JPH0998021A - マイクロ波誘電体発振器 - Google Patents
マイクロ波誘電体発振器Info
- Publication number
- JPH0998021A JPH0998021A JP7274832A JP27483295A JPH0998021A JP H0998021 A JPH0998021 A JP H0998021A JP 7274832 A JP7274832 A JP 7274832A JP 27483295 A JP27483295 A JP 27483295A JP H0998021 A JPH0998021 A JP H0998021A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- amplifier circuit
- dielectric
- oscillator
- resonator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 16
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 設計上の制約が大きくなり、設計工数が嵩ん
でしまう欠点を除去し、簡単な構成で動作の安定したマ
イクロ波誘電体発振器を提供することを目的とする。 【解決手段】 増幅回路１５と共振回路１６とを具備す
る並列帰還型マイクロ波誘電体発振器において、増幅回
路１５の入力端子８と、入力端子８と接続する伝送線路
１０との間に、または増幅回路１５の出力端子９と、出
力端子９と接続する伝送線路１１との間に少なくとも一
つのハイパスフィルタ２１を具備するよう構成した。
でしまう欠点を除去し、簡単な構成で動作の安定したマ
イクロ波誘電体発振器を提供することを目的とする。 【解決手段】 増幅回路１５と共振回路１６とを具備す
る並列帰還型マイクロ波誘電体発振器において、増幅回
路１５の入力端子８と、入力端子８と接続する伝送線路
１０との間に、または増幅回路１５の出力端子９と、出
力端子９と接続する伝送線路１１との間に少なくとも一
つのハイパスフィルタ２１を具備するよう構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばドップラー
モジュールその他マイクロ波を利用したセンサー等に使
用される、誘電体共振器を用いた並列帰還型のマイクロ
波誘電体発振器に関する。
モジュールその他マイクロ波を利用したセンサー等に使
用される、誘電体共振器を用いた並列帰還型のマイクロ
波誘電体発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来用いられている並列帰還型の
マイクロ波誘電体発振器の構成の一例である。ＦＥＴ１
のゲートにマイクロストリップ入力整合回路２が、ドレ
インにマイクロストリップ出力整合回路３が接続され、
さらにこの２、３にそれぞれマイクロ波信号通過阻止用
のチョークコイル４、５が接続され、増幅回路１５が構
成される。ＦＥＴ１のゲートバイアス及びドレインバイ
アスは、それぞれゲートバイアス供給端子６、ドレイン
バイアス供給端子７へ図示しないバイアス回路から供給
される。一方、誘電体共振器１２はその共振周波数ｆｏ
においてマイクロストリップライン１０、及びマイクロ
ストリップライン１１とそれぞれ結合点１３、１４で結
合し、共振回路１６が構成される。増幅回路１５と共振
回路１６は端子８、９を介して並列接続され、並列帰還
形誘電体発振器を構成する。
マイクロ波誘電体発振器の構成の一例である。ＦＥＴ１
のゲートにマイクロストリップ入力整合回路２が、ドレ
インにマイクロストリップ出力整合回路３が接続され、
さらにこの２、３にそれぞれマイクロ波信号通過阻止用
のチョークコイル４、５が接続され、増幅回路１５が構
成される。ＦＥＴ１のゲートバイアス及びドレインバイ
アスは、それぞれゲートバイアス供給端子６、ドレイン
バイアス供給端子７へ図示しないバイアス回路から供給
される。一方、誘電体共振器１２はその共振周波数ｆｏ
においてマイクロストリップライン１０、及びマイクロ
ストリップライン１１とそれぞれ結合点１３、１４で結
合し、共振回路１６が構成される。増幅回路１５と共振
回路１６は端子８、９を介して並列接続され、並列帰還
形誘電体発振器を構成する。
【０００３】誘電体共振器１２の共振周波数ｆｏにおい
て、増幅回路の利得と共振回路の信号経路９→１１→１
４→１２→１３→１０→８における信号通過損失の和で
あるループ利得が０ｄｂ以上となり、かつ、増幅回路の
位相変化量と共振回路の信号経路９→１１→１４→１２
→１３→１０→８における位相変化量の和で定まるルー
プ位相が３６０°となった場合に図４の誘電体発振器は
ｆｏで発信し、発振出力信号はＤＣカットキャパシタ１
７を介して出力端子１８から取り出される。
て、増幅回路の利得と共振回路の信号経路９→１１→１
４→１２→１３→１０→８における信号通過損失の和で
あるループ利得が０ｄｂ以上となり、かつ、増幅回路の
位相変化量と共振回路の信号経路９→１１→１４→１２
→１３→１０→８における位相変化量の和で定まるルー
プ位相が３６０°となった場合に図４の誘電体発振器は
ｆｏで発信し、発振出力信号はＤＣカットキャパシタ１
７を介して出力端子１８から取り出される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のようなマイクロ
波誘電体発振器では、理論上、ループ位相をＮ×３６０
゜（Ｎ＝１、２、３・・・）となるようにすれば正帰還
がかかり、所定の発振周波数ｆｏで発振することになる
が、Ｎが１増えるごとに伝送線路長をλ分長くしなけれ
ばならず、長くすればするほど線路損失が増大し、増幅
器の利得が発振をするには不十分となる。従って、伝送
線路長が短くなるようループ位相を３６０°に保つよう
にする。しかし、増幅回路の位相変化が大きくなると、
共振回路の位相変化量をその分だけ小さく抑える必要が
あり、増幅回路と誘電体共振器を接近させる必要が生
じ、寸法上実現が困難となることや、増幅回路と誘電体
共振器が電磁界結合してしまい、正常に動作しなくなる
といった問題があった。
波誘電体発振器では、理論上、ループ位相をＮ×３６０
゜（Ｎ＝１、２、３・・・）となるようにすれば正帰還
がかかり、所定の発振周波数ｆｏで発振することになる
が、Ｎが１増えるごとに伝送線路長をλ分長くしなけれ
ばならず、長くすればするほど線路損失が増大し、増幅
器の利得が発振をするには不十分となる。従って、伝送
線路長が短くなるようループ位相を３６０°に保つよう
にする。しかし、増幅回路の位相変化が大きくなると、
共振回路の位相変化量をその分だけ小さく抑える必要が
あり、増幅回路と誘電体共振器を接近させる必要が生
じ、寸法上実現が困難となることや、増幅回路と誘電体
共振器が電磁界結合してしまい、正常に動作しなくなる
といった問題があった。
【０００５】さらに増幅回路は共振回路の共振周波数ｆ
ｏで利得が最大となり、ｆｏを越える周波数では利得が
なくなるよう設計されるが、ｆｏ以下の帯域では低周波
域になる程、利得が抑えきれなくなるため、ｆｏ以下の
周波数で共振点が存在する場合、誘電体共振器の共振周
波数とは無関係の不要発振を起こす恐れがあった。従っ
て、以上の問題から、設計上の制約が大きくなり、設計
工数が嵩んでしまった。
ｏで利得が最大となり、ｆｏを越える周波数では利得が
なくなるよう設計されるが、ｆｏ以下の帯域では低周波
域になる程、利得が抑えきれなくなるため、ｆｏ以下の
周波数で共振点が存在する場合、誘電体共振器の共振周
波数とは無関係の不要発振を起こす恐れがあった。従っ
て、以上の問題から、設計上の制約が大きくなり、設計
工数が嵩んでしまった。
【０００６】そこで本発明はこのような欠点を除去し、
簡単な構成で動作の安定したマイクロ波誘電体発振器を
提供することを目的とする。
簡単な構成で動作の安定したマイクロ波誘電体発振器を
提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の誘電体発振器は、トランジスタと該トラン
ジスタの入出力整合回路を具備する増幅回路と、誘電体
共振器と該誘電体共振器を前記増幅回路に並列接続する
ため前記誘電体共振器と電磁界結合しそれぞれ前記増幅
回路の入力端子と出力端子に接続する２本の伝送線路を
具備する共振回路と、を具備する並列帰還型誘電体発振
器において、前記増幅回路の入力端子と、該入力端子と
接続する前記伝送線路との間に、または前記増幅回路の
出力端子と、該出力端子と接続する前記伝送線路との間
に前記誘電体発振器の発振周波数を通過帯域とする少な
くとも一つのハイパスフィルタを具備すよう構成した。
め、本発明の誘電体発振器は、トランジスタと該トラン
ジスタの入出力整合回路を具備する増幅回路と、誘電体
共振器と該誘電体共振器を前記増幅回路に並列接続する
ため前記誘電体共振器と電磁界結合しそれぞれ前記増幅
回路の入力端子と出力端子に接続する２本の伝送線路を
具備する共振回路と、を具備する並列帰還型誘電体発振
器において、前記増幅回路の入力端子と、該入力端子と
接続する前記伝送線路との間に、または前記増幅回路の
出力端子と、該出力端子と接続する前記伝送線路との間
に前記誘電体発振器の発振周波数を通過帯域とする少な
くとも一つのハイパスフィルタを具備すよう構成した。
【０００８】また、トランジスタと該トランジスタの入
出力整合回路を具備する増幅回路と、誘電体共振器と該
誘電体共振器を前記増幅回路に並列接続するため前記誘
電体共振器と電磁界結合しそれぞれ前記増幅回路の入力
端子と出力端子に接続する２本の伝送線路を具備する共
振回路と、を具備する並列帰還型誘電体発振器におい
て、前記増幅回路の入力端子と、該入力端子と接続する
前記伝送線路との間に、または前記増幅回路の出力端子
と、該出力端子と接続する前記伝送線路との間に前記誘
電体発振器の発振周波数を通過帯域とする複数のハイパ
スフィルタを接続するよう構成した。
出力整合回路を具備する増幅回路と、誘電体共振器と該
誘電体共振器を前記増幅回路に並列接続するため前記誘
電体共振器と電磁界結合しそれぞれ前記増幅回路の入力
端子と出力端子に接続する２本の伝送線路を具備する共
振回路と、を具備する並列帰還型誘電体発振器におい
て、前記増幅回路の入力端子と、該入力端子と接続する
前記伝送線路との間に、または前記増幅回路の出力端子
と、該出力端子と接続する前記伝送線路との間に前記誘
電体発振器の発振周波数を通過帯域とする複数のハイパ
スフィルタを接続するよう構成した。
【０００９】このように構成することにより、ハイパス
フィルタでは位相が進む効果があるため、その分、増幅
回路と誘電体共振器との距離をとることが可能となり、
共振器と増幅回路の電磁界結合を防ぐことができる。さ
らに、ハイパスフィルタにより、ｆｏより低い周波数帯
域でのループ利得を低く抑えることができる。
フィルタでは位相が進む効果があるため、その分、増幅
回路と誘電体共振器との距離をとることが可能となり、
共振器と増幅回路の電磁界結合を防ぐことができる。さ
らに、ハイパスフィルタにより、ｆｏより低い周波数帯
域でのループ利得を低く抑えることができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本発明をマイクロ波誘電体
発振器に使用した実施の形態を示す図である。本図にお
いて、図４と同一の符号のものは同一または相当するも
のを示し、１９はコンデンサ、２０はインダクタ２１は
ハイパスフィルタを示す。
発振器に使用した実施の形態を示す図である。本図にお
いて、図４と同一の符号のものは同一または相当するも
のを示し、１９はコンデンサ、２０はインダクタ２１は
ハイパスフィルタを示す。
【００１１】共振回路１６の一端はマイクロストリップ
ライン１１を介して端子９で増幅回路の出力側と接続
し、他端はマイクロストリップライン１０を介してコン
デンサ１９及びとインダクタ２０からなるハイパスフィ
ルタ２１を介して端子８で増幅回路の入力側に接続され
る。１７はＤ．Ｃカット用コンデンサで１８は発振信号
出力を取り出すための端子である。
ライン１１を介して端子９で増幅回路の出力側と接続
し、他端はマイクロストリップライン１０を介してコン
デンサ１９及びとインダクタ２０からなるハイパスフィ
ルタ２１を介して端子８で増幅回路の入力側に接続され
る。１７はＤ．Ｃカット用コンデンサで１８は発振信号
出力を取り出すための端子である。
【００１２】このような増幅回路１５と共振回路１６及
びハイパスフィルタ２１から構成される並列帰還形誘電
体発振器において、誘電体共振器１２の共振周波数ｆｏ
で、そのループ利得が０ｄｂ以上あり、ループ位相が３
６０°となった場合発振する。
びハイパスフィルタ２１から構成される並列帰還形誘電
体発振器において、誘電体共振器１２の共振周波数ｆｏ
で、そのループ利得が０ｄｂ以上あり、ループ位相が３
６０°となった場合発振する。
【００１３】この場合ループ位相の３６０°となる条件
により誘電体共振器１２と増幅回路１５の距離が決定さ
れるが、ハイパスフィルタ２１の位相進みの効果によ
り、その分マイクロストリップライン１０、１１を長く
とることができ、増幅回路１５と誘電体共振器１２の間
に、電磁界結合が起こらない、即ち安定動作に問題にな
らない程度の距離とすることが可能となる。この場合ハ
イパスフィルタは周波数ｆｏを通過帯域としその通過損
失が小さくなり、さらにｆｏに近い周波数にカットオフ
周波数を持つようコンデンサ１９及びインダクタ２０の
定数を決定し急峻な肩特性となる設計とすることによ
り、周波数ｆｏでのループ利得を犠牲にすることなく低
周波数帯域でのループ利得を大巾に抑えることができる
ため、ｆｏ以下での低周波数での不要発振を防ぐことが
可能となる。
により誘電体共振器１２と増幅回路１５の距離が決定さ
れるが、ハイパスフィルタ２１の位相進みの効果によ
り、その分マイクロストリップライン１０、１１を長く
とることができ、増幅回路１５と誘電体共振器１２の間
に、電磁界結合が起こらない、即ち安定動作に問題にな
らない程度の距離とすることが可能となる。この場合ハ
イパスフィルタは周波数ｆｏを通過帯域としその通過損
失が小さくなり、さらにｆｏに近い周波数にカットオフ
周波数を持つようコンデンサ１９及びインダクタ２０の
定数を決定し急峻な肩特性となる設計とすることによ
り、周波数ｆｏでのループ利得を犠牲にすることなく低
周波数帯域でのループ利得を大巾に抑えることができる
ため、ｆｏ以下での低周波数での不要発振を防ぐことが
可能となる。
【００１４】図２はハイパスフィルタ２１を多段化した
場合の実施の形態を示す図である。本図において、図１
と同一の符号のものは同一または相当するものを示す。
本図に示すとおり、ハイパスフィルタ２１が共振回路１
６のマイクロストリップライン１０と増幅回路１５の入
力端子との間に多段接続されている。この多段接続で位
相進み量を大きくできるため、その分、誘電体共振器１
２と増幅回路１５の距離がさらにとれる様調整可能とな
る上、低周波数域でのループ利得がいっそう抑えられる
ことで不要発振の恐れはさらに小さくなる。
場合の実施の形態を示す図である。本図において、図１
と同一の符号のものは同一または相当するものを示す。
本図に示すとおり、ハイパスフィルタ２１が共振回路１
６のマイクロストリップライン１０と増幅回路１５の入
力端子との間に多段接続されている。この多段接続で位
相進み量を大きくできるため、その分、誘電体共振器１
２と増幅回路１５の距離がさらにとれる様調整可能とな
る上、低周波数域でのループ利得がいっそう抑えられる
ことで不要発振の恐れはさらに小さくなる。
【００１５】以上、本発明の実施の形態について述べた
が、本発明はこれに限らず、種々の変更が可能である。
例えば、使用周波数帯域が比較的低い場合、図３に示す
ように、図１のＦＥＴ１の代わりにＨＢＴ等のマイクロ
波用ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）２２を使用する
ことも可能である。また、上記の実施の形態では、ハイ
パスフィルタを増幅回路の入力端子とこれに接続する伝
送線路との間に入れたが、増幅回路の出力端子とこれに
接続する伝送線路との間に入れてもよい。
が、本発明はこれに限らず、種々の変更が可能である。
例えば、使用周波数帯域が比較的低い場合、図３に示す
ように、図１のＦＥＴ１の代わりにＨＢＴ等のマイクロ
波用ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）２２を使用する
ことも可能である。また、上記の実施の形態では、ハイ
パスフィルタを増幅回路の入力端子とこれに接続する伝
送線路との間に入れたが、増幅回路の出力端子とこれに
接続する伝送線路との間に入れてもよい。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に係る発
明によれば並列帰還形のマイクロ波誘電体発振器におい
て、増幅回路と共振回路との間にハイパスフィルタが挿
入されているため、誘電体共振器の共振周波数で発振す
る条件となるループ位相を満たすために誘電体共振器と
増幅回路とが接近しすぎることなく安定動作させること
が出来、また低周波数帯域での不要発振を防ぐことが出
来る。また、請求項２に係る発明によれば、発振周波数
を通過帯域とする複数のハイパスフィルタを共振回路と
増幅回路の間に繋げることで、位相進み量を大きくで
き、適宜ハイパスフィルタの個数を選択することで、設
計の自由度を増すことができ、設計工数を低減すること
が可能である。
明によれば並列帰還形のマイクロ波誘電体発振器におい
て、増幅回路と共振回路との間にハイパスフィルタが挿
入されているため、誘電体共振器の共振周波数で発振す
る条件となるループ位相を満たすために誘電体共振器と
増幅回路とが接近しすぎることなく安定動作させること
が出来、また低周波数帯域での不要発振を防ぐことが出
来る。また、請求項２に係る発明によれば、発振周波数
を通過帯域とする複数のハイパスフィルタを共振回路と
増幅回路の間に繋げることで、位相進み量を大きくで
き、適宜ハイパスフィルタの個数を選択することで、設
計の自由度を増すことができ、設計工数を低減すること
が可能である。
【図１】本発明の実施の形態を示す図である。
【図２】本発明の他の実施の形態を示す図である。
【図３】本発明のさらに他の実施の形態を示す図であ
る。
る。
【図４】従来の並列帰還形マイクロ波誘電体発振器の例
を示す図である。
を示す図である。
１ ＦＥＴ ２ マイクロストリップ入力整合回路 ３ マイクロストリップ出力整合回路 ４、５ バイアス供給用チョークコイル １０、１１ マイクロストリップライン １２ 誘電体共振器 １５ 増幅回路 １６ 共振回路 １７ ＤＣカットコンデンサ １８、発振信号出力端子 １９、コンデンサ ２０、インダクタ ２１、ハイパスフィルタ ２２ ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）
Claims (2)
- 【請求項１】 トランジスタと該トランジスタの入出力
整合回路を具備する増幅回路と、誘電体共振器と該誘電
体共振器を前記増幅回路に並列接続するため前記誘電体
共振器と電磁界結合しそれぞれ前記増幅回路の入力端子
と出力端子に接続する２本の伝送線路を具備する共振回
路と、を具備する並列帰還型誘電体発振器において、前
記増幅回路の入力端子と、該入力端子と接続する前記伝
送線路との間に、または前記増幅回路の出力端子と、該
出力端子と接続する前記伝送線路との間に前記誘電体発
振器の発振周波数を通過帯域とする少なくとも一つのハ
イパスフィルタを具備することを特徴とするマイクロ波
誘電体発振器。 - 【請求項２】 トランジスタと該トランジスタの入出力
整合回路を具備する増幅回路と、誘電体共振器と該誘電
体共振器を前記増幅回路に並列接続するため前記誘電体
共振器と電磁界結合しそれぞれ前記増幅回路の入力端子
と出力端子に接続する２本の伝送線路を具備する共振回
路と、を具備する並列帰還型誘電体発振器において、前
記増幅回路の入力端子と、該入力端子と接続する前記伝
送線路との間に、または前記増幅回路の出力端子と、該
出力端子と接続する前記伝送線路との間に前記誘電体発
振器の発振周波数を通過帯域とする複数のハイパスフィ
ルタを接続したことを特徴とするマイクロ波誘電体発振
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27483295A JP3645951B2 (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | マイクロ波誘電体発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27483295A JP3645951B2 (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | マイクロ波誘電体発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0998021A true JPH0998021A (ja) | 1997-04-08 |
| JP3645951B2 JP3645951B2 (ja) | 2005-05-11 |
Family
ID=17547207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27483295A Expired - Fee Related JP3645951B2 (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | マイクロ波誘電体発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3645951B2 (ja) |
-
1995
- 1995-09-28 JP JP27483295A patent/JP3645951B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3645951B2 (ja) | 2005-05-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20020014923A1 (en) | Microwave amplifier with reduced beat noise | |
| US6229408B1 (en) | Zero loss bias “T” | |
| US7173502B2 (en) | Reflection loss suppression circuit | |
| JPS58168306A (ja) | マイクロ波発振装置 | |
| US5339047A (en) | X-band bipolar junction transistor amplifier | |
| JPH09289421A (ja) | 高周波用電力増幅器 | |
| JPH04326607A (ja) | 発振回路 | |
| JP2910421B2 (ja) | マイクロ波発振器 | |
| JP3645951B2 (ja) | マイクロ波誘電体発振器 | |
| JPH04298105A (ja) | 半導体増幅器 | |
| JP2923851B2 (ja) | マイクロ波・ミリ波発振器 | |
| EP0247749A2 (en) | Push-push dielectric resonator oscillator | |
| JP4071549B2 (ja) | 多段増幅器 | |
| JP3018703B2 (ja) | マイクロ波半導体増幅器 | |
| JPH11122009A (ja) | インピーダンス変換器 | |
| JPS6025307A (ja) | マイクロ波発振器 | |
| JPS6187406A (ja) | 高周波増幅装置 | |
| JPS6190502A (ja) | 広帯域発振器 | |
| JPS611104A (ja) | モノリシツク集積回路多段増幅器 | |
| JP2001144538A (ja) | 電圧制御型発振器 | |
| JPH01144807A (ja) | 発振器出力回路 | |
| JPH01215104A (ja) | マイクロ波発振器 | |
| JPS60204104A (ja) | 誘電体発振器 | |
| JPH01101011A (ja) | 周波数変換回路 | |
| JP2002111413A (ja) | 高周波半導体装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050118 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050207 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110210 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110210 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130210 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |