JPH0974746A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スイッチング損失を低減できしかもスイッチ
ングノズルを低減することが可能なスイッチング電源装
置を提供することを目的とする。 【構成】 入力電圧がオン・オフを繰返すスイッチング
素子５と、スイッチング素子５に並列に接続されたコン
デンサ６とダイオード５ａを介してトランス４の一次巻
線４ａに印加され、トランス４に貯えられたエネルギー
をトランス４の二次巻線４ｃより電界効果トランジスタ
８とコンデンサ９からなる整流平滑手段を介して出力電
圧として供給し、前記整流平滑手段を介して得られた出
力電圧を電界効果トランジスタ８を介してトランス４の
二次巻線４ｃに印加することでトランス４に貯えられた
エネルギーをトランス４の一次巻線４ａを介して入力電
圧に回生する構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の電子機
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のスイッチング電源装置は
図４に示すような構成であった。

【０００３】図４において、１は直流電源で商用交流電
源を整流平滑することでもしくは電池などで構成される
ものであり、入力端子２−３に入力電圧を供給しプラス
電圧を入力端子２に接続し、マイナス電圧を入力端子３
に接続している。４はトランスであり、第１の一次巻線
４ａの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチング素
子５を介して入力端子３に接続し、二次巻線４ｃの一端
を出力端子１３に接続し他端を整流平滑回路２２に接続
し、第２の一次巻線４ｂの一端を入力端子３に接続し他
端を同期発振制御回路７に接続している。

【０００４】前記スイッチング素子５は制御端子に印加
される同期発振制御回路７のオン・オフ信号によりオン
・オフし直流入力電圧を前記トランス４の第１の一次巻
線４ａに印加したり遮断したりする。２０はコンデンサ
であり２１は抵抗であり、このコンデンサ２０と抵抗２
１の直列回路はスイッチング素子５の両端に接続されス
イッチング素子５がオフする時に両端に印加されるトラ
ンス４の第１の一次巻線４ａと二次巻線４ｃのリーケー
ジインダクタンスにより発生するスパイク電圧を吸収し
スイッチング素子５を保護するスナバーである。

【０００５】同期発振制御回路７は誤差増幅器１０によ
る絶縁信号伝達手段１５を介しての信号によりスイッチ
ング素子５のオン期間を変化させ、オフ期間をトランス
４の第２の一次巻線４ｂの電圧の極性が反転するまで持
続するように動作し、この繰返しにより発振を続けるも
のである。

【０００６】整流平滑回路２２は、アノードをトランス
４の二次巻線４ｃの一端に接続し、カソードを出力端子
１２に接続した整流ダイオード２３と出力端子１２−１
３間に並列に接続された平滑コンデンサ２４からなり、
トランス４の二次巻線４ｃの誘起電圧を整流平滑して出
力電圧として出力端子１２−１３へ出力し負荷１４に直
流電力として供給する。１０は誤差増幅器で出力端子１
２−１３間の出力電圧と基準電圧１１との誤差分を比較
増幅し絶縁信号伝達手段１５を介して信号を同期発振制
御回路７に出力する。

【０００７】以下に上記構成の従来例の動作について説
明する。入力端子２−３間に接続された直流電源１より
供給された入力電圧は、同期発振制御回路７のオン信号
でスイッチング素子５がオンし、オン期間にトランス４
の第１の一次巻線４ａに印加され、一次電流が流れトラ
ンス４に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この
時、トランス４の二次巻線４ｃに誘起電圧が発生するが
整流ダイオード２３を逆バイアスする方向に電圧が印加
されるように構成されている。

【０００８】次に、同期発振制御回路７のオフ信号によ
りスイッチング素子５がオフするとトランス４の第１の
一次巻線４ａにフライバック電圧が発生する同時に、ト
ランス４の二次巻線４ｃにもフライバック電圧が発生し
整流ダイオード２３を順バイアスする方向に電圧が印加
されるため、トランス４に蓄積されてエネルギーがトラ
ンス４の二次巻線４ｃを介して二次電流として放出され
平滑コンデンサ２４に出力電圧として出力端子１２−１
３間に供給される。

【０００９】トランス４に蓄積されたエネルギーがすべ
て放出されるとトランス４の第１の一次巻線４ａ、二次
巻線４ｃのフライバック電圧はなくなり、各巻線のイン
ダクタンスと分布容量により決定される共振電圧でリン
ギングが発生しトランス４の第２の一次巻線４ｂにも同
様な電圧が発生しフライバック電圧の極性から逆の極性
へと変化する。この極性の変化は同期発振制御回路７に
伝達され再びスイッチング素子５をオンさせる。これら
の動作が繰返されることで出力電圧は連続的に出力端子
１２−１３間より供給される。

【００１０】さらに出力電圧が安定に制御される動作に
ついて、図５を参照にして説明する。

【００１１】図５において（ａ）はスイッチング素子５
の両端電圧波形ＶDSを示し、（ｂ）はスイッチング素子
５を流れる電流波形ＩDSを示し、（ｃ）は同期発振制御
回路７のスイッチング素子５への出力波形ＶGを示し、
（ｄ）はトランス４の二次巻線４ｃに流れる二次電流波
形Ｉoを示し、実線は負荷１４のインピーダンスが低く
出力端子１２−１３より出力電流ＩOUTが多く流れ出し
ている時（重負荷時）であり、点線は負荷１４のインピ
ーダンスが高く出力電流ＩOUTが少なく流れ出している
時（軽負荷時）の各部の動作波形を示している。

【００１２】出力電流ＩOUTは、 ＩOUT＝1/2・1／Ｌs・（Ｎs／Ｎp）・ＶIN・ＴON²／Ｔ で表わされ、出力電圧ＶOUTは、 ＶOUT＝（Ｎs／Ｎp）・ＶIN・ＴON／ＴOFF で表わされ、スイッチング周波数ｆは、 ｆ＝１／（ＴON＋ＴOFF）＝１／Ｔ で表わされる。ここで、Ｎsはトランス４の二次巻線４
ｃの巻線数であり、Ｎpはトランス４の第１の一次巻線
４ａの巻線数であり、Ｌsはトランス４の二次巻線４ｃ
のインダクタンス値であり、Ｌpはトランス４の第１の
一次巻線４ａのインダクタンス値であり、ＶINは直流電
源１より供給される入力電圧値であり、ＴONはスイッチ
ング素子５のオン期間であり、ＴOFFはスイッチング素
子５のオフ期間であり、Ｔは発振周期である。

【００１３】出力電圧ＶOUTは、誤差増幅器１０により
基準電圧１１と比較増幅され絶縁信号伝達手段１５を介
して同期発振制御回路７に伝達されスイッチング素子５
のオン期間を制御するため一定に制御されており前述の
出力電流ＩOUT及び入力電圧ＶINの変動によってもスイ
ッチング素子５のオン期間が変化して一定に保たれるこ
とになる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述のような従来の構
成では、スイッチング素子５のターンオン及びターンオ
フ時に印加される電圧波形と電流波形が同時にスイッチ
ング素子５の応答スピードで決まる傾きによりクロスし
ながら変化するためにスイッチング損失が大きく発生
し、しかもスイッチング素子５の応答スピードを早くす
ることでスイッチング損失を少なくさせると電圧波形、
電流波形が共により急竣になりスイッチングノイズ及び
スイッチング素子５に印加される電圧、電流波形のスパ
イクが増加し、 ・機器のノイズ障害防止のため入出力端子に挿入される
ノイズフィルターが大型化する。 ・必要以上の大きな定格のスイッチング素子５が必要と
なる。といった課題があり、これを解決するために、コ
ンデンサ２０と抵抗２１の直列接続により構成されるス
ナバー回路のコンデンサ２０の容量を大きくして電圧波
形の急竣な変化を抑制すると、 ・コンデンサ２０の充放電電流が大きくなり抵抗２１の
損失が非常に大きくなるとともにコンデンサ２０の充放
電電流はスイッチング素子５がターンオンする時に流れ
込むためスパイク電流が増加しターンオン損失が大幅に
増加し、効率が著しく悪化する。といった課題があっ
た。

【００１５】本発明はこのような課題を解決するための
もので、スイッチング損失を低減できしかもスイッチン
グノイズを低減することが可能となり、小型化が可能と
なるスイッチング電源装置を提供することを目的とする
ものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、入力電圧がオン・オフを繰返すスイッチン
グ素子を前記スイッチング素子と並列に接続されたコン
デンサとを介したトランスの一次巻線に印加され、前記
トランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの二次
巻線より電界効果トランジスタとコンデンサからなる整
流平滑手段を介して出力電圧として供給し、前記整流平
滑手段を介して得られた出力電圧を前記電界効果トラン
ジスタを介して前記トランスの二次巻線に印加すること
で前記トランスに貯えられたエネルギーを前記トランス
の一次巻線を介して前記入力電圧に回生する構成にした
ものである。

【００１７】

【作用】上記構成により、スイッチング素子のオン期間
にトランスに貯えられたエネルギーの一部をオフ期間中
に二次巻線を介して出力に二次電流として放出したエネ
ルギーのうち一部のエネルギーを再び二次巻線に流れる
逆方向の二次電流としてトランスに貯え一次巻線を介し
てスイッチング素子に並列に接続されたコンデンサを放
電して直流電源に回生することによりスイッチング素子
のターンオン時にスパイク電流が流れることを防止でき
さらに前記コンデンサによりスイッチング素子のターン
オフ時の電圧波形の急竣な上昇を防止させることでスイ
ッチング損失とスイッチングノイズを減少させるもので
ある。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を図１、図２を参照に
して説明する。

【００１９】図１は本発明の一実施例によるスイッチン
グ電源装置の回路構成図である。図１において、図５と
同じものについては同一の符合を記し説明は省略する。
１は直流電源であり、２−３は入力端子であり、４はト
ランスで４ａは第１の一次巻線、４ｂは第２の一次巻
線、４ｃは二次巻線より構成されており、５はスイッチ
ング素子であり、７は同期発振制御回路であり、９は平
滑コンデンサであり、１０は誤差増幅器であり、１１は
基準電圧であり、１２−１３は出力端子であり、１４は
負荷であり、１５は絶縁信号伝達手段である。

【００２０】５ａはダイオードでトランス４に貯えられ
たエネルギーがトランス４の第１の一次巻線４ａを介し
て直流電源１に電力を回生する時に、スイッチング素子
５がオフしている時でもトランス４の第１の一次巻線４
ａの回生電流を流すことができるようにスイッチング素
子５と並列に接続され、アノードを入力端子３に、カソ
ードを前記スイッチング素子５の一端と前記トランス４
の第１の一次巻線４ａの一端に接続したものであり、６
はコンデンサで同期発振制御回路７のオフ信号でスイッ
チング素子５がオフするとトランス４の第１の一次巻線
４ａにフライバック電圧が発生するがスイッチング素子
５に印加されるフライバック電圧の急竣な上昇を抑制し
ターンオフ損失を低減されるためスイッチング素子５に
並列に接続したものであり、８はＮチャンネル電界効果
トランジスタでスイッチング素子５のオン期間に貯えら
れたトランス４のエネルギーをスイッチング素子５のオ
フ期間にトランス４の二次巻線４ｃを介して寄生ダイオ
ード８ａから平滑コンデンサ９へ放出した後、今後は逆
に平滑コンデンサ９からＮチャンネル電界効果トランジ
スタ８の寄生ダイオード８ａの逆回復時間（以下逆流期
間）だけトランス４の二次巻線４ｃに逆方向の二次電流
を流すものでソース端子とゲート端子はトランス４の二
次巻線４ｃの一端に接続されドレイン端子は出力端子１
２と平滑コンデンサ９の一端に接続する。

【００２１】以下に上記構成の動作について説明する。
入力端子２−３間に接続された直流電源１より供給され
た入力電圧は、同期発振制御回路７のオン信号でスイッ
チング素子５がオンし、オン期間にトランス４の第１の
一次巻線４ａに印加され、一次電流が流れトランス４に
磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この時、トラン
ス４の二次巻線４ｃに誘起電圧が発生するがＮチャンネ
ル電界効果トランジスタ８の寄生ダイオード８ａを逆バ
イアスする方向に電圧が印加されるようにトランス４の
巻線は構成されさらにＮチャンネル電界効果トランジス
タ８はゲート端子とソース端子が短絡接続されているた
めオフとなっている。

【００２２】次に、同期発振制御回路７のオフ信号によ
りスイッチング素子５がオフするとトランス４の第１の
一次巻線４ａにフライバック電圧が発生するが、コンデ
ンサ６によりフライバック電圧の上昇は比較的ゆるやか
になりスイッチング素子５に印加される電圧の急竣な上
昇を抑制しターンオフ損失を減少させると同時に、トラ
ンス４の二次巻線４ｃにもフライバック電圧が発生しＮ
チャンネル電界効果トランジスタ８の寄生ダイオード８
ａを順バイアスする方向に電圧が印加されるため、トラ
ンス４に蓄積されてエネルギーがトランス４の二次巻線
４ｃを介して二次電流として放出され平滑コンデンサ９
に出力電圧として出力端子１２−１３間に供給される。

【００２３】トランス４に蓄積されたエネルギーがすべ
て放出されトランス４の二次巻線４ｃより放出される二
次電流がゼロになると今度はＮチャンネル電界効果トラ
ンジスタ８の寄生ダイオード８ａの逆流期間だけ平滑コ
ンデンサ９よりトランス４の二次巻線４ｃに向かって逆
方向の二次電流が流れトランス４には前記とは逆方向の
磁束は発生しエネルギーが蓄積される。この状態ではト
ランス４の各巻線に発生する誘起電圧の極生は変化せず
トランス４の第２の一次巻線４ｂの電圧も変化しないた
め同期発振制御回路７はスイッチング素子５のオフ期間
を維持させる。

【００２４】前記逆流期間後、前記逆方向の二次電流が
急速に減少し、トランス４の各巻線に発生する誘起電圧
の極性が反転するためトランス４の二次巻線４ｃに発生
する誘起電圧はＮチャンネル電界効果トランジスタ８の
寄生ダイオード８ａを逆バイアスし、トランス４の第１
の一次巻線４ａに発生する誘起電圧はコンデンサ６との
接続端を負電圧に、入力端子２との接続端を正電圧にす
る方向に発生してコンデンサ６のすでに蓄積された電荷
を放電する方向にすなわち、一次電流が直流電源１充電
する方向に流れ、前記逆流期間に蓄積されたエネルギー
を直流電源１に電力回生を行う。

【００２５】この動作によりコンデンサ６の両端電圧は
低下してゼロ電圧になるとダイオード５ａを介してさら
に前記逆流期間に蓄積されたエネルギーがなくなるまで
一次電流は流れ続ける。この期間を回生期間とする。こ
の時、トランス４の第２の一次巻線４ｂに発生する誘起
電圧の極生も反転するため同期発振制御回路７はスイッ
チング素子５をオンさせるが一次電流はどちらを流れて
も動作上変化はない。トランス４に蓄積されたエネルギ
ーがゼロになるとすでにオンしているスイッチング素子
５を介して直流電源１より前記とは逆方向の一次電流が
流れてトランス４に磁束が発生しエネルギーが蓄積され
る。前記回生期間にすでにコンデンサ６の両端電圧はゼ
ロのためスイッチング素子５のオン時はゼロクロスイッ
チングとなっておりターンオン損失は発生しない。

【００２６】以上の動作が繰返されることで出力電圧は
出力端子１２−１３より負荷１４へ供給される。

【００２７】次に出力電圧が安定に制御される動作につ
いて図２を参照にして説明する。図２において（ａ）は
スイッチング素子５の両端電圧波形ＶDSを示し、（ｂ）
はスイッチング素子５とダイオード５ａに流れる電流波
形ＩDSを示し、（ｃ）は同期発振制御回路７のスイッチ
ング素子５への出力波形ＶGを示し、（ｄ）はトランス
４の二次巻線４ｃに流れる二次電流波形Ｉoを示し、
（ｅ）はコンデンサ６に流れる電流波形ＩCを示してい
る。さらに実線は負荷１４のインピーダンスが低く出力
端子１２−１３より出力電流ＩOUTが多く流れ出してい
る時（重負荷時）の各部の波形であり、点線は負荷１４
のインピーダンスが高く出力電流ＩOUTが少なく流れ出
している時（軽負荷時）の各部の波形を示している。

【００２８】出力電流ＩOUTは、 ＩOUT＝1/2・1/Ｌs・（Ｎs／Ｎp）・ＶIN｛ＴON・（ＴON
−２Ｔ′ON）｝／Ｔ で表わされ、出力電圧ＶOUTは、 ＶOUT＝（Ｎs／Ｎp）・ＶIN（ＴON−Ｔ′ON）／（ＴOFF
−Ｔ′OFF） で表わされ、スイッチング周波数ｆは、 ｆ＝１／（ＴON＋ＴOFF）＝１／Ｔ で表わされる。ここで、Ｎsはトランス４の二次巻線４
ｃの巻線数であり、Ｎpはトランス４の第１の一次巻線
４ａの巻線数であり、Ｌsはトランス４の二次巻線４ｃ
のインダクタンス値であり、Ｌpはトランス４の第１の
一次巻線４ａのインダクタンス値であり、ＶINは直流電
源１より供給される入力電圧値であり、ＴONはスイッチ
ング素子５のオン期間であり、ＴOFFはスイッチング素
子５のオフ期間であり、Ｔ′ONは回生期間であり、Ｔ′
OFFは逆流期間であり、Ｔは発振周期である。

【００２９】出力電圧ＶOUTは、誤差増幅器１０により
基準電圧１１と比較増幅され絶縁信号伝達手段１５を介
して同期発振制御回路７に伝達されスイッチング素子５
のオン期間を制御するため一定に制御されており前述の
出力電流ＩOUT及び入力電圧ＶINの変動によってもスイ
ッチング素子５のオン期間が変化して一定に保たれるこ
とになる。

【００３０】さらに電界効果トランジスタ８の寄生ダイ
オード８ａの逆回復時間にトランス４の二次巻線４ｃに
逆方向の二次電流が流れる動作について図３を参照に説
明する。

【００３１】図３は、本発明の実施例の図１の回路構成
において本発明者が行った実験データであり電界効果ト
ランジスタ８を流れるトランス４の二次巻線４ｃから平
滑コンデンサ９へ流れる順方向電流Ｉo及び出力電流ＩO
UTと平滑コンデンサ９からトランス４の二次巻線４ｃへ
流れる逆方向電流−Ｉoの特性を示したものである。

【００３２】但し、ＶIN＝１３０［Ｖ］、ＶOUT＝１５
［Ｖ］、Ｌp＝３００［μＨ］、Ｌs＝１５［μＨ］であ
り、図３（ａ）は電界効果トランジスタ８が２ＳＫ１０
１８（富士電機（株））、図３（ｂ）はＩＲＦＰ４５０
（INTERNATIONAL RECTIFIER）の特性図である。

【００３３】図３で明らかなように、出力電流ＩOUTが
流れるとすなわち順方向電流Ｉoが流れると逆方向電流
−Ｉoが必ず流れることが解る。これは、電界効果トラ
ンジスタ８の寄生ダイオード８ｃの逆回復時間によるも
のである。

【００３４】さらに逆方向電流−Ｉoの値はある出力電
流ＩOUTすなわち、順方向電流Ｉo以上ではほぼ一定であ
るため前述のように出力電圧ＶOUTは、出力電流ＩOUT及
び入力電圧ＶINの変動によってもスイッチング素子５の
オン期間が変化して一定に保たれることになる。

【００３５】また、逆方向電流−Ｉoの値はある出力電
流ＩOUTすなわち、ある順方向電流Ｉo以下では減少する
ため、前述のようにスイッチング素子５のゼロクロスス
イッチングにならない場合もあるが出力電圧ＶOUTは、
誤差増幅器１０により基準電圧１１と比較増幅され絶縁
信号伝達手段１５を介して同期発振制御回路７に伝達さ
れスイッチング素子５のオン期間を制御するため一定に
制御されており前述の出力電流ＩOUT及び入力電圧ＶIN
の変動によってもスイッチング素子５のオン期間が変化
して一定に保たれることになる。この場合、スイッチン
グ電源装置の出力電力としては小さく、損失及びノイズ
は特に問題とはならない。

【００３６】上記のように、トランス４の二次巻線４ｃ
に逆方向の二次電流を流す手段として電界効果トランジ
スタ８の寄生ダイオード８ａの逆回復時間特性を利用し
ていることから電界効果トランジスタ８を寄生ダイオー
ド８ａの逆回復時間特性のように充分な逆回復時間を持
つ整流素子、特にＰＮ接合ダイオードとしても同じ効果
が得られることは明らかである。

【００３７】さらに、スイッチング素子５に印加される
サージ電圧値、スイッチングノイズをある規定値に抑制
したり、入出力端子から放出されるノイズレベルをある
規定値に抑制するためにコンデンサ６の容量値を変えて
も適切な逆回復時間特性を持つ電界効果トランジスタ８
又はＰＮ接合ダイオードを用いればスイッチング素子５
のゼロクロススイッチングが可能であることは明らかで
ある。

【００３８】さらにスイッチング電源装置として損失及
びスイッチングノイズの低減を行うために電界効果トラ
ンジスタ８又は、充分な逆回復時間を持つ整流素子の両
端に並列にコンデンサを接続することにより前記逆流期
間後、前記逆方向の二次電流が急速に減少し、トランス
４の各巻線に発生する誘起電圧の極性が反転しトランス
４の二次巻線４ｃに発生する誘起電圧は電界効果トラン
ジスタ８の寄生ダイオード８ａ又は、充分な逆回復時間
を持つ整流素子を逆バイアスする時にトランス４の二次
巻線４ｃと第１の一次巻線４ａのリーケージインダクタ
ンスにより発生するスパイク電圧を吸収し急竣な電圧変
化を防止するためスイッチングノイズの低減ができ、さ
らには電界効果トランジスタ８の寄生ダイオード８ａ又
は、充分な逆回復時間を持つ整流素子の逆回復損失を低
減することもできる。

【００３９】尚、図１においてトランス４の二次巻線４
ｃの一端を出力端子１２に接続し、他端を電界効果トラ
ンジスタ８のドレインに接続し、電界効果トランジスタ
８のゲート及びソースを出力端子１３に接続した構成と
しても上述と同じ動作であり、効果も同じとなる。この
構成の場合も電界効果トランジスタ８を充分な逆回復時
間を持つ整流素子としてもよい。

【００４０】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、従来と同
一の制御範囲を維持し、簡単な構成でスイッチング素子
のターンオン及びターンオフ損失を大幅に低減でき、同
時にスイッチング素子に印加されるスパイク電圧、スパ
イク電流も大幅に低減され、さらにスイッチングノイズ
も低減できるなど、スイッチング電源装置の高効率化及
び低ノイズ化が可能となりさらに高周波化も可能となる
など大きな効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例によるスイッチング電源装置
を示す回路構成図

【図２】図１の回路構成図の動作波形を示す説明図

【図３】電界効果トランジスタの特性を示す特性図

【図４】従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図

【図５】図４の回路構成図の動作波形を示す説明図

【符号の説明】

１ 直流電源 ２−３ 入力端子 ４ トランス ５ スイッチング素子 ５ａ ダイオード ６ コンデンサ ７ 同期発振制御回路 ８ 電界効果トランジスタ ９ 平滑コンデンサ １０ 誤差増幅器 １１ 基準電圧 １２−１３ 出力端子 １４ 負荷 １５ 絶縁信号伝達手段

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電圧がオン・オフを繰返すスイッチ
   ング素子を介してトランスの一次巻線に印加され、前記
   トランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの二次
   巻線より電界効果トランジスタとコンデンサからなる整
   流平滑手段を介して出力電圧として供給し、前記整流平
   滑手段を介して得られた出力電圧を前記電界効果トラン
   ジスタを介して前記トランスの二次巻線に印加すること
   で前記トランスに貯えられたエネルギーを前記トランス
   の一次巻線を介して前記入力電圧に回生する構成にした
   スイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 入力電圧がオン・オフを繰返すスイッチ
   ング素子を介してトランスの一次巻線に印加され、前記
   トランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの二次
   巻線より充分な逆回復時間を持つ整流素子とコンデンサ
   からなる整流平滑手段を介して出力電圧として供給し、
   前記整流平滑手段を介して得られた出力電圧を前記充分
   な逆回復時間を持つ整流素子を介して前記トランスの二
   次巻線に印加することで前記トランスに貯えられたエネ
   ルギーを前記トランスの一次巻線を介して前記入力電圧
   に回生する構成にしたスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 充分な逆回復時間を持つ整流素子を充分
   な逆回復時間を持つＰＮ接合ダイオードとした請求項２
   記載のスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 スイッチング素子の両端にコンデンサを
   並列接続した請求項１または２記載のスイッチング電源
   装置。
5. 【請求項５】 電界効果トランジスタの両端にコンデン
   サを並列接続した請求項１記載のスイッチング電源装
   置。
6. 【請求項６】 充分な逆回復時間を持つ整流素子の両端
   にコンデンサを並列接続した請求項２記載のスイッチン
   グ電源装置。