JPH099211A - 波形等化装置 - Google Patents
波形等化装置Info
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- JPH099211A JPH099211A JP15446695A JP15446695A JPH099211A JP H099211 A JPH099211 A JP H099211A JP 15446695 A JP15446695 A JP 15446695A JP 15446695 A JP15446695 A JP 15446695A JP H099211 A JPH099211 A JP H099211A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 ＭＵＳＥの波形等化処理を行うための基準信
号（ＶＩＴＳ）を有する映像信号から前記基準信号を検
出し、前記基準信号を標準的な基準波形と比較し、その
比較結果に応じて伝送歪を打ち消すようなトランスバー
サルフィルタの係数を発生させる波形等化装置におい
て、前記基準信号のノイズを除去するための同期加算処
理装置として、前記基準信号を基準レートの整数倍の周
波数でサンプリングし、読み込んだデータすべてを同期
加算処理のために使用するようにした。例えば、同期加
算処理を、従来の１６．２ＭＨｚレートデータによる処
理であったものを３２．４ＭＨｚレートに上げる。 【効果】 同期加算処理に要する時間が半分になる。
号（ＶＩＴＳ）を有する映像信号から前記基準信号を検
出し、前記基準信号を標準的な基準波形と比較し、その
比較結果に応じて伝送歪を打ち消すようなトランスバー
サルフィルタの係数を発生させる波形等化装置におい
て、前記基準信号のノイズを除去するための同期加算処
理装置として、前記基準信号を基準レートの整数倍の周
波数でサンプリングし、読み込んだデータすべてを同期
加算処理のために使用するようにした。例えば、同期加
算処理を、従来の１６．２ＭＨｚレートデータによる処
理であったものを３２．４ＭＨｚレートに上げる。 【効果】 同期加算処理に要する時間が半分になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハイビジョン信号を伝
送するために帯域圧縮されたＭＵＳＥ（Multiple Sub-N
yquist Sampling Encoding）信号を、受信し復調するＭ
ＵＳＥデコーダの波形等化装置に関する。
送するために帯域圧縮されたＭＵＳＥ（Multiple Sub-N
yquist Sampling Encoding）信号を、受信し復調するＭ
ＵＳＥデコーダの波形等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ハイビジョン伝送方式として、ＭＵＳＥ
方式が、ＮＨＫ（日本放送協会）により開発された。Ｍ
ＵＳＥ方式はサンプル値伝送であり、１６．２ＭＨｚで
サンプリングされたアナログサンプル値として伝送され
る。送出系から受信系までを含む伝送系全体の特性がナ
イキストの無歪み伝送条件を満たしていれば、受信側で
正しくリサンプルすることによってデータを歪なく再生
することができる。実際にＭＵＳＥ信号は伝送系により
種々の信号歪みを受ける。そこで、そのような伝送歪み
を補正し歪みのない信号を得るための装置が波形等化装
置である。
方式が、ＮＨＫ（日本放送協会）により開発された。Ｍ
ＵＳＥ方式はサンプル値伝送であり、１６．２ＭＨｚで
サンプリングされたアナログサンプル値として伝送され
る。送出系から受信系までを含む伝送系全体の特性がナ
イキストの無歪み伝送条件を満たしていれば、受信側で
正しくリサンプルすることによってデータを歪なく再生
することができる。実際にＭＵＳＥ信号は伝送系により
種々の信号歪みを受ける。そこで、そのような伝送歪み
を補正し歪みのない信号を得るための装置が波形等化装
置である。
【０００３】ＭＵＳＥ信号用の波形等化装置としては、
例えば特開昭６４−８２７７８号公報等に示されるよう
に、ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内の第１、第
２ラインに、波形等化に使用するための基準信号として
挿入されたVertical Interval Test Signal（以下、Ｖ
ＩＴＳ若しくはＶＩＴ信号と略称する。）を利用して伝
送歪を検出し、その検出出力に応じて波形等化フィルタ
のタップ係数を制御するようにした構成が一般的であ
る。
例えば特開昭６４−８２７７８号公報等に示されるよう
に、ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間内の第１、第
２ラインに、波形等化に使用するための基準信号として
挿入されたVertical Interval Test Signal（以下、Ｖ
ＩＴＳ若しくはＶＩＴ信号と略称する。）を利用して伝
送歪を検出し、その検出出力に応じて波形等化フィルタ
のタップ係数を制御するようにした構成が一般的であ
る。
【０００４】従来のＭＵＳＥ信号用の波形等化装置の１
構成例を図３に示す。入力されたＭＵＳＥ信号はＡ／Ｄ
変換器１によりディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変
換されたＭＵＳＥ信号は遅延回路２を通り加算器４に入
力されるとともに、トランスバーサルフィルタ３に入力
される。
構成例を図３に示す。入力されたＭＵＳＥ信号はＡ／Ｄ
変換器１によりディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変
換されたＭＵＳＥ信号は遅延回路２を通り加算器４に入
力されるとともに、トランスバーサルフィルタ３に入力
される。
【０００５】遅延回路２はトランスバーサルフィルタ３
における信号の遅延時間に合わせて、ＭＵＳＥ信号を遅
延させるものである。加算器４の出力はＶＩＴＳ検出部
８によりＭＵＳＥ信号の中からＶＩＴＳ波形データが検
出される。
における信号の遅延時間に合わせて、ＭＵＳＥ信号を遅
延させるものである。加算器４の出力はＶＩＴＳ検出部
８によりＭＵＳＥ信号の中からＶＩＴＳ波形データが検
出される。
【０００６】この検出されたＶＩＴＳ波形データは、同
期加算処理部９で同期加算処理を施されノイズの低減が
行われる。一般に、ＭＵＳＥ信号には伝送歪の他に、種
々のノイズが混入しており、これらのノイズが伝送歪と
して誤検出されると、逆に歪を付加してしまうことにな
る。この問題を解決するため、ＭＵＳＥ信号からＶＩＴ
Ｓ期間を１回だけ取り込むのではなく、複数回取り込ん
で、それらの同期加算処理を行うことにより、ノイズの
低減を実現している。係数発生部５では、同期加算処理
部９でノイズを低減されたＶＩＴＳ波形を理想ＶＩＴＳ
波形７と比較して、理想ＶＩＴＳ波形に近づくように、
つまりトランスバーサルフィルタ３から伝送歪を打ち消
すような出力が得られるように、トランスバーサルフィ
ルタ３のタップ係数を発生させる。その後、前記遅延回
路２の出力とトランスバーサルフィルタ３は加算器４で
加算され、伝送歪が取り除かれる。
期加算処理部９で同期加算処理を施されノイズの低減が
行われる。一般に、ＭＵＳＥ信号には伝送歪の他に、種
々のノイズが混入しており、これらのノイズが伝送歪と
して誤検出されると、逆に歪を付加してしまうことにな
る。この問題を解決するため、ＭＵＳＥ信号からＶＩＴ
Ｓ期間を１回だけ取り込むのではなく、複数回取り込ん
で、それらの同期加算処理を行うことにより、ノイズの
低減を実現している。係数発生部５では、同期加算処理
部９でノイズを低減されたＶＩＴＳ波形を理想ＶＩＴＳ
波形７と比較して、理想ＶＩＴＳ波形に近づくように、
つまりトランスバーサルフィルタ３から伝送歪を打ち消
すような出力が得られるように、トランスバーサルフィ
ルタ３のタップ係数を発生させる。その後、前記遅延回
路２の出力とトランスバーサルフィルタ３は加算器４で
加算され、伝送歪が取り除かれる。
【０００７】次に、ＶＩＴＳ波形のノイズを除去するた
めの同期加算処理部の動作を、図３、図４、図５を用い
て説明する。図５はＭＵＳＥ信号の第１のライン（以
下、ライン＃１と記す。）及び第２のライン（以下、ラ
イン＃２と記す。）を示したものであり、ライン＃１に
は負極性のＶＩＴＳ（以下、ＶＩＴＳ＃１と記す。）
が、ライン＃２には正極性のＶＩＴＳ（以下、ＶＩＴＳ
＃２と記す。）が重畳されている。さらに、フレーム交
替で、ＶＩＴＳ波形が３２．４ＭＨｚで１サンプルデー
タ分、位相がシフトして重畳されている。つまり、図４
に示すように、Ｃｓｓ（Ｃサブサンプル位相制御信号）
＝０時のフレームにおいては、（ａ），（ｃ）に示すよ
うな、またＣｓｓ＝１時のフレームにおいては、
（ｂ），（ｄ）に示すようなサンプリング位相関係で重
畳されているので、Ｃｓｓ＝０時とＣｓｓ＝１時の２フ
レームのデータを合わせれば、３２．４ＭＨｚレートの
サンプリングデータが得られる。
めの同期加算処理部の動作を、図３、図４、図５を用い
て説明する。図５はＭＵＳＥ信号の第１のライン（以
下、ライン＃１と記す。）及び第２のライン（以下、ラ
イン＃２と記す。）を示したものであり、ライン＃１に
は負極性のＶＩＴＳ（以下、ＶＩＴＳ＃１と記す。）
が、ライン＃２には正極性のＶＩＴＳ（以下、ＶＩＴＳ
＃２と記す。）が重畳されている。さらに、フレーム交
替で、ＶＩＴＳ波形が３２．４ＭＨｚで１サンプルデー
タ分、位相がシフトして重畳されている。つまり、図４
に示すように、Ｃｓｓ（Ｃサブサンプル位相制御信号）
＝０時のフレームにおいては、（ａ），（ｃ）に示すよ
うな、またＣｓｓ＝１時のフレームにおいては、
（ｂ），（ｄ）に示すようなサンプリング位相関係で重
畳されているので、Ｃｓｓ＝０時とＣｓｓ＝１時の２フ
レームのデータを合わせれば、３２．４ＭＨｚレートの
サンプリングデータが得られる。
【０００８】図３の同期加算部１４において、Ｃｓｓ＝
０時のＶＩＴＳ＃１の１６．２ＭＨｚレートデータ（図
４（ａ））をＮ／２回取り込み同期加算処理（加算平均
処理）を施す。同期加算部１５において、Ｃｓｓ＝１時
のＶＩＴＳ＃１の１６．２ＭＨｚレートデータ（図４
（ｂ））をＮ／２回取り込み同期加算処理を施す。そし
て、入れ込み処理部１６では前記同期加算後のＶＩＴＳ
＃１（Ｃｓｓ＝１）波形を３２．４ＭＨｚで１サンプル
データ分シフトしてＶＩＴＳ＃１（Ｃｓｓ＝０）波形に
入れ込むことにより、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ
＃１波形が得られる。
０時のＶＩＴＳ＃１の１６．２ＭＨｚレートデータ（図
４（ａ））をＮ／２回取り込み同期加算処理（加算平均
処理）を施す。同期加算部１５において、Ｃｓｓ＝１時
のＶＩＴＳ＃１の１６．２ＭＨｚレートデータ（図４
（ｂ））をＮ／２回取り込み同期加算処理を施す。そし
て、入れ込み処理部１６では前記同期加算後のＶＩＴＳ
＃１（Ｃｓｓ＝１）波形を３２．４ＭＨｚで１サンプル
データ分シフトしてＶＩＴＳ＃１（Ｃｓｓ＝０）波形に
入れ込むことにより、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ
＃１波形が得られる。
【０００９】入れ込み処理部１６の出力は、ＶＩＴＳ＃
２と加算平均をするために、極性反転部１１により極性
が反転され、ＶＩＴＳ＃２と同じ正極性に変換される。
２と加算平均をするために、極性反転部１１により極性
が反転され、ＶＩＴＳ＃２と同じ正極性に変換される。
【００１０】一方、図３の同期加算部１７において、Ｃ
ｓｓ＝０時のＶＩＴＳ＃２の１６．２ＭＨｚレートデー
タ（図４（ｃ））をＮ／２回取り込み同期加算処理を施
す。同期加算部１８において、Ｃｓｓ＝１時のＶＩＴＳ
＃２の１６．２ＭＨｚレートデータ（図４（ｄ））をＮ
／２回取り込み同期加算処理を施す。そして、入れ込み
処理部１９では前記同期加算後のＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ
＝１）波形を３２．４ＭＨｚで１サンプルデータ分シフ
トしてＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ＝０）波形に入れ込むこと
により、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ＃２の波形が
得られる。平均化処理部１０では極性反転部１１の出力
と入れ込み処理部１９の出力の平均化処理を行う。この
ようにして得られる同期加算処理部９の出力は、ＶＩＴ
Ｓの３２．４ＭＨｚレートデータのＮ回分の同期加算デ
ータとなっている。Ｎ回分の同期加算処理に要する時間
をＴ秒とすると、例えば同期加算の回数 Ｎ＝１２８回
とした場合、前記の処理においてＶＩＴＳの、ある１つ
のサンプルポイントのデータ数は１フレームにつき１個
の割合なので、必要な時間は Ｔ＝４．２７ （＝１２
８／３０）秒 である。
ｓｓ＝０時のＶＩＴＳ＃２の１６．２ＭＨｚレートデー
タ（図４（ｃ））をＮ／２回取り込み同期加算処理を施
す。同期加算部１８において、Ｃｓｓ＝１時のＶＩＴＳ
＃２の１６．２ＭＨｚレートデータ（図４（ｄ））をＮ
／２回取り込み同期加算処理を施す。そして、入れ込み
処理部１９では前記同期加算後のＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ
＝１）波形を３２．４ＭＨｚで１サンプルデータ分シフ
トしてＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ＝０）波形に入れ込むこと
により、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ＃２の波形が
得られる。平均化処理部１０では極性反転部１１の出力
と入れ込み処理部１９の出力の平均化処理を行う。この
ようにして得られる同期加算処理部９の出力は、ＶＩＴ
Ｓの３２．４ＭＨｚレートデータのＮ回分の同期加算デ
ータとなっている。Ｎ回分の同期加算処理に要する時間
をＴ秒とすると、例えば同期加算の回数 Ｎ＝１２８回
とした場合、前記の処理においてＶＩＴＳの、ある１つ
のサンプルポイントのデータ数は１フレームにつき１個
の割合なので、必要な時間は Ｔ＝４．２７ （＝１２
８／３０）秒 である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】波形等化処理に要する
時間は、前記同期加算処理に要する時間が支配的であ
り、言い換えれば利用者が電源を入れてから、歪みのあ
る画像を見ている時間は、ほとんどがＶＩＴＳ波形のノ
イズ低減のための同期加算処理の時間である。
時間は、前記同期加算処理に要する時間が支配的であ
り、言い換えれば利用者が電源を入れてから、歪みのあ
る画像を見ている時間は、ほとんどがＶＩＴＳ波形のノ
イズ低減のための同期加算処理の時間である。
【００１２】本発明は、ＶＩＴＳ波形のノイズ低減のた
めの同期加算処理時間を短縮することにより、波形等化
に要する時間を短縮した波形等化装置を提供するもので
ある。
めの同期加算処理時間を短縮することにより、波形等化
に要する時間を短縮した波形等化装置を提供するもので
ある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の課題を解
決するために、ＶＩＴＳ波形の同期加算の際に、それぞ
れのフレームでＶＩＴＳ波形の３２．４ＭＨｚレートの
サンプリングデータを使用し、さらにＣｓｓ＝０のフレ
ームのデータを、Ｃｓｓ＝１のフレームのデータに対し
て３２．４ＭＨｚで１サンプル分シフトさせて位相を合
わせて同期加算処理を行なう。
決するために、ＶＩＴＳ波形の同期加算の際に、それぞ
れのフレームでＶＩＴＳ波形の３２．４ＭＨｚレートの
サンプリングデータを使用し、さらにＣｓｓ＝０のフレ
ームのデータを、Ｃｓｓ＝１のフレームのデータに対し
て３２．４ＭＨｚで１サンプル分シフトさせて位相を合
わせて同期加算処理を行なう。
【００１４】
【作用】本発明によれば、ＶＩＴ信号を基準レートの整
数倍の周波数でサンプリングするため、例えば基準レー
トの２倍でサンプリングした場合、ＶＩＴＳ波形の同期
加算に使用されるデータ量は従来の２倍になり、同期加
算回数が同じ場合、同期加算処理に要する時間は従来の
半分になる。したがって、波形等化処理に要する時間が
大幅に短縮される。
数倍の周波数でサンプリングするため、例えば基準レー
トの２倍でサンプリングした場合、ＶＩＴＳ波形の同期
加算に使用されるデータ量は従来の２倍になり、同期加
算回数が同じ場合、同期加算処理に要する時間は従来の
半分になる。したがって、波形等化処理に要する時間が
大幅に短縮される。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１、図２により
説明する。
説明する。
【００１６】図１の波形等化装置の構成は、同期加算処
理部９以外は図３の従来のものと同じであるのでその構
成及び動作の説明は省略する。ここで、同期加算処理部
９において１０は平均化処理部、１１は極性反転部、１
２はＶＩＴＳ＃１（３２．４ＭＨｚレートデータ）同期
加算部、１３はＶＩＴＳ＃２（３２．４ＭＨｚレートデ
ータ）同期加算部である。
理部９以外は図３の従来のものと同じであるのでその構
成及び動作の説明は省略する。ここで、同期加算処理部
９において１０は平均化処理部、１１は極性反転部、１
２はＶＩＴＳ＃１（３２．４ＭＨｚレートデータ）同期
加算部、１３はＶＩＴＳ＃２（３２．４ＭＨｚレートデ
ータ）同期加算部である。
【００１７】Ａ／Ｄ変換器１については、そのサンプリ
ング周波数が従来は１６．２ＭＨｚのものと３２．４Ｍ
Ｈｚのものと２通り考えられているが、本発明において
は、初めから３２．４ＭＨｚレートのサンプリングデー
タを使用するため、サンプリング周波数を３２．４ＭＨ
ｚに限定する。
ング周波数が従来は１６．２ＭＨｚのものと３２．４Ｍ
Ｈｚのものと２通り考えられているが、本発明において
は、初めから３２．４ＭＨｚレートのサンプリングデー
タを使用するため、サンプリング周波数を３２．４ＭＨ
ｚに限定する。
【００１８】図２は、Ｃｓｓ＝０時及びＣｓｓ＝１時の
ＶＩＴＳ＃１とＶＩＴＳ＃２を３２．４ＭＨｚでサンプ
リングして得られるデータを示す。ＭＵＳＥ信号は本来
帯域圧縮された１６．２ＭＨｚのサンプル値なので、伝
送された１６．２ＭＨｚレートのサンプル点以外のポイ
ントはＭＵＳＥ信号の復調処理に使用することはできな
い。しかし、ＶＩＴＳ期間については、帯域圧縮されて
いない連続した信号であるので、３２．４ＭＨｚでサン
プリングして得られるデータをすべて使用することに問
題はない。
ＶＩＴＳ＃１とＶＩＴＳ＃２を３２．４ＭＨｚでサンプ
リングして得られるデータを示す。ＭＵＳＥ信号は本来
帯域圧縮された１６．２ＭＨｚのサンプル値なので、伝
送された１６．２ＭＨｚレートのサンプル点以外のポイ
ントはＭＵＳＥ信号の復調処理に使用することはできな
い。しかし、ＶＩＴＳ期間については、帯域圧縮されて
いない連続した信号であるので、３２．４ＭＨｚでサン
プリングして得られるデータをすべて使用することに問
題はない。
【００１９】図１のＶＩＴＳ＃１同期加算において、Ｃ
ｓｓ＝０時のＶＩＴＳ＃１の３２．４ＭＨｚレートデー
タ（図２（ａ））をＮ／４回と、Ｃｓｓ＝１時のＶＩＴ
Ｓ＃１の３２．４ＭＨｚレートデータ（図２（ｂ））を
Ｎ／４回取り込む。 ここでＣｓｓ＝１時のデータを３
２．４ＭＨｚで１サンプリング分シフトさせて位相を合
わせると、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ＃１波形が
Ｎ／２〔（Ｎ／４）＊２〕個 得られる。 よってＮ
／２回の同期加算処理が行なわれる。ＶＩＴＳ＃１同期
加算の出力は、ＶＩＴＳ＃２と加算平均をするために、
極性反転部１１により極性が反転され、ＶＩＴＳ＃２と
同じ正極性に変換される。
ｓｓ＝０時のＶＩＴＳ＃１の３２．４ＭＨｚレートデー
タ（図２（ａ））をＮ／４回と、Ｃｓｓ＝１時のＶＩＴ
Ｓ＃１の３２．４ＭＨｚレートデータ（図２（ｂ））を
Ｎ／４回取り込む。 ここでＣｓｓ＝１時のデータを３
２．４ＭＨｚで１サンプリング分シフトさせて位相を合
わせると、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ＃１波形が
Ｎ／２〔（Ｎ／４）＊２〕個 得られる。 よってＮ
／２回の同期加算処理が行なわれる。ＶＩＴＳ＃１同期
加算の出力は、ＶＩＴＳ＃２と加算平均をするために、
極性反転部１１により極性が反転され、ＶＩＴＳ＃２と
同じ正極性に変換される。
【００２０】一方、図１の同期加算部１３において、Ｃ
ｓｓ＝０時のＶＩＴＳ＃２の３２．４ＭＨｚレートデー
タ（図２（ｃ））をＮ／４回と、Ｃｓｓ＝１時のＶＩＴ
Ｓ＃２の３２．４ＭＨｚレートデータ（図２（ｄ））を
Ｎ／４回取り込む。ここでＣｓｓ＝１時のデータを３
２．４ＭＨｚで１サンプリング分シフトさせて位相を合
わせると、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ＃２波形が
Ｎ／２〔（Ｎ／４）＊２〕個得られる。よってＮ／２回
の同期加算処理が行なわれる。平均化処理部１０では極
性反転部１１の出力と同期加算部１３の出力の平均化処
理を行う。このようにして得られる同期加算処理部９の
出力は、ＶＩＴＳの３２．４ＭＨｚレートデータのＮ回
分の同期加算データとなっている。
ｓｓ＝０時のＶＩＴＳ＃２の３２．４ＭＨｚレートデー
タ（図２（ｃ））をＮ／４回と、Ｃｓｓ＝１時のＶＩＴ
Ｓ＃２の３２．４ＭＨｚレートデータ（図２（ｄ））を
Ｎ／４回取り込む。ここでＣｓｓ＝１時のデータを３
２．４ＭＨｚで１サンプリング分シフトさせて位相を合
わせると、３２．４ＭＨｚレートのＶＩＴＳ＃２波形が
Ｎ／２〔（Ｎ／４）＊２〕個得られる。よってＮ／２回
の同期加算処理が行なわれる。平均化処理部１０では極
性反転部１１の出力と同期加算部１３の出力の平均化処
理を行う。このようにして得られる同期加算処理部９の
出力は、ＶＩＴＳの３２．４ＭＨｚレートデータのＮ回
分の同期加算データとなっている。
【００２１】以上から分かるように、Ｎ回分の同期加算
処理に要する時間は、従来例をＴ秒とすると、本発明に
おいてはＴ／２秒で達成される。例えば同期加算の回数
Ｎ＝１２８回とした場合、本発明の処理においてＶＩＴ
Ｓの、ある１つのサンプルポイントのデータ数は１フレ
ームにつき２個の割合なので、必要な時間は Ｔ＝２．
１３ （＝１２８／３０／２）秒 である。
処理に要する時間は、従来例をＴ秒とすると、本発明に
おいてはＴ／２秒で達成される。例えば同期加算の回数
Ｎ＝１２８回とした場合、本発明の処理においてＶＩＴ
Ｓの、ある１つのサンプルポイントのデータ数は１フレ
ームにつき２個の割合なので、必要な時間は Ｔ＝２．
１３ （＝１２８／３０／２）秒 である。
【００２２】また、本発明の処理においては、同期加算
処理に与えられる時間をＴ秒とすると、２Ｎ回の同期加
算処理が可能である。例えば、同期加算処理に Ｔ＝
４．２７秒の時間が与えられたとすると２Ｎ＝２５６回
の同期加算処理が可能になり、ノイズ低減の効果が増大
する。
処理に与えられる時間をＴ秒とすると、２Ｎ回の同期加
算処理が可能である。例えば、同期加算処理に Ｔ＝
４．２７秒の時間が与えられたとすると２Ｎ＝２５６回
の同期加算処理が可能になり、ノイズ低減の効果が増大
する。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、ＶＩＴＳ波形の同期加
算に使用されるデータ量は従来の２倍であるため、同期
加算回数が同じ場合、同期加算処理に要する時間は従来
の半分になる。したがって、波形等化処理に要する時間
が大幅に短縮される。また、同期加算処理の時間が同じ
場合、従来の２倍の回数の同期加算処理が実施できるの
で、ノイズ低減の効果が増大し、より高精度の波形等化
が実施できる。
算に使用されるデータ量は従来の２倍であるため、同期
加算回数が同じ場合、同期加算処理に要する時間は従来
の半分になる。したがって、波形等化処理に要する時間
が大幅に短縮される。また、同期加算処理の時間が同じ
場合、従来の２倍の回数の同期加算処理が実施できるの
で、ノイズ低減の効果が増大し、より高精度の波形等化
が実施できる。
【図１】図１は本発明の一実施例における基本構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】図２はそのＶＩＴＳ波形のサンプリングを示す
波形図である。
波形図である。
【図３】従来の波形等化装置の構成を示すブロック図で
ある
ある
【図４】ＭＵＳＥ信号のＶＩＴＳ期間の信号波形図であ
る。
る。
【図５】ＭＵＳＥ信号のライン＃１、ライン＃２の信号
波形図である。
波形図である。
１ Ａ／Ｄ変換器 ２ 遅延回路 ３ トランスバーサルフィルタ ４ 加算器 ５ 係数発生部 ６ サンプリングクロック ７ 標準ＶＩＴＳ波形 ８ ＶＩＴＳ検出部 ９ 同期加算処理部 １０ 平均化処理部 １１ 極性反転部 １２ ＶＩＴＳ＃１（３２．４ＭＨｚレートデータ）同
期加算部 １３ ＶＩＴＳ＃２（３２．４ＭＨｚレートデータ）同
期加算部 １４ ＶＩＴＳ＃１（Ｃｓｓ＝０，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １５ ＶＩＴＳ＃１（Ｃｓｓ＝１，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １６ ＶＩＴＳ＃１，３２．４ＭＨｚレートデータ入れ
込み処理部 １７ ＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ＝０，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １８ ＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ＝１，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １９ ＶＩＴＳ＃２，３２．４ＭＨｚレートデータ入れ
込み処理部
期加算部 １３ ＶＩＴＳ＃２（３２．４ＭＨｚレートデータ）同
期加算部 １４ ＶＩＴＳ＃１（Ｃｓｓ＝０，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １５ ＶＩＴＳ＃１（Ｃｓｓ＝１，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １６ ＶＩＴＳ＃１，３２．４ＭＨｚレートデータ入れ
込み処理部 １７ ＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ＝０，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １８ ＶＩＴＳ＃２（Ｃｓｓ＝１，１６．２ＭＨｚレー
トデータ）同期加算部 １９ ＶＩＴＳ＃２，３２．４ＭＨｚレートデータ入れ
込み処理部
Claims (3)
- 【請求項１】 波形等化処理を行うための基準信号を有
する映像信号から前記基準信号を検出し、前記基準信号
を標準的な基準波形と比較し、その比較結果に応じて伝
送歪を打ち消すようなトランスバーサルフィルタの係数
を発生させる波形等化装置において、 前記基準信号のノイズを除去するための同期加算処理装
置は前記基準信号を基準レートの整数倍の周波数でサン
プリングし、読み込んだデータすべてを同期加算処理す
ることを特徴とする波形等化装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の波形等化装置において、
前記映像信号はサブサンプリングされたサンプル値伝送
方式であることを特徴とする波形等化装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の波形等化装置において、
同期加算処理のために使用するデータのサンプリング周
波数が前記基準レートが３２．４ＭＨｚであることを特
徴とする波形等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15446695A JPH099211A (ja) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | 波形等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15446695A JPH099211A (ja) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | 波形等化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH099211A true JPH099211A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15584867
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15446695A Pending JPH099211A (ja) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | 波形等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH099211A (ja) |
-
1995
- 1995-06-21 JP JP15446695A patent/JPH099211A/ja active Pending
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