発明の他の実施例を説明するための回路構
成図。
成図。
【図５】従来のイメージ除去型周波数変換器を説明する
ための説明図。
ための説明図。
２１…入力端子、２２，２３，２７，２８…ミキサー、
２４，２９…局部発振器、２５，３０…＋４５度移相
器、２６，３１…−４５度移相器、３２…減算器、３３
…フィルタ、３４…出力端子、３５…加算器。
２４，２９…局部発振器、２５，３０…＋４５度移相
器、２６，３１…−４５度移相器、３２…減算器、３３
…フィルタ、３４…出力端子、３５…加算器。
Claims (5)
- 【請求項１】 第１の局部発振信号を生成する第１の局
部発振器と、 前記第１の局部発振信号をα度移相する第１のα度移相
器と、 前記第１の局部発振信号を（α−９０）度移相する第１
の（α−９０）度移相器と、 受信信号と前記第１のα度移相器の出力信号とを混合す
る第１のミキサーと、 受信信号と前記第１の（α−９０）度移相器の出力信号
とを混合する第２のミキサーと、 第２の局部発振信号を生成する第２の局部発振器と、 前記第２の局部発振信号をα度移相する第２のα度移相
器と、 前記第２の局部発振信号を（α−９０）度移相する第２
の（α−９０）度移相器と、 前記第１のミキサーの出力信号と前記第２のα度移相器
の出力信号とを混合する第３のミキサーと、 前記第２のミキサーの出力信号と前記第２の（α−９
０）度移相器の出力信号とを混合する第４のミキサー
と、 前記第３のミキサーの出力信号と前記第４のミキサーの
出力信号とを減算する減算器とからなることを特徴する
特徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】 第１の局部発振信号を生成する第１の局
部発振器と、 前記第１の局部発振信号をα度移相する第１のα度移相
器と、 前記第１の局部発振信号を（α−９０）度移相する第１
の（α−９０）度移相器と、 受信信号と前記第１のα度移相器の出力信号とを混合す
る第１のミキサーと、 前記受信信号と前記第１の（α−９０）度移相器の出力
信号とを混合する第２のミキサーと、 第２の局部発振信号を生成する第２の局部発振器と、 前記第２の局部発振信号を（α−９０）度移相する第２
の（α−９０）度移相器と、 前記第２の局部発振信号をα度移相する第２のα度移相
器と、 前記第１のミキサーの出力信号と前記第２の（α−９
０）度移相器の出力信号とを混合する第３のミキサー
と、 前記第２のミキサーの出力信号と前記第２のα度移相器
の出力信号とを混合する第４のミキサーと、 前記第３のミキサーの出力信号と前記第４のミキサーの
出力信号とを加算する加算器とからなることを特徴とす
る周波数変換器。 - 【請求項３】 前記第１および第２のα度移相器は＋４
５度の移相器とし、前記第１および第２の（α−９０）
度移相器は−４５度の移相器としたことを特徴とする請
求項１または２記載の周波数変換器。 - 【請求項４】 前記第１および第２の＋４５度移相器を
ハイパスフィルタとし、前記第１および第２の−４５度
移相器をローパスフィルタとししたことを特徴とする請
求項１または２記載の周波数変換器。 - 【請求項５】 前記第１の＋４５度移相器と前記第１の
−４５度移相器を、それぞれ共通のカットオフ周波数を
持つ１次のハイパスフィルタと１次のローパスフィルタ
とし、前記第２の＋４５度移相器と前記第２の−４５度
移相器を、それぞれ共通のカットオフ周波数を持つ１次
のハイパスフィルタと１次のローパスフィルタとしたこ
とを特徴とする請求項１または２記載の周波数変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21188395A JPH0964649A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | 周波数変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21188395A JPH0964649A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | 周波数変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964649A true JPH0964649A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=16613212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21188395A Withdrawn JPH0964649A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | 周波数変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0964649A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7346324B2 (en) | 2003-09-29 | 2008-03-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Grounded-emitter circuit, and high-frequency receiver and high-frequency transmitter using the same |
| US8170517B2 (en) | 2008-07-11 | 2012-05-01 | Semiconductor Components Industries, Llc | Receiving apparatus |
| JP2012217157A (ja) * | 2011-03-30 | 2012-11-08 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | ミキサ回路 |
| CN106027075A (zh) * | 2016-04-29 | 2016-10-12 | 北京邮电大学 | 一种共时双频接收系统 |
-
1995
- 1995-08-21 JP JP21188395A patent/JPH0964649A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7346324B2 (en) | 2003-09-29 | 2008-03-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Grounded-emitter circuit, and high-frequency receiver and high-frequency transmitter using the same |
| US8170517B2 (en) | 2008-07-11 | 2012-05-01 | Semiconductor Components Industries, Llc | Receiving apparatus |
| JP2012217157A (ja) * | 2011-03-30 | 2012-11-08 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | ミキサ回路 |
| CN106027075A (zh) * | 2016-04-29 | 2016-10-12 | 北京邮电大学 | 一种共时双频接收系统 |
| CN106027075B (zh) * | 2016-04-29 | 2018-06-19 | 北京邮电大学 | 一种共时双频接收系统 |
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|---|---|---|---|
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