JPH0997699A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 放電灯の消灯状態から点灯状態へと移行する
過程でスイッチング素子などにかかるストレスを低減可
能な放電灯点灯装置を提供する。 【解決手段】 トランスＴの１次電圧を検出して積分し
た出力を、ダイオードＤ４１を介して比較器Ｃｏｍｐ１
の負の入力端子に入力する積分器５を設け、積分器５の
出力が零でなくなると、直流電源Ｖｓからスイッチング
素子Ｑａ，Ｑｂ，トランスＴ，スイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ４，イグナイタ回路Ｉｇを介して放電灯Ｌａへ供給さ
れる電力量が低減される様に、スイッチング素子Ｑａ，
Ｑｂを制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は放電灯点灯装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】本発明に係る第１従来例として本発明出
願人出願の特願平７ー３５７３６号及び特願平７ー３５
７４０号に示したものがあり、その回路図を図９，図１
０に示す。

【０００３】図９に示す回路は、直流電源Ｖｓをコンデ
ンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの交互の
オンオフにより交流電力に変換し、トランスＴ，インダ
クタンス素子Ｌ２，ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流
器，コンデンサＣ２を介して昇圧、整流して負荷Ｚへ直
流電力を供給するＤＣ−ＤＣ変換器である。（第１従来
例） ここで、負荷Ｚをランプ負荷とした場合、ランプ負荷の
点灯直後のインピーダンスは低くなる。ランプ負荷をス
ムーズに点灯させるには、この低インピーダンス状態で
も所定の電力供給が必要となるが、図９に示す回路では
インダクタンス素子Ｌ２の影響を受けて、この低インピ
ーダンス状態では所定の電力供給が得られにくい特性が
存在する。

【０００４】上記第１の従来例に於て、負荷Ｚとして例
えばメタルハライドランプの様な高圧放電灯を用いたも
のがあり、その回路図を図１０に示す。（第２従来例） 図９に示す第１従来例と異なる点は、トランスＴの２次
巻線ｎ２にセンタ中間タップを設け、トランスＴ，ダイ
オードＤ１〜Ｄ６からなる整流器，コンデンサＣ２を介
して昇圧、整流された直流電力を、スイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ４からなるインバータ回路で交流電力に変換し、
イグナイタＩｇ、放電灯Ｌａへと供給する様に構成し
て、低インピーダンス状態で高出力を必要とする場合に
中間タップ側から主に所定の電力供給を行う様にしたこ
とであり、その他の第１従来例と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。本回路では、放電灯
Ｌａへの供給電力の制御方法として、例えば図１１に示
す様に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンデューティ
を変化させるものがある。なお、ダイオードＤ５，Ｄ６
のどちらか一方を省略してもよい。

【０００５】図１０に示す回路を制御する制御回路例を
図１２に示す。本回路は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
を駆動するドライブ回路１ａと、スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂを駆動するドライブ回路１ｂと、スイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４からなるインバータ回路に流れ込む電流
を検出するアンプＡｍｐ１と、スイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ４からなるインバータ回路に印加される電圧を検出す
るアンプＡｍｐ２と、アンプＡｍｐ１，Ａｍｐ２の出力
を乗算する乗算器２と、乗算器２の出力及び電力指令値
Ｐ１を比較出力する誤差増幅器ＥＡ１と、アンプＡｍｐ
２の出力及び電圧最大制限値Ｖ１を比較出力する誤差増
幅器ＥＡ２と、アンプＡｍｐ１の出力及び電流最大制限
値Ｉ１を比較出力する誤差増幅器ＥＡ３と、ダイオード
Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ３１を介した誤差増幅器ＥＡ１〜Ｅ
Ａ３の出力及び高周波三角波発生器４の出力を比較出力
し、ＮＯＴゲートＮ１を介してドライブ回路１ａに送信
する比較器Ｃｏｍｐ１と、ドライブ回路１ｂを介してス
イッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へ制御信号を送信する低周波
発振器３とから構成される。

【０００６】次に動作を簡単に説明する。定常時は、誤
差増幅器ＥＡ１の出力によってスイッチング素子Ｑａ，
Ｑｂを制御し、放電灯Ｌａへの供給電力はほぼ定電力に
制御して放電灯Ｌａの安定点灯を行う。放電灯Ｌａの点
灯直後などの低インピーダンス状態では、誤差増幅器Ｅ
Ａ３の出力によってスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを制御
し、ランプ電流を最大定格以下になる様に制御される。
放電灯Ｌａの消灯状態では、誤差増幅器ＥＡ２の出力に
よってスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを制御し、放電灯Ｌ
ａに印加される電圧を点灯時よりも高く（例えば３００
Ｖ）に制御して放電灯Ｌａの始動動作を行う。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第２の従
来例に於ては、以下に示す様な問題点が生じる。

【０００８】図１３に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの
オン時間をＴａ，Ｔｂとして１周期をＴとした場合のス
イッチング素子Ｑｂのオンデューティｄｕｔｙｂ（＝Ｔ
ｂ／Ｔ）と、図１０に示す回路の出力電力との関係を示
す。

【０００９】放電灯Ｌａの定常点灯時、あるいは定常点
灯時に於けるランプインピーダンスと略等しいインピー
ダンスを有する負荷に於ては、図１３（ａ）に示す様
に、スイッチング素子Ｑｂのオンデューティｄｕｔｙｂ
の増加に伴い出力電力は増加する。また、ランプインピ
ーダンス（あるいは負荷インピーダンス）が図１３
（ａ）に示す場合よりも僅かに低下すると、図１３
（ｂ）に示す様に、全体的に出力電力は低下する。放電
灯Ｌａ点灯直後などのランプインピーダンス（あるいは
負荷インピーダンス）の低い状態に於て、トランスＴの
２次巻線ｎ２に設けられた中間タップから主に出力を得
る場合は、図１３（ｃ）に示す様に、スイッチング素子
Ｑｂのオンデューティｄｕｔｙｂの増加に伴い出力電力
は略放物線状に変化する。スイッチング素子Ｑｂのオン
デューティｄｕｔｙｂがｄｍ以下であると、スイッチン
グ素子Ｑｂのオンデューティｄｕｔｙｂの増加に伴い出
力電力は増加する。しかし、スイッチング素子Ｑｂのオ
ンデューティｄｕｔｙｂがｄｍを超えると、トランスＴ
の１次巻線ｎ１に流れる１次電流ＩＴ１は、図１４に示
す様に常に零以上を維持する状態となり、１次電流ＩＴ
１が過大電流が流れて飽和し、その結果、回路が有する
インピーダンスによって、図１３（ｃ）に示す様にスイ
ッチング素子Ｑｂのオンデューティｄｕｔｙｂの増加に
伴い出力電力は減少する。この様に、ランプインピーダ
ンス（あるいは負荷インピーダンス）の値によって、出
力電力特性に大きな違いが生じる。

【００１０】例えばスイッチング素子Ｑｂのオンデュー
ティｄｕｔｙｂ＝ｄｎとしてスイッチング素子Ｑａ，Ｑ
ｂを動作させて放電灯Ｌａに始動に必要な電圧（例えば
３００Ｖ）を印加している状態から、放電灯Ｌａの点灯
直後のランプインピーダンスの低い状態へと急激に移行
した場合、スイッチング素子Ｑｂのオンデューティｄｕ
ｔｙｂ＝ｄｎとしてスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを動作
させると、トランスＴの１次巻線ｎ１に過大な１次電流
ＩＴ１が流れて飽和し、スイッチング素子などに大きな
ストレスがかかる可能性が生じる。

【００１１】本発明は、上記問題点に鑑みてなされたも
ので、その目的とするところは、放電灯の消灯状態から
点灯状態へと移行する過程でスイッチング素子などにか
かるストレスを低減可能な放電灯点灯装置を提供するこ
とである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、互いに直列接続さ
れ交互にオンオフする双方向性の一対のスイッチング素
子と、直流電源及び一方のスイッチング素子からなる直
列回路が両端に接続された１次巻線と中間タップを有す
る２次巻線とを含んでなるトランスと、両スイッチング
素子の直列回路の両端に接続されたコンデンサと、トラ
ンスの２次巻線の両端に接続された、少なくとも放電灯
を含んでなる負荷回路とを備える放電灯点灯装置に於
て、１次巻線の両端電圧の積分値が所定値を越えると、
放電灯への供給電力を低減することを特徴とする。

【００１３】請求項２記載の発明によれば、１次巻線の
両端電圧の積分値の代わりに、１次巻線の両端電圧の平
均値とすることを特徴とする。

【００１４】請求項３記載の発明によれば、１次巻線の
両端電圧の積分値の代わりに、１次巻線の両端電圧を、
スイッチング素子の動作周波数より低いカットオフ周波
数を有するフィルタ回路でフィルタリングした値とする
ことを特徴とする。

【００１５】請求項４記載の発明によれば、放電灯のラ
ンプインピーダンスが低下したことを検出して、放電灯
への供給電力を低減することを特徴とする。

【００１６】請求項５記載の発明によれば、放電灯が点
灯した瞬間を検出して、放電灯への供給電力を一旦低減
することを特徴とする。

【００１７】請求項６記載の発明によれば、コンデンサ
は、直流電源を介して一対のスイッチング素子の直列回
路の両端に接続されることを特徴とする。

【００１８】請求項７記載の発明によれば、負荷回路
は、トランスの２次巻線の両端電圧を整流平滑して得ら
れた直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するイ
ンバータ回路を含み構成されることを特徴とする。

【００１９】請求項８記載の発明によれば、インバータ
回路は、放電灯に低周波の交流電圧を供給するものであ
ることを特徴とする。

【００２０】請求項９記載の発明によれば、放電灯は、
高圧放電灯であることを特徴とする。

【００２１】

【実施の形態】

（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に示す。

【００２２】図１２に示した第２従来例と異なる点は、
トランスＴの１次電圧を検出して積分した出力を、ダイ
オードＤ４１を介して比較器Ｃｏｍｐ１の負の入力端子
に入力する積分器５を設けたことであり、その他の第２
従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。

【００２３】本実施の形態は、図１４に示す様な過大な
１次電流ＩＴ１がトランスＴの１次巻線ｎ１に流れて飽
和するのは、トランスＴの１次巻線ｎ１に印加される１
次電圧の積分値が零でなくなることによって発生するこ
とを利用したものであり、積分器５でトランスＴの１次
電圧を検出して積分することにより得られる出力が零で
なくなると、１次電流ＩＴ１が飽和する方向へ向かった
と判断し、スイッチング素子Ｑｂのオンデューティを小
さくする方向へ、つまり放電灯Ｌａへの出力電力を抑制
する方向へと制御する。

【００２４】図２〜図６に積分器５の具体回路例を示
す。図２に示す回路は、抵抗Ｒａ，コンデンサＣａから
なるフィルタ回路を介してトランスＴの１次電圧を誤差
増幅器ＥＡ４の正負の入力端子へ入力し、誤差増幅器Ｅ
Ａ４の出力を積分器５の出力とするものである。ここ
で、抵抗Ｒａ，コンデンサＣａからなる時定数は、スイ
ッチング素子Ｑａ，Ｑｂのスイッチング周波数に比べて
充分に大きいものとする。通常動作時は、誤差増幅器Ｅ
Ａ４の正負の入力端子電圧共に略等しい値となって誤差
増幅器ＥＡ４の出力は零になる。一方、トランスＴの１
次巻線ｎ１に飽和した１次電流ＩＴ１が流れると、誤差
増幅器ＥＡ４の負の入力端子電圧が正の入力端子電圧よ
りも低下するので、誤差増幅器ＥＡ４はハイレベルの信
号を出力し、この信号により１次電流ＩＴ１が飽和に向
かったと判断できる。なお、誤差増幅器ＥＡ４の正負の
入力端子への入力は、図３に示す様に、抵抗Ｒｂ，Ｒ
ｃ，コンデンサＣｃで分圧したものであってもよい。

【００２５】図４に示す回路は、トランスＴの１次巻線
ｎ１の両端電圧を、２つの抵抗Ｒｄで分圧し、その中点
電圧をコンデンサＣｄでフィルタリングした電圧を誤差
増幅器ＥＡ４の負の入力端子に入力し、直流電源Ｖｓを
正の入力端子に入力したものである。通常動作時は、コ
ンデンサＣｄの電圧は直流電源Ｖｓと略等しくなり誤差
増幅器ＥＡ４の出力は零である。一方、トランスＴの１
次巻線ｎ１に飽和した１次電流ＩＴ１が流れると、誤差
増幅器ＥＡ４の負の入力端子電圧が正の入力端子電圧よ
りも低下するので、誤差増幅器ＥＡ４はハイレベルの信
号を出力し、この信号により１次電流ＩＴ１が飽和に向
かったと判断できる。なお、図５に示す様に、誤差増幅
器ＥＡ４の負の入力端子への入力は抵抗Ｒｅ，Ｒｆ，Ｒ
ｇ，コンデンサＣｇで分圧したものであり、且つ誤差増
幅器ＥＡ４の正の入力端子への入力は抵抗Ｒｆ，Ｒｇ，
コンデンサＣｇで分圧したものであってもよい。

【００２６】図６に示す回路は、抵抗Ｒｈ，コンデンサ
Ｃｈ，誤差増幅器ＥＡ４で積分回路を構成したものであ
る。

【００２７】なお、上記実施の形態に於て、積分器５の
代わりにトランスＴの１次電圧の平均値を得ることが可
能な平均値回路、あるいはトランスＴの１次電圧を、ス
イッチング素子Ｑａ，Ｑｂの動作周波数より低いカット
オフ周波数を有するフィルタ回路を用いてフィルタリン
グしてもよい。

【００２８】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図７に示す。

【００２９】図１２に示した第２従来例と異なる点は、
アンプＡｍｐ２の出力及び基準電圧Ｖｘを比較出力する
比較器Ｃｏｍｐ２と、比較器Ｃｏｍｐ２の出力電圧Ｖｃ
ｏ２を微分して電圧Ｖ６を得、ダイオードＤ５１を介し
て比較器Ｃｏｍｐ１の負の入力端子に送信する微分回路
６とを設けたことであり、その他の第２従来例と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。

【００３０】本実施の形態では、アンプＡｍｐ２により
検出される出力電圧が、基準電圧Ｖｘより小さくなった
ことを比較器Ｃｏｍｐ２で判別することにより、放電灯
Ｌａが点灯した瞬間を判別し、ローレベルからハイレベ
ルへと変化する比較器Ｃｏｍｐ２の出力電圧Ｖｃｏ２を
微分回路６に入力する。それを受けて微分回路６は、図
７に示す様なパルス状の電圧Ｖ６を出力し、これを比較
器Ｃｏｍｐ１に入力することで、結果として放電灯Ｌａ
へ供給される電力を低下させる。

【００３１】この様に構成したことにより、放電灯Ｌａ
が点灯した瞬間に一旦放電灯Ｌａへ供給される電力を低
下する方向、すなわちスイッチング素子Ｑｂのオンデュ
ーティを小さくする方向へ強制的に動作させ、１次電流
ＩＴ１の飽和を防止する。この時の出力電力は、放電灯
Ｌａが立ち消えしない程度まで低下する。

【００３２】なお、上記全ての実施の形態に於て、スイ
ッチング素子ＱはＦＥＴを用いているが、例えばトラン
ジスタなどの他のスイッチング素子を用いてもよい。ま
た、トランスＴの１次側に接続された、スイッチング素
子Ｑａ，Ｑｂを含み構成されるインバータ回路は、例え
ば図８に示す様な構成であってもよく、本構成は、スイ
ッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列接続の両端にコンデンサ
Ｃ１を並列接続し、Ｖｓ及びトランスＴの１次巻線ｎ１
の直列接続をスイッチング素子Ｑｂの両端にへ入れる接
続したものである。

【００３３】

【発明の効果】本発明によれば、放電灯の消灯状態から
点灯状態へと移行する過程でスイッチング素子などにか
かるストレスを低減可能な放電灯点灯装置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図２】積分器の具体回路の一例を示す回路図である。

【図３】積分器の具体回路の一例を示す回路図である。

【図４】積分器の具体回路の一例を示す回路図である。

【図５】積分器の具体回路の一例を示す回路図である。

【図６】積分器の具体回路の一例を示す回路図である。

【図７】本発明に係る第２の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図８】上記全ての実施の形態に係る別の回路例を示す
回路図である。

【図９】本発明に係る第１従来例を示す回路図である。

【図１０】本発明に係る第２従来例を示す回路図であ
る。

【図１１】スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンデューテ
ィと出力との関係を示す図である。

【図１２】本発明に係る第２従来例を示す、制御回路を
伴った回路図である。

【図１３】スイッチング素子Ｑｂのオンデューティと出
力電力との関係を示す特性図である。

【図１４】トランスの１次巻線に流れる１次電流の飽和
の様子を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｃ コンデンサ Ｌａ 放電灯 ｎ 巻線 Ｑ スイッチング素子 Ｔ トランス Ｖｓ 直流電源

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに直列接続され交互にオンオフする
   双方向性の一対のスイッチング素子と、直流電源及び一
   方の前記スイッチング素子からなる直列回路が両端に接
   続された１次巻線と中間タップを有する２次巻線とを含
   んでなるトランスと、前記両スイッチング素子の直列回
   路の両端に接続されたコンデンサと、前記トランスの２
   次巻線の両端に接続された、少なくとも放電灯を含んで
   なる負荷回路とを備える放電灯点灯装置に於て、 前記１次巻線の両端電圧の積分値が所定値を越えると、
   前記放電灯への供給電力を低減することを特徴とする放
   電灯点灯装置。
2. 【請求項２】 前記１次巻線の両端電圧の積分値の代わ
   りに、前記１次巻線の両端電圧の平均値とすることを特
   徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】 前記１次巻線の両端電圧の積分値の代わ
   りに、前記１次巻線の両端電圧を、前記スイッチング素
   子の動作周波数より低いカットオフ周波数を有するフィ
   ルタ回路でフィルタリングした値とすることを特徴とす
   る請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. 【請求項４】 前記放電灯のランプインピーダンスが低
   下したことを検出して、前記放電灯への供給電力を低減
   することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか
   に記載の放電灯点灯装置。
5. 【請求項５】 前記放電灯が点灯した瞬間を検出して、
   前記放電灯への供給電力を一旦低減することを特徴とす
   る請求項１から請求項３のいずれかに記載の放電灯点灯
   装置。
6. 【請求項６】 前記コンデンサは、前記直流電源を介し
   て一対の前記スイッチング素子の直列回路の両端に接続
   されることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれ
   かに記載の放電灯点灯装置。
7. 【請求項７】 前記負荷回路は、前記トランスの２次巻
   線の両端電圧を整流平滑して得られた直流電圧を交流電
   圧に変換して前記放電灯に供給するインバータ回路を含
   み構成されることを特徴とする請求項１から請求項６の
   いずれかに記載の放電灯点灯装置。
8. 【請求項８】 前記インバータ回路は、前記放電灯に低
   周波の交流電圧を供給するものであることを特徴とする
   請求項１から請求項７のいずれかに記載の放電灯点灯装
   置。
9. 【請求項９】 前記放電灯は、高圧放電灯であることを
   特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の放
   電灯点灯装置。