JPH0964782A - 搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備えた送信機 - Google Patents
搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備えた送信機Info
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- JPH0964782A JPH0964782A JP21454895A JP21454895A JPH0964782A JP H0964782 A JPH0964782 A JP H0964782A JP 21454895 A JP21454895 A JP 21454895A JP 21454895 A JP21454895 A JP 21454895A JP H0964782 A JPH0964782 A JP H0964782A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備え
た送信機において送信出力中の搬送波漏れを良好に減少
させる。 【解決手段】 送信信号の一部をベースバンドレベルの
帰還信号に変換してそれをベースバンド信号に混合され
る帰還ループを形成し、その帰還信号の直流成分の検出
レベルに応じた位相及び振幅を有する発振信号を生成
し、変調回路の出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消す
ようにその発振信号を変調回路の出力信号に対し作用さ
せる。 【効果】 送信出力中の搬送波漏れを良好に減少させる
ことができるので、通信の安定度、特に変調精度を高め
ることができる。
た送信機において送信出力中の搬送波漏れを良好に減少
させる。 【解決手段】 送信信号の一部をベースバンドレベルの
帰還信号に変換してそれをベースバンド信号に混合され
る帰還ループを形成し、その帰還信号の直流成分の検出
レベルに応じた位相及び振幅を有する発振信号を生成
し、変調回路の出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消す
ようにその発振信号を変調回路の出力信号に対し作用さ
せる。 【効果】 送信出力中の搬送波漏れを良好に減少させる
ことができるので、通信の安定度、特に変調精度を高め
ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、搬送波抑圧方式のディ
ジタル変調回路を備えた送信機に関する。
ジタル変調回路を備えた送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交変調回路等の搬送波抑圧方式のディ
ジタル変調回路においては、ベースバンドのディジタル
信号を搬送波に乗ずる際に混合器を使用して高い周波数
へ周波数変換することが行なわれる。供給されるディジ
タル信号に直流成分が含まれないならば、周波数変換さ
れた信号のスペクトラム中には搬送波成分は含まれない
筈であるが、実際には周波数変換された信号のスペクト
ラム中に搬送波漏れが生じる。
ジタル変調回路においては、ベースバンドのディジタル
信号を搬送波に乗ずる際に混合器を使用して高い周波数
へ周波数変換することが行なわれる。供給されるディジ
タル信号に直流成分が含まれないならば、周波数変換さ
れた信号のスペクトラム中には搬送波成分は含まれない
筈であるが、実際には周波数変換された信号のスペクト
ラム中に搬送波漏れが生じる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】よって、送信機からは
搬送波漏れの送信信号が出力されることになるので、受
信側ではそのような送信信号を受信した信号からディジ
タル信号を復調する際にはその搬送波漏れが直流成分と
なる故、ディジタル符号“０”に対応するレベルが図１
（ａ）に示すように０Ｖに等しくなるべきときに、図１
（ｂ）に示すように０Ｖより大きくずれてしまいディジ
タル符号の“０”，“１”の判定に悪影響を及ぼすとい
う問題点があった。
搬送波漏れの送信信号が出力されることになるので、受
信側ではそのような送信信号を受信した信号からディジ
タル信号を復調する際にはその搬送波漏れが直流成分と
なる故、ディジタル符号“０”に対応するレベルが図１
（ａ）に示すように０Ｖに等しくなるべきときに、図１
（ｂ）に示すように０Ｖより大きくずれてしまいディジ
タル符号の“０”，“１”の判定に悪影響を及ぼすとい
う問題点があった。
【０００４】そこで、本発明の目的は、送信出力中の搬
送波漏れを良好に減少させることができる搬送波抑圧方
式のディジタル変調回路を備えた送信機を提供すること
である。
送波漏れを良好に減少させることができる搬送波抑圧方
式のディジタル変調回路を備えた送信機を提供すること
である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の送信機は、ディ
ジタル情報を示すベースバンド信号を入力する搬送波抑
圧方式のディジタル変調回路を備えており、変調回路の
出力信号を周波数変換してアンテナに供給すべき送信信
号を生成する出力手段と、送信信号の一部を得てそれを
ベースバンドレベルの帰還信号に変換してベースバンド
信号に混合する帰還手段と、帰還信号の直流成分レベル
に応じた位相及び振幅を有する発振信号を生成する制御
手段と、変調回路と出力手段との間において変調回路の
出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消すように変調回路
の出力信号に対し発振信号を作用させる手段とを有する
ことを特徴としている。
ジタル情報を示すベースバンド信号を入力する搬送波抑
圧方式のディジタル変調回路を備えており、変調回路の
出力信号を周波数変換してアンテナに供給すべき送信信
号を生成する出力手段と、送信信号の一部を得てそれを
ベースバンドレベルの帰還信号に変換してベースバンド
信号に混合する帰還手段と、帰還信号の直流成分レベル
に応じた位相及び振幅を有する発振信号を生成する制御
手段と、変調回路と出力手段との間において変調回路の
出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消すように変調回路
の出力信号に対し発振信号を作用させる手段とを有する
ことを特徴としている。
【０００６】本発明によれば、送信信号の一部をベース
バンドレベルの帰還信号に変換してそれをベースバンド
信号に混合される帰還ループが形成され、その帰還信号
の直流成分の検出レベルに応じた位相及び振幅を有する
発振信号が生成され、その発振信号が変調回路の出力信
号に対しその出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消すよ
うに作用する。
バンドレベルの帰還信号に変換してそれをベースバンド
信号に混合される帰還ループが形成され、その帰還信号
の直流成分の検出レベルに応じた位相及び振幅を有する
発振信号が生成され、その発振信号が変調回路の出力信
号に対しその出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消すよ
うに作用する。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳
細に説明する。図２は本発明の一実施例であるディジタ
ル直交変調回路を備えた送信機を示している。この送信
機においては、ベースバンド信号発生器１からは同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑが送信されるべきベースバンド信号
として個別に出力される。ベースバンド信号発生器１の
同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの各出力には減算器２，３が
接続されている。減算器２には後述する混合器１６の出
力信号が供給され、減算器２の出力信号は混合器４に供
給される。一方、減算器３には後述する混合器１７の出
力信号が供給され、減算器３の出力信号は混合器５に供
給される。混合器４には発振器６から出力された発振信
号（第１発振信号に対応する）が供給され、混合器５に
はその発振信号が９０°移相器７を介して供給される。
この発振信号の周波数は例えば、５０ＭＨｚである。混
合器４，５の出力には加算器８が接続されており、加算
器８において混合器４，５の出力信号が加算される。加
算器８の出力には２つの減算器９，１０が直列に接続さ
れている。これら減算器９，１０は後述するように搬送
波漏れを除去するために設けられている。減算器１０の
出力には混合器１１が接続され、混合器１１において減
算器１０の出力信号と発振器１２からの発振信号とが周
波数変換される。この発振信号の周波数は例えば、１．
５ＧＨｚである。混合器１１の出力信号は電力増幅器１
３によって増幅されてアンテナ１４に供給される。
細に説明する。図２は本発明の一実施例であるディジタ
ル直交変調回路を備えた送信機を示している。この送信
機においては、ベースバンド信号発生器１からは同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑが送信されるべきベースバンド信号
として個別に出力される。ベースバンド信号発生器１の
同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの各出力には減算器２，３が
接続されている。減算器２には後述する混合器１６の出
力信号が供給され、減算器２の出力信号は混合器４に供
給される。一方、減算器３には後述する混合器１７の出
力信号が供給され、減算器３の出力信号は混合器５に供
給される。混合器４には発振器６から出力された発振信
号（第１発振信号に対応する）が供給され、混合器５に
はその発振信号が９０°移相器７を介して供給される。
この発振信号の周波数は例えば、５０ＭＨｚである。混
合器４，５の出力には加算器８が接続されており、加算
器８において混合器４，５の出力信号が加算される。加
算器８の出力には２つの減算器９，１０が直列に接続さ
れている。これら減算器９，１０は後述するように搬送
波漏れを除去するために設けられている。減算器１０の
出力には混合器１１が接続され、混合器１１において減
算器１０の出力信号と発振器１２からの発振信号とが周
波数変換される。この発振信号の周波数は例えば、１．
５ＧＨｚである。混合器１１の出力信号は電力増幅器１
３によって増幅されてアンテナ１４に供給される。
【０００８】電力増幅器１３の出力信号である送信信号
は上記のようにアンテナ１４に供給されると共に、混合
器１５に供給される。混合器１５はその送信信号と発振
器１２からの発振信号とが周波数変換される。混合器１
５の出力には更に２つの混合器１６，１７が接続されて
いる。混合器１６には発振器６から出力された発振信号
が供給され、混合器１６は混合器１５の出力信号と発振
信号とを混合して帰還信号の同相成分Ｉを得て減算器２
に供給する。混合器１７にはその発振信号が９０°移相
器１８を介して供給され、混合器１７は混合器１５の出
力信号と９０°移相された発振信号とを混合して帰還信
号の直交成分Ｑを得て減算器３に供給する。
は上記のようにアンテナ１４に供給されると共に、混合
器１５に供給される。混合器１５はその送信信号と発振
器１２からの発振信号とが周波数変換される。混合器１
５の出力には更に２つの混合器１６，１７が接続されて
いる。混合器１６には発振器６から出力された発振信号
が供給され、混合器１６は混合器１５の出力信号と発振
信号とを混合して帰還信号の同相成分Ｉを得て減算器２
に供給する。混合器１７にはその発振信号が９０°移相
器１８を介して供給され、混合器１７は混合器１５の出
力信号と９０°移相された発振信号とを混合して帰還信
号の直交成分Ｑを得て減算器３に供給する。
【０００９】混合器１６，１７の各出力はＤＣ電圧検出
器２０に接続されている。ＤＣ電圧検出器２０は帰還信
号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑ各々の直流電圧を検出し
て制御回路２１に供給する。制御回路２１は例えば、マ
イクロコンピュータからなり、後述する制御動作により
制御信号を生成する。一方、発振器６の出力にはフェー
ズシフタ２２が接続されている。フェーズシフタ２２は
発振器６から出力された発振信号の位相を制御回路２１
からの制御信号に応じて変化させる。フェーズシフタ２
２の出力には可変型のＡＴＴ（アッテネータ）２３が直
接接続されると共に、９０°移相器２４を介して可変型
のＡＴＴ２５が接続されている。ＡＴＴ２３はフェーズ
シフタ２２の出力発振信号レベルを制御回路２１からの
制御信号に応じた減衰率にて減衰させて加算器９に供給
する。同様に、ＡＴＴ２５は９０°移相器２４の出力発
振信号レベルを制御回路２１からの制御信号に応じた減
衰率にて減衰させて加算器１０に供給する。なお、ＡＴ
Ｔ２３から出力される発振信号が一方の調整用発振信号
であり、ＡＴＴ２５から出力される発振信号が他方の調
整用発振信号である。
器２０に接続されている。ＤＣ電圧検出器２０は帰還信
号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑ各々の直流電圧を検出し
て制御回路２１に供給する。制御回路２１は例えば、マ
イクロコンピュータからなり、後述する制御動作により
制御信号を生成する。一方、発振器６の出力にはフェー
ズシフタ２２が接続されている。フェーズシフタ２２は
発振器６から出力された発振信号の位相を制御回路２１
からの制御信号に応じて変化させる。フェーズシフタ２
２の出力には可変型のＡＴＴ（アッテネータ）２３が直
接接続されると共に、９０°移相器２４を介して可変型
のＡＴＴ２５が接続されている。ＡＴＴ２３はフェーズ
シフタ２２の出力発振信号レベルを制御回路２１からの
制御信号に応じた減衰率にて減衰させて加算器９に供給
する。同様に、ＡＴＴ２５は９０°移相器２４の出力発
振信号レベルを制御回路２１からの制御信号に応じた減
衰率にて減衰させて加算器１０に供給する。なお、ＡＴ
Ｔ２３から出力される発振信号が一方の調整用発振信号
であり、ＡＴＴ２５から出力される発振信号が他方の調
整用発振信号である。
【００１０】次に、かかる構成の回路の動作について説
明する。ベースバンド信号発生器１から出力された同相
成分Ｉは減算器２を経た後、混合器４において発振器６
から出力された発振信号と乗算され、ベースバンド信号
発生器１から出力された直交成分Ｑは減算器３を経た
後、混合器４において９０°移相器７から出力された９
０°移相後の発振信号と乗算される。この各成分の乗算
結果の信号は中間周波信号となり、加算器８により加算
されることにより直交変調された信号が得られる。加算
器８の出力信号は減算器９においてＡＴＴ２３の出力発
振信号分だけ差し引かれ、更に、減算器１０においてＡ
ＴＴ２５の出力発振信号分だけ差し引かれる。すなわ
ち、この減算器９，１０において直流成分、すなわち搬
送波漏れ成分がＡＴＴ２３，２５の出力信号によって打
ち消されるように動作するのである。
明する。ベースバンド信号発生器１から出力された同相
成分Ｉは減算器２を経た後、混合器４において発振器６
から出力された発振信号と乗算され、ベースバンド信号
発生器１から出力された直交成分Ｑは減算器３を経た
後、混合器４において９０°移相器７から出力された９
０°移相後の発振信号と乗算される。この各成分の乗算
結果の信号は中間周波信号となり、加算器８により加算
されることにより直交変調された信号が得られる。加算
器８の出力信号は減算器９においてＡＴＴ２３の出力発
振信号分だけ差し引かれ、更に、減算器１０においてＡ
ＴＴ２５の出力発振信号分だけ差し引かれる。すなわ
ち、この減算器９，１０において直流成分、すなわち搬
送波漏れ成分がＡＴＴ２３，２５の出力信号によって打
ち消されるように動作するのである。
【００１１】ＡＴＴ２３の出力信号は発振器６の発振信
号の位相をフェーズシフタ２２により１８０゜±θだけ
位相し、更にＡＴＴ２３によってレベル調整した発振信
号である。±θは制御回路２１によって制御される位相
角である。また、ＡＴＴ２５の出力信号は発振器６の発
振信号の位相をフェーズシフタ２２により１８０゜±θ
だけ位相し、更にそれを９０゜だけ移相器２４で移相し
た後、ＡＴＴ２５によってレベル調整した発振信号であ
る。
号の位相をフェーズシフタ２２により１８０゜±θだけ
位相し、更にＡＴＴ２３によってレベル調整した発振信
号である。±θは制御回路２１によって制御される位相
角である。また、ＡＴＴ２５の出力信号は発振器６の発
振信号の位相をフェーズシフタ２２により１８０゜±θ
だけ位相し、更にそれを９０゜だけ移相器２４で移相し
た後、ＡＴＴ２５によってレベル調整した発振信号であ
る。
【００１２】減算器９，１０を経た信号は、混合器１１
に供給され、発振器１２からの発振信号により送信され
るべき周波数へ周波数変換される。この周波数変換によ
り得られた信号は電力増幅器１３によって増幅されて送
信信号としてアンテナ１４に供給される。この送信信号
は混合器１５にも供給されるので、その一部が発振器１
２からの発振信号により送信されるべき周波数へ周波数
変換されて中間周波の帰還信号となる。中間周波の帰還
信号は混合器１６，１７に供給される。混合器１６では
中間周波の帰還信号と発振器６から出力された発振信号
とが乗算され、ベースバンドレベルで帰還信号の同相成
分Ｉとなり、一方、混合器１７では中間周波の帰還信号
と９０°移相器７から出力された９０°移相後の発振信
号とが乗算され、ベースバンドレベルで帰還信号の直交
成分Ｑとなる。
に供給され、発振器１２からの発振信号により送信され
るべき周波数へ周波数変換される。この周波数変換によ
り得られた信号は電力増幅器１３によって増幅されて送
信信号としてアンテナ１４に供給される。この送信信号
は混合器１５にも供給されるので、その一部が発振器１
２からの発振信号により送信されるべき周波数へ周波数
変換されて中間周波の帰還信号となる。中間周波の帰還
信号は混合器１６，１７に供給される。混合器１６では
中間周波の帰還信号と発振器６から出力された発振信号
とが乗算され、ベースバンドレベルで帰還信号の同相成
分Ｉとなり、一方、混合器１７では中間周波の帰還信号
と９０°移相器７から出力された９０°移相後の発振信
号とが乗算され、ベースバンドレベルで帰還信号の直交
成分Ｑとなる。
【００１３】減算器２はベースバンド信号発生器１から
出力された同相成分Ｉから帰還信号の同相成分Ｉを差し
引いて、レベル調整した同相成分Ｉを混合器４に供給す
る。減算器３はベースバンド信号発生器１から出力され
た直交成分Ｑから帰還信号の直交成分Ｑを差し引いて、
レベル調整した直交成分Ｑを混合器５に供給する。帰還
信号の同相成分Ｉに含まれる直流成分及び帰還信号の直
交成分Ｑに含まれる直流成分はＤＣ電圧検出器２０によ
って各々検出される。その検出直流電圧は制御回路２１
に供給される。
出力された同相成分Ｉから帰還信号の同相成分Ｉを差し
引いて、レベル調整した同相成分Ｉを混合器４に供給す
る。減算器３はベースバンド信号発生器１から出力され
た直交成分Ｑから帰還信号の直交成分Ｑを差し引いて、
レベル調整した直交成分Ｑを混合器５に供給する。帰還
信号の同相成分Ｉに含まれる直流成分及び帰還信号の直
交成分Ｑに含まれる直流成分はＤＣ電圧検出器２０によ
って各々検出される。その検出直流電圧は制御回路２１
に供給される。
【００１４】制御回路２１においては、図３に示したメ
インルーチンが繰り返し実行される。そのメインルーチ
ンにおいて制御回路２１は、先ず、ＤＣ電圧検出器２０
による各検出直流電圧が基準電圧ＤＣREF以下であるか
否かを判別する（ステップＳ１）。各検出直流電圧が基
準電圧ＤＣREF以下ならば、メインルーチンを一旦終了
し、このステップＳ１を再び実行する。いずれか一方の
検出直流電圧が基準電圧ＤＣREFを越えているならば、
位相シフト制御サブルーチンを実行する（ステップＳ
２）。
インルーチンが繰り返し実行される。そのメインルーチ
ンにおいて制御回路２１は、先ず、ＤＣ電圧検出器２０
による各検出直流電圧が基準電圧ＤＣREF以下であるか
否かを判別する（ステップＳ１）。各検出直流電圧が基
準電圧ＤＣREF以下ならば、メインルーチンを一旦終了
し、このステップＳ１を再び実行する。いずれか一方の
検出直流電圧が基準電圧ＤＣREFを越えているならば、
位相シフト制御サブルーチンを実行する（ステップＳ
２）。
【００１５】位相シフト制御サブルーチンにおいては、
図４に示すように、フェーズシフタ２２の位相シフト量
を単位量だけ進み方向にシフトさせる（ステップＳ２
１）。正方向への移相後、今回の検出直流電圧ＤＣNが
前回の検出直流電圧ＤＣN-1以下であるか否かを判別す
る（ステップＳ２２）。今回の検出直流電圧ＤＣNはス
テップＳ２１でフェーズシフタ２２の位相シフト量を単
位量だけ進み方向にシフトさせたことにより生じた結果
としての検出直流電圧であり、前回の検出直流電圧ＤＣ
N-1はステップＳ２１でフェーズシフタ２２の位相シフ
ト量を単位量だけ進み方向にシフトさせる直前の検出直
流電圧である。よって、ステップＳ２１の実行後、ステ
ップＳ２２を実行するまでの間に上記の結果が生じるた
めに要する所定時間の遅延があっても良い。ステップＳ
２２において、ＤＣN≦ＤＣN-1と判別されたならば、直
流電圧は減少方向にあり、その検出直流電圧ＤＣNが基
準電圧ＤＣREF以下であるか否かを判別する（ステップ
Ｓ２３）。ＤＣN≦ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる
直流成分は十分に減少したとして位相シフト制御サブル
ーチンを終了する。一方、ＤＣN＞ＤＣREFならば、帰還
信号に含まれる直流成分はまだレベルとしては高いので
ステップＳ２１に戻る。
図４に示すように、フェーズシフタ２２の位相シフト量
を単位量だけ進み方向にシフトさせる（ステップＳ２
１）。正方向への移相後、今回の検出直流電圧ＤＣNが
前回の検出直流電圧ＤＣN-1以下であるか否かを判別す
る（ステップＳ２２）。今回の検出直流電圧ＤＣNはス
テップＳ２１でフェーズシフタ２２の位相シフト量を単
位量だけ進み方向にシフトさせたことにより生じた結果
としての検出直流電圧であり、前回の検出直流電圧ＤＣ
N-1はステップＳ２１でフェーズシフタ２２の位相シフ
ト量を単位量だけ進み方向にシフトさせる直前の検出直
流電圧である。よって、ステップＳ２１の実行後、ステ
ップＳ２２を実行するまでの間に上記の結果が生じるた
めに要する所定時間の遅延があっても良い。ステップＳ
２２において、ＤＣN≦ＤＣN-1と判別されたならば、直
流電圧は減少方向にあり、その検出直流電圧ＤＣNが基
準電圧ＤＣREF以下であるか否かを判別する（ステップ
Ｓ２３）。ＤＣN≦ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる
直流成分は十分に減少したとして位相シフト制御サブル
ーチンを終了する。一方、ＤＣN＞ＤＣREFならば、帰還
信号に含まれる直流成分はまだレベルとしては高いので
ステップＳ２１に戻る。
【００１６】ステップＳ２２において、ＤＣN＞ＤＣN-1
と判別されたならば、制御回路２１はフェーズシフタ２
２の位相シフト量を単位量だけ遅れ方向にシフトさせる
（ステップＳ２４）。そして、ＤＣ電圧検出器２０によ
る検出直流電圧ＤＣNが基準電圧ＤＣREF以下であるか否
かを判別する（ステップＳ２５）。この今回の検出直流
電圧ＤＣNはステップＳ２４でフェーズシフタ２２の位
相シフト量を単位量だけ遅れ方向にシフトさせたことに
より生じた結果としての検出直流電圧である。よって、
ステップＳ２４の実行後、ステップＳ２５を実行するま
での間に上記の結果が生じるために要する所定時間の遅
延があっても良い。ステップＳ２５において、ＤＣN≦
ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる直流成分は十分に
減少したとして位相シフト制御サブルーチンを終了す
る。一方、ＤＣN＞ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる
直流成分はまだレベルとしては高いのでステップＳ２４
に戻る。
と判別されたならば、制御回路２１はフェーズシフタ２
２の位相シフト量を単位量だけ遅れ方向にシフトさせる
（ステップＳ２４）。そして、ＤＣ電圧検出器２０によ
る検出直流電圧ＤＣNが基準電圧ＤＣREF以下であるか否
かを判別する（ステップＳ２５）。この今回の検出直流
電圧ＤＣNはステップＳ２４でフェーズシフタ２２の位
相シフト量を単位量だけ遅れ方向にシフトさせたことに
より生じた結果としての検出直流電圧である。よって、
ステップＳ２４の実行後、ステップＳ２５を実行するま
での間に上記の結果が生じるために要する所定時間の遅
延があっても良い。ステップＳ２５において、ＤＣN≦
ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる直流成分は十分に
減少したとして位相シフト制御サブルーチンを終了す
る。一方、ＤＣN＞ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる
直流成分はまだレベルとしては高いのでステップＳ２４
に戻る。
【００１７】なお、位相シフト制御サブルーチンにおけ
る今回の検出直流電圧ＤＣNはステップＳ１で基準電圧
ＤＣREFを越えた方の帰還信号の電圧レベル、すなわち
帰還信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのいずれか一方の
電圧レベルである。位相シフト制御サブルーチンの終了
後、制御回路２１は、ＤＣ電圧検出器２０による各検出
直流電圧が基準電圧ＤＣREF以下であるか否かを判別す
る（ステップＳ３）。各検出直流電圧が基準電圧ＤＣ
REF以下ならば、メインルーチンを一旦終了し、上記の
ステップＳ１を再び実行することになる。いずれか一方
の検出直流電圧が基準電圧ＤＣREFを越えているなら
ば、ＡＴＴ制御サブルーチンを実行する（ステップＳ
４）。
る今回の検出直流電圧ＤＣNはステップＳ１で基準電圧
ＤＣREFを越えた方の帰還信号の電圧レベル、すなわち
帰還信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのいずれか一方の
電圧レベルである。位相シフト制御サブルーチンの終了
後、制御回路２１は、ＤＣ電圧検出器２０による各検出
直流電圧が基準電圧ＤＣREF以下であるか否かを判別す
る（ステップＳ３）。各検出直流電圧が基準電圧ＤＣ
REF以下ならば、メインルーチンを一旦終了し、上記の
ステップＳ１を再び実行することになる。いずれか一方
の検出直流電圧が基準電圧ＤＣREFを越えているなら
ば、ＡＴＴ制御サブルーチンを実行する（ステップＳ
４）。
【００１８】ＡＴＴ制御サブルーチンにおいては、図５
に示すように、ＡＴＴ２３又は２５の減衰量を単位量だ
け減少方向にシフトさせる（ステップＳ４１）。ＡＴＴ
２３又は２５の減衰量を減少した後、今回の検出直流電
圧ＤＣNが前回の検出直流電圧ＤＣN-1以下であるか否か
を判別する（ステップＳ４２）。今回の検出直流電圧Ｄ
ＣNはステップＳ４１でＡＴＴ２３又は２５の減衰量を
単位量だけ減少方向にシフトさせたことにより生じた結
果としての検出直流電圧であり、前回の検出直流電圧Ｄ
ＣN-1はステップＳ４１でＡＴＴ２３又は２５の減衰量
を単位量だけ減少方向にシフトさせる直前の検出直流電
圧である。よって、ステップＳ４１の実行後、ステップ
Ｓ４２を実行するまでの間に上記の結果が生じるために
要する所定時間の遅延があっても良い。ステップＳ４２
において、ＤＣN≦ＤＣN-1と判別されたならば、直流電
圧は減少方向にあり、その検出直流電圧ＤＣNが基準電
圧ＤＣREF以下であるか否かを判別する（ステップＳ４
３）。ＤＣN≦ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる直流
成分は十分に減少したとしてＡＴＴ制御サブルーチンを
終了する。一方、ＤＣN＞ＤＣREFならば、帰還信号に含
まれる直流成分はまだレベルとしては高いのでステップ
Ｓ４１に戻る。
に示すように、ＡＴＴ２３又は２５の減衰量を単位量だ
け減少方向にシフトさせる（ステップＳ４１）。ＡＴＴ
２３又は２５の減衰量を減少した後、今回の検出直流電
圧ＤＣNが前回の検出直流電圧ＤＣN-1以下であるか否か
を判別する（ステップＳ４２）。今回の検出直流電圧Ｄ
ＣNはステップＳ４１でＡＴＴ２３又は２５の減衰量を
単位量だけ減少方向にシフトさせたことにより生じた結
果としての検出直流電圧であり、前回の検出直流電圧Ｄ
ＣN-1はステップＳ４１でＡＴＴ２３又は２５の減衰量
を単位量だけ減少方向にシフトさせる直前の検出直流電
圧である。よって、ステップＳ４１の実行後、ステップ
Ｓ４２を実行するまでの間に上記の結果が生じるために
要する所定時間の遅延があっても良い。ステップＳ４２
において、ＤＣN≦ＤＣN-1と判別されたならば、直流電
圧は減少方向にあり、その検出直流電圧ＤＣNが基準電
圧ＤＣREF以下であるか否かを判別する（ステップＳ４
３）。ＤＣN≦ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる直流
成分は十分に減少したとしてＡＴＴ制御サブルーチンを
終了する。一方、ＤＣN＞ＤＣREFならば、帰還信号に含
まれる直流成分はまだレベルとしては高いのでステップ
Ｓ４１に戻る。
【００１９】ステップＳ４２において、ＤＣN＞ＤＣN-1
と判別されたならば、制御回路２１はＡＴＴ２３又は２
５の減衰量を単位量だけ増大方向にシフトさせる（ステ
ップＳ４４）。そして、ＤＣ電圧検出器２０による検出
直流電圧ＤＣNが基準電圧ＤＣREF以下であるか否かを判
別する（ステップＳ４５）。この今回の検出直流電圧Ｄ
ＣNはステップＳ４４でＡＴＴ２３又は２５の減衰量を
単位量だけ増大方向にシフトさせたことにより生じた結
果としての検出直流電圧である。よって、ステップＳ４
４の実行後、ステップＳ４５を実行するまでの間に上記
の結果が生じるために要する所定時間の遅延があっても
良い。ステップＳ４５において、ＤＣ N≦ＤＣREFなら
ば、帰還信号に含まれる直流成分は十分に減少したとし
てＡＴＴ制御サブルーチンを終了する。一方、ＤＣN＞
ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる直流成分はまだレ
ベルとしては高いのでステップＳ４４に戻る。
と判別されたならば、制御回路２１はＡＴＴ２３又は２
５の減衰量を単位量だけ増大方向にシフトさせる（ステ
ップＳ４４）。そして、ＤＣ電圧検出器２０による検出
直流電圧ＤＣNが基準電圧ＤＣREF以下であるか否かを判
別する（ステップＳ４５）。この今回の検出直流電圧Ｄ
ＣNはステップＳ４４でＡＴＴ２３又は２５の減衰量を
単位量だけ増大方向にシフトさせたことにより生じた結
果としての検出直流電圧である。よって、ステップＳ４
４の実行後、ステップＳ４５を実行するまでの間に上記
の結果が生じるために要する所定時間の遅延があっても
良い。ステップＳ４５において、ＤＣ N≦ＤＣREFなら
ば、帰還信号に含まれる直流成分は十分に減少したとし
てＡＴＴ制御サブルーチンを終了する。一方、ＤＣN＞
ＤＣREFならば、帰還信号に含まれる直流成分はまだレ
ベルとしては高いのでステップＳ４４に戻る。
【００２０】なお、このＡＴＴ制御サブルーチンにおけ
る今回の検出直流電圧ＤＣNはステップＳ３で基準電圧
ＤＣREFを越えた方の帰還信号の電圧レベル、すなわち
帰還信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのいずれか一方の
電圧レベルである。帰還信号の両方成分の直流電圧が基
準電圧ＤＣREFを越えている場合には同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑ各々についてＡＴＴ制御サブルーチンを実行す
ればよい。
る今回の検出直流電圧ＤＣNはステップＳ３で基準電圧
ＤＣREFを越えた方の帰還信号の電圧レベル、すなわち
帰還信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのいずれか一方の
電圧レベルである。帰還信号の両方成分の直流電圧が基
準電圧ＤＣREFを越えている場合には同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑ各々についてＡＴＴ制御サブルーチンを実行す
ればよい。
【００２１】このように位相シフト制御サブルーチンが
繰り返し実行されることにより、その位相シフト制御結
果が帰還信号の直流成分として表れ、それを減少させる
ように位相シフト制御動作が行われるので、フェーズシ
フタ２２の位相シフト量は適切化されることになる。ま
た、ＡＴＴ制御サブルーチンが繰り返し実行されること
により、その減衰量制御結果が帰還信号の直流成分とし
て表れ、それを減少させるようにＡＴＴ制御動作が行わ
れるので、ＡＴＴ２３，２５の減衰量は適切化されるこ
とになる。よって、位相シフト制御サブルーチン及びＡ
ＴＴ制御サブルーチンの両方により適切な位相シフト量
及び減衰量に収束することになり、結果として帰還信号
中の直流成分、すなわち搬送波漏れが減少されることに
なる。
繰り返し実行されることにより、その位相シフト制御結
果が帰還信号の直流成分として表れ、それを減少させる
ように位相シフト制御動作が行われるので、フェーズシ
フタ２２の位相シフト量は適切化されることになる。ま
た、ＡＴＴ制御サブルーチンが繰り返し実行されること
により、その減衰量制御結果が帰還信号の直流成分とし
て表れ、それを減少させるようにＡＴＴ制御動作が行わ
れるので、ＡＴＴ２３，２５の減衰量は適切化されるこ
とになる。よって、位相シフト制御サブルーチン及びＡ
ＴＴ制御サブルーチンの両方により適切な位相シフト量
及び減衰量に収束することになり、結果として帰還信号
中の直流成分、すなわち搬送波漏れが減少されることに
なる。
【００２２】上記した実施例においては、ディジタル変
調回路として直交変調回路を示したが、これに限定され
るものではなく、単側波帯変調（ＳＳＢ）、残留側波帯
変調等の他の搬送波抑圧方式のディジタル変調回路に本
発明を適用することができる。
調回路として直交変調回路を示したが、これに限定され
るものではなく、単側波帯変調（ＳＳＢ）、残留側波帯
変調等の他の搬送波抑圧方式のディジタル変調回路に本
発明を適用することができる。
【００２３】
【発明の効果】以上のように、本発明の搬送波抑圧方式
のディジタル変調回路を備えた送信機においては、送信
信号の一部をベースバンドレベルの帰還信号に変換して
それをベースバンド信号に混合される帰還ループが形成
され、その帰還信号の直流成分の検出レベルに応じた位
相及び振幅を有する発振信号が生成され、その発振信号
が変調回路の出力信号に対しその出力信号中の搬送波漏
れ成分を打ち消すように作用する。よって、送信出力中
の搬送波漏れを良好に減少させることができるので、通
信の安定度、特に変調精度を高めることができるのであ
る。
のディジタル変調回路を備えた送信機においては、送信
信号の一部をベースバンドレベルの帰還信号に変換して
それをベースバンド信号に混合される帰還ループが形成
され、その帰還信号の直流成分の検出レベルに応じた位
相及び振幅を有する発振信号が生成され、その発振信号
が変調回路の出力信号に対しその出力信号中の搬送波漏
れ成分を打ち消すように作用する。よって、送信出力中
の搬送波漏れを良好に減少させることができるので、通
信の安定度、特に変調精度を高めることができるのであ
る。
【図１】搬送波漏れによって生じる復調ディジタル信号
中の直流成分を示す図である。
中の直流成分を示す図である。
【図２】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図３】図２の送信機中の制御回路の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図４】位相シフト制御サブルーチンによる動作を示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図５】ＡＴＴ制御サブルーチンによる動作を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
１ ベースバンド信号発生器 ６，１２ 発振器 １３ 電力増幅器 ２０ ＤＣ電圧検出器 ２１ 制御回路 ２２ フェーズシフタ ２３，２５ ＡＴＴ
Claims (7)
- 【請求項１】 ディジタル情報を示すベースバンド信号
を入力する搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備え
た送信機であって、 前記変調回路の出力信号を周波数変換してアンテナに供
給すべき送信信号を生成する出力手段と、 前記送信信号の一部を得てそれをベースバンドレベルの
帰還信号に変換して前記ベースバンド信号に混合する帰
還手段と、 前記帰還信号の直流成分レベルに応じた位相及び振幅を
有する調整用発振信号を生成する制御手段と、 前記変調回路と前記出力手段との間において前記変調回
路の出力信号中の搬送波漏れ成分を打ち消すように前記
発振信号を前記変調回路の出力信号に対し作用させる除
去手段とを有することを特徴とする送信機。 - 【請求項２】 前記ベースバンド信号は同相成分と直交
成分とからなり、 前記ディジタル変調回路は直交変調回路からなり、 前記帰還手段は前記帰還信号を同相成分及び直交成分に
分離して生成する手段と、前記ベースバンド信号の同相
成分から前記帰還信号の同相成分を差し引く第１減算手
段と、前記ベースバンド信号の直交成分から前記帰還信
号の直交成分を差し引く第２減算手段とを有し、 前記制御手段は２つの互いに９０°の位相差を有する前
記調整用発振信号を発生し、 前記除去手段は前記変調回路と前記出力手段との間に直
列に接続された第３及び第４減算手段とを有し、前記第
３減算手段は前記変調回路の出力信号から前記調整用発
振信号の一方を差し引き、第４減算手段は前記第３減算
手段の出力信号から前記調整用発振信号の他方を差し引
いてその結果の信号を前記出力手段に供給することを特
徴とする請求項１記載の送信機。 - 【請求項３】 前記直交変調回路は、第１発振信号を発
生する手段と、前記第１発振信号を９０°移相する手段
と、前記第１減算手段の出力信号に前記第１発振信号を
乗算する第１混合手段と、前記第２減算手段の出力信号
に前記第１発振信号を９０°移相した信号を乗算する第
２混合手段と、前記第１及び第２混合手段の各出力信号
を加算する手段とからなることを特徴とする請求項３記
載の送信機。 - 【請求項４】 前記制御手段は、前記第１発振信号を入
力するフェーズシフタと、前記フェーズシフタの出力信
号を減衰させて前記一方の調整用発振信号とする第１ア
ッテネータと、前記フェーズシフタの出力信号を９０°
だけ移相させる移相器と、前記移相器の出力信号を減衰
させて前記他方の調整用発振信号とする第２アッテネー
タと、前記フェーズシフタの移相量並びに前記第１及び
第２アッテネータの減衰量を前記帰還信号の同相成分及
び直交成分の各直流成分レベルに応じて調整する手段と
を有することを特徴とする請求項２又は３記載の送信
機。 - 【請求項５】 前記制御手段は前記直流成分レベルが基
準電圧以下になるように前記発振信号の位相及び振幅を
調整することを特徴とする請求項１記載の送信機。 - 【請求項６】 前記制御手段は前記帰還信号の直流成分
レベルを検出する検出手段を有することを特徴とする請
求項１記載の送信機。 - 【請求項７】 前記出力手段は前記ディジタル変調回路
の出力信号を周波数変換するアップコンバート手段と、
前記アップコンバート手段の出力信号を増幅して前記送
信信号としてアンテナに供給する電力増幅手段とを含む
ことを特徴とする請求項１記載の送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21454895A JPH0964782A (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備えた送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21454895A JPH0964782A (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備えた送信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964782A true JPH0964782A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=16657570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21454895A Pending JPH0964782A (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 搬送波抑圧方式のディジタル変調回路を備えた送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0964782A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2389474A (en) * | 2002-01-11 | 2003-12-10 | Roke Manor Research | Amplifier system for a transmitter wherein a leakage signal from a local oscillator is minimised |
-
1995
- 1995-08-23 JP JP21454895A patent/JPH0964782A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2389474A (en) * | 2002-01-11 | 2003-12-10 | Roke Manor Research | Amplifier system for a transmitter wherein a leakage signal from a local oscillator is minimised |
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