JPH0974765A - 静止型電力変換装置 - Google Patents
静止型電力変換装置Info
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- JPH0974765A JPH0974765A JP25554295A JP25554295A JPH0974765A JP H0974765 A JPH0974765 A JP H0974765A JP 25554295 A JP25554295 A JP 25554295A JP 25554295 A JP25554295 A JP 25554295A JP H0974765 A JPH0974765 A JP H0974765A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電源から見た力率を１に保ちつつＰＷＭ変換器
の交流入力電圧を変圧器で降圧することなく電源電圧以
下に抑制し、系統電源電圧に高調波が含まれていても、
反共振を抑制できる静止型電力変換装置を提供する。 【解決手段】ＰＷＭ変換器入力交流電源側に進相コンデ
ンサを設け、コンデンサに流れる電流に等しく、電源電
圧に対して90°遅れ位相の無効電流指令信号を出力する
手段と、直流出力電圧の設定値と実際値の偏差信号に交
流電源電圧を掛けた積を有効電流指令信号とする手段
と、ＰＷＭ変換器の出力電流と、進相コンデンサの電流
との合成電流から高調波電流のみを演算し、高調波補償
電流指令値信号とする手段とを有することを特徴とす
る。
の交流入力電圧を変圧器で降圧することなく電源電圧以
下に抑制し、系統電源電圧に高調波が含まれていても、
反共振を抑制できる静止型電力変換装置を提供する。 【解決手段】ＰＷＭ変換器入力交流電源側に進相コンデ
ンサを設け、コンデンサに流れる電流に等しく、電源電
圧に対して90°遅れ位相の無効電流指令信号を出力する
手段と、直流出力電圧の設定値と実際値の偏差信号に交
流電源電圧を掛けた積を有効電流指令信号とする手段
と、ＰＷＭ変換器の出力電流と、進相コンデンサの電流
との合成電流から高調波電流のみを演算し、高調波補償
電流指令値信号とする手段とを有することを特徴とす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から見た力率
を100%に保ちながらＰＷＭ変換器の交流入力電圧をトラ
ンス等で降圧することなく交流電源電圧以下にすること
ができる静止型電力変換装置の改良に関するものであ
る。
を100%に保ちながらＰＷＭ変換器の交流入力電圧をトラ
ンス等で降圧することなく交流電源電圧以下にすること
ができる静止型電力変換装置の改良に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ変換器のパルス幅変調制御を行
い、交流電源から供給される電流または交流電源に回生
する電流を正弦波電流にし、かつ力率を100%にする場
合、従来より行われている方法ではＰＷＭ変換器の交流
入力電圧は交流電源電圧よりも高くなるのが常であっ
た。このため、ＰＷＭ変換器の出力電圧も高くなり、Ｐ
ＷＭ変換器の負荷としてＶＶＶＦインバータなどの半導
体素子を用いた装置を使用すると、半導体素子のスイッ
チング動作に伴いサージ電圧が発生するが、ＰＷＭ変換
器の出力電圧が高いため、サージ電圧も高くなるという
不具合があった。 この不具合を解消するためＰＷＭ変
換器の入力側にトランスを設け、降圧して使用する方法
が一般的であるが、これもコスト高、重量増等の不具合
があった。
い、交流電源から供給される電流または交流電源に回生
する電流を正弦波電流にし、かつ力率を100%にする場
合、従来より行われている方法ではＰＷＭ変換器の交流
入力電圧は交流電源電圧よりも高くなるのが常であっ
た。このため、ＰＷＭ変換器の出力電圧も高くなり、Ｐ
ＷＭ変換器の負荷としてＶＶＶＦインバータなどの半導
体素子を用いた装置を使用すると、半導体素子のスイッ
チング動作に伴いサージ電圧が発生するが、ＰＷＭ変換
器の出力電圧が高いため、サージ電圧も高くなるという
不具合があった。 この不具合を解消するためＰＷＭ変
換器の入力側にトランスを設け、降圧して使用する方法
が一般的であるが、これもコスト高、重量増等の不具合
があった。
【０００３】これに対してトランスを用いることなくＰ
ＷＭ変換器の入力電圧を交流電源電圧以下にし、かつ交
流電源から見た力率を100%にする静止型電力変換装置も
すでに発明されている。以下、その詳細を図４により説
明する。図中、１は交流電源、11は系統インピーダン
ス、２は静止型電力変換装置、21はオンオフ可能なスイ
ッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された
ダイオードにより三相ブリッジ接続されたＰＷＭ変換
器、22は交流電源１とＰＷＭ変換器21の間に挿入された
リアクトル、23はＰＷＭ変換器21の直流側に接続され、
フィルターとして作用する直流コンデンサ、４は静止型
電力変換装置２の負荷であり、電動機を駆動するＶＶＶ
Ｆインバータ等が接続される。
ＷＭ変換器の入力電圧を交流電源電圧以下にし、かつ交
流電源から見た力率を100%にする静止型電力変換装置も
すでに発明されている。以下、その詳細を図４により説
明する。図中、１は交流電源、11は系統インピーダン
ス、２は静止型電力変換装置、21はオンオフ可能なスイ
ッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された
ダイオードにより三相ブリッジ接続されたＰＷＭ変換
器、22は交流電源１とＰＷＭ変換器21の間に挿入された
リアクトル、23はＰＷＭ変換器21の直流側に接続され、
フィルターとして作用する直流コンデンサ、４は静止型
電力変換装置２の負荷であり、電動機を駆動するＶＶＶ
Ｆインバータ等が接続される。
【０００４】31は進相コンデンサ、32は交流電圧検出
器、33は変流器、34は電圧設定回路、35は直流電圧検出
器、36は電圧比較器、37は掛算器、38は無効電流指令回
路、39は加算器、40は比較器、41はゲート回路、42は変
流器である。
器、33は変流器、34は電圧設定回路、35は直流電圧検出
器、36は電圧比較器、37は掛算器、38は無効電流指令回
路、39は加算器、40は比較器、41はゲート回路、42は変
流器である。
【０００５】図５は図４の交流電源１の電圧ＥとＰＷＭ
変換器21の交流入力電圧Ｖの関係を示すベクトル図で、
（ａ）はＰＷＭ変換器が順変換領域で動作する場合であ
る。図中Ifは交流電源より進相コンデンサに流入する進
相分電流、Ipは直流出力の電圧偏差信号ΔＶに比例した
有効分電流（電源電圧と同相の電流成分）、Iqは大きさ
が進相分電流Ifに等しく、かつ電源電圧に対して90°位
相の遅れた無効分電流である。このような電流成分Ipと
Iqの合成々分がＰＷＭ変換器に流入するようにＰＷＭ変
換器を制御することによりリアクトル22には交流電源電
圧に対して位相の遅れた電流Icが流れることになる。
変換器21の交流入力電圧Ｖの関係を示すベクトル図で、
（ａ）はＰＷＭ変換器が順変換領域で動作する場合であ
る。図中Ifは交流電源より進相コンデンサに流入する進
相分電流、Ipは直流出力の電圧偏差信号ΔＶに比例した
有効分電流（電源電圧と同相の電流成分）、Iqは大きさ
が進相分電流Ifに等しく、かつ電源電圧に対して90°位
相の遅れた無効分電流である。このような電流成分Ipと
Iqの合成々分がＰＷＭ変換器に流入するようにＰＷＭ変
換器を制御することによりリアクトル22には交流電源電
圧に対して位相の遅れた電流Icが流れることになる。
【０００６】ＰＷＭ変換器に入力される電圧は交流電源
電圧から遅れ電流Icによるリアクタンスドロップ分を差
し引いた電圧が加わるので図５（ａ）に示すように交流
電源電圧よりも低い電圧Ｖが加わることになる。図５
（ｂ）はＰＷＭ変換器を逆変換領域で動作させた場合の
ベクトル図で、この場合も図に示すとおりＰＷＭ変換器
には交流電源電圧Ｅよりも低い電圧Ｖが加わることにな
る。以上説明した如く、トランスを用いることなくＰＷ
Ｍ変換器の入力電圧を交流電源電圧以下にし、しかも交
流電源から見た力率を100%にすることができる。
電圧から遅れ電流Icによるリアクタンスドロップ分を差
し引いた電圧が加わるので図５（ａ）に示すように交流
電源電圧よりも低い電圧Ｖが加わることになる。図５
（ｂ）はＰＷＭ変換器を逆変換領域で動作させた場合の
ベクトル図で、この場合も図に示すとおりＰＷＭ変換器
には交流電源電圧Ｅよりも低い電圧Ｖが加わることにな
る。以上説明した如く、トランスを用いることなくＰＷ
Ｍ変換器の入力電圧を交流電源電圧以下にし、しかも交
流電源から見た力率を100%にすることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、静止型
電力変換装置２の入力部に進相コンデンサ31が接続され
たことによって、同一系統に接続されている他の高調波
発生機器５から、あるいは上位系統の電圧に高調波が含
まれている場合、進相コンデンサ31に高調波が流入し、
さらには系統のインピーダンスとの間で反共振が発生
し、高調波電流の拡大現象が発生するという不具合があ
った。
電力変換装置２の入力部に進相コンデンサ31が接続され
たことによって、同一系統に接続されている他の高調波
発生機器５から、あるいは上位系統の電圧に高調波が含
まれている場合、進相コンデンサ31に高調波が流入し、
さらには系統のインピーダンスとの間で反共振が発生
し、高調波電流の拡大現象が発生するという不具合があ
った。
【０００８】本発明はかかる不具合を解消するためにな
されたもので、反共振抑制指令回路を設けることによっ
て系統電源の電圧に高調波が含まれていても、ＰＷＭ変
換器の入力交流電源側に接続された進相コンデンサに流
入する高調波電流を減らすことができ、交流電源から見
た力率を100%に保ちながら、ＰＷＭ変換器の交流入力電
圧をトランス等で降圧することなく、交流電源電圧より
も下げることができる静止型電力変換装置を提供するこ
とを目的としている。
されたもので、反共振抑制指令回路を設けることによっ
て系統電源の電圧に高調波が含まれていても、ＰＷＭ変
換器の入力交流電源側に接続された進相コンデンサに流
入する高調波電流を減らすことができ、交流電源から見
た力率を100%に保ちながら、ＰＷＭ変換器の交流入力電
圧をトランス等で降圧することなく、交流電源電圧より
も下げることができる静止型電力変換装置を提供するこ
とを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源電圧
を直流電圧に変換するＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換器
の交流側に直列に接続されるリアクトルと、該リアクト
ルの交流側に接続される進相コンデンサと、前記交流電
源電圧を検出する手段と、前記直流電圧の設定値と実際
値を比較して電圧偏差信号を出力する手段と、前記交流
電源電圧に対して位相が90゜遅れ、かつ前記進相コンデ
ンサに流れる電流に等しい無効電流指令信号を出力する
手段と、前記電圧偏差信号と前記交流電源電圧との積に
より有効電流指令信号を出力する手段と、前記ＰＷＭ変
換器の入力電流と前記進相電流との合成電流が分流する
抵抗とリアクトルの並列回路の両端電圧に基づき高調波
電流を演算して高調波補償指令信号を出力する反共振抑
制指令回路と、前記有効電流指令信号と前記無効電流指
令信号と高調波補償指令信号を加算して電流指令信号を
出力する手段と該電流指令信号に応じて前記ＰＷＭ変換
器の点弧制御を行う手段とを備えることにより前述の不
具合を解消するものである。
を直流電圧に変換するＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換器
の交流側に直列に接続されるリアクトルと、該リアクト
ルの交流側に接続される進相コンデンサと、前記交流電
源電圧を検出する手段と、前記直流電圧の設定値と実際
値を比較して電圧偏差信号を出力する手段と、前記交流
電源電圧に対して位相が90゜遅れ、かつ前記進相コンデ
ンサに流れる電流に等しい無効電流指令信号を出力する
手段と、前記電圧偏差信号と前記交流電源電圧との積に
より有効電流指令信号を出力する手段と、前記ＰＷＭ変
換器の入力電流と前記進相電流との合成電流が分流する
抵抗とリアクトルの並列回路の両端電圧に基づき高調波
電流を演算して高調波補償指令信号を出力する反共振抑
制指令回路と、前記有効電流指令信号と前記無効電流指
令信号と高調波補償指令信号を加算して電流指令信号を
出力する手段と該電流指令信号に応じて前記ＰＷＭ変換
器の点弧制御を行う手段とを備えることにより前述の不
具合を解消するものである。
【００１０】
【作用】かかる解決手段により、系統電源の電圧に高調
波が含まれていても、ＰＷＭ変換器にアクティブフィル
タ動作を行わせることによって、ＰＷＭ変換器の入力に
設けた進相コンデンサに流入する高調波電流を減らすと
ともに反共振に対しては抑制効果を得ることができる。
波が含まれていても、ＰＷＭ変換器にアクティブフィル
タ動作を行わせることによって、ＰＷＭ変換器の入力に
設けた進相コンデンサに流入する高調波電流を減らすと
ともに反共振に対しては抑制効果を得ることができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例について図１により説
明する。図１は本発明が適用された静止型電力変換装置
の反共振抑制指令回路入力部の主要部構成を示し、図２
は本発明に関わる静止型電力変換装置の全体接続図を示
している。図２において図４と同一部分については同一
符号を付している。本発明により追加した反共振抑制指
令回路50は、変流器33と変流器42により検出した電流を
合成し、検出された電流から基本波電流を除去して抑制
すべき高調波電流を求め、ＰＷＭ変換器21に対する指令
値として加算器39に出力する。なお、図１において 501
は変流器33と変流器42により検出した電流の合成値を電
流源として示したもので、その負荷として電流検出用負
荷抵抗器 502と、これに並列に接続されたリアクトル 5
03が接続されており、このリアクトル 503は検出電流の
微分を行うためのものである。
明する。図１は本発明が適用された静止型電力変換装置
の反共振抑制指令回路入力部の主要部構成を示し、図２
は本発明に関わる静止型電力変換装置の全体接続図を示
している。図２において図４と同一部分については同一
符号を付している。本発明により追加した反共振抑制指
令回路50は、変流器33と変流器42により検出した電流を
合成し、検出された電流から基本波電流を除去して抑制
すべき高調波電流を求め、ＰＷＭ変換器21に対する指令
値として加算器39に出力する。なお、図１において 501
は変流器33と変流器42により検出した電流の合成値を電
流源として示したもので、その負荷として電流検出用負
荷抵抗器 502と、これに並列に接続されたリアクトル 5
03が接続されており、このリアクトル 503は検出電流の
微分を行うためのものである。
【００１２】ここで、高調波による反共振抑制方法を図
３を用いて説明する。図３は図２の主要部のみをブロッ
ク図化したもので、E は電源電圧、Zsは系統インピーダ
ンス、Isは系統インピーダンスに流れる電流、５は高調
波電流を含む負荷電流ILを発生する負荷電流源、Zcは進
相コンデンサ31のインピーダンスを示している。IcとIf
との合成電流として反共振抑制指令回路50に入力される
電流はIsc と同等で、（１）式のように表される。 Isc ＝Ic＋（E −Zs・ Is ）／Zc・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） 一方、系統電流Isは（２）式のように表すことができ
る。 Is＝IL＋Isc ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） （１）式と（２）式より Isc ＝E ／（Zs＋Zc）＋（Zc・Ic−Zs・IL）／（Zs＋Zc）・・・・・・・（３）
３を用いて説明する。図３は図２の主要部のみをブロッ
ク図化したもので、E は電源電圧、Zsは系統インピーダ
ンス、Isは系統インピーダンスに流れる電流、５は高調
波電流を含む負荷電流ILを発生する負荷電流源、Zcは進
相コンデンサ31のインピーダンスを示している。IcとIf
との合成電流として反共振抑制指令回路50に入力される
電流はIsc と同等で、（１）式のように表される。 Isc ＝Ic＋（E −Zs・ Is ）／Zc・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） 一方、系統電流Isは（２）式のように表すことができ
る。 Is＝IL＋Isc ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） （１）式と（２）式より Isc ＝E ／（Zs＋Zc）＋（Zc・Ic−Zs・IL）／（Zs＋Zc）・・・・・・・（３）
【００１３】IcとIfとの合成電流(=Isc)が反共振抑制指
令回路50に入力されると、次式で表されるIcがＰＷＭ変
換器21の指令値として出力される。 Ic＝−G （S ）・ Isc・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４） （３）式および（４）式を高調波成分のみに着目する
と、それぞれ（５）式および（６）式のように表すこと
ができる。 Isch＝Eh／（Zs＋Zc）＋（Zc・ Ich−Zs・ ILh）／（Zs＋Zc）・・・・・（５） Ich ＝−G （S ）・Isch ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６） ここに、Isch、Eh、Ich 、ILh はそれぞれIsc 、E 、I
c、ILの高調波を示す。G （S ）は図１に示すように微
分特性を有しているので（７）式で表される。 G （S ）＝K ・S ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７） （７）式においてK は制御ゲインである。
令回路50に入力されると、次式で表されるIcがＰＷＭ変
換器21の指令値として出力される。 Ic＝−G （S ）・ Isc・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４） （３）式および（４）式を高調波成分のみに着目する
と、それぞれ（５）式および（６）式のように表すこと
ができる。 Isch＝Eh／（Zs＋Zc）＋（Zc・ Ich−Zs・ ILh）／（Zs＋Zc）・・・・・（５） Ich ＝−G （S ）・Isch ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６） ここに、Isch、Eh、Ich 、ILh はそれぞれIsc 、E 、I
c、ILの高調波を示す。G （S ）は図１に示すように微
分特性を有しているので（７）式で表される。 G （S ）＝K ・S ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７） （７）式においてK は制御ゲインである。
【００１４】（６）、（７）式より（５）式は（８）式
のように表すことができる。 Isch＝Eh／｛（Zs＋Zc）＋Zc・ K・ S｝ −Zs・ ILh）／｛（Zs＋Zc）＋Zc・ K・ S｝・・・・・・・・・・（８） なお、 Zc＝1 ／（C ・ S）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９） より（８）式の分母中Zc・K ・S ＝K ／C （C はコンデ
ンサの容量）となり、純抵抗と同一の効果を有すること
になる。すなわち、系統電圧に高調波電圧があっても高
調波電流を減少できるとともに反共振を抑制できる。
のように表すことができる。 Isch＝Eh／｛（Zs＋Zc）＋Zc・ K・ S｝ −Zs・ ILh）／｛（Zs＋Zc）＋Zc・ K・ S｝・・・・・・・・・・（８） なお、 Zc＝1 ／（C ・ S）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９） より（８）式の分母中Zc・K ・S ＝K ／C （C はコンデ
ンサの容量）となり、純抵抗と同一の効果を有すること
になる。すなわち、系統電圧に高調波電圧があっても高
調波電流を減少できるとともに反共振を抑制できる。
【００１５】
【発明の効果】以上の実施例で詳細に説明したように系
統電源電圧に高調波が含まれていても本発明により反共
振抑制指令回路を設けることによって、ＰＷＭ変換器の
入力交流電源側に接続した進相コンデンサに流入する高
調波電流を減少することが可能になり、交流電源から見
た力率を100%に保ちながら、ＰＷＭ変換器の交流入力電
圧をトランス等で降圧することなく、交流電源電圧にす
ることができ、軽量で安価な静止型電力変換装置を提供
できるようになった。
統電源電圧に高調波が含まれていても本発明により反共
振抑制指令回路を設けることによって、ＰＷＭ変換器の
入力交流電源側に接続した進相コンデンサに流入する高
調波電流を減少することが可能になり、交流電源から見
た力率を100%に保ちながら、ＰＷＭ変換器の交流入力電
圧をトランス等で降圧することなく、交流電源電圧にす
ることができ、軽量で安価な静止型電力変換装置を提供
できるようになった。
【図１】本発明が適用される静止型電力変換装置の反共
振抑制指令回路の主要部構成である。
振抑制指令回路の主要部構成である。
【図２】本発明が適用される静止型電力変換装置の全体
接続図である。
接続図である。
【図３】図２の主要部ブロック図である。
【図４】従来の静止型電力変換装置の全体接続図であ
る。
る。
【図５】図４の動作原理を説明するためのベクトル図で
ある。
ある。
１ 交流電源 ２ 静止型電力変換装置 ４ 負荷 ５ 高調波発生機器 11 系統インピーダンス 21 ＰＷＭ変換器 22 リアクトル 23 直流コンデンサ 31 進相コンデンサ 32 交流電圧検出器 33 変流器 34 電圧設定回路 35 直流電圧検出器 36 電圧比較器 37 掛算器 38 無効電流指令回路 39 加算器 40 比較器 41 ゲート回路 42 変流器 50 反共振抑制指令回路 501 電流検出器の電流源表示 502 電流検出器用負荷抵抗器 503 リアクトル
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源電圧を直流電圧に変換するＰＷ
Ｍ変換器と、該ＰＷＭ変換器の交流側に直列に接続され
るリアクトルと、該リアクトルの交流側に接続される進
相コンデンサと、前記交流電源電圧を検出する手段と、
前記直流電圧の設定値と実際値を比較して電圧偏差信号
を出力する手段と、前記交流電源電圧に対して位相が90
゜遅れ、かつ前記進相コンデンサに流れる電流に等しい
無効電流指令信号を出力する手段と、前記電圧偏差信号
と前記交流電源電圧との積により有効電流指令信号を出
力する手段と、前記ＰＷＭ変換器の入力電流と前記進相
電流との合成電流が分流する抵抗とリアクトルの並列回
路の両端電圧に基づき高調波電流を演算して高調波補償
指令信号を出力する反共振抑制指令回路と、前記有効電
流指令信号と前記無効電流指令信号と高調波補償指令信
号を加算して電流指令信号を出力する手段と該電流指令
信号に応じて前記ＰＷＭ変換器の点弧制御を行う手段と
を備えたことを特徴とする静止型電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25554295A JPH0974765A (ja) | 1995-09-07 | 1995-09-07 | 静止型電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25554295A JPH0974765A (ja) | 1995-09-07 | 1995-09-07 | 静止型電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974765A true JPH0974765A (ja) | 1997-03-18 |
Family
ID=17280182
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25554295A Pending JPH0974765A (ja) | 1995-09-07 | 1995-09-07 | 静止型電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0974765A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007129849A (ja) * | 2005-11-04 | 2007-05-24 | Fujitsu General Ltd | 電源装置 |
| WO2017163451A1 (ja) * | 2016-03-25 | 2017-09-28 | 東芝キヤリア株式会社 | ヒートポンプ機器 |
| JP2019041512A (ja) * | 2017-08-25 | 2019-03-14 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1995
- 1995-09-07 JP JP25554295A patent/JPH0974765A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007129849A (ja) * | 2005-11-04 | 2007-05-24 | Fujitsu General Ltd | 電源装置 |
| WO2017163451A1 (ja) * | 2016-03-25 | 2017-09-28 | 東芝キヤリア株式会社 | ヒートポンプ機器 |
| JPWO2017163451A1 (ja) * | 2016-03-25 | 2018-12-06 | 東芝キヤリア株式会社 | ヒートポンプ機器 |
| US10928112B2 (en) | 2016-03-25 | 2021-02-23 | Toshiba Carrier Corporation | Heat pump device |
| JP2019041512A (ja) * | 2017-08-25 | 2019-03-14 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
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Legal Events
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| A977 | Report on retrieval |
Effective date: 20040518 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040531 |
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| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20041007 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |