JPH0974760A

JPH0974760A - 電圧共振形スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH0974760A
Application number: JP24512895A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-08-31
Filing date: 1995-08-31
Publication date: 1997-03-18

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路の小型／軽量化、低コ
スト化の実現、及びレギュレーション範囲の拡大及び電
力変換効率などの特性面での向上を促進する。【解決手段】全波整流ラインに直列挿入されるフィル
タチョークコイルＬ_N 及び高速リカバリ型ダイオードＤ
₂ 、フィルタチョークコイルＬ_N とローパスフィルタを
形成するフィルタコンデンサＣ_N 、高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ に並列接続した共振用コンデンサＣ₂ により
形成される力率改善回路を設け、電圧共振形を形成する
並列共振コンデンサＣｒ_A の静電容量結合を介して、ス
イッチング出力をフィルタチョークコイルＬ_N 及び高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に対して重畳して、
整流電流経路にスイッチング出力を帰還して、磁気結合
トランスＭＣＴを省略して力率改善を図るように構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善が
図られている電圧共振形スイッチング電源回路に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率改善がなされるように構成した発明が、先に本出願人
により各種提案されており、図７の回路図はこれらの発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示すものとされる。この電源回路のスイッチングコンバ
ータとしては、１石のスイッチング素子による自励式の
電圧共振形コンバータとされる。また、力率改善手段と
して、先に本出願人により絶縁型のコンバータトランス
（以降、絶縁コンバータトランスという）の一次側ある
いは二次側からスイッチング出力に応じた電圧を、整流
ラインのチョークコイルに励起するようにした磁気結合
トランスを設けて、これによりブリッジ整流回路の整流
出力にスイッチング周期の電圧を帰還して重畳すること
で力率改善を図るようにされたスイッチング電源回路が
提案されているが、この図の電源回路は上述のような磁
気結合トランスを備えて構成されるものである。

【０００５】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除
去するノイズフィルタとしてコモンモードチョークコイ
ルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられている。
交流電源ＡＣは、４本のダイオードからなるブリッジ整
流回路Ｄ₁ により全波整流され、その整流出力は力率改
善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電される。
なお、力率改善回路２０の構成及びその動作については
後述する。

【０００６】この図において、電圧共振形のスイッチン
グコンバータは、高耐圧のスイッチング素子Ｑ₁ を備え
た１石による構成とされる。このスイッチング素子Ｑ₁
のベースは、起動抵抗Ｒ_S を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑
ラインから得られるようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ₁ のベースとアース間にはダンピング抵抗Ｒ_B
と共振コンデンサＣ_Bと駆動巻線Ｎ_B からなる自励発振
用の共振回路が直列接続される。この場合、駆動巻線Ｎ
_B は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Isolatio
n Transformer)に巻装されており、スイッチング周波数
を設定する所要のインダクタンスが得られるようにされ
ている。また、スイッチング素子Ｑ₁ のベースと平滑コ
ンデンサＣｉの負極１次側（アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤ_D により、スイッチング素子Ｑ₁ の
オフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにさ
れており、また、スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタは絶
縁コンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ の一端と接
続され、エミッタは接地される。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ₁ のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列に共振コンデンサＣｒ
が接続されている。この共振コンデンサＣｒは、後述す
る絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ 、直交
型制御トランスＰＲＴ（Poewr Regulating Transforme
r) の被制御巻線Ｎ_R 、磁気結合トランスＭＣＴの巻線
Ｎ_S の直列接続により得られるインダクタンスとにより
電圧共振形コンバータの共振回路を形成している。そし
て、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素
子Ｑ₁ のオフ時には、この共振回路の作用によって共振
コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ_CPは、実際には正弦波状の
パルス波形となって電圧共振形の動作が得られるように
なっている。

【０００８】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ₁ のスイッチング出力を二次側に伝送する
ためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ₁ の一端は、スイッチング素子Ｑ₁ のコ
レクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トラ
ンスＰＲＴの被制御巻線Ｎ_R 及び磁気結合トランスＭＣ
Ｔの巻線Ｎ_S と直列に接続されている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起
電圧が、ダイオードＤ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ からな
る半波整流回路により直流電圧に変換されて直流出力電
圧Ｅ₀ が得られる。

【００１０】制御回路１は例えば二次側の直流電圧出力
Ｅ_O と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻
線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。例えば、二次側の
直流出力電圧Ｅ_O が変動した時は、制御回路１によって
制御巻線Ｎ_C に流れる電流を可変するが、これにより、
被制御巻線Ｎ_R のインダクタンスＬ_R を可変する。この
被制御巻線Ｎ_R は、前述のように電圧共振形のスイッチ
ング動作を得るための共振回路を形成していることか
ら、固定とされているスイッチング周波数に対して、こ
の共振回路の共振条件が変化するようにされる。これに
より、二次側直流電圧Ｅ_O の定電圧化が図られることに
なる。なお、このような定電圧制御方式を、以降はイン
ダクタンス制御方式ということにする。

【００１１】また、力率改善は力率改善回路２０により
なされる。この力率改善回路２０においては、図のよう
にブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極の出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極間のラインに対して、フィルタチョーク
コイルＬ_N 、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ 、力率改善
用のチョークコイルとして作用する磁気結合トランスＭ
ＣＴの二次巻線Ｎ_P が直列に設けられる。また、フィル
タコンデンサＣ_N が、フィルタチョークコイルＬ_N と高
速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極間に挿入されており、このフィルタコンデン
サＣ_N 及びフィルタチョークコイルＬ_N によりノーマル
モードのＬＣローパスフィルタを形成している。

【００１２】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応している。

【００１３】共振用コンデンサＣ₂ は、図のように磁気
結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_Rと並列に接続され
て、この二次巻線Ｎ_R と共に並列共振回路を形成する。
この並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源の共
振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。なお、そ
の動作については後述する。

【００１４】磁気結合トランスＭＣＴは、スイッチング
出力を整流ライン側に帰還するために設けられるものと
され、一次巻線Ｎ_S 及び二次巻線Ｎ_P をフェライトコア
によって、例えば１：１の巻線比で密結合したものとさ
れる。この磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S の一
端は、前述のように直交型制御トランスＰＲＴの被制御
巻線Ｎ_R を介して絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ₁ と直列接続されている。これにより、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に得られるスイッ
チング出力が、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_S
に伝送可能とされている。また、磁気結合トランスＭＣ
Ｔの一次巻線Ｎ_S の他端は、平滑コンデンサＣｉを介し
てアースに接地されている。

【００１５】また、共振用コンデンサＣ₂ は、図のよう
に磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_R と並列に接続
されて、この二次巻線Ｎ_R と共に並列共振回路を形成す
る。この並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源
の共振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。な
お、その動作については後述する。

【００１６】そして力率改善動作としては次のようにな
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に得
られるスイッチング電圧は、直交型制御トランスＰＲＴ
の被制御巻線Ｎ_R を介して磁気結合トランスＭＣＴの一
次巻線Ｎ_S に供給される。そして、磁気結合トランスＭ
ＣＴにおいては、この一次巻線Ｎ_S に得られたスイッチ
ング電圧を二次巻線Ｎ_P に励起する。つまり、スイッチ
ング出力を全波整流ラインに対して重畳するようにして
いる。従って、ブリッジ整流回路Ｄ₁ で整流された全波
整流電圧は、上記磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ
_P によりスイッチング電圧が重畳されて平滑コンデンサ
Ｃｉに充電が行われることになる。そして、このスイッ
チング電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端
子電圧をスイッチング周期で引き下げることになる。す
ると、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流電圧レベルよりコン
デンサＣｉの端子電圧が低下している期間に充電電流が
流れるようになり、平均的な交流入力電流の導通角が拡
大されてＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が
図られることになる。

【００１７】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁コンバータトランス
ＰＩＴのドライブ電流が小さくなるから、このドライブ
電流によって全波整流出力ラインに流れるスイッチング
電流も小さいものになる。したがって、軽負荷時には充
電電流のレベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が
大きくなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの
端子電圧が異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ
（マグネット−スイッチ）方式では困難だったレギュレ
ーションの改善を行うことができる。このため、例えば
交流入力電圧Ｖ_AC±２０％の変動に対しても整流平滑電
圧Ｖｉの変動は抑制されるので、スイッチング素子や平
滑コンデンサの耐圧向上を考慮する必要はなくなる。

【００１８】また、この回路では、ＬＣローパスフィル
タ回路（フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコン
デンサＣ_N ）を、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力側に
設けるようにしている。

【００１９】このような構成によれば、ブリッジ整流ダ
イオードＤ₁ の整流出力端子と平滑コンデンサＣｉ間の
ラインに、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ 、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎ_P がが直列に接続されて挿入されていることになる
が、これら素子の各抵抗成分を合成して得られる値を、
電源オン時の突入電流を所要のレベルにまで抑制するこ
とのできるようなものに設定することで、通常ＡＣライ
ンに挿入される突入電流制限抵抗を省略することが可能
となり、また、電力消費が上記各素子の抵抗成分により
分散されるため、発熱も抑えられる。

【００２０】そして、フィルタコンデンサＣ_N の一端は
直接アースに接地せずに、図のように平滑コンデンサＣ
ｉの正極に接続されているが、これによりフィルタコン
デンサＣ_N の両端にかかる電圧は、ＬＣローパスフィル
タ回路がＡＣライン側に挿入されている場合よりも低い
ものとすることができる。

【００２１】また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎ_P の自己インダクタンスと接続されている共振用コン
デンサＣ₂ は、このスイッチング電源の負荷が軽くなっ
た時に、整流平滑ラインに帰還されるスイッチング電圧
を抑圧するようにしており、軽負荷時の平滑コンデンサ
Ｃｉの端子電圧Ｅｉの上昇を抑制することが可能とされ
ている。

【００２２】ここで、図８の斜視図により、上記図７の
スイッチング電源回路に用いられる磁気結合トランスＭ
ＣＴ及び、フィルタチョークコイルＬ_N の構造例を示
す。磁気結合トランスＭＣＴは、例えば図８（ａ）に示
すようにフェライト材によるＥ型コアＣ_R1、Ｃ_R2を互い
の磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを形成
し、この際、中央磁脚には図のようにギャップＧを形成
している。そして、この中央磁脚に対して一次巻線Ｎ
_S 、二次巻線Ｎ_P をそれぞれ巻装して、磁気結合トラン
スＭＣＴが構成される。また、フィルタチョークコイル
Ｌ_N は、例えば図８（ｂ）に示すようにドラム型のフェ
ライトコアＤに対して、ボビンを介さずに直接ポリウレ
タン銅線などの単線を巻装して構成される。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコスト等の観点によれば、スイッチング電源回路に
おいてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安価
な部品を使用する等して、小型／軽量化及び低コスト化
を図ることが好ましい。例えば、図７に示した電源回路
に設けられる磁気結合トランスＭＣＴの場合、その一次
巻線Ｎ_S には平滑コンデンサＣｉからの入力電流Ｉ_O が
流れ、二次巻線Ｎ_P には高速リカバリ型ダイオードＤ₂
によりスイッチング周期で断続される比較的大きなレベ
ルの平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れる。このた
め、図８（ａ）に示した磁気結合トランスＭＣＴにおい
ては、例えば６０μφのウレタン被膜銅線を束ねたリッ
ツ線を巻装しているが、この束数を多くすることによっ
て巻線を流れる電流の直流抵抗を抑制し、鉄損を低減す
るようにしている。また、磁気結合トランスＭＣＴでは
鉄損を減少させるために、図８（ａ）に示すように中央
磁脚に対してギャップＧを形成して磁束密度を低くする
ようにしている。つまり、磁気結合トランスＭＣＴでは
上述のような構成が必要とされることによって比較的大
型にならざるをえず、電源回路の小型化を促進すること
の妨げになる。また、レギュレーション範囲の拡大や電
力変換効率などをはじめとする各種電気的特性面におい
ても、向上されることが好ましい。

【００２４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、電圧共
振形コンバータを備えたスイッチング電源回路におい
て、整流回路と平滑コンデンサ間のラインに直列に挿入
されるフィルタチョークコイル及び高速リカバリ型整流
素子と、フィルタチョークコイルと共にローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサと、
高速リカバリ型整流素子に対して並列に接続される共振
用コンデンサとを設けると共に、スイッチングコンバー
タの動作を電圧共振形とするための共振回路を形成する
共振コンデンサの静電容量結合により、上記スイッチン
グコンバータの出力を整流回路と平滑コンデンサ間のラ
インに帰還するようにして構成される力率改善回路を備
えることとした。

【００２５】また、倍電圧整流回路を備えた電圧共振形
コンバータにおいて、商用電源にラインに直列に挿入さ
れるフィルタチョークコイルと、フィルタチョークコイ
ルと共にローパスフィルタを形成するように設けられる
フィルタコンデンサと、倍電圧整流回路の整流素子に対
して並列に設けられてフィルタチョークコイルと共に共
振回路を形成する共振用コンデンサとを設けると共に、
スイッチングコンバータの動作を電圧共振形とするため
の共振回路を形成する共振コンデンサの静電容量結合に
より、上記スイッチングコンバータの出力を倍電圧整流
回路を形成する整流素子に印加するように構成すること
とした。

【００２６】また、商用電源を全波整流するブリッジ整
流回路と、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路の
切換えが可能とされて整流平滑電圧を得ることのできる
整流平滑回路を備えた電圧共振形コンバータにおいて、
商用電源ラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、このフィルタチョークコイルと共にローパスフ
ィルタを形成するように設けられるフィルタコンデンサ
と、整流平滑回路を形成する整流素子に対して並列に設
けられてフィルタチョークコイルと共に共振回路を形成
する共振用コンデンサとを設けると共に、スイッチング
コンバータの動作を電圧共振形とするための共振回路を
形成する共振コンデンサの静電容量結合により、スイッ
チングコンバータの出力を上記整流平滑回路を形成する
整流素子に印加するように構成することとした。

【００２７】そして上記構成によれば、本発明は各種タ
イプの電圧共振形のスイッチング電源回路において、ス
イッチングコンバータを電圧共振形とするための共振回
路を形成するコンデンサの静電容量結合を介してスイッ
チング出力を整流回路側の電流経路に帰還して重畳する
ようにして力率改善を図るようにされることから、磁気
結合トランスＭＣＴを削除することが可能となる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態とされるスイッチング電源回路を示しており、この
スイッチング電源回路においては先に説明した図７の場
合と同様に、自励式による電圧共振形のスイッチングコ
ンバータが採用されている。なお、図７と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。

【００２９】この図に示す力率改善回路１０は、図のよ
うに、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力と負極（一次側
アース）間にフィルタコンデンサＣ_N が挿入され、ま
た、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力の一端にはフィル
タチョークコイルＬ_N が接続される。そして、上記フィ
ルタチョークコイルＬ_N とフィルタコンデンサＣ_N とに
よりノーマルモードのＬＣローパスフィルタが形成さ
れ、スイッチング周波数の高周波ノイズがＡＣラインに
流入するのを阻止するようにされる。なお、フィルタチ
ョークコイルＬ_N は先に図８（ｂ）にて説明したと同様
のものが用いられればよいものとされる。また、高速リ
カバリ型ダイオードＤ₂ はアノードがフィルタチョーク
コイルＬ _N の他端に接続され、カソード側は平滑コンデ
ンサＣｉの正極に接続される。即ち、フィルタチョーク
コイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ は全波整流
ラインに対して直列接続して挿入される。この高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ は全波整流ラインに流れるスイッ
チング周期の高周波電流に対応して設けられる。さら
に、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に対しては共振用コ
ンデンサＣ₂ が並列に接続されて並列接続回路が形成さ
れている。この共振用コンデンサＣ₂ は、例えばフィル
ムコンデンサなどが用いられ、先行技術として図７に示
した磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ_P に並列接続
される共振用コンデンサＣ₂ と同様の作用を有するもの
とされる。

【００３０】このような接続形態の力率改善回路１０で
は、ＬＣローパスフィルタ回路（フィルタチョークコイ
ルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N ）を、ブリッジ整流
回路Ｄ₁ の整流出力側に設けるようにしている。これに
より、ブリッジ整流ダイオードＤ₁ の整流出力端子と平
滑コンデンサＣｉ間のラインに、フィルタチョークコイ
ルＬ_N 、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ が直列に接続さ
れて挿入されていることになるが、これら素子の各抵抗
成分を合成して得られる値を、電源オン時の突入電流を
所要のレベルにまで抑制することのできるようなものに
設定れば、ＡＣラインに挿入すべき突入電流制限抵抗を
省略もしくは低抵抗化することが可能となり、電力消費
が上記各素子の抵抗成分により分散されることで発熱も
抑制される。

【００３１】そして、フィルタコンデンサＣ_N の一端は
直接アースに接地せずに、平滑コンデンサＣｉの正極に
接続することで、フィルタコンデンサＣ_N の両端にかか
る電圧は、ＬＣローパスフィルタ回路をＡＣライン側に
挿入する場合よりも低いものとすることができ、例えば
安全規格取得品を採用する必要がなくなる。

【００３２】また、この図に示す並列共振コンデンサＣ
ｒ_A は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
と直交型制御トランスＰＲＴ（Poewr Regulating Trans
former) の被制御巻線Ｎ_R からなるインダクタンスとに
より、電圧共振形コンバータの共振回路を形成するもの
とされ、例えばフィルムコンデンサなどが用いられる。
例えば、先に図７に示した回路における並列共振コンデ
ンサＣｒは、スイッチング素子のコレクタと一次側アー
ス間に設けられていたが、本実施の形態における、並列
共振コンデンサＣｒ_A は、スイッチング素子Ｑ₁ のコレ
クタと、上記ＲＲＲ回路１０におけるフィルタチョーク
コイルＬ_N と、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点
との間に対して設けるようにされる。この場合フィルタ
チョークコイルＬ_N は後述するようにして並列共振コン
デンサＣｒ_A を介して帰還されるスイッチング出力の負
荷として作用する。なお、図１の並列共振コンデンサＣ
ｒ_A と図７の並列共振コンデンサＣｒについて、そのキ
ャパシタンスを比較した場合には、Ｃｒ_A ＞Ｃｒとなるように選定される。

【００３３】そして、上記のような接続形態によると、
並列共振コンデンサＣｒ_A の充放電電流を上記フィルタ
チョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の
接続点に対して重畳するような動作が得られる。つま
り、並列共振コンデンサＣｒ_Aの静電容量結合を介し、
てスイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング出力を、フィル
タチョークコイルＬ_N のインダクタンスを流れる整流電
圧に帰還するようにされる。これにより、図７において
説明したのとほぼ同様にして、このスイッチング電圧の
重畳分によって平滑コンデンサＣｉの端子電圧がスイッ
チング周期で引き下げられ、交流入力電流の導通角が拡
大されてその平均波形が正弦波に近付くことにより力率
が改善されることになる。なお、コモンモードチョーク
コイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L からなるノイズ
フィルタと、フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタ
コンデンサＣ_N からなるノーマルモードのローパスフィ
ルタの作用により、商用交流電源ＡＣにはスイッチング
周期の高周波成分は流入しないことになる。

【００３４】そして、このような構成の力率改善回路１
０では、先に先行技術として示した図７の回路と比較す
ると、比較的大型の部品である磁気結合トランスＭＣＴ
が省略されることになり、それだけ基板サイズの小型化
や低コスト化を実現することが可能となる。また、本実
施の形態ではスイッチングコンバータは１石のスイッチ
ング素子による自励式の電圧共振形が用いられている
が、例えば自励式電流共振形スイッチングコンバータと
比較すると、電流共振形スイッチングコンバータでは少
なくともハーフブリッジ接続した２石のスイッチング素
子とその自励発振駆動回路が必要となることから、本実
施の形態ではより簡略な回路構成とすることが可能にな
る。

【００３５】また、図２は本実施の形態の電源回路の要
部の動作をスイッチング周期で示す波形図とされる。本
実施の形態の場合、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチン
グ周波数は、例えば５０ＫＨｚとなるように、共振コン
デンサＣ_B と駆動巻線Ｎ_B からなる自励発振用の直列共
振回路の時定数が選定されている。例えば、この図に示
すｔ₁ 時点においてスイッチング素子がオフになると、
絶縁コンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ 、直交型
制御トランスＰＲＴの被制御巻線Ｎ_R の合成インダクタ
ンス及び並列共振コンデンサＣｒ_A のキャパシタンスか
らなる共振回路の作用により、平滑コンデンサＣｉへの
入力電流Ｉ_O は図２（ｂ）に示すように期間ｔ₁ 〜ｔ₂
において、共振波形に近い電流が流れることになる。ま
た、同じ図２（ｂ）の次の期間ｔ₂ 〜ｔ₃ に示す波形
は、クランプダイオードＤ_D からスイッチング素子Ｑ₁
のベース−エミッタを介して流れるダンパー電流に対応
する。そして、スイッチング素子Ｑ₁ のオフ時におけ
る、並列共振コンデンサＣｒの両端電圧（スイッチング
素子Ｑ₁ のコレクタ−アース間電位）Ｖ_CPは、図２
（ａ）の期間ｔ₁ 〜ｔ₂ に示すように正弦波状の波形と
なり、電圧共振形の動作が得られることになる。スイッ
チング素子Ｑ₁ は、電流Ｉ₀ がゼロクロスする時点ｔ₃
においてオンに変化するが、スイッチング素子Ｑ₁ のオ
ン期間である期間ｔ₃ 〜ｔ₄ においては、共振コンデン
サＣ₁ の両端電圧Ｖ_CPは図２（ａ）に示すように０Ｖが
継続し、電流Ｉ₀ は、一次巻線Ｎ₁ 及び被制御巻線Ｎ_R
のインダクタンス作用により図２（ｂ）に示すような波
形が得られる。また、スイッチング周期における並列共
振コンデンサＣｒの充放電電流Ｉｒは、図２（ｃ）に示
すような波形となる。

【００３６】また図３は、上記図１に示した構成のスイ
ッチング電源回路の各部の動作を商用電源周期により示
す波形図とされる。例えば、図３（ａ）に示すように交
流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、全波整流ライン
において高速リカバリ型ダイオードＤ₂ を流れる電流Ｉ
₂ は、図３（ｂ）に示すように、交流入力電圧Ｖ_ACの絶
対値が平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｅｉよりも高いと
されるτ期間において、帰還されたスイッチング出力の
作用による高速リカバリ型ダイオードＤ₂ のスイッチン
グ動作が行われることにより、スイッチング周期の高周
波成分が重畳された波形となる。また、共振用コンデン
サＣ₂ の両端電圧に相当する電圧Ｖ₂ は、図３（ｃ）に
示すようなスイッチング周期の高周波成分が重畳された
実線に示す波形となる。ところで、先に先行技術として
示した図７における整流平滑電圧Ｅｉ_A （平滑コンデン
サＣｉの両端電圧）は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の出力電
圧である全波整流電圧Ｖ₁ に対して、磁気結合トランス
ＭＣＴの二次巻線Ｎ_P によるスイッチング周期の高周波
電圧を重畳して得られる電圧値の平均値とされて、図３
（ｃ）に示すようなレベルとなる。これに対して、図１
の電源回路における整流平滑電圧Ｅｉは、共振用コンデ
ンサＣ₂ の両端電圧Ｖ₂ のピーク値となる。従って、図
３（ｃ）に示すに示すように、整流平滑電圧Ｅｉ及びＥ
ｉ_A を比較すると、Ｅｉ＞Ｅｉ_Aの関係が得られ、スイ
ッチングコンバータに対する直流入力電圧が上昇してお
り、これによりレギュレーション範囲が拡大される。例
えば、図７の電源回路では磁気結合トランスＭＣＴの作
用によってレギュレーション範囲を補償していたが、本
実施の形態の場合には、磁気結合トランスＭＣＴが省略
されても、レギュレーション範囲が補償されることにな
る。そして、交流入力電流Ｉ_ACは図３（ｄ）に示すよう
に、τ期間において電流が流れるようにされ、これによ
って交流入力電流の平均が交流入力電圧波形に近付くこ
ととなって、実際には力率改善が図られる程度に導通角
が拡大されることになる。例えば具体的には、図に示す
ように商用交流電源の半サイクルが１０ｍｓである場合
には、τ期間が５ｍｓとなるようにフィルタコンデンサ
Ｌ_N のインダクタンス及び共振用コンデンサＣ₂ のキャ
パシタンスを選定すれば、０．８程度の力率が得られる
ようにされる。

【００３７】次に、図４の回路図に本発明の他の実施の
形態であるスイッチング電源回路の構成を示し、図１と
同一部分は同一符号を付して説明を省略する。このスイ
ッチング電源回路においては、直交型制御トランスＰＲ
Ｔが二次側に設けられている。そして、この直交型制御
トランスＰＲＴの被制御巻線Ｎ_R は、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次巻線Ｎ₂ と直列に接続されると共
に、その他端が整流ダイオードＤ₃ のアノードに対して
接続される。また、この場合には、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次巻線Ｎ₂ と直交型制御トランスＰＲＴ
の被制御巻線Ｎ_R との直列接続に対して並列に共振用の
コンデンサＣ_O が設けられる。このコンデンサＣ_O は、
そのキャパシタンスと二次巻線Ｎ₂ と被制御巻線Ｎ_R に
よるインダクタンス成分とにより、二次側においても共
振回路を形成して電圧共振が得られるようにされて、二
次側に励起される出力電圧の波形についても正弦波に近
付くようにされている。この結果、例えばコンデンサＣ
_O が設けられていない場合に比べて、より広範囲の負荷
変動にも対応することが可能となる。そして、例えば図
１の回路の場合には絶縁トランスＰＩＴの一次側におい
てインダクタンス制御方式による定電圧制御を行うよう
にされていたのに対して、この場合には、制御回路１が
直流出力電圧Ｅ_O に基づいて可変された制御電流を制御
巻線Ｎ_C に供給することにより、二次側において共振回
路のインダクタンスをコントロールするようにされる。
このようにしても、定電圧制御を行うことができる（二
次側インダクタンス制御方式）。また、この実施の形態
における力率改善回路１０の構成は、先に図１に示した
ものと同様とされて、前述のように磁気結合トランスＭ
ＣＴを省略した構成により力率改善が図られ、レギュレ
ーション範囲及び電力変換効率も向上されることにな
る。

【００３８】図５は、本発明の更に他の実施の形態のス
イッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１及
び図４と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この実施の形態のスイッチング電源回路は、交流入力電
圧ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系に対応する、いわゆ
るワイドレンジに対応する電源回路に適用して好適なも
のとされる。

【００３９】この図においては、交流電源ＡＣに対して
フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサＣ_N よ
りなるＬＣローパスフィルタが設けられている。また、
本実施の形態ではブリッジ整流回路Ｄ₁ は、図のように
４本の高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ
_F4をブリッジ接続して形成される。また、図１及び図４
に示した共振用コンデンサＣ₂ は、このＪＪＫでは後述
するように倍電圧整流回路が形成される場合に応じて、
共振用コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bの２つに分割されて、それ
ぞれ高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対して並列
に接続される。そして、上述したこれらの素子の接続形
態よって図のように本実施の形態の力率改善回路１１が
形成される。そして、並列共振コンデンサＣｒ_A は、こ
の場合にはスイッチング素子Ｑ₁ のコレクタと、高速リ
カバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の接続点に対して接続さ
れている。また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極整流出力
端子（高速リカバリ型ダイオードＤ_F2、Ｄ_F4の接続点）
と一次側アース間には平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B が
直列に設けられ、この平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の
接続点に対して交流電源ＡＣの一方の極がスイッチＳＷ
₁ を介して接続されている。このスイッチＳＷ₁ は、実
際には電磁パワーリレーやトライアックによるハイブリ
ッドＩＣなどが用いられ、交流入力電圧が１００Ｖ系の
場合にはオンとなり、２００Ｖ系の場合にオフとなるよ
うに制御される。このスイッチＳＷ₁ のオン／オフ切換
えに伴う電源回路に動作については後述する。

【００４０】また、この場合にはスイッチング素子Ｑ₁
はパワーチョークコイルＰＣＣに対して駆動巻線Ｎ_B を
巻装して構成されるドライブトランスＤＴにより駆動さ
れる。パワーチョークコイルＰＣＣは、図のように整流
平滑電圧ライン（平滑コンデンサＣｉ_A の正極端子）と
直交型のコンバータトランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ の端
部と接続される。従って、本実施の形態の場合には電圧
共振形とするための共振回路は、並列共振コンデンサＣ
ｒ_A と、上記一次巻線Ｎ₁ 及びパワーチョークコイルＰ
ＣＣの合成インダクタンスにより形成されることにな
る。

【００４１】また、本実施の形態の形態では、スイッチ
ング出力を二次側へ伝送するための絶縁コンバータトラ
ンスＰＲＴの一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に対して、巻
回方向が直交するように制御巻線Ｎ_C が設けられること
により、直交型の制御トランスを兼用するような構成と
されている。この絶縁コンバータトランスＰＲＴの二次
側においてはセンタータップが設けられる二次巻線Ｎ₂
に対して、整流ダイオードＤ_3A、Ｄ_3Bと平滑コンデンサ
Ｃ₃ からなる両波整流回路が設けられて、直流出力電圧
Ｅ_O が得られるようにされている。二次巻線Ｎ₂ に対し
ては並列共振用のコンデンサＣ_O が接続されて、共振回
路を形成している。この場合には、直流出力電圧Ｅ_O の
変動に応じて、制御回路１によりコンバータトランスＰ
ＲＴの制御巻線Ｎ_C に制御電流を供給することで、コン
バータトランスＰＲＴの漏洩磁束を可変する。これによ
り上記二次巻線Ｎ₂ 及び並列共振用のコンデンサＣ_O か
らなる共振回路の共振条件が可変して定電圧制御が行わ
れるようにされる。

【００４２】上記のような構成によるワイドレンジ対応
のスイッチング電源回路の一次側の整流平滑動作は次の
ようになる。例えば交流入力電圧が２００Ｖ系の場合に
は、前述のようにスイッチＳＷ₁ はオフの状態とされ
る。この場合、商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ
₁ により全波整流されると共に、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B に対して全波整流出力による充
放電が行われるという整流平滑回路の電流経路が形成さ
れる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直列接続した平
滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の両端電圧）としては交流
入力電圧に対応した電圧が得られることになる。

【００４３】一方、交流入力電圧が１００Ｖ系とされる
場合には、スイッチＳＷ₁ がオンとされることから、ブ
リッジ整流回路Ｄ₁ を形成する４本の高速リカバリ型ダ
イオードのうち、高速リカバリ型ダイオードＤ_F1及びＤ
_F2を用いた倍電圧整流回路が形成される。つまり、交流
電源ＡＣが正の期間の充電経路は、交流電源ＡＣ→巻線
ａ（ＣＭＣ）→フィルタチョークコイルＬ_N →整流ダイ
オードＤ₁₁→平滑コンデンサＣｉ_A →巻線ｂ（ＣＭＣ）
→交流電源ＡＣとなり、この電流経路により平滑コンデ
ンサＣｉ_A に対して充電が行われる。また、交流電源Ａ
Ｃが負の期間の充電経路は、交流電源ＡＣ→巻線ｂ（Ｃ
ＭＣ）→平滑コンデンサＣｉ_B →整流ダイオードＤ₁₂→
フィルタチョークコイルＬ_N →巻線ａ（ＣＭＣ）→交流
電源ＡＣとなって、平滑コンデンサＣｉ_B に充電され
る。これによって、整流平滑電圧としては、平滑コンデ
ンサＣｉ_A とＣｉ_B のそれぞれの両端電圧を合わせた、
倍電圧が得られることになる。この結果、整流平滑電圧
Ｅｉとしては、交流入力電圧のほぼ倍の２００Ｖ系の電
圧値が得られることになる。このように、本実施の形態
では入力される商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の場合に
は倍電圧整流平滑動作として、２００Ｖ系の場合には通
常の全波整流平滑動作とするようにスイッチＳＷ₁ によ
り自動切換えを行うことで、ワイドレンジの交流入力電
圧に対応するスイッチング電源回路が得られるように構
成される。

【００４４】また、本実施の形態においては、先に説明
した力率改善回路１１における高速リカバリ型ダイオー
ドＤ_F1及びＤ_F2の接続点に対して、スイッチング素子Ｑ
₁ のコレクタが並列共振コンデンサＣｒ_A を介して接続
されており、これにより、スイッチング素子Ｑ₁ のスイ
ッチング出力が並列共振コンデンサＣｒ_A の静電容量結
合を介して整流電流の経路に対して帰還して重畳するよ
うにされる。このためこれまで説明した図１及び図４の
力率改善回路１０と同様の作用によって、力率改善が図
られることになり、レギュレーション範囲の拡大及び電
力変換効率の向上が実現される。そして、本実施の形態
の構成では、力率改善回路１１によって通常の全波整流
平滑動作と倍電圧整流平滑動作の何れの場合にも共通し
て力率改善が図られるようにされている。なお、整流電
流経路に流れるスイッチング周期の高周波電流によるノ
イズは、フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコン
デンサＣ_N よりなるＬＣローパスフィルタと、コモンモ
ードチョークコイルＣＭＣ及びアクロスコンデンサＣ_L
よりなるノイズフィルタにより除去されて、商用交流電
源ＡＣにはノイズが流入しないようにされる。

【００４５】図６は、本発明の更に他の実施の形態を示
す回路図とされる。なお、上記各実施の形態が示される
図１、図４、及び図５の回路図と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。本実施の形態のスイッチング電
源回路は、例えば交流入力電圧が１００Ｖ系で負荷電力
が１５０Ｗ以上の比較的重負荷時とされる条件に対応す
るものとされる。このため、本実施の形態では次に説明
するように倍電圧整流回路と、２石のスイッチング素子
をプッシュ・プル結合により動作させる電圧共振形スイ
ッチングコンバータが採用されている。

【００４６】この図の力率改善回路１２においては、交
流電源ＡＣに対してＬＣローパスフィルタ（Ｌ_N ，Ｃ
_N ）が設けられている。そして、交流電源ＡＣの一方の
極はフィルタチョークコイルＬ_N を介して、倍電圧整流
用の整流ダイオードＤ₁₁のアノードとＤ₁₂のカソードの
接続点に対して接続され、他方の極は平滑コンデンサＣ
ｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点に対して接続されている。この平
滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B は図のように整流平滑ライ
ンとアース間に対して直列に接続されている。また、整
流ダイオードＤ₁₁のカソード側は平滑コンデンサＣｉ_A
の正極に接続され、整流ダイオードＤ₁₂のアノード側は
アースに接続される。

【００４７】この実施例の回路においては、フィルタチ
ョークコイルＬ_N はスイッチングコンバータから帰還さ
れるスイッチング出力に対する負荷として作用し、後述
するようにして整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂にスイッチン
グ出力が重畳されるように構成されている。これに対応
して、本実施例では整流ダイオードＤ₁₁及びＤ₁₂につい
ては、高速リカバリ型を用いている。また、整流ダイオ
ードＤ₁₁、Ｄ₁₂にはそれぞれ並列に共振用のコンデンサ
Ｃ_2A、Ｃ_2Bが接続され、スイッチング出力の一部はこの
コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bによってバイパスされる。このよ
うに本実施の形態では、倍電圧整流回路に対して図に示
すような力率改善回路１２が組み合わされた構成とされ
ており、この回路構成は、先に図５に示した電源回路に
おいて、スイッチＳＷ₁ がオンとされて倍電圧整流回路
が形成された場合の回路と等価となる。従って、倍電圧
動作は先に図５の実施の形態において説明した動作と同
様となるため、ここでは説明を省略する。

【００４８】また、スイッチングコンバータは、スイッ
チング素子Ｑ₁ とスイッチング素子Ｑ₂ の２石をプッシ
ュプルで駆動させる自励発振式の電圧共振形スイッチン
グコンバータとして形成されて、重負荷時の条件に対応
するようにしている。なお、スイッチング素子Ｑ₂ に対
して設けられる駆動巻線Ｎ_B 、共振コンデンサＣ_B 、抵
抗Ｒ_B 、クランプダイオードＤ_D については同一符号を
付して説明を省略する。この場合には、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ の
各駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B が巻装されている。そして、ス
イッチング素子Ｑ₁ のコレクタは並列共振コンデンサＣ
ｒ_A を介して整流ダイオードＤ₁₁とＤ₁₂の接続点に対し
て接続され、また、スイッチング素子Ｑ₂ のコレクタは
並列共振コンデンサＣｒ_A を介して整流ダイオードＤ₁₁
とＤ₁₂の接続点に対して接続されている。これにより、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力は、そ
れぞれ並列共振コンデンサＣｒ_A 、Ｃｒ_B の静電容量結
合を介して整流電流経路に帰還して重畳されることにな
り、図５に示した回路の場合と同様の作用によって力率
改善が図られることになる。

【００４９】また、この場合には制御巻線Ｎ_C と被制御
巻線Ｎ_R をその巻回方向が直交するように巻装した直交
型制御トランスＰＲＴが設けられる。この直交型制御ト
ランスＰＲＴの被制御巻線Ｎ_R は、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ のセンタータップと、整流平
滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉ_A の正極端
子）間に挿入するようにして設けられており、これによ
って、被制御巻線Ｎ_R と絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ₁ 及び並列共振コンデンサＣｒ_A 、Ｃｒ_B
とにより電圧共振形の共振回路を形成することになる。
そして、制御回路１により、二次側の直流出力電圧Ｅ_O
の変動に応じたレベルの制御電流が直交型制御トランス
ＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給されることで、図１にて説
明した一次側のインダクタンス制御方式と同様の作用に
より、結果的に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ₁ のインダクタンスが可変されて定電圧制御が行わ
れるようにされる。

【００５０】なお、この実施の形態においては重負荷に
対応して２石のスイッチング素子が備えられているが、
例えば電流共振形で重負荷に対応する場合には４石のフ
ルブリッジ結合のスイッチングコンバータを構成するこ
とになるため、本実施の形態のほうがより簡略な回路構
成となる。

【００５１】また、本発明の電圧共振形スイッチング電
源回路は、力率改善回路の接続形態、定電圧制御方法、
電圧共振形コンバータのスイッチング素子数など、上記
各実施の形態に示した組み合わせに限定されるものでは
なく、他の組み合わせパターンにより構成される電源回
路に対しても適用が可能とされる。また、ここでは図示
しないが他励式による電圧共振形コンバータに対しても
本発明は適用可能とされる。さらに、二次側直流出力電
圧のマルチ化など、他の回路部分についても実際の使用
条件に応じて変更されて構わない。

【００５２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電圧共振
形スイッチング電源回路は、倍電圧整流回路によるもの
を含め、本来、電圧共振形の動作を得るための共振回路
の共振コンデンサの静電容量結合を介してスイッチング
出力を整流電流の経路に帰還して重畳するようにして力
率改善を図るようにされていることから、磁気結合トラ
ンスにより力率改善を図る場合よりも部品点数が削減さ
れるため、本発明が電圧共振形による簡略な回路構成と
されていることも併せて、回路サイズの小型化及び低コ
スト化を促進することが可能となるという効果を有して
いる。また磁気結合トランスが削除されることによっ
て、電力損失も低減されるため電力変換効率が向上する
と共に、整流平滑電圧のレベルが上昇してレギュレーシ
ョン範囲も拡大される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としての電圧共振形スイ
ッチング電源回路の回路図である。

【図２】本実施の形態としての電圧共振形スイッチング
電源回路の動作をスイッチング周期で示す波形図であ
る。

【図３】本実施の形態としての電圧共振形スイッチング
電源回路の動作を商用電源周期で示す波形図である。

【図４】他の実施の形態の電圧共振形スイッチング電源
回路を示す回路図である。

【図５】更に他の実施の形態としての電圧共振形スイッ
チング電源回路を示す回路図である。

【図６】更に他の実施の形態としての電圧共振形スイッ
チング電源回路を示す回路図である。

【図７】先行技術としての電圧共振形スイッチング電源
回路を示す回路図である。

【図８】磁気結合トランス及びフィルタチョークコイル
の構造を示す斜視図である。

【符号の説明】

１制御回路１０、１１、１２力率改善回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ絶縁コンバータトランスＰＲＴ直交形制御トランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ，Ｃｉ_A ，Ｃｉ_B 平滑コンデンサＣｒ₁ ，Ｃｒ_A ，Ｃ_1B 並列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｃ₂ 共振用コンデンサＣ_O 共振用コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を断続して絶縁コンバー
タトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチ
ング手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含むインダク
タンス成分と共振コンデンサのキャパシタンスによって
形成されて上記スイッチング手段の動作を電圧共振形と
する共振回路と、上記共振コンデンサの静電容量結合により、上記スイッ
チング手段の出力が上記整流手段と上記平滑手段間のラ
インに帰還される力率改善回路とを設け、上記力率改善回路は、上記スイッチング手段の出力によ
って上記整流手段の整流出力電流を断続する高速リカバ
リ型整流素子と、該高速リカバリ型整流素子に対して並
列に設けられるコンデンサを備えて構成されていること
を特徴とする電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項２】上記力率改善回路の入力側に、商用電源
ラインに流入するスイッチング出力を阻止するように形
成されたローパスフィルタが設けられることを特徴とす
る請求項１に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項３】商用電源を倍電圧整流した整流平滑電圧
を出力する倍電圧整流手段と、上記倍電圧整流手段より出力される電圧を断続して絶縁
コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされた
スイッチング手段と、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含
むインダクタンス成分と共振コンデンサのキャパシタン
スによって形成されて上記スイッチング手段の動作を電
圧共振形とすると共に、上記共振コンデンサの静電容量
結合により、上記スイッチング手段の出力を上記倍電圧
整流手段を形成する整流素子に印加するようにして設け
られる共振回路と、上記商用電源にラインに直列に挿入されるフィルタチョ
ークコイルと、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するように設けられるフィルタコンデンサと、上記倍電圧整流平滑手段の整流素子に対して並列に設け
られて上記フィルタチョークコイルと共に共振回路を形
成する共振用コンデンサと、を備えて構成されることを特徴とする電圧共振形スイッ
チング電源回路。
【請求項４】上記倍電圧整流手段において高速リカバ
リ型整流素子が用いられていることを特徴とする請求項
３に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項５】商用電源を全波整流するブリッジ整流回
路と、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路の切換
えが可能とされて整流平滑電圧を得ることのできる整流
平滑手段と、上記倍電圧整流平滑手段より出力される電圧を断続して
絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにさ
れたスイッチング手段と、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含
むインダクタンス成分と共振コンデンサのキャパシタン
スによって形成されて上記スイッチング手段の動作を電
圧共振形とすると共に、上記共振コンデンサの静電容量
結合により、上記スイッチング手段の出力を上記整流平
滑手段を形成する整流素子に印加するようにして設けら
れる共振回路と、上記商用電源のラインに直列に挿入されるフィルタチョ
ークコイルと、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するように設けられるフィルタコンデンサと、上記整流平滑手段を形成する整流素子に対して並列に設
けられて上記フィルタチョークコイルと共に共振回路を
形成する共振用コンデンサと、を備えて構成されることを特徴とする電圧共振形スイッ
チング電源回路。
【請求項６】上記整流平滑手段において高速リカバリ
型整流素子が用いられていることを特徴とする請求項５
に記載の電圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項７】上記絶縁コンバータトランスの二次側巻
線に対して並列にコンデンサが接続されて、上記絶縁コ
ンバータトランスのインダクタンス成分とにより共振回
路を形成するようにされていることを特徴とする請求項
１乃至請求項６の何れかに記載の電圧共振形スイッチン
グ電源回路。
【請求項８】上記スイッチング手段は、２石のスイッ
チング素子をプッシュプル結合して構成されていること
を特徴とする請求項１乃至請求項７の何れかに記載の電
圧共振形スイッチング電源回路。
【請求項９】上記絶縁コンバータトランスの二次側に
得られる直流出力電圧に基づいて、上記絶縁コンバータ
トランスのインダクタンスを可変して定電圧制御を行う
ように構成された定電圧制御手段が設けられていること
を特徴とする請求項１乃至請求項８の何れかに記載の電
圧共振形スイッチング電源回路。