JPH0969862A - ディジタル無線通信受信機 - Google Patents
ディジタル無線通信受信機Info
- Publication number
- JPH0969862A JPH0969862A JP7223600A JP22360095A JPH0969862A JP H0969862 A JPH0969862 A JP H0969862A JP 7223600 A JP7223600 A JP 7223600A JP 22360095 A JP22360095 A JP 22360095A JP H0969862 A JPH0969862 A JP H0969862A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- bit sequence
- sequence
- symbol
- estimation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Abandoned
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W56/00—Synchronisation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/06—Synchronising arrangements
- H04J3/0602—Systems characterised by the synchronising information used
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
- H04W88/02—Terminal devices
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 この発明は受信情報における小さいビット誤
り率を保持しつつ、良好な同期語検出特性を有するディ
ジタル無線通信受信機を得ることを課題としている。 【解決手段】 このディジタル無線通信受信機は、受信
信号から１シンボルごとに検波を行い受信ビット系列５
を出力する１シンボル単位の復調手段と、複数のシンボ
ルにわたる受信信号系列から受信ビット系列９を出力す
る最尤系列推定を伴う復調手段と、上記最尤系列推定を
伴う復調手段の出力の受信ビット系列のタイミングに一
致させた、１シンボル単位の復調手段の出力の受信ビッ
ト系列により同期語検出、又は不検出を判定する同期語
検出手段１２と、上記同期語検出情報をもとに受信フレ
ームのタイミング判定及び必要に応じて送信タイミング
の制御を行う同期制御手段１３と、上記最尤系列推定を
伴う復調手段の出力から受信情報を抽出する受信情報抽
出手段１８と、を備えたことを特徴とする。
り率を保持しつつ、良好な同期語検出特性を有するディ
ジタル無線通信受信機を得ることを課題としている。 【解決手段】 このディジタル無線通信受信機は、受信
信号から１シンボルごとに検波を行い受信ビット系列５
を出力する１シンボル単位の復調手段と、複数のシンボ
ルにわたる受信信号系列から受信ビット系列９を出力す
る最尤系列推定を伴う復調手段と、上記最尤系列推定を
伴う復調手段の出力の受信ビット系列のタイミングに一
致させた、１シンボル単位の復調手段の出力の受信ビッ
ト系列により同期語検出、又は不検出を判定する同期語
検出手段１２と、上記同期語検出情報をもとに受信フレ
ームのタイミング判定及び必要に応じて送信タイミング
の制御を行う同期制御手段１３と、上記最尤系列推定を
伴う復調手段の出力から受信情報を抽出する受信情報抽
出手段１８と、を備えたことを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は受信情報における
小さいビット誤り率を保持し、且つ良好な同期語検出特
性を有するディジタル無線通信受信機に関する。
小さいビット誤り率を保持し、且つ良好な同期語検出特
性を有するディジタル無線通信受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信においては、受信し
た信号を検波することにより受信ビット系列を抽出し、
その受信ビット系列においてフレームのタイミングを検
出することにより正しい受信情報の抽出が行われる。一
般に、フレームタイミングの検出は、フレーム内の所定
の位置に置かれた自己相関の鋭いビット系列、即ち、同
期語を検出することにより行われる。同期語は、また、
Sync word 、Unique word などとも呼ばれる。受信信号
の復調方法は、包絡線検波、同期検波、遅延検波など１
シンボルごとにその時点の受信信号をもとに検波する方
法のほか、複数シンボルにわたる受信信号系列から受信
ビット系列を出力する最尤系列推定を伴う復調方式もあ
る。最尤系列推定を伴う復調方式は、１シンボルごとに
その時点の受信信号をもとに検波する方法に比べて、ラ
ンダム雑音環境下でのビット誤り率が改善されることが
知られている。
た信号を検波することにより受信ビット系列を抽出し、
その受信ビット系列においてフレームのタイミングを検
出することにより正しい受信情報の抽出が行われる。一
般に、フレームタイミングの検出は、フレーム内の所定
の位置に置かれた自己相関の鋭いビット系列、即ち、同
期語を検出することにより行われる。同期語は、また、
Sync word 、Unique word などとも呼ばれる。受信信号
の復調方法は、包絡線検波、同期検波、遅延検波など１
シンボルごとにその時点の受信信号をもとに検波する方
法のほか、複数シンボルにわたる受信信号系列から受信
ビット系列を出力する最尤系列推定を伴う復調方式もあ
る。最尤系列推定を伴う復調方式は、１シンボルごとに
その時点の受信信号をもとに検波する方法に比べて、ラ
ンダム雑音環境下でのビット誤り率が改善されることが
知られている。
【０００３】従来例１．図８は、従来の最尤系列推定を
伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機の例を
示す構成ブロック図である。なお、以下の従来例では、
変調方式として差動符号による位相シフトキーイング
（以後、差動ＰＳＫと呼ぶ）を採用している場合につい
て説明する。図８において、１１１は受信アンテナ、１
１２はダウンコンバータ、１はその出力である中間周波
数帯の受信信号、６は最尤系列推定を伴う検波器、７は
その出力、８は検波器出力７を対応するビット系列に置
き換えるマッピング回路、９はその出力である受信ビッ
ト系列、１２は受信ビット系列９より同期語を検出する
同期語検出器、１３は同期語検出器における相関検出し
きい値、１４は同期語検出パルス、１５は同期語不検出
パルス、１６は同期語の検出結果に基づいてフレームの
同期を制御する同期制御器、１７は受信フレームタイミ
ング情報、１８は受信フレームタイミング情報１７に従
い受信ビット系列９から受信情報を抽出する受信情報抽
出器、１９はその出力である受信情報を表す。
伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機の例を
示す構成ブロック図である。なお、以下の従来例では、
変調方式として差動符号による位相シフトキーイング
（以後、差動ＰＳＫと呼ぶ）を採用している場合につい
て説明する。図８において、１１１は受信アンテナ、１
１２はダウンコンバータ、１はその出力である中間周波
数帯の受信信号、６は最尤系列推定を伴う検波器、７は
その出力、８は検波器出力７を対応するビット系列に置
き換えるマッピング回路、９はその出力である受信ビッ
ト系列、１２は受信ビット系列９より同期語を検出する
同期語検出器、１３は同期語検出器における相関検出し
きい値、１４は同期語検出パルス、１５は同期語不検出
パルス、１６は同期語の検出結果に基づいてフレームの
同期を制御する同期制御器、１７は受信フレームタイミ
ング情報、１８は受信フレームタイミング情報１７に従
い受信ビット系列９から受信情報を抽出する受信情報抽
出器、１９はその出力である受信情報を表す。
【０００４】次に、図８に示した受信機の動作について
説明する。受信アンテナ１１１で受けた受信搬送波はダ
ウンコンバータ１１２で中間周波数帯に変換され、受信
信号１として検波器６へ入力される。検波器６は、例え
ば下記の従来例２，３に示すような最尤系列推定を伴う
復調方式により受信信号１を復調し、検波信号７を出力
する。マッピング回路８は、検波器出力７を対応するビ
ット系列に置き換え、受信ビット系列９を出力する。デ
ィジタル無線通信における受信ビット系列は、例えば図
９（ａ）に示すようにフレームを組み合わせて、あるい
は、図９（ｂ）に示すようにバーストにより構成され
る。図９（ａ）において、ＳＷ１２１は同期語、ＤＡＴ
Ａ１２２は受信情報を含むデータ部である。また、図９
（ｂ）において、Ｐ１２３は搬送波再生、シンボルタイ
ミング再生などに用いられる固定ビット列である。同期
語検出器１２は受信したビット系列９と予め用意した参
照同期語パターンとを比較し、不一致ビット数が所定の
しきい値以下であれば、同期語検出パルス１４を出力す
る。また、本来同期語のあるべきタイミングにおいて不
一致ビット数が所定のしきい値を超えていた場合は、同
期語不一致パルス１５を出力する。同期制御器１６は同
期語検出パルス１４及び同期語不検出パルス１５をもと
に受信フレームタイミングの推定を行う。時分割多元接
続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）に基
づく通信系では、受信したフレームのタイミングに送信
するバーストのタイミングを従属同期させる必要があ
る。このような場合、同期制御器１６は送信タイミング
の調整を行う機能も有する。同期制御器１６は受信フレ
ームタイミング情報１７を出力する。受信情報抽出器１
８は受信フレームタイミング情報１７により得られたフ
レームタイミングをもとに受信ビット系列９より受信情
報１９を抽出し、出力する。
説明する。受信アンテナ１１１で受けた受信搬送波はダ
ウンコンバータ１１２で中間周波数帯に変換され、受信
信号１として検波器６へ入力される。検波器６は、例え
ば下記の従来例２，３に示すような最尤系列推定を伴う
復調方式により受信信号１を復調し、検波信号７を出力
する。マッピング回路８は、検波器出力７を対応するビ
ット系列に置き換え、受信ビット系列９を出力する。デ
ィジタル無線通信における受信ビット系列は、例えば図
９（ａ）に示すようにフレームを組み合わせて、あるい
は、図９（ｂ）に示すようにバーストにより構成され
る。図９（ａ）において、ＳＷ１２１は同期語、ＤＡＴ
Ａ１２２は受信情報を含むデータ部である。また、図９
（ｂ）において、Ｐ１２３は搬送波再生、シンボルタイ
ミング再生などに用いられる固定ビット列である。同期
語検出器１２は受信したビット系列９と予め用意した参
照同期語パターンとを比較し、不一致ビット数が所定の
しきい値以下であれば、同期語検出パルス１４を出力す
る。また、本来同期語のあるべきタイミングにおいて不
一致ビット数が所定のしきい値を超えていた場合は、同
期語不一致パルス１５を出力する。同期制御器１６は同
期語検出パルス１４及び同期語不検出パルス１５をもと
に受信フレームタイミングの推定を行う。時分割多元接
続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）に基
づく通信系では、受信したフレームのタイミングに送信
するバーストのタイミングを従属同期させる必要があ
る。このような場合、同期制御器１６は送信タイミング
の調整を行う機能も有する。同期制御器１６は受信フレ
ームタイミング情報１７を出力する。受信情報抽出器１
８は受信フレームタイミング情報１７により得られたフ
レームタイミングをもとに受信ビット系列９より受信情
報１９を抽出し、出力する。
【０００５】従来例２．図１０は、従来の最尤系列推定
を伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機の検
波器６の内部構成例を示す構成ブロック図である。図１
０は、“差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う遅延検波
方式”，電子情報通信学会論文誌，Vol.J76-B-II，No.1
0 ，pp.783-792（1993．10）の図２を引用したものであ
る。図１０において、６ａで示した鎖線の囲みが最尤系
列推定を伴う検波器６に相当する。２０，２３ａ〜２３
ｃは信号を１シンボル長だけ遅延させる遅延素子、２１
は入力された２つの信号の位相差を出力する位相検波
器、２２はその出力、２４ａ〜２４ｃは２πを法とする
加算器、２５ａ〜２５ｃはその出力、２６は位相差信号
系列をなす１シンボル位相差信号２２及び多重位相差信
号２５ａ〜２５ｃより送信された位相系列を推定する位
相系列推定器である。即ち、この検波器６ａは、多重シ
ンボルの遅延検波出力より信号を復調している。以後、
このように、複数の多重シンボルを用いて受信信号を復
調するという特徴を有する検波器を多重遅延検波器と呼
ぶ。
を伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機の検
波器６の内部構成例を示す構成ブロック図である。図１
０は、“差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う遅延検波
方式”，電子情報通信学会論文誌，Vol.J76-B-II，No.1
0 ，pp.783-792（1993．10）の図２を引用したものであ
る。図１０において、６ａで示した鎖線の囲みが最尤系
列推定を伴う検波器６に相当する。２０，２３ａ〜２３
ｃは信号を１シンボル長だけ遅延させる遅延素子、２１
は入力された２つの信号の位相差を出力する位相検波
器、２２はその出力、２４ａ〜２４ｃは２πを法とする
加算器、２５ａ〜２５ｃはその出力、２６は位相差信号
系列をなす１シンボル位相差信号２２及び多重位相差信
号２５ａ〜２５ｃより送信された位相系列を推定する位
相系列推定器である。即ち、この検波器６ａは、多重シ
ンボルの遅延検波出力より信号を復調している。以後、
このように、複数の多重シンボルを用いて受信信号を復
調するという特徴を有する検波器を多重遅延検波器と呼
ぶ。
【０００６】次に、図１０の動作について説明する。受
信信号１は、２分され一方は位相検波器２１に、他方は
遅延素子２０に入力される。即ち、シンボル時刻ｉにお
ける受信信号１の位相角をθ(0)iとすると、１シンボル
位相差信号θ(1)iは、次式で与えられる。 θ(1)i＝θ(0)iーθ(0)i-1 （１） 次に、２シンボル位相差信号２５ａ，３シンボル位相差
信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃを生成す
る。ｎ（ｎ＝２，３，…，Ｎ）シンボル位相差信号θ
(n)iは、次式で与えられる。 θ(n)i＝θ(0)iーθ(0)1-n ＝θ(n-1)i＋θ(1)i-n+1 （２） この関係を利用し、２シンボル位相差信号２５ａ，３シ
ンボル位相差信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２
５ｃを次のように生成する。例えば、２シンボル位相差
信号２５ａについては、１シンボル位相差信号２２と、
これを遅延素子２３ａを介した信号（θ(1)i-1に相当す
る）とを２πを法とする加算器２４ａに入力し、その出
力を２シンボル位相差信号２５ａとする。３シンボル位
相差信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃにつ
いても同様であり、それぞれ２シンボル位相差信号，
…，Ｎ−１シンボル位相差信号と、２，…，Ｎ−１個の
遅延素子２３ｂ〜２３ｃを介した１シンボル位相差信号
を２πを法とする加算器２４ｂ〜２４ｃに入力し、その
出力を３シンボル位相差信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位
相差信号２５ｃとする。このようにして得られた１シン
ボル位相差信号２２、２シンボル位相差信号２５ａ，
…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃは、１シンボル位相差
信号２２を入力とし、式（３）に示す生成多項式Ｇ1 ，
Ｇ2 ，…，ＧN に従う拘束長Ｎの畳み込み符号となる。 Ｇ1 ＝１ Ｇ2 ＝１＋Ｄ （３） ： ＧN ＝１＋Ｄ＋…＋ＤN-1 但し、Ｄは１シンボルの遅延を表す遅延演算子である。
畳み込み符号を構成する１シンボル位相差信号２２，２
シンボル位相差信号２５ａ，３シンボル位相差信号２５
ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃは位相系列推定器
２６に入力される。位相系列推定器２６は、例えば、ビ
タビアルゴリズムのような最尤系列推定アルゴリズム
（（以後、最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequenc
e Estimation）をＭＬＳＥと呼ぶ））に従い、差動位相
系列７ａを推定し出力する。差動位相系列７ａは、図８
における差動位相信号７に相当する。
信信号１は、２分され一方は位相検波器２１に、他方は
遅延素子２０に入力される。即ち、シンボル時刻ｉにお
ける受信信号１の位相角をθ(0)iとすると、１シンボル
位相差信号θ(1)iは、次式で与えられる。 θ(1)i＝θ(0)iーθ(0)i-1 （１） 次に、２シンボル位相差信号２５ａ，３シンボル位相差
信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃを生成す
る。ｎ（ｎ＝２，３，…，Ｎ）シンボル位相差信号θ
(n)iは、次式で与えられる。 θ(n)i＝θ(0)iーθ(0)1-n ＝θ(n-1)i＋θ(1)i-n+1 （２） この関係を利用し、２シンボル位相差信号２５ａ，３シ
ンボル位相差信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２
５ｃを次のように生成する。例えば、２シンボル位相差
信号２５ａについては、１シンボル位相差信号２２と、
これを遅延素子２３ａを介した信号（θ(1)i-1に相当す
る）とを２πを法とする加算器２４ａに入力し、その出
力を２シンボル位相差信号２５ａとする。３シンボル位
相差信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃにつ
いても同様であり、それぞれ２シンボル位相差信号，
…，Ｎ−１シンボル位相差信号と、２，…，Ｎ−１個の
遅延素子２３ｂ〜２３ｃを介した１シンボル位相差信号
を２πを法とする加算器２４ｂ〜２４ｃに入力し、その
出力を３シンボル位相差信号２５ｂ，…，Ｎシンボル位
相差信号２５ｃとする。このようにして得られた１シン
ボル位相差信号２２、２シンボル位相差信号２５ａ，
…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃは、１シンボル位相差
信号２２を入力とし、式（３）に示す生成多項式Ｇ1 ，
Ｇ2 ，…，ＧN に従う拘束長Ｎの畳み込み符号となる。 Ｇ1 ＝１ Ｇ2 ＝１＋Ｄ （３） ： ＧN ＝１＋Ｄ＋…＋ＤN-1 但し、Ｄは１シンボルの遅延を表す遅延演算子である。
畳み込み符号を構成する１シンボル位相差信号２２，２
シンボル位相差信号２５ａ，３シンボル位相差信号２５
ｂ，…，Ｎシンボル位相差信号２５ｃは位相系列推定器
２６に入力される。位相系列推定器２６は、例えば、ビ
タビアルゴリズムのような最尤系列推定アルゴリズム
（（以後、最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequenc
e Estimation）をＭＬＳＥと呼ぶ））に従い、差動位相
系列７ａを推定し出力する。差動位相系列７ａは、図８
における差動位相信号７に相当する。
【０００７】従来例３．図１１は、従来の最尤系列推定
を伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機の検
波器６の他の内部構成例を示す構成ブロック図である。
図１１は、先に示したものと同一の参照文献の図６を引
用したものである。図において、６ｂで示した部分が多
重遅延検波器６に相当する。２０，３５ａ〜３５ｃは信
号を１シンボル長だけ遅延させる遅延素子、２１は入力
された２つの信号の位相差を出力する位相検波器、２２
はその出力であり、これらは図１０に示したものと同等
である。３３は位相検波出力２２より送信差動位相を推
定する信号位相仮推定器、３４はその出力、３６ａ〜３
６ｅは２πを法とする加算器、３７ａは仮推定器出力２
２と１シンボル位相差信号１５の差である第１残差信
号、３７ｂ，３７ｃ，３７ｄはそれぞれ第２，第３，第
Ｎ残差信号、３８はＭＬＳＥアルゴリズムに従う位相系
列推定器、３９はその出力、７ｂは位相系列推定器出力
３９と仮推定器出力３４を加算した復調差動位相系列で
あり、図８の７に相当する。
を伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機の検
波器６の他の内部構成例を示す構成ブロック図である。
図１１は、先に示したものと同一の参照文献の図６を引
用したものである。図において、６ｂで示した部分が多
重遅延検波器６に相当する。２０，３５ａ〜３５ｃは信
号を１シンボル長だけ遅延させる遅延素子、２１は入力
された２つの信号の位相差を出力する位相検波器、２２
はその出力であり、これらは図１０に示したものと同等
である。３３は位相検波出力２２より送信差動位相を推
定する信号位相仮推定器、３４はその出力、３６ａ〜３
６ｅは２πを法とする加算器、３７ａは仮推定器出力２
２と１シンボル位相差信号１５の差である第１残差信
号、３７ｂ，３７ｃ，３７ｄはそれぞれ第２，第３，第
Ｎ残差信号、３８はＭＬＳＥアルゴリズムに従う位相系
列推定器、３９はその出力、７ｂは位相系列推定器出力
３９と仮推定器出力３４を加算した復調差動位相系列で
あり、図８の７に相当する。
【０００８】次に、図１１の動作について説明する。１
シンボル位相差信号２２の生成方法は図１０に示した方
法と同じなので説明を省略する。１シンボル位相差信号
２２は信号位相仮推定器３３に入力され、仮の差動位相
推定値３４が推定される。例えば、４相差動位相シフト
キーイングを採用している場合は、信号位相推定器３３
はπ／４，３π／４，５π／４，７π／４のうち１シン
ボル位相差信号２２にもっとも近い値を差動位相推定値
３４として出力する。２πを法とする加算器３５ａに
は、１シンボル位相差信号２２と、差動位相推定値３４
が入力され、両者の差である第１残差信号３７ａが出力
される。即ち、１シンボル位相差信号をθ(1)i，差動位
相推定値３４をΔθi ，１シンボル残差信号３７ａをε
(1)iとすると、次式が成立する。 ε(1)i＝θ(1)iーΔθi （４） この第１残差信号３７ａをもとに、第２残差信号３７
ｂ，第３残差信号３７ｃ，…，第Ｎ残差信号３７ｄを生
成する。第ｎ残差信号ε(n)iは式（２）と同様の扱いに
より、式（５）で与えられる。 ε(n)i＝ε(n-1)i＋ε(1)i-n+1 （５） 第１残差信号３７ａ，第２残差信号３７ｂ，…，第Ｎ残
差信号３７ｄは、位相系列推定器３８に入力される。位
相系列推定器３８は、ＭＬＳＥアルゴリズムに従い動作
する。仮の差動信号推定値３４と位相系列推定器３８の
出力３９を２πを法とする加算器３６ｅに入力し、差動
位相系列７ｂを得る。即ち、本従来例は、ＳＳＴ(Scarc
e State Transition) 型ビタビ復号法を適用し、最尤系
列推定における状態数の削減を図っている。差動位相系
列７ｂは、図８における復調差動位相系列７に相当す
る。
シンボル位相差信号２２の生成方法は図１０に示した方
法と同じなので説明を省略する。１シンボル位相差信号
２２は信号位相仮推定器３３に入力され、仮の差動位相
推定値３４が推定される。例えば、４相差動位相シフト
キーイングを採用している場合は、信号位相推定器３３
はπ／４，３π／４，５π／４，７π／４のうち１シン
ボル位相差信号２２にもっとも近い値を差動位相推定値
３４として出力する。２πを法とする加算器３５ａに
は、１シンボル位相差信号２２と、差動位相推定値３４
が入力され、両者の差である第１残差信号３７ａが出力
される。即ち、１シンボル位相差信号をθ(1)i，差動位
相推定値３４をΔθi ，１シンボル残差信号３７ａをε
(1)iとすると、次式が成立する。 ε(1)i＝θ(1)iーΔθi （４） この第１残差信号３７ａをもとに、第２残差信号３７
ｂ，第３残差信号３７ｃ，…，第Ｎ残差信号３７ｄを生
成する。第ｎ残差信号ε(n)iは式（２）と同様の扱いに
より、式（５）で与えられる。 ε(n)i＝ε(n-1)i＋ε(1)i-n+1 （５） 第１残差信号３７ａ，第２残差信号３７ｂ，…，第Ｎ残
差信号３７ｄは、位相系列推定器３８に入力される。位
相系列推定器３８は、ＭＬＳＥアルゴリズムに従い動作
する。仮の差動信号推定値３４と位相系列推定器３８の
出力３９を２πを法とする加算器３６ｅに入力し、差動
位相系列７ｂを得る。即ち、本従来例は、ＳＳＴ(Scarc
e State Transition) 型ビタビ復号法を適用し、最尤系
列推定における状態数の削減を図っている。差動位相系
列７ｂは、図８における復調差動位相系列７に相当す
る。
【０００９】図１２は多重遅延検波出力ビット系列９と
１シンボル遅延検波出力ビット系列５の状態を比較した
ものである。図１２（ａ）は、従来例３においてＮ＝２
とした場合の多重遅延検波出力ビット系列と、１シンボ
ル遅延検波出力ビット系列のガウス雑音下でのビット誤
り率対Ｅb ／Ｎo （ビットエネルギー対熱雑音電力比）
特性を表している。図１２（ａ）に示すように、ガウス
雑音下でのビット誤り率は、多重遅延検波出力ビット系
列の方が小さく、１シンボル遅延検波出力ビット系列よ
り優れている。一方、図１２（ｂ）は、Ｅb ／Ｎo を一
定にしたときの２４ビット同期語の不検出確率対相関し
きい値特性を表している。図１２（ｂ）に示すように、
ガウス雑音下で相関しきい値が大きいときの同期語不検
出確率は、多重遅延検波出力ビット系列の方が１シンボ
ル遅延検波出力ビット系列に比べて大きくなり、多重遅
延検波出力ビット系列の同期語検出特性は劣化する。
１シンボル遅延検波出力ビット系列５の状態を比較した
ものである。図１２（ａ）は、従来例３においてＮ＝２
とした場合の多重遅延検波出力ビット系列と、１シンボ
ル遅延検波出力ビット系列のガウス雑音下でのビット誤
り率対Ｅb ／Ｎo （ビットエネルギー対熱雑音電力比）
特性を表している。図１２（ａ）に示すように、ガウス
雑音下でのビット誤り率は、多重遅延検波出力ビット系
列の方が小さく、１シンボル遅延検波出力ビット系列よ
り優れている。一方、図１２（ｂ）は、Ｅb ／Ｎo を一
定にしたときの２４ビット同期語の不検出確率対相関し
きい値特性を表している。図１２（ｂ）に示すように、
ガウス雑音下で相関しきい値が大きいときの同期語不検
出確率は、多重遅延検波出力ビット系列の方が１シンボ
ル遅延検波出力ビット系列に比べて大きくなり、多重遅
延検波出力ビット系列の同期語検出特性は劣化する。
【００１０】それは以下のような理由による。一般に、
ＭＬＳＥアルゴリズムは、ランダムな誤りに対する優れ
た誤り訂正能力を有するが、バースト誤りに対する復調
能力は比較的乏しい。いま、図１３に示すように、受信
信号１において数シンボルの連続した位相誤り、即ちバ
ースト誤り１０１が発生している場合を考える。このと
き、１シンボル遅延検波出力ビット系列におけるシンボ
ル誤りは、図１３の５０１に示すように、高々実際に誤
っているシンボルの隣のシンボルに波及するのみであ
る。これにに対して、多重遅延検波出力ビット系列にお
けるシンボル誤りは、ＭＬＳＥアルゴリズムにより完全
に誤った系列推定が行われ、図１３の９０１に示すよう
に、受信信号において誤っているシンボルより相当多数
のシンボルが誤ってしまうことがある。このような場
合、多重遅延検波出力ビット系列のビット誤り率は、１
シンボル遅延検波出力ビット系列のそれに比べて劣化す
ることになる。そして、大きな相関しきい値によっても
同期語が検出できないようなときは、受信信号における
同期語の範囲内でバースト誤りが生じている場合が多
く、このようなときは、多重遅延検波出力ビット系列の
同期語不検出確率は、１シンボル遅延検波出力ビット系
列のそれに比べて大きくなる。従来例２についても同様
のことが言える。
ＭＬＳＥアルゴリズムは、ランダムな誤りに対する優れ
た誤り訂正能力を有するが、バースト誤りに対する復調
能力は比較的乏しい。いま、図１３に示すように、受信
信号１において数シンボルの連続した位相誤り、即ちバ
ースト誤り１０１が発生している場合を考える。このと
き、１シンボル遅延検波出力ビット系列におけるシンボ
ル誤りは、図１３の５０１に示すように、高々実際に誤
っているシンボルの隣のシンボルに波及するのみであ
る。これにに対して、多重遅延検波出力ビット系列にお
けるシンボル誤りは、ＭＬＳＥアルゴリズムにより完全
に誤った系列推定が行われ、図１３の９０１に示すよう
に、受信信号において誤っているシンボルより相当多数
のシンボルが誤ってしまうことがある。このような場
合、多重遅延検波出力ビット系列のビット誤り率は、１
シンボル遅延検波出力ビット系列のそれに比べて劣化す
ることになる。そして、大きな相関しきい値によっても
同期語が検出できないようなときは、受信信号における
同期語の範囲内でバースト誤りが生じている場合が多
く、このようなときは、多重遅延検波出力ビット系列の
同期語不検出確率は、１シンボル遅延検波出力ビット系
列のそれに比べて大きくなる。従来例２についても同様
のことが言える。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の最尤系列推定を
伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機は、以
上のように構成されていて、多重遅延検波出力ビット系
列のランダム誤り環境における平均的なビット誤り率
は、１シンボル遅延検波出力ビット系列のそれに比べ小
さく良好であるが、バースト誤りが発生すると、ＭＬＳ
Ｅアルゴリズムによる系列推定を施したことにより１シ
ンボル遅延検波出力ビット系列のそれに比べ大きくなり
劣化する。そして、大きな相関しきい値によっても同期
語が検出できないようなときは、受信信号における同期
語の範囲内でバースト誤りが生じている場合が多く、こ
のようなときは、多重遅延検波出力ビット系列の同期語
不検出確率は、１シンボル遅延検波出力ビット系列のそ
れに比べ大きくなり、同期語検出特性が劣化するという
課題があった。
伴う復調方式を用いたディジタル無線通信受信機は、以
上のように構成されていて、多重遅延検波出力ビット系
列のランダム誤り環境における平均的なビット誤り率
は、１シンボル遅延検波出力ビット系列のそれに比べ小
さく良好であるが、バースト誤りが発生すると、ＭＬＳ
Ｅアルゴリズムによる系列推定を施したことにより１シ
ンボル遅延検波出力ビット系列のそれに比べ大きくなり
劣化する。そして、大きな相関しきい値によっても同期
語が検出できないようなときは、受信信号における同期
語の範囲内でバースト誤りが生じている場合が多く、こ
のようなときは、多重遅延検波出力ビット系列の同期語
不検出確率は、１シンボル遅延検波出力ビット系列のそ
れに比べ大きくなり、同期語検出特性が劣化するという
課題があった。
【００１２】この発明はかかる課題を解決するためにな
されたもので、受信情報における小さいビット誤り率を
保持しつつ、良好な同期語検出特性を有するディジタル
無線通信受信機を得ることを目的とする。
されたもので、受信情報における小さいビット誤り率を
保持しつつ、良好な同期語検出特性を有するディジタル
無線通信受信機を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１に係わる発明のディジタル無線通信受信機
は、受信信号から１シンボルごとに検波を行い受信ビッ
ト系列を出力する１シンボル単位の復調手段と、複数の
シンボルにわたる受信信号系列から受信ビット系列を出
力する最尤系列推定を伴う復調手段と、上記最尤系列推
定を伴う復調手段の出力の受信ビット系列のタイミング
に一致させた、１シンボル単位の復調手段の出力の受信
ビット系列により同期語検出、又は不検出を判定する同
期語検出手段と、上記同期語検出情報をもとに受信フレ
ームのタイミング判定及び必要に応じて送信タイミング
の制御を行う同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う
復調手段の出力から受信情報を抽出する受信情報抽出手
段と、を備えたことを特徴とする。
め、請求項１に係わる発明のディジタル無線通信受信機
は、受信信号から１シンボルごとに検波を行い受信ビッ
ト系列を出力する１シンボル単位の復調手段と、複数の
シンボルにわたる受信信号系列から受信ビット系列を出
力する最尤系列推定を伴う復調手段と、上記最尤系列推
定を伴う復調手段の出力の受信ビット系列のタイミング
に一致させた、１シンボル単位の復調手段の出力の受信
ビット系列により同期語検出、又は不検出を判定する同
期語検出手段と、上記同期語検出情報をもとに受信フレ
ームのタイミング判定及び必要に応じて送信タイミング
の制御を行う同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う
復調手段の出力から受信情報を抽出する受信情報抽出手
段と、を備えたことを特徴とする。
【００１４】以上のように構成された請求項１に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、１シンボル単位
の復調手段の出力ビット系列を同期語検出手段に入力
し、これを用いて同期語検出手段は同期語の検出または
不検出を通知し、また、最尤系列推定を伴う復調手段の
出力ビット系列を受信情報抽出手段に入力することによ
り、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の
ビット誤り率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手段
を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるので、
受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好
な同期語検出特性を得ることができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、１シンボル単位
の復調手段の出力ビット系列を同期語検出手段に入力
し、これを用いて同期語検出手段は同期語の検出または
不検出を通知し、また、最尤系列推定を伴う復調手段の
出力ビット系列を受信情報抽出手段に入力することによ
り、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の
ビット誤り率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手段
を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるので、
受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好
な同期語検出特性を得ることができる。
【００１５】また、請求項２に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号に畳み込
み符号化を施す畳み込み符号化手段とを有し、上記畳み
込み符号化手段から出力される複数の位相差信号系列に
対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う最尤系
列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記１シンボル遅延
検波手段より出力された位相差信号より差動位相信号を
推定する差動位相推定手段と、上記差動位相推定手段の
出力を対応するビット系列に変換する第一のマッピング
手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より
出力された系列推定による位相差信号出力を対応するビ
ット系列に変換する第二のマッピング手段と、上記第二
のマッピング手段の出力ビット系列のタイミングに一致
させた上記第一のマッピング手段の出力ビット系列によ
り同期語検出、又は不検出を判定する同期語検出手段
と、上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミ
ング判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う
同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波
手段より出力されたビット系列から受信情報を抽出する
受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴とする。
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号に畳み込
み符号化を施す畳み込み符号化手段とを有し、上記畳み
込み符号化手段から出力される複数の位相差信号系列に
対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う最尤系
列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記１シンボル遅延
検波手段より出力された位相差信号より差動位相信号を
推定する差動位相推定手段と、上記差動位相推定手段の
出力を対応するビット系列に変換する第一のマッピング
手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より
出力された系列推定による位相差信号出力を対応するビ
ット系列に変換する第二のマッピング手段と、上記第二
のマッピング手段の出力ビット系列のタイミングに一致
させた上記第一のマッピング手段の出力ビット系列によ
り同期語検出、又は不検出を判定する同期語検出手段
と、上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミ
ング判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う
同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波
手段より出力されたビット系列から受信情報を抽出する
受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１６】以上のように構成された請求項２に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力をもとに得られるビット系列を同期語検
出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語
の検出または不検出を通知し、また、上記最尤系列推定
を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得られるビット
系列を受信情報抽出手段に入力することにより、最尤系
列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等のビット誤り
率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報に
おける小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検
出特性を得ることができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力をもとに得られるビット系列を同期語検
出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語
の検出または不検出を通知し、また、上記最尤系列推定
を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得られるビット
系列を受信情報抽出手段に入力することにより、最尤系
列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等のビット誤り
率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報に
おける小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検
出特性を得ることができる。
【００１７】また、請求項３に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号を用いて
送信差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段と、上
記差動位相判定手段出力の推定差動位相信号と上記位相
差信号との減算を行う位相減算手段と、上記位相減算手
段の出力に畳み込み符号化を施す畳み込み符号化手段と
を有し、当該畳み込み符号化手段から出力される複数の
信号系列に対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を
行う最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記送信
差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段の出力を対
応するビット系列に変換する第一のマッピング手段と、
上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、上記第二のマッピ
ング手段の出力ビット系列のタイミングに一致させた上
記第一のマッピング手段の出力ビット系列により同期語
検出、又は不検出を判定する同期語検出手段と、上記の
同期語検出情報により受信フレームのタイミング判定及
び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期制御手
段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出
力されたビット系列から受信情報を抽出する受信情報抽
出手段と、を備えたことを特徴とする。
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号を用いて
送信差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段と、上
記差動位相判定手段出力の推定差動位相信号と上記位相
差信号との減算を行う位相減算手段と、上記位相減算手
段の出力に畳み込み符号化を施す畳み込み符号化手段と
を有し、当該畳み込み符号化手段から出力される複数の
信号系列に対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を
行う最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記送信
差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段の出力を対
応するビット系列に変換する第一のマッピング手段と、
上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、上記第二のマッピ
ング手段の出力ビット系列のタイミングに一致させた上
記第一のマッピング手段の出力ビット系列により同期語
検出、又は不検出を判定する同期語検出手段と、上記の
同期語検出情報により受信フレームのタイミング判定及
び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期制御手
段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出
力されたビット系列から受信情報を抽出する受信情報抽
出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１８】以上のように構成された請求項３に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力をもとに得られるビット系列を同期語検
出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語
の検出または不検出を通知し、また、上記最尤系列推定
を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得られるビット
系列を受信情報抽出手段に入力することにより、最尤系
列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等のビット誤り
率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報に
おける小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検
出特性を得ることができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力をもとに得られるビット系列を同期語検
出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語
の検出または不検出を通知し、また、上記最尤系列推定
を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得られるビット
系列を受信情報抽出手段に入力することにより、最尤系
列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等のビット誤り
率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報に
おける小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検
出特性を得ることができる。
【００１９】また、請求項４に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、受信信号から１シンボルごとに検波
を行い受信ビット系列を出力する１シンボル単位の復調
手段と、複数のシンボルにわたる受信信号系列から受信
ビット系列を出力する最尤系列推定を伴う復調手段と、
上記１シンボル単位の復調手段の出力ビット系列のタイ
ミングを上記最尤系列推定を伴う復調手段の出力ビット
系列のタイミングに一致させる遅延手段と、上記の遅延
手段によりタイミングを調整された１シンボル単位の復
調手段の出力ビット系列、または上記最尤系列推定を伴
う復調手段の出力ビット系列のいずれかを所定の基準に
基づいて選択するビット系列選択手段と、上記ビット系
列選択手段の出力ビット系列から同期語検出、又は不検
出を判定する同期語検出手段と、上記の同期語検出情報
により受信フレームのタイミング判定及び必要に応じて
送信タイミングの制御を行う同期制御手段と、上記最尤
系列推定を伴う復調手段より出力されたビット系列から
受信情報を抽出する受信情報抽出手段と、を備えたこと
を特徴とする。
無線通信受信機は、受信信号から１シンボルごとに検波
を行い受信ビット系列を出力する１シンボル単位の復調
手段と、複数のシンボルにわたる受信信号系列から受信
ビット系列を出力する最尤系列推定を伴う復調手段と、
上記１シンボル単位の復調手段の出力ビット系列のタイ
ミングを上記最尤系列推定を伴う復調手段の出力ビット
系列のタイミングに一致させる遅延手段と、上記の遅延
手段によりタイミングを調整された１シンボル単位の復
調手段の出力ビット系列、または上記最尤系列推定を伴
う復調手段の出力ビット系列のいずれかを所定の基準に
基づいて選択するビット系列選択手段と、上記ビット系
列選択手段の出力ビット系列から同期語検出、又は不検
出を判定する同期語検出手段と、上記の同期語検出情報
により受信フレームのタイミング判定及び必要に応じて
送信タイミングの制御を行う同期制御手段と、上記最尤
系列推定を伴う復調手段より出力されたビット系列から
受信情報を抽出する受信情報抽出手段と、を備えたこと
を特徴とする。
【００２０】以上のように構成された請求項４に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、１シンボル単位
の復調手段の出力ビット系列、もしくは最尤系列推定を
伴う復調手段の出力ビット系列をビット系列選択手段に
入力する当該ビット系列選択手段の出力を同期語検出手
段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語の検
出、または不検出を通知し、また、最尤系列推定を伴う
復調手段の出力ビット系列を受信情報抽出手段に入力さ
れることにより、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる
場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ最尤系列推定
を伴う復調手段を用いる場合と１シンボル単位の復調手
段を用いる場合のうち選択した方と同等の同期語検出特
性が得られるので、受信情報における小さいビット誤り
率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得ることができ
る。
発明のディジタル無線通信受信機では、１シンボル単位
の復調手段の出力ビット系列、もしくは最尤系列推定を
伴う復調手段の出力ビット系列をビット系列選択手段に
入力する当該ビット系列選択手段の出力を同期語検出手
段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語の検
出、または不検出を通知し、また、最尤系列推定を伴う
復調手段の出力ビット系列を受信情報抽出手段に入力さ
れることにより、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる
場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ最尤系列推定
を伴う復調手段を用いる場合と１シンボル単位の復調手
段を用いる場合のうち選択した方と同等の同期語検出特
性が得られるので、受信情報における小さいビット誤り
率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得ることができ
る。
【００２１】また、請求項５に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号に畳み込
み符号化を施す畳み込み符号化手段とを有し、上記畳み
込み符号化手段から出力される複数の位相差信号系列に
対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う最尤系
列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記１シンボル遅延
検波手段より出力された位相差信号より差動位相信号を
推定する差動位相推定手段と、上記差動位相推定手段の
出力を対応するビット系列に変換する第一のマッピング
手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より
出力された系列推定による位相差信号出力を対応するビ
ット系列に変換する第二のマッピング手段と、上記の第
一のマッピング手段の出力ビット系列のタイミングを上
記の第二のマッピング手段の出力ビット系列のタイミン
グに一致させる遅延手段と、上記の遅延手段によりタイ
ミングを調整された上記の第一のマッピング手段の出力
ビット系列、または上記の第二のマッピング手段の出力
ビット系列のいずれかを所定の基準に基づいて選択する
ビット系列選択手段と、上記ビット系列選択手段の出力
ビット系列から同期語検出、又は不検出を判定する同期
語検出手段と、上記の同期語検出情報により受信フレー
ムのタイミング判定及び必要に応じて送信タイミングの
制御を行う同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う多
重遅延検波手段より出力されたビット系列から受信情報
を抽出する受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴と
する。
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号に畳み込
み符号化を施す畳み込み符号化手段とを有し、上記畳み
込み符号化手段から出力される複数の位相差信号系列に
対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う最尤系
列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記１シンボル遅延
検波手段より出力された位相差信号より差動位相信号を
推定する差動位相推定手段と、上記差動位相推定手段の
出力を対応するビット系列に変換する第一のマッピング
手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より
出力された系列推定による位相差信号出力を対応するビ
ット系列に変換する第二のマッピング手段と、上記の第
一のマッピング手段の出力ビット系列のタイミングを上
記の第二のマッピング手段の出力ビット系列のタイミン
グに一致させる遅延手段と、上記の遅延手段によりタイ
ミングを調整された上記の第一のマッピング手段の出力
ビット系列、または上記の第二のマッピング手段の出力
ビット系列のいずれかを所定の基準に基づいて選択する
ビット系列選択手段と、上記ビット系列選択手段の出力
ビット系列から同期語検出、又は不検出を判定する同期
語検出手段と、上記の同期語検出情報により受信フレー
ムのタイミング判定及び必要に応じて送信タイミングの
制御を行う同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う多
重遅延検波手段より出力されたビット系列から受信情報
を抽出する受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴と
する。
【００２２】以上のように構成された請求項５に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力をもとに得られるビット系列、もしくは
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得
られるビット系列を入力する当該ビット系列選択手段の
出力を同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検
出手段は同期語の検出または不検出を通知し、また、上
記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力ビット系
列を受信情報抽出手段に入力することにより、最尤系列
推定を伴う復調手段を用いる場合と同等のビット誤り率
が得られ、且つ最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場
合と１シンボル単位の復調手段を用いる場合のうち選択
した方と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情
報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期
語検出特性を得ることができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力をもとに得られるビット系列、もしくは
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得
られるビット系列を入力する当該ビット系列選択手段の
出力を同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検
出手段は同期語の検出または不検出を通知し、また、上
記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力ビット系
列を受信情報抽出手段に入力することにより、最尤系列
推定を伴う復調手段を用いる場合と同等のビット誤り率
が得られ、且つ最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場
合と１シンボル単位の復調手段を用いる場合のうち選択
した方と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情
報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期
語検出特性を得ることができる。
【００２３】また、請求項６に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号を用いて
送信差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段と、上
記差動位相判定手段出力の推定差動位相信号と上記位相
差信号との減算を行う位相減算手段と、上記位相減算手
段の出力に畳み込み符号化を施す畳み込み符号化手段と
を有し、当該畳み込み符号化手段から出力される複数の
信号系列に対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を
行う最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記送信
差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段の出力を対
応するビット系列に変換する第一のマッピング手段と、
上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、上記の第一のマッ
ピング手段の出力ビット系列のタイミングを上記の第二
のマッピング手段の出力ビット系列のタイミングに一致
させる遅延手段と、上記の遅延手段によりタイミングを
調整された上記の第一のマッピング手段の出力ビット系
列、または上記の第二のマッピング手段の出力ビット系
列のいずれかを所定の基準に基づいて選択するビット系
列選択手段と、上記ビット系列選択手段の出力ビット系
列から同期語検出、又は不検出を判定する同期語検出手
段と、上記の同期語検出情報により受信フレームのタイ
ミング判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行
う同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検
波手段より出力されたビット系列から受信情報を抽出す
る受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴とする。
無線通信受信機は、１シンボルごとその時点の受信信号
と１シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力す
る１シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号を用いて
送信差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段と、上
記差動位相判定手段出力の推定差動位相信号と上記位相
差信号との減算を行う位相減算手段と、上記位相減算手
段の出力に畳み込み符号化を施す畳み込み符号化手段と
を有し、当該畳み込み符号化手段から出力される複数の
信号系列に対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を
行う最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段と、上記送信
差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段の出力を対
応するビット系列に変換する第一のマッピング手段と、
上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、上記の第一のマッ
ピング手段の出力ビット系列のタイミングを上記の第二
のマッピング手段の出力ビット系列のタイミングに一致
させる遅延手段と、上記の遅延手段によりタイミングを
調整された上記の第一のマッピング手段の出力ビット系
列、または上記の第二のマッピング手段の出力ビット系
列のいずれかを所定の基準に基づいて選択するビット系
列選択手段と、上記ビット系列選択手段の出力ビット系
列から同期語検出、又は不検出を判定する同期語検出手
段と、上記の同期語検出情報により受信フレームのタイ
ミング判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行
う同期制御手段と、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検
波手段より出力されたビット系列から受信情報を抽出す
る受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】以上のように構成された請求項６に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力ビット系列、もしくは最尤系列推定を伴
う多重遅延検波出力をもとに得られるビット系列を入力
する当該ビット系列選択手段の出力を同期語検出手段に
入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語の検出ま
たは不検出を通知し、また、上記最尤系列推定を伴う多
重遅延検波手段の出力ビット系列を受信情報抽出手段に
入力することにより、最尤系列推定を伴う復調手段を用
いる場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ最尤系列
推定を伴う復調手段を用いる場合と１シンボル単位の復
調手段を用いる場合のうち選択した方と同等の同期語検
出特性が得られるので、受信情報における小さいビット
誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得ることが
できる。
発明のディジタル無線通信受信機では、最尤系列推定を
伴う多重遅延検波手段の構成要素である１シンボル遅延
検波手段の出力ビット系列、もしくは最尤系列推定を伴
う多重遅延検波出力をもとに得られるビット系列を入力
する当該ビット系列選択手段の出力を同期語検出手段に
入力し、これを用いて同期語検出手段は同期語の検出ま
たは不検出を通知し、また、上記最尤系列推定を伴う多
重遅延検波手段の出力ビット系列を受信情報抽出手段に
入力することにより、最尤系列推定を伴う復調手段を用
いる場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ最尤系列
推定を伴う復調手段を用いる場合と１シンボル単位の復
調手段を用いる場合のうち選択した方と同等の同期語検
出特性が得られるので、受信情報における小さいビット
誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得ることが
できる。
【００２５】また、請求項７に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記載
のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の選
択基準として、同期語検出手段の相関しきい値を用いる
ことを特徴とする。
無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記載
のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の選
択基準として、同期語検出手段の相関しきい値を用いる
ことを特徴とする。
【００２６】以上のように構成された請求項７に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ないし
請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受信
機のビット系列選択手段の選択基準として、同期語検出
手段の相関しきい値を用いることにより、大きい相関し
きい値の場合には１シンボル単位の復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られ、また小さい相関し
きい値の場合には最尤系列推定を伴う復調手段を用いる
場合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報
における小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語
検出特性を得ることができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ないし
請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受信
機のビット系列選択手段の選択基準として、同期語検出
手段の相関しきい値を用いることにより、大きい相関し
きい値の場合には１シンボル単位の復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られ、また小さい相関し
きい値の場合には最尤系列推定を伴う復調手段を用いる
場合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報
における小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語
検出特性を得ることができる。
【００２７】また、請求項８に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記載
のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の選
択基準として、フレーム同期状態情報を用いることを特
徴とする。
無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記載
のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の選
択基準として、フレーム同期状態情報を用いることを特
徴とする。
【００２８】以上のように構成された請求項８に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ないし
請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受信
機のビット系列選択手段の選択基準として、フレーム同
期状態情報を用いることにより、フレーム同期はずれ状
態、即ち相関しきい値が小さい場合には最尤系列推定を
伴う復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得
られ、また、フレーム同期状態、即ち相関しきい値が大
きい場合には１シンボル単位の復調手段を用いる場合と
同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報におけ
る小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特
性を得ることができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ないし
請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受信
機のビット系列選択手段の選択基準として、フレーム同
期状態情報を用いることにより、フレーム同期はずれ状
態、即ち相関しきい値が小さい場合には最尤系列推定を
伴う復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得
られ、また、フレーム同期状態、即ち相関しきい値が大
きい場合には１シンボル単位の復調手段を用いる場合と
同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報におけ
る小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特
性を得ることができる。
【００２９】また、請求項９に係わる発明のディジタル
無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記載
のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の選
択基準として、別に得る受信信号電力対雑音電力比情報
を用いることを特徴とする。
無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記載
のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の選
択基準として、別に得る受信信号電力対雑音電力比情報
を用いることを特徴とする。
【００３０】以上のように構成された請求項９に係わる
発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ないし
請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受信
機のビット系列選択手段の選択基準として、別に得た受
信信号電力対雑音電力比情報を用いることにより、受信
信号電力対雑音電力比が小さい場合には１シンボル単位
の復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得ら
れ、また受信信号電力対雑音電力比が大きい場合には、
最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の同期
語検出特性が得られるので、受信情報における小さいビ
ット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得るこ
とができる。
発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ないし
請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受信
機のビット系列選択手段の選択基準として、別に得た受
信信号電力対雑音電力比情報を用いることにより、受信
信号電力対雑音電力比が小さい場合には１シンボル単位
の復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得ら
れ、また受信信号電力対雑音電力比が大きい場合には、
最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の同期
語検出特性が得られるので、受信情報における小さいビ
ット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得るこ
とができる。
【００３１】また、請求項１０に係わる発明のディジタ
ル無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記
載のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の
選択基準として、別に得る受信信号レベル情報を用いる
ことを特徴とする。
ル無線通信受信機は、請求項４〜６のいずれか１項に記
載のディジタル無線通信受信機のビット系列選択手段の
選択基準として、別に得る受信信号レベル情報を用いる
ことを特徴とする。
【００３２】以上のように構成された請求項１０に係わ
る発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ない
し請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受
信機のビット系列選択手段の選択基準として、別に得た
受信信号レベル情報を用いることにより、受信信号レベ
ルが小さい場合には１シンボル単位の復調手段を用いる
場合と同等の同期語検出特性が得られ、また受信信号レ
ベルが大きい場合には最尤系列推定を伴う復調手段を用
いる場合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信
情報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同
期語検出特性を得ることができる。
る発明のディジタル無線通信受信機では、請求項４ない
し請求項６のいずれか１項記載のディジタル無線通信受
信機のビット系列選択手段の選択基準として、別に得た
受信信号レベル情報を用いることにより、受信信号レベ
ルが小さい場合には１シンボル単位の復調手段を用いる
場合と同等の同期語検出特性が得られ、また受信信号レ
ベルが大きい場合には最尤系列推定を伴う復調手段を用
いる場合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信
情報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同
期語検出特性を得ることができる。
【００３３】
実施の形態１．図１は、この発明の実施の形態１を示す
構成ブロック図である。なお、以下の各実施の形態では
変調方式として差動ＰＳＫを採用している場合を例に説
明する。図において、１，６，９，１２〜１９は従来の
受信機と同様のものである。２は１シンボル単位で受信
信号１の検波を行う１シンボル単位の検波器、３は１シ
ンボル単位で検波された差動位相信号、４は１シンボル
単位の検波器出力信号を受信ビット系列に置き換える第
１のマッピング手段であるマッピング回路、５はマッピ
ング回路４から出力される受信ビット系列、８は最尤系
列推定を伴う検波器出力信号を受信ビット系列に置き換
える第２のマッピング手段であるマッピング回路、１０
は１シンボル遅延検波器出力ビット系列５のタイミング
を最尤系列推定を伴う検波器出力ビット系列９のタイミ
ングに一致させるための遅延素子、１１は遅延素子１０
によって最尤系列推定を伴う検波器出力ビット系列９の
タイミングに一致した１シンボル検波受信ビット系列で
ある。
構成ブロック図である。なお、以下の各実施の形態では
変調方式として差動ＰＳＫを採用している場合を例に説
明する。図において、１，６，９，１２〜１９は従来の
受信機と同様のものである。２は１シンボル単位で受信
信号１の検波を行う１シンボル単位の検波器、３は１シ
ンボル単位で検波された差動位相信号、４は１シンボル
単位の検波器出力信号を受信ビット系列に置き換える第
１のマッピング手段であるマッピング回路、５はマッピ
ング回路４から出力される受信ビット系列、８は最尤系
列推定を伴う検波器出力信号を受信ビット系列に置き換
える第２のマッピング手段であるマッピング回路、１０
は１シンボル遅延検波器出力ビット系列５のタイミング
を最尤系列推定を伴う検波器出力ビット系列９のタイミ
ングに一致させるための遅延素子、１１は遅延素子１０
によって最尤系列推定を伴う検波器出力ビット系列９の
タイミングに一致した１シンボル検波受信ビット系列で
ある。
【００３４】次に、図１に示す実施の形態１の動作につ
いて説明する。図において、受信信号１は１シンボル単
位の検波器２及び最尤系列推定を伴う検波器６に入力さ
れる。１シンボル単位の検波器２は１シンボル単位で受
信信号を例えば遅延検波などによって検波し、差動位相
信号３を出力する。差動位相信号３はマッピング回路に
入力され、対応するビット系列が出力される。ここで、
１シンボル単位の復調手段は１シンボル単位の検波器２
とマッピング回路１とを有して構成され、最尤系列推定
を伴う復調手段は最尤系列推定を伴う検波器６とマッピ
ング回路とを有して構成される。
いて説明する。図において、受信信号１は１シンボル単
位の検波器２及び最尤系列推定を伴う検波器６に入力さ
れる。１シンボル単位の検波器２は１シンボル単位で受
信信号を例えば遅延検波などによって検波し、差動位相
信号３を出力する。差動位相信号３はマッピング回路に
入力され、対応するビット系列が出力される。ここで、
１シンボル単位の復調手段は１シンボル単位の検波器２
とマッピング回路１とを有して構成され、最尤系列推定
を伴う復調手段は最尤系列推定を伴う検波器６とマッピ
ング回路とを有して構成される。
【００３５】また、検波器６、マッピング回路８は従来
の受信機における動作と同様に動作する。
の受信機における動作と同様に動作する。
【００３６】実施の形態１において、従来例と異なる点
は、１シンボル単位の検波出力ビット系列５のタイミン
グを、検波器６の出力ビット系列９のタイミングに一致
させるための遅延素子１０を介し、その出力１１を同期
語検出器１２に入力させていることである。
は、１シンボル単位の検波出力ビット系列５のタイミン
グを、検波器６の出力ビット系列９のタイミングに一致
させるための遅延素子１０を介し、その出力１１を同期
語検出器１２に入力させていることである。
【００３７】同期語検出器１２は、タイミングが調整さ
れた１シンボル単位の検波器出力のビット系列１１に対
し、従来と同様の動作をすることにより、同期語検出パ
ルス１４または同期語不検出パルス１５を出力する。フ
レーム同期制御器１６、受信情報抽出器１８についても
従来と同様に動作する。
れた１シンボル単位の検波器出力のビット系列１１に対
し、従来と同様の動作をすることにより、同期語検出パ
ルス１４または同期語不検出パルス１５を出力する。フ
レーム同期制御器１６、受信情報抽出器１８についても
従来と同様に動作する。
【００３８】検波方式を遅延検波とした場合、既に説明
したように、多重遅延検波出力ビット系列９と、１シン
ボル遅延検波出力ビット系列５の状態とを比較すると、
図１２（ａ）に示すようにガウス雑音下でのビット誤り
率は、多重遅延検波出力ビット系列の方が小さく、優れ
ているが、Ｅb ／Ｎo を一定にしたときの同期語不検出
確率は、図１２（ｂ）に示すように、相関しきい値が大
きいときには、１シンボル遅延検波出力ビット系列の方
が小さく、むしろ良好である。従って、この実施の形態
１は、相関しきい値を大きくしたとき、受信情報におけ
る小さいビット誤り率を保持しつつ、良好な同期語検出
特性を得ることができる。
したように、多重遅延検波出力ビット系列９と、１シン
ボル遅延検波出力ビット系列５の状態とを比較すると、
図１２（ａ）に示すようにガウス雑音下でのビット誤り
率は、多重遅延検波出力ビット系列の方が小さく、優れ
ているが、Ｅb ／Ｎo を一定にしたときの同期語不検出
確率は、図１２（ｂ）に示すように、相関しきい値が大
きいときには、１シンボル遅延検波出力ビット系列の方
が小さく、むしろ良好である。従って、この実施の形態
１は、相関しきい値を大きくしたとき、受信情報におけ
る小さいビット誤り率を保持しつつ、良好な同期語検出
特性を得ることができる。
【００３９】なお、本実施の形態１では、１シンボル単
位の復調手段として遅延検波を用いたが、包絡線検波あ
るいは同期検波のいずれかと、差動符号化を組み合わせ
た復調手段を用いてもよい。
位の復調手段として遅延検波を用いたが、包絡線検波あ
るいは同期検波のいずれかと、差動符号化を組み合わせ
た復調手段を用いてもよい。
【００４０】また、本実施の形態１では、変調方式とし
て差動ＰＳＫを用いたが、差動振幅位相シフトキーイン
グ（差動ＡＰＳＫ）を用いてもよい。この場合は、検波
出力３及び７が位相情報だけでなく振幅情報も有してい
る点のみ異なる。
て差動ＰＳＫを用いたが、差動振幅位相シフトキーイン
グ（差動ＡＰＳＫ）を用いてもよい。この場合は、検波
出力３及び７が位相情報だけでなく振幅情報も有してい
る点のみ異なる。
【００４１】また、本実施の形態１では、遅延素子１０
をマッピング器４と同期語検出器１２の間に置いたが、
１シンボル遅延検波器２への入力からフレームタイミン
グ情報１７までの経路内に置くのであれば、設置位置に
拘らず同様の動作をする。
をマッピング器４と同期語検出器１２の間に置いたが、
１シンボル遅延検波器２への入力からフレームタイミン
グ情報１７までの経路内に置くのであれば、設置位置に
拘らず同様の動作をする。
【００４２】実施の形態２．図２は、この発明の実施の
形態２を示す構成ブロック図である。実施の形態１の構
成によれば、最尤系列推定を伴う検波器の他に、１シン
ボル単位の検波器を別に用意する必要があるが、最尤系
列推定を伴う復調方式の構成によっては、別に１シンボ
ル単位の検波器を置くことなく同等の出力を得ることが
できる。図において、１，８，９，１２〜１９は実施の
形態１と同様であり、最尤系列推定を伴う検波器６ａの
内部構成は従来例の図１０の６ａと同一である。図２に
おける新規の部分を次に示す。即ち、２７は１シンボル
遅延検波器２１の出力である位相差信号２２から送信差
動信号を推定する差動位相推定器、２８はその出力、２
９は推定差動位相信号２８を対応するビット系列に変換
する第１のマッピング手段であるマッピング回路、３０
はその出力ビット系列、３１は出力ビット系列３０のタ
イミングを多重遅延検波出力を変換したビット系列９の
タイミングに一致させるための遅延回路を新規に設けて
いる。
形態２を示す構成ブロック図である。実施の形態１の構
成によれば、最尤系列推定を伴う検波器の他に、１シン
ボル単位の検波器を別に用意する必要があるが、最尤系
列推定を伴う復調方式の構成によっては、別に１シンボ
ル単位の検波器を置くことなく同等の出力を得ることが
できる。図において、１，８，９，１２〜１９は実施の
形態１と同様であり、最尤系列推定を伴う検波器６ａの
内部構成は従来例の図１０の６ａと同一である。図２に
おける新規の部分を次に示す。即ち、２７は１シンボル
遅延検波器２１の出力である位相差信号２２から送信差
動信号を推定する差動位相推定器、２８はその出力、２
９は推定差動位相信号２８を対応するビット系列に変換
する第１のマッピング手段であるマッピング回路、３０
はその出力ビット系列、３１は出力ビット系列３０のタ
イミングを多重遅延検波出力を変換したビット系列９の
タイミングに一致させるための遅延回路を新規に設けて
いる。
【００４３】次に、図２に示すこの実施の形態２の動作
について説明する。多重遅延検波器６ａが受信信号１よ
り復調差動信号７ａを出力する動作については、従来例
２と同様なので、説明を省略する。この動作とは別に、
多重遅延検波器６ａを構成する１シンボル遅延検波器２
１の出力２２を差動位相推定器２７に入力する。差動位
相推定器２７は位相差信号２２より差動位相信号を推定
する。例えば、４相差動ＰＳＫを用いている場合、差動
位相推定器２７は０，π／２，π，３π／２のうち、位
相差信号２２に最も近い値を選択し、差動位相信号２８
として出力する。この出力２８は、実施の形態１におけ
る１シンボル遅延検波出力３と同等である。差動位相信
号２８はマッピング回路２９に入力され、ビット系列３
０に変換される。この出力ビット系列３０は、多重遅延
検波出力ビット系列９に対し、通常、そのタイミングが
一致していない。遅延素子３１は、この両者のタイミン
グを一致させるため、差動位相推定出力ビット系列３０
を遅延させ、タイミング調整されたビット系列３２を出
力する。上記出力ビット系列３２は同期語検出器１２に
入力される。同期語検出器１２、フレーム同期制御器１
６、受信情報抽出器１８の動作は従来の受信機と同様で
あるので、ここでは説明を省略する。以上説明したよう
に、本実施の形態２が差動ＰＳＫを採用している場合
は、実施の形態１と同等の効果を得ることは明らかであ
る。
について説明する。多重遅延検波器６ａが受信信号１よ
り復調差動信号７ａを出力する動作については、従来例
２と同様なので、説明を省略する。この動作とは別に、
多重遅延検波器６ａを構成する１シンボル遅延検波器２
１の出力２２を差動位相推定器２７に入力する。差動位
相推定器２７は位相差信号２２より差動位相信号を推定
する。例えば、４相差動ＰＳＫを用いている場合、差動
位相推定器２７は０，π／２，π，３π／２のうち、位
相差信号２２に最も近い値を選択し、差動位相信号２８
として出力する。この出力２８は、実施の形態１におけ
る１シンボル遅延検波出力３と同等である。差動位相信
号２８はマッピング回路２９に入力され、ビット系列３
０に変換される。この出力ビット系列３０は、多重遅延
検波出力ビット系列９に対し、通常、そのタイミングが
一致していない。遅延素子３１は、この両者のタイミン
グを一致させるため、差動位相推定出力ビット系列３０
を遅延させ、タイミング調整されたビット系列３２を出
力する。上記出力ビット系列３２は同期語検出器１２に
入力される。同期語検出器１２、フレーム同期制御器１
６、受信情報抽出器１８の動作は従来の受信機と同様で
あるので、ここでは説明を省略する。以上説明したよう
に、本実施の形態２が差動ＰＳＫを採用している場合
は、実施の形態１と同等の効果を得ることは明らかであ
る。
【００４４】実施の形態３．図３はこの発明の実施の形
態３を示す構成ブロック図である。本実施の形態３は、
実施の形態２と同等の効果を得るが、最尤系列推定を伴
う検波器が１シンボル単位の推定差動位相信号を生成し
ていることを利用しており、実施の形態２に比べて付加
すべき回路がより少なくなる。図において、１，８，
９，１２〜１９は、実施の形態１に示したものと同様で
ある。遅延素子３１は実施の形態２に示したものと同様
である。６ｂ，７ｂ，２０〜２２，３３，３４，３５ａ
〜３５ｃ，３６ａ〜３６ｄ，３７ａ〜３７ｄ，３８，３
９は従来の図１１に示したものと同様である。４０は推
定差動位相信号３４を対応するビット系列に変換する第
１のマッピング手段であるマッピング回路、４１はその
出力である。
態３を示す構成ブロック図である。本実施の形態３は、
実施の形態２と同等の効果を得るが、最尤系列推定を伴
う検波器が１シンボル単位の推定差動位相信号を生成し
ていることを利用しており、実施の形態２に比べて付加
すべき回路がより少なくなる。図において、１，８，
９，１２〜１９は、実施の形態１に示したものと同様で
ある。遅延素子３１は実施の形態２に示したものと同様
である。６ｂ，７ｂ，２０〜２２，３３，３４，３５ａ
〜３５ｃ，３６ａ〜３６ｄ，３７ａ〜３７ｄ，３８，３
９は従来の図１１に示したものと同様である。４０は推
定差動位相信号３４を対応するビット系列に変換する第
１のマッピング手段であるマッピング回路、４１はその
出力である。
【００４５】次に、図３を参照して実施の形態３の動作
について説明する。受信信号１より復調差動位相信号７
ｂを復調するに至る検波器６ｂの動作は、従来の図１１
に示したものと同様なので、ここでは説明を省略する。
この検波器６ｂの動作とは別に、検波器６ｂ内の差動位
相推定器３３の出力３４をマッピング回路４０に入力
し、対応するビット系列４１を出力する。このビット系
列４１は、実施の形態１における１シンボル遅延検波出
力ビット系列５に相当するものであり、また実施の形態
２に示したマッピング出力ビット系列３０と同等であ
る。従って、遅延素子３１に始まり、受信情報１９を出
力するに至る動作は実施の形態２における同部分の動作
と同様になる。
について説明する。受信信号１より復調差動位相信号７
ｂを復調するに至る検波器６ｂの動作は、従来の図１１
に示したものと同様なので、ここでは説明を省略する。
この検波器６ｂの動作とは別に、検波器６ｂ内の差動位
相推定器３３の出力３４をマッピング回路４０に入力
し、対応するビット系列４１を出力する。このビット系
列４１は、実施の形態１における１シンボル遅延検波出
力ビット系列５に相当するものであり、また実施の形態
２に示したマッピング出力ビット系列３０と同等であ
る。従って、遅延素子３１に始まり、受信情報１９を出
力するに至る動作は実施の形態２における同部分の動作
と同様になる。
【００４６】実施の形態４．図４はこの発明の実施の形
態４を示す構成ブロック図である。既に説明した実施の
形態１〜３では、すべて最尤系列推定を伴う多段遅延検
波出力ビット系列を受信情報抽出器に入力し、且つ１シ
ンボル遅延検波出力ビット系列を同期語検出器に入力す
るものである。しかし、図１２（ｂ）から分かるよう
に、ガウス雑音下で相関しきい値が小さい場合には、同
期語不検出確率は、多段遅延検波出力ビット系列を用い
た方が１シンボル遅延検波出力ビット系列を用いるのに
比べ小さくなっている。また、上記の特性が交差する点
は、既に説明したＥb ／Ｎo と正比例の関係を有する受
信信号電力対雑音電力比（（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏ
ｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を以後、受信ＳＮＲと呼ぶ））に
よって変化すると考えられる。本実施の形態４では、同
期語検出器に入力するビット系列を固定せず所定の基準
に従って切り替えて、受信情報における小さいビット誤
り率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得るようにし
たものである。
態４を示す構成ブロック図である。既に説明した実施の
形態１〜３では、すべて最尤系列推定を伴う多段遅延検
波出力ビット系列を受信情報抽出器に入力し、且つ１シ
ンボル遅延検波出力ビット系列を同期語検出器に入力す
るものである。しかし、図１２（ｂ）から分かるよう
に、ガウス雑音下で相関しきい値が小さい場合には、同
期語不検出確率は、多段遅延検波出力ビット系列を用い
た方が１シンボル遅延検波出力ビット系列を用いるのに
比べ小さくなっている。また、上記の特性が交差する点
は、既に説明したＥb ／Ｎo と正比例の関係を有する受
信信号電力対雑音電力比（（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏ
ｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を以後、受信ＳＮＲと呼ぶ））に
よって変化すると考えられる。本実施の形態４では、同
期語検出器に入力するビット系列を固定せず所定の基準
に従って切り替えて、受信情報における小さいビット誤
り率を保持しつつ良好な同期語検出特性を得るようにし
たものである。
【００４７】図４において、最尤系列推定を伴う検波器
出力ビット系列９と、遅延素子１０を介した１シンボル
単位の検波器出力ビット系列１１のいずれかを所定の選
択基準に基づいて選択し、選択ビット系列４３を出力す
る選択回路４２を有し、その他は図１に示した実施の形
態１と同じ構成要素を有する。本実施の形態４において
も、差動ＰＳＫを採用してる場合について説明する。
出力ビット系列９と、遅延素子１０を介した１シンボル
単位の検波器出力ビット系列１１のいずれかを所定の選
択基準に基づいて選択し、選択ビット系列４３を出力す
る選択回路４２を有し、その他は図１に示した実施の形
態１と同じ構成要素を有する。本実施の形態４において
も、差動ＰＳＫを採用してる場合について説明する。
【００４８】次に、図４を参照して実施の形態４の動作
について説明する。受信信号１より、最尤系列推定を伴
う多重遅延検波器出力ビット系列９、及び遅延素子１０
を介した１シンボル遅延遅延検波器出力ビット系列１１
を生成するに至る動作は、実施の形態１と同様なので、
ここでは説明を省略する。上記の出力ビット系列９、及
び出力ビット系列１１は選択回路４２に入力され、選択
回路４２は、例えば同期語検出相関しきい値１３などの
所定の基準に基づいて、上記２つのビット系列のいずれ
かを選択する。
について説明する。受信信号１より、最尤系列推定を伴
う多重遅延検波器出力ビット系列９、及び遅延素子１０
を介した１シンボル遅延遅延検波器出力ビット系列１１
を生成するに至る動作は、実施の形態１と同様なので、
ここでは説明を省略する。上記の出力ビット系列９、及
び出力ビット系列１１は選択回路４２に入力され、選択
回路４２は、例えば同期語検出相関しきい値１３などの
所定の基準に基づいて、上記２つのビット系列のいずれ
かを選択する。
【００４９】図１２（ｂ）から明らかなように、同一の
Ｅb ／Ｎo 、同一の同期語ビット長に対する同期語不検
出確率は、大きい相関しきい値の場合は１シンボル遅延
検波出力ビット系列の方が小さく同期語検出特性は良好
であるが、小さい相関しきい値の場合は、多重遅延検波
出力ビット系列の方が小さくむしろ良好である。これ
は、相関しきい値が小さい場合は、少ないビット誤りで
も同期語不検出となることから、従来例３で説明したよ
うなバースト誤りの影響が問題にならなくなるためであ
る。この傾向は、Ｅb ／Ｎo が大きくなるにつれて顕著
になる。このような場合は、ガウス雑音環境下でビット
誤り率が小さい多重遅延検波出力の方が、その同期語不
検出確率も小さく同期語検出特性が良好である。
Ｅb ／Ｎo 、同一の同期語ビット長に対する同期語不検
出確率は、大きい相関しきい値の場合は１シンボル遅延
検波出力ビット系列の方が小さく同期語検出特性は良好
であるが、小さい相関しきい値の場合は、多重遅延検波
出力ビット系列の方が小さくむしろ良好である。これ
は、相関しきい値が小さい場合は、少ないビット誤りで
も同期語不検出となることから、従来例３で説明したよ
うなバースト誤りの影響が問題にならなくなるためであ
る。この傾向は、Ｅb ／Ｎo が大きくなるにつれて顕著
になる。このような場合は、ガウス雑音環境下でビット
誤り率が小さい多重遅延検波出力の方が、その同期語不
検出確率も小さく同期語検出特性が良好である。
【００５０】いま、図１２（ｂ）に示されるような同期
語不検出確率となる雑音環境下であれば、例えば、相関
しきい値が１ビット以下の場合は多重遅延検波出力ビッ
ト系列、２ビット以上の場合は１シンボル遅延検波出力
ビット系列を選択するように相関しきい値をビット系列
の選択基準とすればよい。
語不検出確率となる雑音環境下であれば、例えば、相関
しきい値が１ビット以下の場合は多重遅延検波出力ビッ
ト系列、２ビット以上の場合は１シンボル遅延検波出力
ビット系列を選択するように相関しきい値をビット系列
の選択基準とすればよい。
【００５１】選択されたビット系列４３は同期語検出器
１２に入力される。同期語検出器１２、フレーム同期制
御器１６、受信情報抽出器１８の動作は実施の形態１と
同様であるので、説明を省略する。
１２に入力される。同期語検出器１２、フレーム同期制
御器１６、受信情報抽出器１８の動作は実施の形態１と
同様であるので、説明を省略する。
【００５２】なお、本実施の形態４において、１シンボ
ル単位の復調手段として遅延検波を用いたが、包絡線検
波あるいは同期検波のいずれかと、差動符号化を組み合
わせた復調手段を用いてもよい。
ル単位の復調手段として遅延検波を用いたが、包絡線検
波あるいは同期検波のいずれかと、差動符号化を組み合
わせた復調手段を用いてもよい。
【００５３】また、本実施の形態４では、変調方式とし
て差動ＰＳＫを用いたが、差動振幅位相シフトキーイン
グ（差動ＡＰＳＫ）を用いてもよい。この場合の出力は
実施の形態１において記した内容と同様である。
て差動ＰＳＫを用いたが、差動振幅位相シフトキーイン
グ（差動ＡＰＳＫ）を用いてもよい。この場合の出力は
実施の形態１において記した内容と同様である。
【００５４】また、本実施の形態４では、遅延素子１０
をマッピング器４と同期語検出器１２の間に置いたが、
１シンボル単位の検波器２への入力から選択回路４２の
入力までの経路内に置くのであれば、設置位置に拘らず
同様の動作をする。
をマッピング器４と同期語検出器１２の間に置いたが、
１シンボル単位の検波器２への入力から選択回路４２の
入力までの経路内に置くのであれば、設置位置に拘らず
同様の動作をする。
【００５５】実施の形態５．図５はこの発明の実施の形
態５を示す構成ブロック図である。実施の形態４の構成
によれば最尤系列推定を伴う検波器の他に、１シンボル
単位の検波器を別に容易する必要があるが、最尤系列推
定を伴う復調方式の構成によっては、別に１シンボル単
位の検波器を置くことなく同等の出力を得ることができ
る。本実施の形態５はそのような構成例を示したもので
ある。本実施の形態５でも実施の形態４と同様に、変調
方式に差動ＰＳＫを採用している場合を考える。図５に
おいて、４２は実施の形態４に示したものと同じ選択回
路、その他の構成要素は実施の形態２と同じである。
態５を示す構成ブロック図である。実施の形態４の構成
によれば最尤系列推定を伴う検波器の他に、１シンボル
単位の検波器を別に容易する必要があるが、最尤系列推
定を伴う復調方式の構成によっては、別に１シンボル単
位の検波器を置くことなく同等の出力を得ることができ
る。本実施の形態５はそのような構成例を示したもので
ある。本実施の形態５でも実施の形態４と同様に、変調
方式に差動ＰＳＫを採用している場合を考える。図５に
おいて、４２は実施の形態４に示したものと同じ選択回
路、その他の構成要素は実施の形態２と同じである。
【００５６】次に、図５を参照して本実施の形態５の動
作について説明する。多重遅延検波器出力ビット系列
９、及び遅延素子３１を介した差動位相推定器出力ビッ
ト系列３２の生成に至る動作は、実施の形態２と同等で
ある。多重遅延検波器出力ビット系列９，差動位相推定
器出力ビット系列３２は、選択回路４２に入力される。
選択回路４２は実施の形態４と同様に、同期語検出相関
しきい値１３を基準として、上記のビット系列のいずれ
かを選択する。同期語検出器１２、フレーム同期制御器
１６、受信情報抽出器１８の動作はこれまでに説明した
例と全く同様である。これらの動作により、本実施の形
態５は差動ＰＳＫを採用している場合、実施の形態４と
同等の効果を得ることができる。
作について説明する。多重遅延検波器出力ビット系列
９、及び遅延素子３１を介した差動位相推定器出力ビッ
ト系列３２の生成に至る動作は、実施の形態２と同等で
ある。多重遅延検波器出力ビット系列９，差動位相推定
器出力ビット系列３２は、選択回路４２に入力される。
選択回路４２は実施の形態４と同様に、同期語検出相関
しきい値１３を基準として、上記のビット系列のいずれ
かを選択する。同期語検出器１２、フレーム同期制御器
１６、受信情報抽出器１８の動作はこれまでに説明した
例と全く同様である。これらの動作により、本実施の形
態５は差動ＰＳＫを採用している場合、実施の形態４と
同等の効果を得ることができる。
【００５７】実施の形態６．図６はこの発明の実施の形
態６を示す構成ブロック図である。本実施の形態６は、
実施の形態５と同等の効果を得るが、実施の形態３と同
様に、最尤系列推定を伴う検波器が１シンボル単位の推
定差動位相信号を生成していることを利用しており、実
施の形態５とに比べて付加すべき回路がより少なくなる
ことをねらいとしたものである。図６に示した構成要素
については、推定差動位相信号より生成したビット系列
３２と、最尤系列推定を伴う多重遅延検波出力より生成
したビット系列９のいずれかを所定の選択基準に基づい
て選択する選択回路４２を有する他は図３に示した実施
の形態３の構成と全く同等である。この実施の形態６の
動作については、選択回路４２の動作は実施の形態５と
同様であり、その他の構成要素の動作については実施の
形態３と同様なので、説明を省略する。
態６を示す構成ブロック図である。本実施の形態６は、
実施の形態５と同等の効果を得るが、実施の形態３と同
様に、最尤系列推定を伴う検波器が１シンボル単位の推
定差動位相信号を生成していることを利用しており、実
施の形態５とに比べて付加すべき回路がより少なくなる
ことをねらいとしたものである。図６に示した構成要素
については、推定差動位相信号より生成したビット系列
３２と、最尤系列推定を伴う多重遅延検波出力より生成
したビット系列９のいずれかを所定の選択基準に基づい
て選択する選択回路４２を有する他は図３に示した実施
の形態３の構成と全く同等である。この実施の形態６の
動作については、選択回路４２の動作は実施の形態５と
同様であり、その他の構成要素の動作については実施の
形態３と同様なので、説明を省略する。
【００５８】実施の形態７．以上の実施の形態４ないし
６では、ビット系列の選択手段である選択回路４２の選
択基準として同期語検出の相関しきい値１３を用いる例
を示したが、選択基準としてフレーム同期状態情報を用
いてもよい。通常、フレーム同期はずれ状態では、図７
（ａ）に示すように範囲を限定せずに同期語をサーチす
る。このときには、誤検出を極力抑えるため、相関しき
い値を小さくするのが普通である。一方、フレーム同期
状態では、同期語の位置がおおよそ推定できるので、図
７（ｂ）に示すように同期語をサーチする範囲を限定
し、不検出を抑えるため相関しきい値を大きくする。従
って、選択基準としてフレーム同期状態情報を用いて実
施の形態４〜６と同等の効果を得ることができる。これ
らの情報はフレーム同期制御器１６から出力させればよ
い。
６では、ビット系列の選択手段である選択回路４２の選
択基準として同期語検出の相関しきい値１３を用いる例
を示したが、選択基準としてフレーム同期状態情報を用
いてもよい。通常、フレーム同期はずれ状態では、図７
（ａ）に示すように範囲を限定せずに同期語をサーチす
る。このときには、誤検出を極力抑えるため、相関しき
い値を小さくするのが普通である。一方、フレーム同期
状態では、同期語の位置がおおよそ推定できるので、図
７（ｂ）に示すように同期語をサーチする範囲を限定
し、不検出を抑えるため相関しきい値を大きくする。従
って、選択基準としてフレーム同期状態情報を用いて実
施の形態４〜６と同等の効果を得ることができる。これ
らの情報はフレーム同期制御器１６から出力させればよ
い。
【００５９】また、ビット系列の選択手段である選択回
路４２の選択基準として受信ＳＮＲ、あるいは受信ＳＮ
Ｒと上記相関しきい値を組み合わせて用いてもよい。十
分に高い受信ＳＮＲが得られていれば、バースト誤りが
少なくなり、その結果、大きな相関しきい値に対して
も、最尤系列推定を伴う多重遅延検波出力ビット系列の
同期語不検出確率の方が小さくなる。ここで、受信ＳＮ
Ｒは、例えば受信信号中の既知のビット系列によりビッ
ト誤り率を求め、これを換算することで求められる。こ
のビット誤り率を選択基準として用いてもよい。以下
に、選択基準として受信ＳＮＲを用いる場合、及び受信
ＳＮＲと相関しきい値とを組み合わせて用いる場合を例
示する。実施の形態４ないし６において、選択基準とし
て受信ＳＮＲを用いる場合は、受信ＳＮＲが所定値未満
のときは、同期語検出器入力として１シンボル遅延検波
器出力ビット系列を選択し、上記所定値以上であれば最
尤系列推定を伴う多重遅延検波出力ビット系列を選択す
るようにすればよい。また、実施の形態４ないし６にお
いて、選択基準として受信ＳＮＲと相関しきい値とを組
み合わせて用いる場合は、例えば、受信ＳＮＲが６ｄＢ
未満のときは、相関しきい値が０ビットのときのみ最尤
系列推定を伴う多重遅延検波出力ビット系列を選択し、
相関しきい値が１ビット以上のときは１シンボル遅延検
波器出力ビット系列を選択する。そして、受信ＳＮＲが
６ｄＢ以上９ｄＢ未満のときは、上記の切替えを２ビッ
トとし、受信ＳＮＲが９ｄＢ以上１２ｄＢ未満のとき
は、上記の切替えを３ビットというように動作させるこ
とにより、精度の高い同期語検出を行うことができる。
路４２の選択基準として受信ＳＮＲ、あるいは受信ＳＮ
Ｒと上記相関しきい値を組み合わせて用いてもよい。十
分に高い受信ＳＮＲが得られていれば、バースト誤りが
少なくなり、その結果、大きな相関しきい値に対して
も、最尤系列推定を伴う多重遅延検波出力ビット系列の
同期語不検出確率の方が小さくなる。ここで、受信ＳＮ
Ｒは、例えば受信信号中の既知のビット系列によりビッ
ト誤り率を求め、これを換算することで求められる。こ
のビット誤り率を選択基準として用いてもよい。以下
に、選択基準として受信ＳＮＲを用いる場合、及び受信
ＳＮＲと相関しきい値とを組み合わせて用いる場合を例
示する。実施の形態４ないし６において、選択基準とし
て受信ＳＮＲを用いる場合は、受信ＳＮＲが所定値未満
のときは、同期語検出器入力として１シンボル遅延検波
器出力ビット系列を選択し、上記所定値以上であれば最
尤系列推定を伴う多重遅延検波出力ビット系列を選択す
るようにすればよい。また、実施の形態４ないし６にお
いて、選択基準として受信ＳＮＲと相関しきい値とを組
み合わせて用いる場合は、例えば、受信ＳＮＲが６ｄＢ
未満のときは、相関しきい値が０ビットのときのみ最尤
系列推定を伴う多重遅延検波出力ビット系列を選択し、
相関しきい値が１ビット以上のときは１シンボル遅延検
波器出力ビット系列を選択する。そして、受信ＳＮＲが
６ｄＢ以上９ｄＢ未満のときは、上記の切替えを２ビッ
トとし、受信ＳＮＲが９ｄＢ以上１２ｄＢ未満のとき
は、上記の切替えを３ビットというように動作させるこ
とにより、精度の高い同期語検出を行うことができる。
【００６０】また、ビット系列の選択手段である選択回
路４２の選択基準として受信信号のレベル情報を用いて
もよい。十分に高い受信信号のレベルが得られていれば
高い受信ＳＮＲが得られているのと等価とみなせ、バー
スト誤りが少なくなり、その結果、大きな相関しきい値
に対しては、最尤系列推定を伴う復調方式の出力による
同期語不検出確率の方が小さく同期語検出特性は良好に
なる。受信信号のレベル情報は受信信号中に無変調パタ
ーンを挿入し、これを検出するなどにより求められる。
路４２の選択基準として受信信号のレベル情報を用いて
もよい。十分に高い受信信号のレベルが得られていれば
高い受信ＳＮＲが得られているのと等価とみなせ、バー
スト誤りが少なくなり、その結果、大きな相関しきい値
に対しては、最尤系列推定を伴う復調方式の出力による
同期語不検出確率の方が小さく同期語検出特性は良好に
なる。受信信号のレベル情報は受信信号中に無変調パタ
ーンを挿入し、これを検出するなどにより求められる。
【００６１】
【発明の効果】以上のように請求項１に係わる発明によ
れば、１シンボル単位の復調手段の出力ビット系列を同
期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は
同期語の検出または不検出を通知し、また、最尤系列推
定を伴う復調手段の出力ビット系列を受信情報抽出手段
に入力することにより、最尤系列推定を伴う復調手段を
用いる場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ１シン
ボル単位の復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特
性が得られるので、受信情報における小さいビット誤り
率を保持しつつ良好な同期語検出特性をもつディジタル
無線通信受信機を得ることができる。
れば、１シンボル単位の復調手段の出力ビット系列を同
期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は
同期語の検出または不検出を通知し、また、最尤系列推
定を伴う復調手段の出力ビット系列を受信情報抽出手段
に入力することにより、最尤系列推定を伴う復調手段を
用いる場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ１シン
ボル単位の復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特
性が得られるので、受信情報における小さいビット誤り
率を保持しつつ良好な同期語検出特性をもつディジタル
無線通信受信機を得ることができる。
【００６２】また、請求項２に係わる発明によれば、最
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力をもとに得られるビット系
列を同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出
手段は同期語の検出または不検出を通知し、また、上記
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得
られるビット系列を受信情報抽出手段に入力することに
より、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等
のビット誤り率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手
段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるの
で、受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ
良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信機
を得ることができる。
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力をもとに得られるビット系
列を同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出
手段は同期語の検出または不検出を通知し、また、上記
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得
られるビット系列を受信情報抽出手段に入力することに
より、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等
のビット誤り率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手
段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるの
で、受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ
良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信機
を得ることができる。
【００６３】また、請求項３に係わる発明によれば、最
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力をもとに得られるビット系
列を同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出
手段は同期語の検出または不検出を通知し、また、上記
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得
られるビット系列を受信情報抽出手段に入力することに
より、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等
のビット誤り率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手
段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるの
で、受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ
良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信機
を得ることができる。
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力をもとに得られるビット系
列を同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出
手段は同期語の検出または不検出を通知し、また、上記
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出力をもとに得
られるビット系列を受信情報抽出手段に入力することに
より、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等
のビット誤り率が得られ、且つ１シンボル単位の復調手
段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるの
で、受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ
良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信機
を得ることができる。
【００６４】また、請求項４に係わる発明によれば、１
シンボル単位の復調手段の出力ビット系列、もしくは最
尤系列推定を伴う復調手段の出力ビット系列をビット系
列選択手段に入力する当該ビット系列選択手段の出力を
同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段
は同期語の検出、または不検出を通知し、また、最尤系
列推定を伴う復調手段の出力ビット系列を受信情報抽出
手段に入力されることにより、最尤系列推定を伴う復調
手段を用いる場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ
最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と１シンボル
単位の復調手段を用いる場合のうち選択した方と同等の
同期語検出特性が得られるので、受信情報における小さ
いビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性をも
つディジタル無線通信受信機を得ることができる。
シンボル単位の復調手段の出力ビット系列、もしくは最
尤系列推定を伴う復調手段の出力ビット系列をビット系
列選択手段に入力する当該ビット系列選択手段の出力を
同期語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段
は同期語の検出、または不検出を通知し、また、最尤系
列推定を伴う復調手段の出力ビット系列を受信情報抽出
手段に入力されることにより、最尤系列推定を伴う復調
手段を用いる場合と同等のビット誤り率が得られ、且つ
最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と１シンボル
単位の復調手段を用いる場合のうち選択した方と同等の
同期語検出特性が得られるので、受信情報における小さ
いビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性をも
つディジタル無線通信受信機を得ることができる。
【００６５】また、請求項５に係わる発明によれば、最
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力をもとに得られるビット系
列、もしくは最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出
力をもとに得られるビット系列を入力する当該ビット系
列選択手段の出力を同期語検出手段に入力し、これを用
いて同期語検出手段は同期語の検出または不検出を通知
し、また、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の
出力ビット系列を受信情報抽出手段に入力することによ
り、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の
ビット誤り率が得られ、且つ最尤系列推定を伴う復調手
段を用いる場合と１シンボル単位の復調手段を用いる場
合のうち選択した方と同等の同期語検出特性が得られる
ので、受信情報における小さいビット誤り率を保持しつ
つ良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信
機を得ることができる。
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力をもとに得られるビット系
列、もしくは最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の出
力をもとに得られるビット系列を入力する当該ビット系
列選択手段の出力を同期語検出手段に入力し、これを用
いて同期語検出手段は同期語の検出または不検出を通知
し、また、上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の
出力ビット系列を受信情報抽出手段に入力することによ
り、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の
ビット誤り率が得られ、且つ最尤系列推定を伴う復調手
段を用いる場合と１シンボル単位の復調手段を用いる場
合のうち選択した方と同等の同期語検出特性が得られる
ので、受信情報における小さいビット誤り率を保持しつ
つ良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信
機を得ることができる。
【００６６】また、請求項６に係わる発明によれば、最
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力ビット系列、もしくは最尤
系列推定を伴う多重遅延検波出力をもとに得られるビッ
ト系列を入力する当該ビット系列選択手段の出力を同期
語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同
期語の検出または不検出を通知し、また、上記最尤系列
推定を伴う多重遅延検波手段の出力ビット系列を受信情
報抽出手段に入力することにより、最尤系列推定を伴う
復調手段を用いる場合と同等のビット誤り率が得られ、
且つ最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と１シン
ボル単位の復調手段を用いる場合のうち選択した方と同
等の同期語検出特性が得られるので、受信情報における
小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性
をもつディジタル無線通信受信機を得ることができる。
尤系列推定を伴う多重遅延検波手段の構成要素である１
シンボル遅延検波手段の出力ビット系列、もしくは最尤
系列推定を伴う多重遅延検波出力をもとに得られるビッ
ト系列を入力する当該ビット系列選択手段の出力を同期
語検出手段に入力し、これを用いて同期語検出手段は同
期語の検出または不検出を通知し、また、上記最尤系列
推定を伴う多重遅延検波手段の出力ビット系列を受信情
報抽出手段に入力することにより、最尤系列推定を伴う
復調手段を用いる場合と同等のビット誤り率が得られ、
且つ最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と１シン
ボル単位の復調手段を用いる場合のうち選択した方と同
等の同期語検出特性が得られるので、受信情報における
小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検出特性
をもつディジタル無線通信受信機を得ることができる。
【００６７】また、請求項７に係わる発明によれば、請
求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタル
無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、同期語検出手段の相関しきい値を用いることによ
り、大きい相関しきい値の場合には１シンボル単位の復
調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ、
また小さい相関しきい値の場合には最尤系列推定を伴う
復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ
るので、受信情報における小さいビット誤り率を保持し
つつ良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受
信機を得ることができる。
求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタル
無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、同期語検出手段の相関しきい値を用いることによ
り、大きい相関しきい値の場合には１シンボル単位の復
調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ、
また小さい相関しきい値の場合には最尤系列推定を伴う
復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ
るので、受信情報における小さいビット誤り率を保持し
つつ良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受
信機を得ることができる。
【００６８】また、請求項８に係わる発明によれば、請
求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタル
無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、フレーム同期状態情報を用いることにより、フレー
ム同期はずれ状態、即ち相関しきい値が小さい場合には
最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の同期
語検出特性が得られ、また、フレーム同期状態、即ち相
関しきい値が大きい場合には１シンボル単位の復調手段
を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるので、
受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好
な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信機を得
ることができる。
求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタル
無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、フレーム同期状態情報を用いることにより、フレー
ム同期はずれ状態、即ち相関しきい値が小さい場合には
最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場合と同等の同期
語検出特性が得られ、また、フレーム同期状態、即ち相
関しきい値が大きい場合には１シンボル単位の復調手段
を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られるので、
受信情報における小さいビット誤り率を保持しつつ良好
な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受信機を得
ることができる。
【００６９】また、請求項９に係わる発明によれば、請
求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタル
無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、別に得た受信信号電力対雑音電力比情報を用いるこ
とにより、受信信号電力対雑音電力比が小さい場合には
１シンボル単位の復調手段を用いる場合と同等の同期語
検出特性が得られ、また受信信号電力対雑音電力比が大
きい場合には、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報に
おける小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検
出特性をもつディジタル無線通信受信機を得ることがで
きる。
求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタル
無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、別に得た受信信号電力対雑音電力比情報を用いるこ
とにより、受信信号電力対雑音電力比が小さい場合には
１シンボル単位の復調手段を用いる場合と同等の同期語
検出特性が得られ、また受信信号電力対雑音電力比が大
きい場合には、最尤系列推定を伴う復調手段を用いる場
合と同等の同期語検出特性が得られるので、受信情報に
おける小さいビット誤り率を保持しつつ良好な同期語検
出特性をもつディジタル無線通信受信機を得ることがで
きる。
【００７０】また、請求項１０に係わる発明によれば、
請求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタ
ル無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、別に得た受信信号レベル情報を用いることにより、
受信信号レベルが小さい場合には１シンボル単位の復調
手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ、ま
た受信信号レベルが大きい場合には最尤系列推定を伴う
復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ
るので、受信情報における小さいビット誤り率を保持し
つつ良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受
信機を得ることができる。
請求項４ないし請求項６のいずれか１項記載のディジタ
ル無線通信受信機のビット系列選択手段の選択基準とし
て、別に得た受信信号レベル情報を用いることにより、
受信信号レベルが小さい場合には１シンボル単位の復調
手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ、ま
た受信信号レベルが大きい場合には最尤系列推定を伴う
復調手段を用いる場合と同等の同期語検出特性が得られ
るので、受信情報における小さいビット誤り率を保持し
つつ良好な同期語検出特性をもつディジタル無線通信受
信機を得ることができる。
【図１】この発明のディジタル無線通信受信機の実施の
形態１を示す構成ブロック図である。
形態１を示す構成ブロック図である。
【図２】この発明のディジタル無線通信受信機の実施の
形態２を示す構成ブロック図である。
形態２を示す構成ブロック図である。
【図３】この発明のディジタル無線通信受信機の実施の
形態３を示す構成ブロック図である。
形態３を示す構成ブロック図である。
【図４】この発明のディジタル無線通信受信機の実施の
形態４を示す構成ブロック図である。
形態４を示す構成ブロック図である。
【図５】この発明のディジタル無線通信受信機の実施の
形態５を示す構成ブロック図である。
形態５を示す構成ブロック図である。
【図６】この発明のディジタル無線通信受信機の実施の
形態６を示す構成ブロック図である。
形態６を示す構成ブロック図である。
【図７】同期はずれ状態及び同期状態における同期語検
出動作を説明する図である。
出動作を説明する図である。
【図８】従来の最尤系列推定を伴う復調方式を有するデ
ィジタル無線通信受信機を示す構成ブロック図である。
ィジタル無線通信受信機を示す構成ブロック図である。
【図９】ディジタル無線通信で用いられるフレーム及び
バーストの構成例を説明する図である。
バーストの構成例を説明する図である。
【図１０】従来のディジタル無線通信受信機の最尤系列
推定を伴う検波器を示す構成ブロック図である。
推定を伴う検波器を示す構成ブロック図である。
【図１１】従来のディジタル無線通信受信機の他の最尤
系列推定を伴う検波器を示す構成ブロック図である。
系列推定を伴う検波器を示す構成ブロック図である。
【図１２】１シンボルの遅延検波方式と多重遅延検波方
式のビット誤り率と同期語不検出確率の特性図である。
式のビット誤り率と同期語不検出確率の特性図である。
【図１３】受信信号におけるバースト誤りと復調出力に
与える影響を説明する図である。
与える影響を説明する図である。
１ 復調入力となる受信信号 ２ １シンボル単位の検波器 ３ １シンボル単位で検波された差動位相信号 ４ マッピング回路 ５ マッピング回路より出力された受信ビット系列 ６，６ａ，６ｂ 最尤系列推定を伴う検波器 ７，７ａ，７ｂ，７ｄ 検波器により復調された差動位
相信号 ８ マッピング回路 ９ マッピング回路より出力された受信ビット系列 １０ 遅延素子 １１ 遅延素子１０の出力であるビット系列 １２ 同期語検出器 １３ 同期語検出相関しきい値 １４ 同期語検出パルス １５ 同期語不検出パルス １６ フレーム同期制御器 １７ フレームタイミング情報 １８ 受信情報抽出器 １９ 受信情報 ２０ １シンボル遅延素子 ２１ １シンボル遅延検波器 ２２ 位相差信号 ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ １シンボル遅延素子 ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ ２πを法とする加算器 ２５ａ，２５ｂ，２５ｃ 多重位相差信号 ２６ ＭＬＳＥアルゴリズムに基づく系列推定器 ２７ 差動位相推定器 ２８ 推定差動位相信号 ２９ マッピング回路 ３０ マッピング回路２９の出力であるビット系列 ３１ 遅延素子 ３２ 遅延素子３１の出力ビット系列 ３３ 差動位相推定器 ３４ 推定差動位相信号 ３５ａ，３５ｂ，３５ｃ １シンボル遅延素子 ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄ，３６ｅ ２πを法と
する加算器 ３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄ 多重残差信号 ３８ ＭＬＳＥアルゴリズムに基づく系列推定器 ３９ 推定された残差信号 ４０ マッピング回路 ４１ マッピング回路４０の出力であるビット系列 ４２ 選択回路 ４３ 選択されたビット系列 １１１ 受信アンテナ １１２ ダウンコンバータ １２１ 同期語 １２２ 受信情報を含むデータ部 １２３ 固定ビット系列 １０１ 受信信号における誤りシンボル ５０１ １シンボル遅延検波出力における誤りシンボル ９０１ 多重遅延検波出力における誤りシンボル
相信号 ８ マッピング回路 ９ マッピング回路より出力された受信ビット系列 １０ 遅延素子 １１ 遅延素子１０の出力であるビット系列 １２ 同期語検出器 １３ 同期語検出相関しきい値 １４ 同期語検出パルス １５ 同期語不検出パルス １６ フレーム同期制御器 １７ フレームタイミング情報 １８ 受信情報抽出器 １９ 受信情報 ２０ １シンボル遅延素子 ２１ １シンボル遅延検波器 ２２ 位相差信号 ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ １シンボル遅延素子 ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ ２πを法とする加算器 ２５ａ，２５ｂ，２５ｃ 多重位相差信号 ２６ ＭＬＳＥアルゴリズムに基づく系列推定器 ２７ 差動位相推定器 ２８ 推定差動位相信号 ２９ マッピング回路 ３０ マッピング回路２９の出力であるビット系列 ３１ 遅延素子 ３２ 遅延素子３１の出力ビット系列 ３３ 差動位相推定器 ３４ 推定差動位相信号 ３５ａ，３５ｂ，３５ｃ １シンボル遅延素子 ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄ，３６ｅ ２πを法と
する加算器 ３７ａ，３７ｂ，３７ｃ，３７ｄ 多重残差信号 ３８ ＭＬＳＥアルゴリズムに基づく系列推定器 ３９ 推定された残差信号 ４０ マッピング回路 ４１ マッピング回路４０の出力であるビット系列 ４２ 選択回路 ４３ 選択されたビット系列 １１１ 受信アンテナ １１２ ダウンコンバータ １２１ 同期語 １２２ 受信情報を含むデータ部 １２３ 固定ビット系列 １０１ 受信信号における誤りシンボル ５０１ １シンボル遅延検波出力における誤りシンボル ９０１ 多重遅延検波出力における誤りシンボル
Claims (10)
- 【請求項１】 受信信号から１シンボルごとに検波を行
い受信ビット系列を出力する１シンボル単位の復調手段
と、 複数のシンボルにわたる受信信号系列から受信ビット系
列を出力する最尤系列推定を伴う復調手段と、 上記最尤系列推定を伴う復調手段の出力の受信ビット系
列のタイミングに一致させた、１シンボル単位の復調手
段の出力の受信ビット系列により同期語検出、又は不検
出を判定する同期語検出手段と、 上記同期語検出情報をもとに受信フレームのタイミング
判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期
制御手段と、 上記最尤系列推定を伴う復調手段の出力から受信情報を
抽出する受信情報抽出手段と、を備えたことを特徴とす
るディジタル無線通信受信機。 - 【請求項２】 １シンボルごとその時点の受信信号と１
シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力する１
シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号に畳み込み符
号化を施す畳み込み符号化手段とを有し、上記畳み込み
符号化手段から出力される複数の位相差信号系列に対し
最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う最尤系列推
定を伴う多重遅延検波手段と、 上記１シンボル遅延検波手段より出力された位相差信号
より差動位相信号を推定する差動位相推定手段と、 上記差動位相推定手段の出力を対応するビット系列に変
換する第一のマッピング手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、 上記第二のマッピング手段の出力ビット系列のタイミン
グに一致させた上記第一のマッピング手段の出力ビット
系列により同期語検出、又は不検出を判定する同期語検
出手段と、 上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミング
判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期
制御手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
たビット系列から受信情報を抽出する受信情報抽出手段
と、を備えたことを特徴とするディジタル無線通信受信
機。 - 【請求項３】 １シンボルごとその時点の受信信号と１
シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力する１
シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号を用いて送信
差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段と、上記差
動位相判定手段出力の推定差動位相信号と上記位相差信
号との減算を行う位相減算手段と、上記位相減算手段の
出力に畳み込み符号化を施す畳み込み符号化手段とを有
し、当該畳み込み符号化手段から出力される複数の信号
系列に対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段と、 上記送信差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段の
出力を対応するビット系列に変換する第一のマッピング
手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、 上記第二のマッピング手段の出力ビット系列のタイミン
グに一致させた上記第一のマッピング手段の出力ビット
系列により同期語検出、又は不検出を判定する同期語検
出手段と、 上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミング
判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期
制御手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
たビット系列から受信情報を抽出する受信情報抽出手段
と、を備えたことを特徴とするディジタル無線通信受信
機。 - 【請求項４】 受信信号から１シンボルごとに検波を行
い受信ビット系列を出力する１シンボル単位の復調手段
と、 複数のシンボルにわたる受信信号系列から受信ビット系
列を出力する最尤系列推定を伴う復調手段と、 上記１シンボル単位の復調手段の出力ビット系列のタイ
ミングを上記最尤系列推定を伴う復調手段の出力ビット
系列のタイミングに一致させる遅延手段と、 上記の遅延手段によりタイミングを調整された１シンボ
ル単位の復調手段の出力ビット系列、または上記最尤系
列推定を伴う復調手段の出力ビット系列のいずれかを所
定の基準に基づいて選択するビット系列選択手段と、 上記ビット系列選択手段の出力ビット系列から同期語検
出、又は不検出を判定する同期語検出手段と、 上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミング
判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期
制御手段と、 上記最尤系列推定を伴う復調手段より出力されたビット
系列から受信情報を抽出する受信情報抽出手段と、を備
えたことを特徴としたディジタル無線通信受信機。 - 【請求項５】 １シンボルごとその時点の受信信号と１
シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力する１
シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号に畳み込み符
号化を施す畳み込み符号化手段とを有し、上記畳み込み
符号化手段から出力される複数の位相差信号系列に対し
最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う最尤系列推
定を伴う多重遅延検波手段と、 上記１シンボル遅延検波手段より出力された位相差信号
より差動位相信号を推定する差動位相推定手段と、 上記差動位相推定手段の出力を対応するビット系列に変
換する第一のマッピング手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、 上記の第一のマッピング手段の出力ビット系列のタイミ
ングを上記の第二のマッピング手段の出力ビット系列の
タイミングに一致させる遅延手段と、 上記の遅延手段によりタイミングを調整された上記の第
一のマッピング手段の出力ビット系列、または上記の第
二のマッピング手段の出力ビット系列のいずれかを所定
の基準に基づいて選択するビット系列選択手段と、 上記ビット系列選択手段の出力ビット系列から同期語検
出、又は不検出を判定する同期語検出手段と、 上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミング
判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期
制御手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
たビット系列から受信情報を抽出する受信情報抽出手段
と、を備えたことを特徴とするディジタル無線通信受信
機。 - 【請求項６】 １シンボルごとその時点の受信信号と１
シンボル長だけ過去の受信信号との位相差を出力する１
シンボル遅延検波手段と、当該位相差信号を用いて送信
差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段と、上記差
動位相判定手段出力の推定差動位相信号と上記位相差信
号との減算を行う位相減算手段と、上記位相減算手段の
出力に畳み込み符号化を施す畳み込み符号化手段とを有
し、当該畳み込み符号化手段から出力される複数の信号
系列に対し最尤系列推定アルゴリズムによる復号を行う
最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段と、 上記送信差動位相信号の判定を行う差動位相推定手段の
出力を対応するビット系列に変換する第一のマッピング
手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
た系列推定による位相差信号出力を対応するビット系列
に変換する第二のマッピング手段と、 上記の第一のマッピング手段の出力ビット系列のタイミ
ングを上記の第二のマッピング手段の出力ビット系列の
タイミングに一致させる遅延手段と、 上記の遅延手段によりタイミングを調整された上記の第
一のマッピング手段の出力ビット系列、または上記の第
二のマッピング手段の出力ビット系列のいずれかを所定
の基準に基づいて選択するビット系列選択手段と、 上記ビット系列選択手段の出力ビット系列から同期語検
出、又は不検出を判定する同期語検出手段と、 上記の同期語検出情報により受信フレームのタイミング
判定及び必要に応じて送信タイミングの制御を行う同期
制御手段と、 上記最尤系列推定を伴う多重遅延検波手段より出力され
たビット系列から受信情報を抽出する受信情報抽出手段
と、を備えたことを特徴とするディジタル無線通信受信
機。 - 【請求項７】 ビット系列選択手段の選択基準として、
同期語検出手段の相関しきい値を用いることを特徴とす
る請求項４〜６のいずれか１項に記載のディジタル無線
通信受信機。 - 【請求項８】 ビット系列選択手段の選択基準として、
フレーム同期状態情報を用いることを特徴とする請求項
４〜６のいずれか１項に記載のディジタル無線通信受信
機。 - 【請求項９】 ビット系列選択手段の選択基準として、
別に得る受信信号電力対雑音電力比情報を用いることを
特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載のディジ
タル無線通信受信機。 - 【請求項１０】 ビット系列選択手段の選択基準とし
て、別に得る受信信号レベル情報を用いることを特徴と
する請求項４〜６のいずれか１項に記載のディジタル無
線通信受信機。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7223600A JPH0969862A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | ディジタル無線通信受信機 |
| TW085103204A TW411680B (en) | 1995-08-31 | 1996-03-18 | Digital wireless communication receiver |
| US08/695,190 US5740204A (en) | 1995-08-31 | 1996-08-07 | Digital radiocommuncation receiver |
| CA002182835A CA2182835C (en) | 1995-08-31 | 1996-08-07 | Digital radiocommunication receiver |
| KR1019960035931A KR100206349B1 (ko) | 1995-08-31 | 1996-08-28 | 디지탈무선통신수신기 |
| CN96111762A CN1111967C (zh) | 1995-08-31 | 1996-08-30 | 数字无线通信接收机 |
| HK98100153.6A HK1001535B (en) | 1995-08-31 | 1998-01-08 | Digital radiocommunication receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7223600A JPH0969862A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | ディジタル無線通信受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0969862A true JPH0969862A (ja) | 1997-03-11 |
Family
ID=16800728
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7223600A Abandoned JPH0969862A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | ディジタル無線通信受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5740204A (ja) |
| JP (1) | JPH0969862A (ja) |
| KR (1) | KR100206349B1 (ja) |
| CN (1) | CN1111967C (ja) |
| CA (1) | CA2182835C (ja) |
| TW (1) | TW411680B (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6873834B1 (en) * | 1996-12-20 | 2005-03-29 | Nortel Networks Limited | Wireless terminal diversity scheme |
| US6160855A (en) * | 1997-02-06 | 2000-12-12 | Mitsubishi Materials Corporation | Digital modulation method and digital communication system |
| IL120898A (en) * | 1997-05-22 | 2000-02-17 | D S P C Israel Ltd | Bi-directional channel analysis |
| CA2296382C (en) * | 1997-07-24 | 2007-09-11 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Received signal phase detecting circuit |
| WO1999034568A1 (fr) * | 1997-12-29 | 1999-07-08 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Circuit d'acquisition de signal de synchronisation de trame dans un recepteur |
| US6622006B1 (en) * | 2000-02-02 | 2003-09-16 | Hughes Electronics Corporation | System and method for detecting a link outage |
| GB2360179A (en) * | 2000-03-07 | 2001-09-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Receiver with an 'a posteriori' estimator to determine the position of a synchronisation sequence |
| KR100418975B1 (ko) * | 2001-06-12 | 2004-02-14 | 전자부품연구원 | 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및동기 방법 |
| AU2003266230A1 (en) * | 2002-08-14 | 2004-03-11 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Receiver and method for decoding of truncated data |
| US7203254B2 (en) * | 2003-03-25 | 2007-04-10 | Motorola, Inc. | Method and system for synchronizing in a frequency shift keying receiver |
| US7339958B2 (en) * | 2005-01-03 | 2008-03-04 | Mediatek, Inc. | System and method for performing signal synchronization of data streams |
| US8149956B1 (en) * | 2007-04-23 | 2012-04-03 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Method of automated demodulation and classification of phase-shift-keying signals using hysteretic differential zero-crossing time samples |
| US9059889B2 (en) * | 2013-03-11 | 2015-06-16 | Technion Research And Development Foundation Ltd. | Polar multi-symbol delay detector for carrier phase and frequency recovery for coherent transmission |
| CN108134754B (zh) * | 2018-01-09 | 2019-02-01 | 西安科技大学 | 一种吉比特连续可变速率的中频差分解调器 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3480923D1 (de) * | 1983-10-11 | 1990-02-08 | Merck & Co Inc | Verfahren zur c-methylierung von 2-methylbutyraten. |
| JPS6152674A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-15 | Konishiroku Photo Ind Co Ltd | カラー画像転写装置 |
| US5017883A (en) * | 1990-07-31 | 1991-05-21 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Multiple symbol differential detection |
| SE470371B (sv) * | 1992-06-23 | 1994-01-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Sätt och anordning vid digital signalöverföring att hos en mottagare estimera överförda symboler |
| JPH0697973A (ja) * | 1992-09-14 | 1994-04-08 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 無線受信機 |
| JPH06152674A (ja) * | 1992-11-06 | 1994-05-31 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 遅延検波装置 |
-
1995
- 1995-08-31 JP JP7223600A patent/JPH0969862A/ja not_active Abandoned
-
1996
- 1996-03-18 TW TW085103204A patent/TW411680B/zh not_active IP Right Cessation
- 1996-08-07 US US08/695,190 patent/US5740204A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-08-07 CA CA002182835A patent/CA2182835C/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-08-28 KR KR1019960035931A patent/KR100206349B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1996-08-30 CN CN96111762A patent/CN1111967C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5740204A (en) | 1998-04-14 |
| TW411680B (en) | 2000-11-11 |
| CA2182835C (en) | 2000-10-03 |
| KR100206349B1 (ko) | 1999-07-01 |
| KR970013853A (ko) | 1997-03-29 |
| CN1154017A (zh) | 1997-07-09 |
| CA2182835A1 (en) | 1997-03-01 |
| CN1111967C (zh) | 2003-06-18 |
| HK1001535A1 (en) | 1998-06-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3013763B2 (ja) | キャリア同期ユニット | |
| JP3024524B2 (ja) | キャリア同期ユニット及び同期方法 | |
| JPH0795252A (ja) | フレーム同期方式 | |
| JPH0969862A (ja) | ディジタル無線通信受信機 | |
| JP5171291B2 (ja) | 無線送信方法、無線送信装置、及び、無線受信装置 | |
| JP2002290485A (ja) | 周波数誤差推定を行う受信機および周波数誤差の推定方法 | |
| EP1138136B1 (en) | Synchronization tracking method | |
| US7042925B2 (en) | Correlation detection improvement by averaging spread spectrum signals | |
| JPH06205062A (ja) | 遅延検波回路 | |
| US6353913B2 (en) | Modulation detection method and apparatus | |
| EP1080566A1 (en) | Apparatus and methods for variable delay channel tracking | |
| CN1144382C (zh) | 用于选择接收机中的调制检测器的方法和接收机 | |
| KR101961815B1 (ko) | 위성 이동통신용 수신장치 | |
| JP3949458B2 (ja) | 復調装置 | |
| US7042935B2 (en) | Equalizer and equalization method | |
| JP5347720B2 (ja) | 復調回路、復調方法、及び受信システム | |
| JP4054032B2 (ja) | フレーム同期検出方法 | |
| JP2938289B2 (ja) | 同期検波回路 | |
| WO2010057345A1 (zh) | 一种改进的位同步数字化的方法 | |
| JP3943474B2 (ja) | 自動周波数制御装置および自動周波数制御方法 | |
| Moriyama | Reduction of errors due to random FM noise | |
| JP3361930B2 (ja) | 遅延検波回路 | |
| JP2891444B2 (ja) | 遅延検波方式 | |
| JP3973351B2 (ja) | 信号受信装置 | |
| JP2022174840A (ja) | 復調器、無線機、検出方法、及び検出プログラム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040119 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040217 |
|
| A762 | Written abandonment of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762 Effective date: 20040402 |