JPH0974761A - スイッチング型定電圧電源装置 - Google Patents
スイッチング型定電圧電源装置Info
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- JPH0974761A JPH0974761A JP25010995A JP25010995A JPH0974761A JP H0974761 A JPH0974761 A JP H0974761A JP 25010995 A JP25010995 A JP 25010995A JP 25010995 A JP25010995 A JP 25010995A JP H0974761 A JPH0974761 A JP H0974761A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 商用交流電源の瞬断が起こった場合、その瞬
断が起こっている期間は高周波トランスに電力が供給さ
れず、出力電圧が低下してしまうため、安定した出力電
圧を得ることができない。 【解決手段】 万が一、商用入力電圧がある短期間低下
したり、瞬断されたとしても、瞬変／瞬断対策回路７の
コンデンサＣ１に蓄えたエネルギーを放出することで、
トランスＴ１の入力電力を保つ。
断が起こっている期間は高周波トランスに電力が供給さ
れず、出力電圧が低下してしまうため、安定した出力電
圧を得ることができない。 【解決手段】 万が一、商用入力電圧がある短期間低下
したり、瞬断されたとしても、瞬変／瞬断対策回路７の
コンデンサＣ１に蓄えたエネルギーを放出することで、
トランスＴ１の入力電力を保つ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電圧から
直流電圧を作り出すスイッチング型定電圧電源装置に関
する。
直流電圧を作り出すスイッチング型定電圧電源装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来の力率改善回路を含んだフ
ライバックコンバータのスイッチング型定電圧電源装置
の構成を示すブロック図である。同図において、１，２
は交流電圧入力端子、ＤＢ１は交流電源電圧を整流する
ダイオードブリッジ、Ｔ４は高周波トランス、Ｄ４は二
次側出力電圧を整流するダイオード、Ｃ２は平滑用コン
デンサ、３，４は直流電圧出力端子である。また、５は
制御回路で、直流出力電圧を検出し、この検出した電圧
と内蔵している基準電圧とを比較増幅し、出力が一定と
なるようにスイッチングＦＥＴ（電解効果トランジス
タ）Ｑ１を制御する高周波パルス幅変調回路兼スイッチ
ングＦＥＴ「Ｑ１」駆動用の増幅回路である。６は直流
電圧出力端子３，４相互間に接続された負荷である。
ライバックコンバータのスイッチング型定電圧電源装置
の構成を示すブロック図である。同図において、１，２
は交流電圧入力端子、ＤＢ１は交流電源電圧を整流する
ダイオードブリッジ、Ｔ４は高周波トランス、Ｄ４は二
次側出力電圧を整流するダイオード、Ｃ２は平滑用コン
デンサ、３，４は直流電圧出力端子である。また、５は
制御回路で、直流出力電圧を検出し、この検出した電圧
と内蔵している基準電圧とを比較増幅し、出力が一定と
なるようにスイッチングＦＥＴ（電解効果トランジス
タ）Ｑ１を制御する高周波パルス幅変調回路兼スイッチ
ングＦＥＴ「Ｑ１」駆動用の増幅回路である。６は直流
電圧出力端子３，４相互間に接続された負荷である。
【０００３】このような構成のスイッチング型定電圧電
源装置の動作を説明する。
源装置の動作を説明する。
【０００４】交流電圧入力端子１，２相互間に交流電源
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」をスイッ
チングすることで高周波トランスＴ４に電流が流れ電力
が供給される。
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」をスイッ
チングすることで高周波トランスＴ４に電流が流れ電力
が供給される。
【０００５】スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」がオンし、高
周波トランスＴ４に電流が流れている期間は、高周波ト
ランスＴ４の二次側においてコンデンサＣ２に充電され
たエネルギーにより、直流電圧出力端子３，４相互間に
接続された負荷６に電力を供給する。
周波トランスＴ４に電流が流れている期間は、高周波ト
ランスＴ４の二次側においてコンデンサＣ２に充電され
たエネルギーにより、直流電圧出力端子３，４相互間に
接続された負荷６に電力を供給する。
【０００６】制御回路５では、直流電圧出力端子３，４
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御している。
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御している。
【０００７】図５におけるＡ点での電圧波形及び電流波
形を図６に示す。図６の（ａ）はＡ点での電圧波形、
（ｂ）はＡ点での電流波形である。
形を図６に示す。図６の（ａ）はＡ点での電圧波形、
（ｂ）はＡ点での電流波形である。
【０００８】Ａ点に流れる電流は、図６に示すようにな
り、入力電流の導通角を広げることによって力率を改善
することができる。
り、入力電流の導通角を広げることによって力率を改善
することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来例にあっては、商用交流電源の瞬断が起こった場
合、その瞬断が起こっている期間は高周波トランスＴ４
に電力が供給されず、出力電圧が低下してしまうため、
安定した出力電圧を得ることができないという問題点が
あった。
た従来例にあっては、商用交流電源の瞬断が起こった場
合、その瞬断が起こっている期間は高周波トランスＴ４
に電力が供給されず、出力電圧が低下してしまうため、
安定した出力電圧を得ることができないという問題点が
あった。
【００１０】本発明は上述した従来の技術の有するこの
ような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的と
するところは、出力電圧を一定に保つことができるスイ
ッチング型定電圧電源装置を提供しようとするものであ
る。
ような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的と
するところは、出力電圧を一定に保つことができるスイ
ッチング型定電圧電源装置を提供しようとするものであ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載のスイッチング型定電圧電源装置は、商
用交流電圧から直流電圧を作り出すスイッチング型定電
圧電源装置において、商用交流電源を入力とし前記商用
交流電源を整流する整流回路に接続された入力電流の導
通角を広げることで力率を改善する力率改善回路と、前
記商用交流電源が一定期間供給されなくなった場合に出
力電圧を一定に保つ瞬変／瞬断対策回路とを具備したこ
とを特徴とするものである。
に請求項１記載のスイッチング型定電圧電源装置は、商
用交流電圧から直流電圧を作り出すスイッチング型定電
圧電源装置において、商用交流電源を入力とし前記商用
交流電源を整流する整流回路に接続された入力電流の導
通角を広げることで力率を改善する力率改善回路と、前
記商用交流電源が一定期間供給されなくなった場合に出
力電圧を一定に保つ瞬変／瞬断対策回路とを具備したこ
とを特徴とするものである。
【００１２】同じ目的を達成するために請求項２記載の
スイッチング型定電圧電源装置は、請求項１記載のスイ
ッチング型定電圧電源装置において、前記瞬変／瞬断対
策回路にコンデンサを用い、前記商用交流電源が一定期
間供給されなくなった場合に前記コンデンサに蓄えたエ
ネルギーにより出力を一定に保つことを特徴とするもの
である。
スイッチング型定電圧電源装置は、請求項１記載のスイ
ッチング型定電圧電源装置において、前記瞬変／瞬断対
策回路にコンデンサを用い、前記商用交流電源が一定期
間供給されなくなった場合に前記コンデンサに蓄えたエ
ネルギーにより出力を一定に保つことを特徴とするもの
である。
【００１３】同じ目的を達成するために請求項３記載の
スイッチング型定電圧電源装置は、請求項２記載のスイ
ッチング型定電圧電源装置において、前記整流回路の出
力電圧の実効値またはピーク電圧値を検出する交流入力
電圧検出回路を備え、前記商用交流電源が正常に供給さ
れている場合は前記コンデンサからのエネルギーの供給
は行わず、前記商用交流電源が正常に供給されなくなっ
た場合のみ前記コンデンサからのエネルギーの供給を行
うことを特徴とするものである。
スイッチング型定電圧電源装置は、請求項２記載のスイ
ッチング型定電圧電源装置において、前記整流回路の出
力電圧の実効値またはピーク電圧値を検出する交流入力
電圧検出回路を備え、前記商用交流電源が正常に供給さ
れている場合は前記コンデンサからのエネルギーの供給
は行わず、前記商用交流電源が正常に供給されなくなっ
た場合のみ前記コンデンサからのエネルギーの供給を行
うことを特徴とするものである。
【００１４】同じ目的を達成するために請求項４記載の
スイッチング型定電圧電源装置は、請求項２記載のスイ
ッチング型定電圧電源装置において、トランス補助巻線
の出力電圧を検出する補助巻線出力値検出回路を備え、
前記商用交流電源が正常に供給されている場合は前記コ
ンデンサからのエネルギーの供給は行わず、前記商用交
流電源が正常に供給されなくなった場合のみ前記コンデ
ンサからのエネルギーの供給を行うことを特徴とするも
のである。
スイッチング型定電圧電源装置は、請求項２記載のスイ
ッチング型定電圧電源装置において、トランス補助巻線
の出力電圧を検出する補助巻線出力値検出回路を備え、
前記商用交流電源が正常に供給されている場合は前記コ
ンデンサからのエネルギーの供給は行わず、前記商用交
流電源が正常に供給されなくなった場合のみ前記コンデ
ンサからのエネルギーの供給を行うことを特徴とするも
のである。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づき説明する。
に基づき説明する。
【００１６】（第１の実施の形態）まず、本発明の第１
の実施の形態を図１及び図２に基づき説明する。図１
は、本発明の第１の実施の形態に係るフライバックコン
バータのスイッチング式定電圧電源装置の構成を示すブ
ロック図であり、同図において、上述した従来の図５と
同一部分には同一符号が付してある。図１において図５
と異なる点は、図５の構成に逆流阻止用のダイオードＤ
１、Ｄ２、Ｄ３及びコンデンサＣ１を付加したことであ
る。そして、ダイオードＤ１、Ｄ２及び平滑コンデンサ
Ｃ１により、系統１側に瞬変／瞬断対策回路７が構成さ
れている。また、ダイオードＤ３により、系統１と並列
の系統２側に力率改善回路８が構成されている。
の実施の形態を図１及び図２に基づき説明する。図１
は、本発明の第１の実施の形態に係るフライバックコン
バータのスイッチング式定電圧電源装置の構成を示すブ
ロック図であり、同図において、上述した従来の図５と
同一部分には同一符号が付してある。図１において図５
と異なる点は、図５の構成に逆流阻止用のダイオードＤ
１、Ｄ２、Ｄ３及びコンデンサＣ１を付加したことであ
る。そして、ダイオードＤ１、Ｄ２及び平滑コンデンサ
Ｃ１により、系統１側に瞬変／瞬断対策回路７が構成さ
れている。また、ダイオードＤ３により、系統１と並列
の系統２側に力率改善回路８が構成されている。
【００１７】平滑コンデンサＣ１はダイオードブリッジ
ＤＢ１により整流された電圧を平滑し、トランスＴ１に
電力を供給している。
ＤＢ１により整流された電圧を平滑し、トランスＴ１に
電力を供給している。
【００１８】次に、上記構成のスイッチング式定電圧電
源装置の動作を説明する。
源装置の動作を説明する。
【００１９】交流電圧入力端子１，２相互間に交流電源
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、その出力は系統１と系統２とに分割さ
れる。系統１に流れる電流は、逆流阻止のダイオードＤ
１を介して平滑コンデンサＣ１を充電すると共に、逆流
阻止のダイオードＤ２を介してトランスＴ１に電力を供
給する。
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、その出力は系統１と系統２とに分割さ
れる。系統１に流れる電流は、逆流阻止のダイオードＤ
１を介して平滑コンデンサＣ１を充電すると共に、逆流
阻止のダイオードＤ２を介してトランスＴ１に電力を供
給する。
【００２０】系統２に流れる電流は、逆流阻止のダイオ
ードＤ３を介してトランスＴ１に電力を供給する。
ードＤ３を介してトランスＴ１に電力を供給する。
【００２１】スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」がオンし、ト
ランスＴ１に電流が流れている期間は、上述した従来例
と同様にトランスＴ１の二次側においてコンデンサＣ２
に充電されたエネルギーにより、直流電圧出力端子３，
４相互間に接続された負荷６に電力を供給する。
ランスＴ１に電流が流れている期間は、上述した従来例
と同様にトランスＴ１の二次側においてコンデンサＣ２
に充電されたエネルギーにより、直流電圧出力端子３，
４相互間に接続された負荷６に電力を供給する。
【００２２】スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」がオフし、ト
ランスＴ１に電流が流れなくなると、このトランスＴ１
の二次側において、このトランスＴ１の励磁エネルギー
によりダイオードＤ４を介してコンデンサＣ２で平滑さ
れ、直流電圧出力端子３，４に接続された図示しない負
荷に電力を供給する。
ランスＴ１に電流が流れなくなると、このトランスＴ１
の二次側において、このトランスＴ１の励磁エネルギー
によりダイオードＤ４を介してコンデンサＣ２で平滑さ
れ、直流電圧出力端子３，４に接続された図示しない負
荷に電力を供給する。
【００２３】制御回路５では、直流電圧出力端子３，４
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御し、出力電圧は一定
に保たれる。
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御し、出力電圧は一定
に保たれる。
【００２４】図１において、トランスＴ１の第１の巻線
Ｎ１、第２の巻線Ｎ２における巻線比を１：１とした場
合、Ａにおける電圧、つまりＶ（ＤＢ１）ｏｕｔが、交
流電源Ｖｉｎの交流ピーク電圧Ｖｐの１／２より大きい
期間（図２におけるｔ１，ｔ２，ｔ３）は、Ａにおける
電圧が電圧Ｖ２に発生し、Ａにおける電圧、つまりＶ
（ＤＢ１）ｏｕｔが、交流電源Ｖｉｎの交流ピーク電圧
Ｖｐの１／２より小さい期間（図２におけるｔ４）は、
電圧Ｖ１の１／２の電圧が電圧Ｖ２に発生する。
Ｎ１、第２の巻線Ｎ２における巻線比を１：１とした場
合、Ａにおける電圧、つまりＶ（ＤＢ１）ｏｕｔが、交
流電源Ｖｉｎの交流ピーク電圧Ｖｐの１／２より大きい
期間（図２におけるｔ１，ｔ２，ｔ３）は、Ａにおける
電圧が電圧Ｖ２に発生し、Ａにおける電圧、つまりＶ
（ＤＢ１）ｏｕｔが、交流電源Ｖｉｎの交流ピーク電圧
Ｖｐの１／２より小さい期間（図２におけるｔ４）は、
電圧Ｖ１の１／２の電圧が電圧Ｖ２に発生する。
【００２５】ここで、図１におけるＡ，Ｂ，Ｃの各点に
流れる電流波形を図２に示す。
流れる電流波形を図２に示す。
【００２６】図１のダイオードブリッジＤＢ１の出力電
圧をＶ（ＤＢ１）ｏｕｔとし、平滑コンデンサＣ１の両
端部の電圧をＶｃ１とし、各電圧波形を図２の（ａ）に
示す。図１のＡ点における電流波形を図２の（ｂ）に示
す。図１のＣ点における電流波形を図２の（ｃ）に示
す。図１のＢ点における電流波形を図２の（ｄ）に示
す。
圧をＶ（ＤＢ１）ｏｕｔとし、平滑コンデンサＣ１の両
端部の電圧をＶｃ１とし、各電圧波形を図２の（ａ）に
示す。図１のＡ点における電流波形を図２の（ｂ）に示
す。図１のＣ点における電流波形を図２の（ｃ）に示
す。図１のＢ点における電流波形を図２の（ｄ）に示
す。
【００２７】次に、各電流波形を説明する。
【００２８】図２の区間ｔ１においては、Ｖ（ＤＢ１）
ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも高い区間であり、系統１にお
いては、平滑コンデンサＣ１の両端部の電圧がＡ点の電
圧よりも高く、平滑コンデンサＣ１の充電は行われてお
らず、Ｂ点には電流は流れていない。系統２において
は、ダイオードＤ３のアノード側の方がカソード側より
電圧が高い状態にあり、図２に示す電流が流れている。
従って、Ａ点にはＣ点に流れる電流のみが流れている。
ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも高い区間であり、系統１にお
いては、平滑コンデンサＣ１の両端部の電圧がＡ点の電
圧よりも高く、平滑コンデンサＣ１の充電は行われてお
らず、Ｂ点には電流は流れていない。系統２において
は、ダイオードＤ３のアノード側の方がカソード側より
電圧が高い状態にあり、図２に示す電流が流れている。
従って、Ａ点にはＣ点に流れる電流のみが流れている。
【００２９】図２の区間ｔ２においては、区間ｔ１と同
様に、Ｖ（ＤＢ１）ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも高い区間
であり、更に、平滑コンデンサＣ１の両端部の電圧がＡ
点の電圧よりも低くなり、平滑コンデンサＣ１が充電さ
れ、図２の（ｄ）に示す充電電流がＢ点を経由して流れ
ている。系統２においては、ダイオードＤ３のアノード
側の方がカソード側より電圧が高い状態にあり、図２の
（ｃ）に示す電流が流れている。従って、Ａ点には図２
の（ｂ）に示すＢ点とＣ点にそれぞれ流れる電流の合成
電流が流れている。
様に、Ｖ（ＤＢ１）ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも高い区間
であり、更に、平滑コンデンサＣ１の両端部の電圧がＡ
点の電圧よりも低くなり、平滑コンデンサＣ１が充電さ
れ、図２の（ｄ）に示す充電電流がＢ点を経由して流れ
ている。系統２においては、ダイオードＤ３のアノード
側の方がカソード側より電圧が高い状態にあり、図２の
（ｃ）に示す電流が流れている。従って、Ａ点には図２
の（ｂ）に示すＢ点とＣ点にそれぞれ流れる電流の合成
電流が流れている。
【００３０】図２の区間ｔ３においては、区間ｔ１と同
様でＶ（ＤＢ１）ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも高い区間で
あり、系統１においては、平滑コンデンサＣ１の両端部
の電圧がＡ点の電圧よりも高く、平滑コンデンサＣ１の
充電は行われておらず、Ｂ点には電流は流れていない。
系統２においては、ダイオードＤ３のアノード側の方が
カソード側より電圧が高い状態にあり、図２の（ｃ）に
示す電流が流れている。従って、Ａ点にはＣ点に流れる
電流のみが流れている。
様でＶ（ＤＢ１）ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも高い区間で
あり、系統１においては、平滑コンデンサＣ１の両端部
の電圧がＡ点の電圧よりも高く、平滑コンデンサＣ１の
充電は行われておらず、Ｂ点には電流は流れていない。
系統２においては、ダイオードＤ３のアノード側の方が
カソード側より電圧が高い状態にあり、図２の（ｃ）に
示す電流が流れている。従って、Ａ点にはＣ点に流れる
電流のみが流れている。
【００３１】図２の区間ｔ４においては、Ｖ（ＤＢ１）
ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも低い区間であり、系統１にお
いては、平滑コンデンサＣ１の両端部の電圧がＡ点の電
圧よりも高く、平滑コンデンサＣ１の放電が行われてお
り、Ｂ点には電流は流れていない。系統２においては、
ダイオードＤ３のカソード側の方がアノード側より電圧
が高い状態にあり、図２の（ｃ）に示すようにＣ点には
電流は流れていない。従って、Ａ点には電流が流れてい
ない。
ｏｕｔが１／２Ｖｐよりも低い区間であり、系統１にお
いては、平滑コンデンサＣ１の両端部の電圧がＡ点の電
圧よりも高く、平滑コンデンサＣ１の放電が行われてお
り、Ｂ点には電流は流れていない。系統２においては、
ダイオードＤ３のカソード側の方がアノード側より電圧
が高い状態にあり、図２の（ｃ）に示すようにＣ点には
電流は流れていない。従って、Ａ点には電流が流れてい
ない。
【００３２】このように、入力交流電流が常に供給され
ている期間においては、図２の（ｂ）に示すような入力
電流が回路に供給され、安定した出力電圧を得ることが
できる。
ている期間においては、図２の（ｂ）に示すような入力
電流が回路に供給され、安定した出力電圧を得ることが
できる。
【００３３】そして、万が一、ある短期間の入力交流電
源の瞬断が発生した場合でも、上述したように、入力電
流の導通角を広げて力率を改善すると共に、平滑コンデ
ンサＣ１にエネルギーが保持できるため、このエネルギ
ーを放出することで、トランスＴ１の入力を保つことが
可能となり、常に一定の電圧を直流電圧出力端子３，４
に供給することができる。
源の瞬断が発生した場合でも、上述したように、入力電
流の導通角を広げて力率を改善すると共に、平滑コンデ
ンサＣ１にエネルギーが保持できるため、このエネルギ
ーを放出することで、トランスＴ１の入力を保つことが
可能となり、常に一定の電圧を直流電圧出力端子３，４
に供給することができる。
【００３４】なお、トランスＴ１の第１の巻線Ｎ１及び
第２の巻線Ｎ２の巻線比を変えることにより、回路に流
れる電流の導通角を調整することができる。
第２の巻線Ｎ２の巻線比を変えることにより、回路に流
れる電流の導通角を調整することができる。
【００３５】（第２の実施の形態）次に、本発明の第２
の実施の形態を図３に基づき説明する。図３は、本発明
の第２の実施の形態に係るフライバックコンバータのス
イッチング式定電圧電源装置の構成を示すブロック図で
あり、同図において、上述した図１と同一部分には同一
符号が付してある。図３において図１と異なる点は、図
１の構成から逆流阻止用のダイオードＤ２を削除すると
共に、図１の構成に交流入力電圧検出回路９とスイッチ
素子１０を付加したことである。
の実施の形態を図３に基づき説明する。図３は、本発明
の第２の実施の形態に係るフライバックコンバータのス
イッチング式定電圧電源装置の構成を示すブロック図で
あり、同図において、上述した図１と同一部分には同一
符号が付してある。図３において図１と異なる点は、図
１の構成から逆流阻止用のダイオードＤ２を削除すると
共に、図１の構成に交流入力電圧検出回路９とスイッチ
素子１０を付加したことである。
【００３６】交流入力電圧検出回路９は、ダイオードブ
リッジＤＢ１の出力である全波整流された交流入力電圧
の実効値を検出する回路であり、その検出値に応じて、
スイッチ素子１０をオン／オフ制御するための信号を出
力している。スイッチ素子１０は、常に正しい入力電圧
が供給されている定常状態においては、オフとなってお
り、平滑コンデンサＣ１とトランスＴ２とは導通してい
ない。
リッジＤＢ１の出力である全波整流された交流入力電圧
の実効値を検出する回路であり、その検出値に応じて、
スイッチ素子１０をオン／オフ制御するための信号を出
力している。スイッチ素子１０は、常に正しい入力電圧
が供給されている定常状態においては、オフとなってお
り、平滑コンデンサＣ１とトランスＴ２とは導通してい
ない。
【００３７】次に、上記構成のスイッチング式定電圧電
源装置の動作を説明する。
源装置の動作を説明する。
【００３８】交流電圧入力端子１，２相互間に交流電源
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、その出力は逆流阻止のダイオードＤ３
を介してトランスＴ２に電力を供給する。
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、その出力は逆流阻止のダイオードＤ３
を介してトランスＴ２に電力を供給する。
【００３９】スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」がオンし、ト
ランスＴ２にエネルギーが蓄えられ、スイッチングＦＥ
Ｔ「Ｑ１」のオフ時にそのエネルギーがダイオードＤ４
を介して直流電圧出力端子３，４相互間に接続された負
荷６に電力を供給する。
ランスＴ２にエネルギーが蓄えられ、スイッチングＦＥ
Ｔ「Ｑ１」のオフ時にそのエネルギーがダイオードＤ４
を介して直流電圧出力端子３，４相互間に接続された負
荷６に電力を供給する。
【００４０】制御回路５では、直流電圧出力端子３，４
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御し、出力電圧は一定
に保たれる。
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御し、出力電圧は一定
に保たれる。
【００４１】交流入力電圧検出回路９では、全波整流さ
れた入力電圧の実効値を検出し、交流入力電圧である商
用交流電圧の実効値が、ある値以下に低下した場合にス
イッチ素子１０をオンさせて、平滑コンデンサＣ１に充
電されていたエネルギーをトランスＴ２に供給すること
で、商用交流電源の電圧低下や瞬断が発生した場合で
も、直流電圧出力端子３，４に安定した出力を供給する
ことができる。
れた入力電圧の実効値を検出し、交流入力電圧である商
用交流電圧の実効値が、ある値以下に低下した場合にス
イッチ素子１０をオンさせて、平滑コンデンサＣ１に充
電されていたエネルギーをトランスＴ２に供給すること
で、商用交流電源の電圧低下や瞬断が発生した場合で
も、直流電圧出力端子３，４に安定した出力を供給する
ことができる。
【００４２】このようにして、商用交流整流回路負荷か
ら大容量のコンデンサを取り除くことで、入力電流の導
通角を広げて力率を向上させることができ、平滑コンデ
ンサＣ１に保持したエネルギーにより、万が一、商用入
力電圧がある短期間低下したり、瞬断されたとしても、
平滑コンデンサＣ１に保持したエネルギーを放出するこ
とで、トランスＴ２の入力を保つことが可能となり、常
に一定の出力電圧を直流電圧出力端子３，４に供給する
ことができる。
ら大容量のコンデンサを取り除くことで、入力電流の導
通角を広げて力率を向上させることができ、平滑コンデ
ンサＣ１に保持したエネルギーにより、万が一、商用入
力電圧がある短期間低下したり、瞬断されたとしても、
平滑コンデンサＣ１に保持したエネルギーを放出するこ
とで、トランスＴ２の入力を保つことが可能となり、常
に一定の出力電圧を直流電圧出力端子３，４に供給する
ことができる。
【００４３】（第３の実施の形態）次に、本発明の第３
の実施の形態を図４に基づき説明する。図４は、本発明
の第３の実施の形態に係るフライバックコンバータのス
イッチング式定電圧電源装置の構成を示すブロック図で
あり、同図において、上述した図３と同一部分には同一
符号が付してある。図４において図３と異なる点は、図
３の構成からを交流入力電圧検出回路９を削除すると共
に、図３の構成に補助巻線出力電圧値検出回路１１、整
流ダイオードＤ５及び平滑コンデンサＣ３を付加したこ
とである。
の実施の形態を図４に基づき説明する。図４は、本発明
の第３の実施の形態に係るフライバックコンバータのス
イッチング式定電圧電源装置の構成を示すブロック図で
あり、同図において、上述した図３と同一部分には同一
符号が付してある。図４において図３と異なる点は、図
３の構成からを交流入力電圧検出回路９を削除すると共
に、図３の構成に補助巻線出力電圧値検出回路１１、整
流ダイオードＤ５及び平滑コンデンサＣ３を付加したこ
とである。
【００４４】スイッチ素子１０は、常に正しい入力電圧
が供給されている定常状態においては、オフとなってお
り、平滑コンデンサＣ１とトランスＴ３とは導通してい
ない。
が供給されている定常状態においては、オフとなってお
り、平滑コンデンサＣ１とトランスＴ３とは導通してい
ない。
【００４５】トランスＴ３は、図３のトランスＴ２に補
助巻線を追加したもので、その補助巻線出力には、整流
ダイオードＤ５及び平滑コンデンサＣ３を介して補助巻
線出力電圧値検出回路１１が接続されている。補助巻線
出力電圧値検出回路１１は、トランスＴ３の補助巻線出
力電圧値を検出し、その検出電圧値がある値以下になっ
たならスイッチ素子１０をオンさせるための信号を出力
する回路である。
助巻線を追加したもので、その補助巻線出力には、整流
ダイオードＤ５及び平滑コンデンサＣ３を介して補助巻
線出力電圧値検出回路１１が接続されている。補助巻線
出力電圧値検出回路１１は、トランスＴ３の補助巻線出
力電圧値を検出し、その検出電圧値がある値以下になっ
たならスイッチ素子１０をオンさせるための信号を出力
する回路である。
【００４６】次に、上記構成のスイッチング式定電圧電
源装置の動作を説明する。
源装置の動作を説明する。
【００４７】交流電圧入力端子１，２相互間に交流電源
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、その出力は逆流阻止のダイオードＤ３
を介してトランスＴ３に電力を供給する。
Ｖｉｎが接続されると、ダイオードブリッジＤＢ１によ
り全波整流され、その出力は逆流阻止のダイオードＤ３
を介してトランスＴ３に電力を供給する。
【００４８】スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」がオンし、ト
ランスＴ３にエネルギーが蓄えられ、スイッチングＦＥ
Ｔ「Ｑ１」のオフ時にそのエネルギーがダイオードＤ４
を介して直流電圧出力端子３，４相互間に接続された負
荷６に電力を供給する。
ランスＴ３にエネルギーが蓄えられ、スイッチングＦＥ
Ｔ「Ｑ１」のオフ時にそのエネルギーがダイオードＤ４
を介して直流電圧出力端子３，４相互間に接続された負
荷６に電力を供給する。
【００４９】制御回路５では、直流電圧出力端子３，４
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御し、出力電圧は一定
に保たれる。
における直流電圧を検出し、この検出電圧と、内蔵して
いる基準電圧とを比較増幅し、出力が一定となるように
スイッチングＦＥＴ「Ｑ１」を制御し、出力電圧は一定
に保たれる。
【００５０】補助巻線出力電圧値検出回路９では、トラ
ンスＴ３の補助巻線の出力電圧値を検出し、その検出電
圧値が、ある値以下に低下した場合にスイッチ素子１０
をオンさせて、平滑コンデンサＣ１に充電されていたエ
ネルギーをトランスＴ３に供給することで、商用交流電
源の電圧低下や瞬断が発生した場合でも、直流電圧出力
端子３，４に安定した出力を供給することができる。
ンスＴ３の補助巻線の出力電圧値を検出し、その検出電
圧値が、ある値以下に低下した場合にスイッチ素子１０
をオンさせて、平滑コンデンサＣ１に充電されていたエ
ネルギーをトランスＴ３に供給することで、商用交流電
源の電圧低下や瞬断が発生した場合でも、直流電圧出力
端子３，４に安定した出力を供給することができる。
【００５１】このようにして、商用交流整流回路負荷か
ら大容量のコンデンサを取り除くことで、入力電流の導
通角を広げて力率を向上させることができ、平滑コンデ
ンサＣ１に保持したエネルギーにより、万が一、商用入
力電圧がある短期間低下したり、瞬断されたとしても、
平滑コンデンサＣ１に保持したエネルギーを放出するこ
とで、トランスＴ３の入力を保つことが可能となり、常
に一定の出力電圧を直流電圧出力端子３，４に供給する
ことができる。
ら大容量のコンデンサを取り除くことで、入力電流の導
通角を広げて力率を向上させることができ、平滑コンデ
ンサＣ１に保持したエネルギーにより、万が一、商用入
力電圧がある短期間低下したり、瞬断されたとしても、
平滑コンデンサＣ１に保持したエネルギーを放出するこ
とで、トランスＴ３の入力を保つことが可能となり、常
に一定の出力電圧を直流電圧出力端子３，４に供給する
ことができる。
【００５２】
【発明の効果】以上詳述したように本発明のスイッチン
グ型定電圧電源装置によれば、万が一、商用入力電圧が
ある短期間低下したり、瞬断されたとしても、瞬変／瞬
断対策回路に蓄えたエネルギーを放出することで、トラ
ンスの入力電力を保つことが可能となり、常に一定の出
力を負荷に供給することができるという効果を奏する。
グ型定電圧電源装置によれば、万が一、商用入力電圧が
ある短期間低下したり、瞬断されたとしても、瞬変／瞬
断対策回路に蓄えたエネルギーを放出することで、トラ
ンスの入力電力を保つことが可能となり、常に一定の出
力を負荷に供給することができるという効果を奏する。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング
型定電圧電源装置の構成を示すブロック図である。
型定電圧電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】同スイッチング型定電圧電源装置における各部
の波形を示す図である。
の波形を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング
型定電圧電源装置の構成を示すブロック図である。
型定電圧電源装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング
型定電圧電源装置の構成を示すブロック図である。
型定電圧電源装置の構成を示すブロック図である。
【図５】従来のスイッチング型定電圧電源装置の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図６】同従来のスイッチング型定電圧電源装置におけ
る各部の波形を示す図である。
る各部の波形を示す図である。
１ 商用交流電圧入力端子 ２ 商用交流電圧入力端子 ３ 直流電圧出力端子 ４ 直流電圧出力端子 ５ 制御回路 ６ 負荷 ７ 瞬変／瞬断対策回路 ８ 力率改善回路 ９ 交流入力電圧検出回路 １０ スイッチ素子 １１ 補助巻線出力電圧値検出回路 ＤＢ１ ダイオードブリッジ Ｄ１ 逆流阻止ダイオード Ｄ２ 逆流阻止ダイオード Ｄ３ 逆流阻止ダイオード Ｄ４ 整流ダイオード Ｄ５ 整流ダイオード Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｔ１ 高周波トランス Ｔ２ 高周波トランス Ｔ３ 高周波トランス Ｑ１ スイッチングＦＥＴ
Claims (4)
- 【請求項１】 商用交流電圧から直流電圧を作り出すス
イッチング型定電圧電源装置において、商用交流電源を
入力とし前記商用交流電源を整流する整流回路に接続さ
れた入力電流の導通角を広げることで力率を改善する力
率改善回路と、前記商用交流電源が一定期間供給されな
くなった場合に出力電圧を一定に保つ瞬変／瞬断対策回
路とを具備したことを特徴とするスイッチング型定電圧
電源装置。 - 【請求項２】 前記瞬変／瞬断対策回路にコンデンサを
用い、前記商用交流電源が一定期間供給されなくなった
場合に前記コンデンサに蓄えたエネルギーにより出力を
一定に保つことを特徴とする請求項１記載のスイッチン
グ型定電圧電源装置。 - 【請求項３】 前記整流回路の出力電圧の実効値または
ピーク電圧値を検出する交流入力電圧検出回路を備え、
前記商用交流電源が正常に供給されている場合は前記コ
ンデンサからのエネルギーの供給は行わず、前記商用交
流電源が正常に供給されなくなった場合のみ前記コンデ
ンサからのエネルギーの供給を行うことを特徴とする請
求項２記載のスイッチング型定電圧電源装置。 - 【請求項４】 トランス補助巻線の出力電圧を検出する
補助巻線出力値検出回路を備え、前記商用交流電源が正
常に供給されている場合は前記コンデンサからのエネル
ギーの供給は行わず、前記商用交流電源が正常に供給さ
れなくなった場合のみ前記コンデンサからのエネルギー
の供給を行うことを特徴とする請求項２記載のスイッチ
ング型定電圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25010995A JPH0974761A (ja) | 1995-09-05 | 1995-09-05 | スイッチング型定電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25010995A JPH0974761A (ja) | 1995-09-05 | 1995-09-05 | スイッチング型定電圧電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974761A true JPH0974761A (ja) | 1997-03-18 |
Family
ID=17202964
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25010995A Pending JPH0974761A (ja) | 1995-09-05 | 1995-09-05 | スイッチング型定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0974761A (ja) |
-
1995
- 1995-09-05 JP JP25010995A patent/JPH0974761A/ja active Pending
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