JPH0998092A - 量子化歪低減装置 - Google Patents
量子化歪低減装置Info
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- JPH0998092A JPH0998092A JP7276698A JP27669895A JPH0998092A JP H0998092 A JPH0998092 A JP H0998092A JP 7276698 A JP7276698 A JP 7276698A JP 27669895 A JP27669895 A JP 27669895A JP H0998092 A JPH0998092 A JP H0998092A
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- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 16
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/661—Improving the reconstruction of the analogue output signal beyond the resolution of the digital input signal, e.g. by interpolation, by curve-fitting, by smoothing
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Facsimile Image Signal Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル信号の量子化歪を低減する。
【解決手段】 ディジタルローパスフィルタ３〜５によ
り、ビット長を下位方向に拡張しながら入力ディジタル
信号Ｄ0 の内、所定のカットオフ周波数以下の低域成分
を取り出し、一方、計数器２により、入力ディジタル信
号Ｄ0 の各点につき、前後に同一の値が連続する点の数
を計数する。そして、選択手段６により、計数器２での
計数結果に基づき、入力ディジタル信号Ｄ0 の内、計数
値が一定以下の区間は遅延器８とビット拡張回路９とに
より、時間調整と下位方向にビット長を拡張した入力デ
ィジタル信号Ｄ1 を選択して出力し、計数値が一定以上
の区間は、ディジタルローパスフィルタ３〜５の内、計
数値が大きい程、よりカットオフ周波数の低いフィルタ
を択一的に通した信号を選択して出力する。
り、ビット長を下位方向に拡張しながら入力ディジタル
信号Ｄ0 の内、所定のカットオフ周波数以下の低域成分
を取り出し、一方、計数器２により、入力ディジタル信
号Ｄ0 の各点につき、前後に同一の値が連続する点の数
を計数する。そして、選択手段６により、計数器２での
計数結果に基づき、入力ディジタル信号Ｄ0 の内、計数
値が一定以下の区間は遅延器８とビット拡張回路９とに
より、時間調整と下位方向にビット長を拡張した入力デ
ィジタル信号Ｄ1 を選択して出力し、計数値が一定以上
の区間は、ディジタルローパスフィルタ３〜５の内、計
数値が大きい程、よりカットオフ周波数の低いフィルタ
を択一的に通した信号を選択して出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は量子化歪低減装置に係
り、とくに入力ディジタル信号の量子化歪を軽減できる
量子化歪低減装置に関する。
り、とくに入力ディジタル信号の量子化歪を軽減できる
量子化歪低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログ信号をディジタル信号に変換
（Ａ／Ｄ変換）し、その後、ディジタル信号をアナログ
信号に逆変換（Ｄ／Ａ変換）する場合、必ず、量子化歪
が付加されてしまう。この量子化歪は元のアナログ信号
のダイナミックレンジが小さい程、大きく目立つ性質が
有る。例えば、図１９の如く、２ｋＨｚの減衰波の後半
部分に１０ｋＨｚの正弦波を重ねたアナログ信号Ｘを例
にして、Ｘをサンプリング周波数４８ｋＨｚで標本化
し、１６ビットで量子化しディジタル信号Ｄ0 に変換す
ると、図２０の如く、２ｋＨｚの減衰波の後半部分に同
じ値のデータが連続した区間が発生する（図２０では、
ディジタル信号Ｄ0 の各ディジタルデータはそのディジ
タル値の長さを持つインパルス列で表現してある。）。
（Ａ／Ｄ変換）し、その後、ディジタル信号をアナログ
信号に逆変換（Ｄ／Ａ変換）する場合、必ず、量子化歪
が付加されてしまう。この量子化歪は元のアナログ信号
のダイナミックレンジが小さい程、大きく目立つ性質が
有る。例えば、図１９の如く、２ｋＨｚの減衰波の後半
部分に１０ｋＨｚの正弦波を重ねたアナログ信号Ｘを例
にして、Ｘをサンプリング周波数４８ｋＨｚで標本化
し、１６ビットで量子化しディジタル信号Ｄ0 に変換す
ると、図２０の如く、２ｋＨｚの減衰波の後半部分に同
じ値のデータが連続した区間が発生する（図２０では、
ディジタル信号Ｄ0 の各ディジタルデータはそのディジ
タル値の長さを持つインパルス列で表現してある。）。
【０００３】ディジタル信号ＤをＤ／Ａ変換すること
は、一般的にディジタルデータの値に比例した高さとサ
ンプリング周期の幅を持つ矩形波を出力すること、すな
わち、図２０のインパルス列にホールド特性を持たせる
ことと等価であり、Ｄ／Ａ変換出力は図２１の如くな
る。元のアナログ信号が音声信号であれば、折り返し歪
除去用のカットオフ周波数２０ｋＨｚのアナログローパ
スフィルタに通されて図２２の如く波形となる。図２２
の最初の部分は矩形波の矩形がだいたい崩されていて、
量子化歪が比較的小さくなっているが、真ん中から後半
に掛けての部分は階段波となっており、量子化歪の改善
は余りなされない。
は、一般的にディジタルデータの値に比例した高さとサ
ンプリング周期の幅を持つ矩形波を出力すること、すな
わち、図２０のインパルス列にホールド特性を持たせる
ことと等価であり、Ｄ／Ａ変換出力は図２１の如くな
る。元のアナログ信号が音声信号であれば、折り返し歪
除去用のカットオフ周波数２０ｋＨｚのアナログローパ
スフィルタに通されて図２２の如く波形となる。図２２
の最初の部分は矩形波の矩形がだいたい崩されていて、
量子化歪が比較的小さくなっているが、真ん中から後半
に掛けての部分は階段波となっており、量子化歪の改善
は余りなされない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この様に、信号の振幅
が微小な区間（信号のダイナミックレンジがディジタル
データの１ＬＳＢ分に近い区間）では、同一の値のディ
ジタルデータが連続する事により、Ｄ／Ａ変換後も顕著
な量子化歪が残ってしまう。図２２の真ん中から後半に
掛けての部分を元のアナログ信号の波形に近づけるに
は、カットオフ周波数が２０ｋＨｚでなく３ｋＨｚ程度
のアナログローパスフィルタに通せば良いが、今度は、
図２３に示す如く、後半に重っている周波数の高い１０
ｋＨｚの信号部分が減衰してしまう問題がある。本発明
は上記した従来技術の問題に鑑み、量子化歪を低減でき
る量子化歪低減装置を提供することを、その目的とす
る。
が微小な区間（信号のダイナミックレンジがディジタル
データの１ＬＳＢ分に近い区間）では、同一の値のディ
ジタルデータが連続する事により、Ｄ／Ａ変換後も顕著
な量子化歪が残ってしまう。図２２の真ん中から後半に
掛けての部分を元のアナログ信号の波形に近づけるに
は、カットオフ周波数が２０ｋＨｚでなく３ｋＨｚ程度
のアナログローパスフィルタに通せば良いが、今度は、
図２３に示す如く、後半に重っている周波数の高い１０
ｋＨｚの信号部分が減衰してしまう問題がある。本発明
は上記した従来技術の問題に鑑み、量子化歪を低減でき
る量子化歪低減装置を提供することを、その目的とす
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の量子化歪低減装
置では、ビット長を下位方向に拡張しながら入力ディジ
タル信号の内、所定のカットオフ周波数以下の低域成分
を取り出すディジタルフィルタと、入力ディジタル信号
の各点につき、前後に同一の値が連続する点の数を計数
する計数手段と、計数手段での計数結果に基づき、入力
ディジタル信号の内、計数値が一定以下の区間はビット
長を下位方向に拡張した入力ディジタル信号を選択して
出力し、計数値が一定以上の区間はディジタルフィルタ
を通した信号を選択して出力する選択手段と、を備えた
ことを特徴としている。
置では、ビット長を下位方向に拡張しながら入力ディジ
タル信号の内、所定のカットオフ周波数以下の低域成分
を取り出すディジタルフィルタと、入力ディジタル信号
の各点につき、前後に同一の値が連続する点の数を計数
する計数手段と、計数手段での計数結果に基づき、入力
ディジタル信号の内、計数値が一定以下の区間はビット
長を下位方向に拡張した入力ディジタル信号を選択して
出力し、計数値が一定以上の区間はディジタルフィルタ
を通した信号を選択して出力する選択手段と、を備えた
ことを特徴としている。
【０００６】また、ディジタルフィルタを複数個設ける
とともに、各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周
波数を持たせ、選択手段は、計数手段で計数した計数値
が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入力
ディジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上の
区間は、計数値がより大きい程、カットオフ周波数のよ
り低いディジタルフィルタを通過した信号を択一的に選
択するようにしたこと、を特徴としている。
とともに、各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周
波数を持たせ、選択手段は、計数手段で計数した計数値
が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入力
ディジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上の
区間は、計数値がより大きい程、カットオフ周波数のよ
り低いディジタルフィルタを通過した信号を択一的に選
択するようにしたこと、を特徴としている。
【０００７】また、選択手段の出力に生じた不連続点を
抽出する抽出手段と、選択手段の出力中の不連続点を連
続化する修正手段を備えたこと、を特徴としている。
抽出する抽出手段と、選択手段の出力中の不連続点を連
続化する修正手段を備えたこと、を特徴としている。
【０００８】抽出手段は選択手段の出力の各点の値と入
力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を不
連続点として抽出するようにしたこと、を特徴としてい
る。
力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を不
連続点として抽出するようにしたこと、を特徴としてい
る。
【０００９】また、抽出手段は選択手段の出力の各点の
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に
前記差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して
連続化するようにしたこと、を特徴としている。
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に
前記差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して
連続化するようにしたこと、を特徴としている。
【００１０】また、抽出手段は選択手段の出力の各点の
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応
じて所定値を減算または加算した値に置換して連続化す
るようにしたこと、を特徴としている。
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応
じて所定値を減算または加算した値に置換して連続化す
るようにしたこと、を特徴としている。
【００１１】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複
数点の平均値に置換して連続化するようにしたこと、を
特徴としている。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複
数点の平均値に置換して連続化するようにしたこと、を
特徴としている。
【００１２】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入
力ディジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続
化するようにしたこと、を特徴としている。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入
力ディジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続
化するようにしたこと、を特徴としている。
【００１３】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に
選択手段から出力された不連続点でない点の値に置換し
て連続化するようにしたこと、を特徴としている。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に
選択手段から出力された不連続点でない点の値に置換し
て連続化するようにしたこと、を特徴としている。
【００１４】
【作用】本発明の量子化歪低減装置によれば、ディジタ
ルフィルタにより、ビット長を下位方向に拡張しながら
入力ディジタル信号の内、所定のカットオフ周波数以下
の低域成分を取り出し、一方、計数手段により、入力デ
ィジタル信号の各点につき、前後に同一の値が連続する
点の数を計数する。そして、選択手段により、計数手段
での計数結果に基づき、入力ディジタル信号の内、計数
値が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入
力ディジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上
の区間はディジタルフィルタを通した信号を選択して出
力する。これにより、入力ディジタル信号の内、同一の
値が一定以上連続し、信号振幅に比して量子化歪の比較
的大きな区間はディジタルフィルタにより、ビット長を
下位方向に拡張しながら所定のカットオフ周波数以下の
低域成分を取り出した信号に置き換えられるので、滑ら
かな曲線となり、量子化歪を低減することができる。ま
た、同一の値が一定以上連続せず、信号振幅に比して量
子化歪の比較的小さな区間はビット長を下位方向に拡張
した入力ディジタル信号の波形のままとなるので、高域
成分が不用意に減衰することはない。
ルフィルタにより、ビット長を下位方向に拡張しながら
入力ディジタル信号の内、所定のカットオフ周波数以下
の低域成分を取り出し、一方、計数手段により、入力デ
ィジタル信号の各点につき、前後に同一の値が連続する
点の数を計数する。そして、選択手段により、計数手段
での計数結果に基づき、入力ディジタル信号の内、計数
値が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入
力ディジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上
の区間はディジタルフィルタを通した信号を選択して出
力する。これにより、入力ディジタル信号の内、同一の
値が一定以上連続し、信号振幅に比して量子化歪の比較
的大きな区間はディジタルフィルタにより、ビット長を
下位方向に拡張しながら所定のカットオフ周波数以下の
低域成分を取り出した信号に置き換えられるので、滑ら
かな曲線となり、量子化歪を低減することができる。ま
た、同一の値が一定以上連続せず、信号振幅に比して量
子化歪の比較的小さな区間はビット長を下位方向に拡張
した入力ディジタル信号の波形のままとなるので、高域
成分が不用意に減衰することはない。
【００１５】また、ディジタルフィルタを複数個設け、
各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周波数を持た
せておき、選択手段は、計数手段で計数した計数値が一
定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入力ディ
ジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上の区間
は、計数値がより大きい程、カットオフ周波数のより低
いディジタルフィルタを通過した信号を択一的に選択し
て出力する。これにより、信号成分の減衰を回避しなが
ら、信号振幅に比した量子化歪が大きいものも小さいも
のも確実に低減することができる。
各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周波数を持た
せておき、選択手段は、計数手段で計数した計数値が一
定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入力ディ
ジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上の区間
は、計数値がより大きい程、カットオフ周波数のより低
いディジタルフィルタを通過した信号を択一的に選択し
て出力する。これにより、信号成分の減衰を回避しなが
ら、信号振幅に比した量子化歪が大きいものも小さいも
のも確実に低減することができる。
【００１６】また、抽出手段により選択手段の出力に生
じた不連続点を抽出し、修正手段により不連続点を連続
化する。これにより、波形歪を新たに発生するのを抑制
することができる。
じた不連続点を抽出し、修正手段により不連続点を連続
化する。これにより、波形歪を新たに発生するのを抑制
することができる。
【００１７】抽出手段は選択手段の出力の各点の値と入
力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を不
連続点として抽出する。これにより、選択手段の出力の
不連続点を簡単かつ正確に判別することができる。
力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を不
連続点として抽出する。これにより、選択手段の出力の
不連続点を簡単かつ正確に判別することができる。
【００１８】また、抽出手段は選択手段の出力の各点の
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に
前記差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して
連続化する。これにより、簡単な構成で出力中に一定以
上の大きさの不連続点が生じるのを確実に回避すること
が可能となる。
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に
前記差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して
連続化する。これにより、簡単な構成で出力中に一定以
上の大きさの不連続点が生じるのを確実に回避すること
が可能となる。
【００１９】また、抽出手段は選択手段の出力の各点の
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応
じて所定値を減算または加算した値に置換して連続化す
る。これによっても、簡単な構成で出力中に一定以上の
大きさの不連続点が生じるのを回避することが可能とな
る。
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応
じて所定値を減算または加算した値に置換して連続化す
る。これによっても、簡単な構成で出力中に一定以上の
大きさの不連続点が生じるのを回避することが可能とな
る。
【００２０】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複
数点の平均値に置換して連続化する。これにより、簡単
な構成で出力中に不連続点が生じるのを回避することが
可能となる。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複
数点の平均値に置換して連続化する。これにより、簡単
な構成で出力中に不連続点が生じるのを回避することが
可能となる。
【００２１】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入
力ディジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続
化する。これにより、簡単な構成で出力中に不連続点が
生じるのを回避することが可能となる。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入
力ディジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続
化する。これにより、簡単な構成で出力中に不連続点が
生じるのを回避することが可能となる。
【００２２】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に
選択手段から出力された不連続点でない点の値に置換し
て連続化する。これによっても、簡単な構成で出力中に
不連続点が生じるのを回避することが可能となる。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に
選択手段から出力された不連続点でない点の値に置換し
て連続化する。これによっても、簡単な構成で出力中に
不連続点が生じるのを回避することが可能となる。
【００２３】
【実施例】図１は本発明の一実施例に係る量子化歪低減
装置の回路図である。１はディジタル信号の入力端子で
あり、ここでは一例としてサンプリング周波数４８ｋＨ
ｚ、１６ビット長のディジタル信号Ｄ0 （例えば信号帯
域が２０ｋＨｚ以下の音声信号）が入力される。２は計
数器であり、入力ディジタル信号Ｄ0の各点（サンプル
点）につき、前後に同一の値が連続する点の数を計数し
（自身を除く）、量子化歪の程度を示す計数値を出力す
る。同一の値が連続する数が多いときは当該点での信号
振幅に比して量子化歪も大きいと考えることができる。
３〜５は各々、カットオフ周波数が７ｋＨｚ、４ｋＨ
ｚ、２．５ｋＨｚのディジタルローパスフィルタであ
り、入力ディジタル信号Ｄ0 を下位方向に４ビット拡張
しながら所定の内部演算を行い低域成分を通過させる。
各ディジタルローパスフィルタ３〜５は演算結果を２０
ビット長で出力する。計数器２は入力ディジタル信号Ｄ
0 の或る点が入力されてから、該或る点についての計数
値を出力するまでＴｄ（ここではサンプリング周期の７
倍の１４６μｓ）だけ遅れを伴うものとし、また、ディ
ジタルローパスフィルタ３〜５の群遅延時間もＴｄと一
致しているものとする。
装置の回路図である。１はディジタル信号の入力端子で
あり、ここでは一例としてサンプリング周波数４８ｋＨ
ｚ、１６ビット長のディジタル信号Ｄ0 （例えば信号帯
域が２０ｋＨｚ以下の音声信号）が入力される。２は計
数器であり、入力ディジタル信号Ｄ0の各点（サンプル
点）につき、前後に同一の値が連続する点の数を計数し
（自身を除く）、量子化歪の程度を示す計数値を出力す
る。同一の値が連続する数が多いときは当該点での信号
振幅に比して量子化歪も大きいと考えることができる。
３〜５は各々、カットオフ周波数が７ｋＨｚ、４ｋＨ
ｚ、２．５ｋＨｚのディジタルローパスフィルタであ
り、入力ディジタル信号Ｄ0 を下位方向に４ビット拡張
しながら所定の内部演算を行い低域成分を通過させる。
各ディジタルローパスフィルタ３〜５は演算結果を２０
ビット長で出力する。計数器２は入力ディジタル信号Ｄ
0 の或る点が入力されてから、該或る点についての計数
値を出力するまでＴｄ（ここではサンプリング周期の７
倍の１４６μｓ）だけ遅れを伴うものとし、また、ディ
ジタルローパスフィルタ３〜５の群遅延時間もＴｄと一
致しているものとする。
【００２４】６は計数器２の出力に基づき、入力ディジ
タル信号Ｄ0 の内、計数値が一定以下の区間はビット長
を下位方向に４ビット拡張した入力ディジタル信号Ｄを
選択して出力し、計数値が一定以上の区間はディジタル
フィルタ３〜５を通した信号の内、計数値がより大きい
程、カットオフ周波数のより低いディジタルフィルタ３
〜５を通過した信号を択一的に選択して出力する。選択
手段６の内、７は計数器２から出力される計数値を複数
の段階に分けるエンコーダであり、ここでは計数値をｒ
として、 ｒ＝０ ・・ 第１段階 １≦ｒ≦２ ・・ 第２段階 ３≦ｒ≦５ ・・ 第３段階 ６≦ｒ ・・ 第４段階 の４段階に分け、段階を示すｉを出力する。なお、ｒを
他の範囲で４段階に分けるようにしても良い。
タル信号Ｄ0 の内、計数値が一定以下の区間はビット長
を下位方向に４ビット拡張した入力ディジタル信号Ｄを
選択して出力し、計数値が一定以上の区間はディジタル
フィルタ３〜５を通した信号の内、計数値がより大きい
程、カットオフ周波数のより低いディジタルフィルタ３
〜５を通過した信号を択一的に選択して出力する。選択
手段６の内、７は計数器２から出力される計数値を複数
の段階に分けるエンコーダであり、ここでは計数値をｒ
として、 ｒ＝０ ・・ 第１段階 １≦ｒ≦２ ・・ 第２段階 ３≦ｒ≦５ ・・ 第３段階 ６≦ｒ ・・ 第４段階 の４段階に分け、段階を示すｉを出力する。なお、ｒを
他の範囲で４段階に分けるようにしても良い。
【００２５】８は入力ディジタル信号Ｄ0 をＴｄだけ遅
延させて、計数器２、ディジタルローパスフィルタ３〜
５の入出力間に生じる遅延と時間調整を行う遅延器、９
は遅延後の入力ディジタル信号Ｄ0 を下位方向へ４ビッ
ト拡張するビット拡張回路である。１０はセレクタであ
り、エンコーダ７の出力ｉが１のときビット拡張回路９
の出力Ｄ1 を選択し、２のときディジタルローパスフィ
ルタ３の出力Ｄ2 を選択し、３のときディジタルローパ
スフィルタ４の出力Ｄ3 を選択し、４のときディジタル
ローパスフィルタ５の出力Ｄ4 を選択して出力する。入
力ディジタル信号Ｄ0 の内、ｒ＝０であり、信号振幅に
比して量子化歪が相対的に小さいと考えられる区間は、
ビット拡張回路９の出力Ｄ1 が選択されることで入力デ
ィジタル信号Ｄ0 の波形のままとなり、信号が減衰する
ことなく出力される。入力ディジタル信号Ｄ0 の内、ｒ
が０でなく、信号振幅に比して量子化歪が相対的に大き
いと考えられる区間は、ディジタルローパスフィルタ３
〜５の出力Ｄ2 〜Ｄ4 の１つが選択されることで、同じ
値の連続する区間が滑らかな曲線となり量子化歪が低減
される。
延させて、計数器２、ディジタルローパスフィルタ３〜
５の入出力間に生じる遅延と時間調整を行う遅延器、９
は遅延後の入力ディジタル信号Ｄ0 を下位方向へ４ビッ
ト拡張するビット拡張回路である。１０はセレクタであ
り、エンコーダ７の出力ｉが１のときビット拡張回路９
の出力Ｄ1 を選択し、２のときディジタルローパスフィ
ルタ３の出力Ｄ2 を選択し、３のときディジタルローパ
スフィルタ４の出力Ｄ3 を選択し、４のときディジタル
ローパスフィルタ５の出力Ｄ4 を選択して出力する。入
力ディジタル信号Ｄ0 の内、ｒ＝０であり、信号振幅に
比して量子化歪が相対的に小さいと考えられる区間は、
ビット拡張回路９の出力Ｄ1 が選択されることで入力デ
ィジタル信号Ｄ0 の波形のままとなり、信号が減衰する
ことなく出力される。入力ディジタル信号Ｄ0 の内、ｒ
が０でなく、信号振幅に比して量子化歪が相対的に大き
いと考えられる区間は、ディジタルローパスフィルタ３
〜５の出力Ｄ2 〜Ｄ4 の１つが選択されることで、同じ
値の連続する区間が滑らかな曲線となり量子化歪が低減
される。
【００２６】なお、３つのディジタルローパスフィルタ
３〜５の出力Ｄ2 〜Ｄ4 の中から、計数器２で計数した
計数値が大きい程、よりカットオフ周波数の低いものを
選択するようにしたのは、信号振幅に比した量子化歪が
大きいものも小さいものも確実に低減しながら、量子化
歪の低減に伴い信号成分まで減衰させないようにするた
めである。仮に、カットオフ周波数が７ｋＨｚのディジ
タルローパスフィルタ３の１つだけとし、ｒ＝０の区間
はＤ1 を選択し、１≦ｒの区間はディジタルローパスフ
ィルタ３の出力Ｄ2 を選択する場合、入力ディジタル信
号Ｄ0 の内、同じ値の点が短くしか続かない区間（信号
振幅に比した相対的な量子化歪は小さい）は簡単に滑ら
かにできるが、同じ値の点が長く続く区間（信号振幅に
比した相対的な量子化歪は大きい）は周波数成分で見た
時、低域に偏っており、滑らかにすることは難しい。逆
に、カットオフ周波数が２．５ｋＨｚのディジタルロー
パスフィルタ５の１つだけとし、ｒ≦５の区間はＤ1 を
選択し、６≦ｒの区間はディジタルローパスフィルタ５
の出力Ｄ4 を選択する場合、入力ディジタル信号Ｄ0 の
内、同じ値の点が長く続く区間は簡単に滑らかにできる
が、ｒ≦５の範囲で連続する区間は滑らかに出来ない。
若し、ｒ＝０の区間はＤ1 を選択し、１≦ｒの区間はデ
ィジタルローパスフィルタ５の出力Ｄ4 を選択する場
合、入力ディジタル信号Ｄ0 の内、同じ値の点が比較的
短く続いている区間は周波数成分で見た時、カットオフ
周波数より高域側に偏っており、信号を減衰させてしま
う。
３〜５の出力Ｄ2 〜Ｄ4 の中から、計数器２で計数した
計数値が大きい程、よりカットオフ周波数の低いものを
選択するようにしたのは、信号振幅に比した量子化歪が
大きいものも小さいものも確実に低減しながら、量子化
歪の低減に伴い信号成分まで減衰させないようにするた
めである。仮に、カットオフ周波数が７ｋＨｚのディジ
タルローパスフィルタ３の１つだけとし、ｒ＝０の区間
はＤ1 を選択し、１≦ｒの区間はディジタルローパスフ
ィルタ３の出力Ｄ2 を選択する場合、入力ディジタル信
号Ｄ0 の内、同じ値の点が短くしか続かない区間（信号
振幅に比した相対的な量子化歪は小さい）は簡単に滑ら
かにできるが、同じ値の点が長く続く区間（信号振幅に
比した相対的な量子化歪は大きい）は周波数成分で見た
時、低域に偏っており、滑らかにすることは難しい。逆
に、カットオフ周波数が２．５ｋＨｚのディジタルロー
パスフィルタ５の１つだけとし、ｒ≦５の区間はＤ1 を
選択し、６≦ｒの区間はディジタルローパスフィルタ５
の出力Ｄ4 を選択する場合、入力ディジタル信号Ｄ0 の
内、同じ値の点が長く続く区間は簡単に滑らかにできる
が、ｒ≦５の範囲で連続する区間は滑らかに出来ない。
若し、ｒ＝０の区間はＤ1 を選択し、１≦ｒの区間はデ
ィジタルローパスフィルタ５の出力Ｄ4 を選択する場
合、入力ディジタル信号Ｄ0 の内、同じ値の点が比較的
短く続いている区間は周波数成分で見た時、カットオフ
周波数より高域側に偏っており、信号を減衰させてしま
う。
【００２７】選択手段６からは信号を減衰させることな
く量子化歪を低減させたディジタル信号Ｄ5 が出力され
るが、セレクタ１０の切り換えタイミングで不連続点が
生じる恐れがある。よって、図１の実施例では選択手段
６の後段で不連続点を連続化させるようにしてある。１
１は抽出手段であり、選択手段６の出力Ｄ5 の各点の値
と入力ディジタル信号Ｄ0 の対応点との差が一定以上有
る点を不連続点として抽出するとともに、そのときの差
の正負を判別する。抽出手段１１の内、１２は選択手段
６の出力Ｄ5からビット拡張後の入力ディジタル信号Ｄ
1 を減算して差を求める減算器、１３は比較回路であ
り、減算器１２の出力δを正側基準値＋Ｒ及び負側基準
値−Ｒと比較して、 −Ｒ＜δ＜＋Ｒ のとき ｊ＝１ ＋Ｒ≦δ のとき ｊ＝２ δ≦−Ｒ のとき ｊ＝３ となる比較結果ｊを出力する。ｊ＝２はＤ5 とＤ1 の差
が正であることを示し、ｊ＝３は差が負であることを示
す。ｊ＝２またはｊ＝３の時の選択手段６の出力は、セ
レクタ１０の切り換えに伴い生じた不連続点となってい
る。なお、Ｒは任意の正値であるが、ここでは一例とし
てＲ＝８とする（１６ビット長の入力ディジタル信号Ｄ
0 の（１／２）・ＬＳＢ分）。
く量子化歪を低減させたディジタル信号Ｄ5 が出力され
るが、セレクタ１０の切り換えタイミングで不連続点が
生じる恐れがある。よって、図１の実施例では選択手段
６の後段で不連続点を連続化させるようにしてある。１
１は抽出手段であり、選択手段６の出力Ｄ5 の各点の値
と入力ディジタル信号Ｄ0 の対応点との差が一定以上有
る点を不連続点として抽出するとともに、そのときの差
の正負を判別する。抽出手段１１の内、１２は選択手段
６の出力Ｄ5からビット拡張後の入力ディジタル信号Ｄ
1 を減算して差を求める減算器、１３は比較回路であ
り、減算器１２の出力δを正側基準値＋Ｒ及び負側基準
値−Ｒと比較して、 −Ｒ＜δ＜＋Ｒ のとき ｊ＝１ ＋Ｒ≦δ のとき ｊ＝２ δ≦−Ｒ のとき ｊ＝３ となる比較結果ｊを出力する。ｊ＝２はＤ5 とＤ1 の差
が正であることを示し、ｊ＝３は差が負であることを示
す。ｊ＝２またはｊ＝３の時の選択手段６の出力は、セ
レクタ１０の切り換えに伴い生じた不連続点となってい
る。なお、Ｒは任意の正値であるが、ここでは一例とし
てＲ＝８とする（１６ビット長の入力ディジタル信号Ｄ
0 の（１／２）・ＬＳＢ分）。
【００２８】１４は修正手段であり、選択手段６の出力
の内、抽出手段１１で抽出された不連続点を、ビット拡
張後の入力ディジタル信号Ｄ1 の対応する点に、Ｄ5 と
Ｄ1の差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換
し、連続化する。修正手段１４の内、１５はビット拡張
後の入力ディジタル信号Ｄ1 にＲ´を加算する加算器、
１６はビット拡張後の入力ディジタル信号Ｄ1 からＲ´
を減算する減算器である。１７はセレクタであり、比較
回路１３の比較結果に基づき、ｊ＝１の間は選択手段６
の出力Ｄ5 を選択し、ｊ＝２になると加算器１５の出力
Ｄ6 を選択し、ｊ＝３になると減算器１６の出力Ｄ7 を
選択して出力する。Ｒ´は任意の正値であるがここでは
Ｒと同一とする。選択手段６の出力の内、抽出手段１１
で抽出された不連続点が加算器１５の出力または減算器
１６の出力で置き換えられることで、不連続点における
入力ディジタル信号Ｄ0 との差が一定以下に制限され
る。この結果、不連続点を連続化するように修正可能と
なる。修正手段１４から出力された量子化歪低減後のデ
ィジタル信号Ｄ8 は出力端子１８から例えばＤ／Ａ変換
器（図示せず）へ出力される。
の内、抽出手段１１で抽出された不連続点を、ビット拡
張後の入力ディジタル信号Ｄ1 の対応する点に、Ｄ5 と
Ｄ1の差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換
し、連続化する。修正手段１４の内、１５はビット拡張
後の入力ディジタル信号Ｄ1 にＲ´を加算する加算器、
１６はビット拡張後の入力ディジタル信号Ｄ1 からＲ´
を減算する減算器である。１７はセレクタであり、比較
回路１３の比較結果に基づき、ｊ＝１の間は選択手段６
の出力Ｄ5 を選択し、ｊ＝２になると加算器１５の出力
Ｄ6 を選択し、ｊ＝３になると減算器１６の出力Ｄ7 を
選択して出力する。Ｒ´は任意の正値であるがここでは
Ｒと同一とする。選択手段６の出力の内、抽出手段１１
で抽出された不連続点が加算器１５の出力または減算器
１６の出力で置き換えられることで、不連続点における
入力ディジタル信号Ｄ0 との差が一定以下に制限され
る。この結果、不連続点を連続化するように修正可能と
なる。修正手段１４から出力された量子化歪低減後のデ
ィジタル信号Ｄ8 は出力端子１８から例えばＤ／Ａ変換
器（図示せず）へ出力される。
【００２９】次に、図２〜図１４を参照して上記した実
施例の動作を説明する。説明の便宜上、入力端子１の入
力が図２０の入力ディジタル信号Ｄ0 （２ｋＨｚの減衰
波形の後半部分の途中に１０ｋＨｚの正弦波が１周期分
重なった波形）である場合を考える。入力ディジタル信
号Ｄ0 の各点における量子化歪の度合いを示す計数値
（自身の点を除いて前後に同じ値の点が連続する数）ｒ
が計数器２により計数され、Ｔｄだけ遅れて出力される
（図２参照）。また、カットオフ周波数の異なるディジ
タルローパスフィルタ３〜５により、下位側に４ビット
拡張しながら所定の内部演算を行うことで、入力ディジ
タル信号Ｄ0 の内、低域成分が取り出され、２０ビット
長の信号Ｄ2 〜Ｄ4 が出力される（図３〜図５参照）。
各ディジタルローパスフィルタ３〜５も入出力の間にＴ
ｄだけ群遅延時間が生じている。
施例の動作を説明する。説明の便宜上、入力端子１の入
力が図２０の入力ディジタル信号Ｄ0 （２ｋＨｚの減衰
波形の後半部分の途中に１０ｋＨｚの正弦波が１周期分
重なった波形）である場合を考える。入力ディジタル信
号Ｄ0 の各点における量子化歪の度合いを示す計数値
（自身の点を除いて前後に同じ値の点が連続する数）ｒ
が計数器２により計数され、Ｔｄだけ遅れて出力される
（図２参照）。また、カットオフ周波数の異なるディジ
タルローパスフィルタ３〜５により、下位側に４ビット
拡張しながら所定の内部演算を行うことで、入力ディジ
タル信号Ｄ0 の内、低域成分が取り出され、２０ビット
長の信号Ｄ2 〜Ｄ4 が出力される（図３〜図５参照）。
各ディジタルローパスフィルタ３〜５も入出力の間にＴ
ｄだけ群遅延時間が生じている。
【００３０】選択手段６の中で、入力ディジタル信号Ｄ
0 は遅延器８により、Ｔｄだけ遅延され、計数器２、デ
ィジタルローパスフィルタ３〜５の出力との時間調整が
される（図６参照）。そして、ビット拡張回路９により
下位側に４ビット拡張されてＤ1 として出力される（図
７参照）。例えば、図６中のサンプル値Ａ５３３h 、Ａ
５２０h 、Ａ５２Ｃh 、Ａ５２７h の各点は、各々、図
７に示す如く、Ａ５３３０h 、Ａ５２００h 、Ａ５２Ｃ
０h 、Ａ５２７０h に変わる。選択手段６のエンコーダ
７は計数値ｒを４段階に分け、段階を示すｉを出力し、
ｉに基づきセレクタ１０は、Ｄ1 〜Ｄ5 の中から択一的
に１つを選んで出力する（図２参照）。
0 は遅延器８により、Ｔｄだけ遅延され、計数器２、デ
ィジタルローパスフィルタ３〜５の出力との時間調整が
される（図６参照）。そして、ビット拡張回路９により
下位側に４ビット拡張されてＤ1 として出力される（図
７参照）。例えば、図６中のサンプル値Ａ５３３h 、Ａ
５２０h 、Ａ５２Ｃh 、Ａ５２７h の各点は、各々、図
７に示す如く、Ａ５３３０h 、Ａ５２００h 、Ａ５２Ｃ
０h 、Ａ５２７０h に変わる。選択手段６のエンコーダ
７は計数値ｒを４段階に分け、段階を示すｉを出力し、
ｉに基づきセレクタ１０は、Ｄ1 〜Ｄ5 の中から択一的
に１つを選んで出力する（図２参照）。
【００３１】図２の入力ディジタル信号Ｄ0 の最初の立
ち上がり傾斜から２番目の立ち上がり傾斜までは２ｋＨ
ｚの波形の振幅が大きく、殆どの点で同一の値が連続し
ていない。よって、ｒ＝０であり、信号振幅に比した相
対的な量子化歪も一定以下の小さい区間Ａ0 〜Ａ2 で殆
ど占められる。これらの区間では、ｉは１となり、セレ
クタ１０はビット拡張後の入力ディジタル信号Ｄ1 を出
力する。区間Ａ3 、Ａ4 （Ａ4 は１０ｋＨｚの波形の部
分）も同様である。入力ディジタル信号Ｄ0 の１番目の
ピーク以降で、量子化誤差の影響で同じ値の点が２〜３
個連続する区間Ｂ0 〜Ｂ2 が生じる。これらの区間は、
信号振幅に比した相対的な量子化歪が一定以上である
が、まだ比較的小さい区間であり、ｒ＝１〜２、ｉ＝２
となって、セレクタ１０はディジタルローパスフィルタ
３の出力Ｄ2 を選択する。その後、２ｋＨｚの波形が次
第に減衰することで、同じ値の点が２〜３個連続する区
間Ｂ2 〜Ｂ5 に交じって同じ値の点が４〜６個連続する
区間Ｃ0 、Ｃ1 が現れる。これらは量子化歪が比較的大
きい区間であり、ｒ＝３〜５、ｉ＝３となって、セレク
タ１０はディジタルローパスフィルタ４の出力Ｄ3 を選
択する。更に、２ｋＨｚの波形が大きく減衰していると
ころでは、同じ値の点が７個以上連続した量子化歪が極
めて大きい区間Ｅ0 、Ｅ1 が生じており、ｒ≧６、ｉ＝
４となって、セレクタ１０はディジタルローパスフィル
タ５の出力Ｄ4 を選択する。この結果、選択手段６の出
力は図８の如くなり、信号の不用意な減衰を招くことな
く、図２０で存在していた種々の長さの同一値連続区間
が角の取れた滑らかな曲線に変わっており、信号振幅に
比した量子化歪が大きいものも小さいものも確実に低減
されていることが判る。
ち上がり傾斜から２番目の立ち上がり傾斜までは２ｋＨ
ｚの波形の振幅が大きく、殆どの点で同一の値が連続し
ていない。よって、ｒ＝０であり、信号振幅に比した相
対的な量子化歪も一定以下の小さい区間Ａ0 〜Ａ2 で殆
ど占められる。これらの区間では、ｉは１となり、セレ
クタ１０はビット拡張後の入力ディジタル信号Ｄ1 を出
力する。区間Ａ3 、Ａ4 （Ａ4 は１０ｋＨｚの波形の部
分）も同様である。入力ディジタル信号Ｄ0 の１番目の
ピーク以降で、量子化誤差の影響で同じ値の点が２〜３
個連続する区間Ｂ0 〜Ｂ2 が生じる。これらの区間は、
信号振幅に比した相対的な量子化歪が一定以上である
が、まだ比較的小さい区間であり、ｒ＝１〜２、ｉ＝２
となって、セレクタ１０はディジタルローパスフィルタ
３の出力Ｄ2 を選択する。その後、２ｋＨｚの波形が次
第に減衰することで、同じ値の点が２〜３個連続する区
間Ｂ2 〜Ｂ5 に交じって同じ値の点が４〜６個連続する
区間Ｃ0 、Ｃ1 が現れる。これらは量子化歪が比較的大
きい区間であり、ｒ＝３〜５、ｉ＝３となって、セレク
タ１０はディジタルローパスフィルタ４の出力Ｄ3 を選
択する。更に、２ｋＨｚの波形が大きく減衰していると
ころでは、同じ値の点が７個以上連続した量子化歪が極
めて大きい区間Ｅ0 、Ｅ1 が生じており、ｒ≧６、ｉ＝
４となって、セレクタ１０はディジタルローパスフィル
タ５の出力Ｄ4 を選択する。この結果、選択手段６の出
力は図８の如くなり、信号の不用意な減衰を招くことな
く、図２０で存在していた種々の長さの同一値連続区間
が角の取れた滑らかな曲線に変わっており、信号振幅に
比した量子化歪が大きいものも小さいものも確実に低減
されていることが判る。
【００３２】但し、図８ではセレクタ１０の幾つかの切
り換えタイミング近傍において、α、β、γなど少し不
連続となった点が発生している。これらの不連続点は抽
出手段１１、修正手段１４の働きで修正される。すなわ
ち、抽出手段１１は選択手段６の出力Ｄ5 の各点の値と
入力ディジタル信号Ｄ0 の対応点との差δが一定以上有
るとき不連続点として抽出すると同時にそのときの差が
正負いずれかも判別する。そして、選択手段６の出力Ｄ
5 が不連続点でない間は、修正手段１４はＤ5 をそのま
ま出力するが、不連続点になったときは、差δが正であ
れば入力ディジタル信号Ｄ0 の対応点に一定値を加算し
た値で置換し、差δが負であれば入力ディジタル信号Ｄ
0 の対応点から一定値を減算した値で置換することで、
不連続点を連続化する。
り換えタイミング近傍において、α、β、γなど少し不
連続となった点が発生している。これらの不連続点は抽
出手段１１、修正手段１４の働きで修正される。すなわ
ち、抽出手段１１は選択手段６の出力Ｄ5 の各点の値と
入力ディジタル信号Ｄ0 の対応点との差δが一定以上有
るとき不連続点として抽出すると同時にそのときの差が
正負いずれかも判別する。そして、選択手段６の出力Ｄ
5 が不連続点でない間は、修正手段１４はＤ5 をそのま
ま出力するが、不連続点になったときは、差δが正であ
れば入力ディジタル信号Ｄ0 の対応点に一定値を加算し
た値で置換し、差δが負であれば入力ディジタル信号Ｄ
0 の対応点から一定値を減算した値で置換することで、
不連続点を連続化する。
【００３３】具体的には、まず、減算器１２で選択手段
６の出力Ｄ5 と遅延及びビット拡張後の入力ディジタル
信号Ｄ1 との差δを計算する（図９参照）。そして、比
較回路１３にて差δを＋Ｒ、−Ｒと比較し（Ｒ＝８）、
−Ｒ＜δ＜＋Ｒのときはｊ＝１を出力し、＋Ｒ≦δのと
きはｊ＝２を出力し、δ≦−Ｒのときはｊ＝３を出力す
る（図９参照）。図８のαでｊ＝２となり、βとγでｊ
＝３となり、他はｊ＝１となる。修正手段１４の中では
加算器１５がＤ1 にＲを加算してＤ6 を出力し（図１０
参照）、減算器１６がＤ1 からＲを減算してＤ7 を出力
している（図１１参照）。Ｄ6 は最終的な出力が取りう
る上限を示し、Ｄ7 は最終的な出力が取りうる下限を示
す。セレクタ１７は、ｊ＝１の間は選択手段６の出力Ｄ
5 を選択して出力するが、Ｄ5 の不連続点αが来てｊ＝
２となったとき、αに代えて加算器１５の出力Ｄ6を選
択して出力する。同様に、Ｄ5 の不連続点β（γ）が来
てｊ＝３となったとき、β（γ）に代えて減算器１６の
出力Ｄ7 を選択して出力する。これにより、セレクタ１
７からは、図１２に示す如く、Ｄ5 中の不連続点α、
β、γの不連続量が小さくα´、β´、γ´となって前
後と連続化が図られたディジタル信号Ｄ8 が出力され
る。
６の出力Ｄ5 と遅延及びビット拡張後の入力ディジタル
信号Ｄ1 との差δを計算する（図９参照）。そして、比
較回路１３にて差δを＋Ｒ、−Ｒと比較し（Ｒ＝８）、
−Ｒ＜δ＜＋Ｒのときはｊ＝１を出力し、＋Ｒ≦δのと
きはｊ＝２を出力し、δ≦−Ｒのときはｊ＝３を出力す
る（図９参照）。図８のαでｊ＝２となり、βとγでｊ
＝３となり、他はｊ＝１となる。修正手段１４の中では
加算器１５がＤ1 にＲを加算してＤ6 を出力し（図１０
参照）、減算器１６がＤ1 からＲを減算してＤ7 を出力
している（図１１参照）。Ｄ6 は最終的な出力が取りう
る上限を示し、Ｄ7 は最終的な出力が取りうる下限を示
す。セレクタ１７は、ｊ＝１の間は選択手段６の出力Ｄ
5 を選択して出力するが、Ｄ5 の不連続点αが来てｊ＝
２となったとき、αに代えて加算器１５の出力Ｄ6を選
択して出力する。同様に、Ｄ5 の不連続点β（γ）が来
てｊ＝３となったとき、β（γ）に代えて減算器１６の
出力Ｄ7 を選択して出力する。これにより、セレクタ１
７からは、図１２に示す如く、Ｄ5 中の不連続点α、
β、γの不連続量が小さくα´、β´、γ´となって前
後と連続化が図られたディジタル信号Ｄ8 が出力され
る。
【００３４】ディジタル信号Ｄ8 を２０ビットＤ／Ａ変
換器（図示せず）でＤ／Ａ変換すると図１３に示す如く
なり、更に、折り返し歪除去用のカットオフ周波数２０
ｋＨｚのアナログローパスフィルタ（図示せず）を通過
させると図１４の如くなる。図１４と従来技術の図２２
を比較すると、本実施例によれば、微小信号領域は勿論
の事、少し振幅が大きな領域でも量子化歪が大幅に減少
していることが判る。
換器（図示せず）でＤ／Ａ変換すると図１３に示す如く
なり、更に、折り返し歪除去用のカットオフ周波数２０
ｋＨｚのアナログローパスフィルタ（図示せず）を通過
させると図１４の如くなる。図１４と従来技術の図２２
を比較すると、本実施例によれば、微小信号領域は勿論
の事、少し振幅が大きな領域でも量子化歪が大幅に減少
していることが判る。
【００３５】なお、上記した実施例では、カットオフ周
波数の異なるディジタルローパスフィルタを３個設ける
ようにしたが、２個或いは４個以上設けるようにしても
良く、また、７ｋＨｚ、４ｋＨｚ、２．５ｋＨｚ等、所
定のカットオフ周波数のディジタルローパスフィルタを
１つだけ設け、入力ディジタル信号の内、計数器（２）
で計数した計数値ｒがｎ以下の区間（ｎは０でも良く、
また、１，２，３，４，５など１以上の適当な整数でも
良い）はセレクタ（１０）で遅延及びビット拡張後の入
力ディジタル信号（Ｄ1 ）を選択し、計数値ｒがｎより
大きい区間は当該ディジタルローパスフィルタの出力を
選択するようにしても、量子化歪の低減を図ることがで
きる。
波数の異なるディジタルローパスフィルタを３個設ける
ようにしたが、２個或いは４個以上設けるようにしても
良く、また、７ｋＨｚ、４ｋＨｚ、２．５ｋＨｚ等、所
定のカットオフ周波数のディジタルローパスフィルタを
１つだけ設け、入力ディジタル信号の内、計数器（２）
で計数した計数値ｒがｎ以下の区間（ｎは０でも良く、
また、１，２，３，４，５など１以上の適当な整数でも
良い）はセレクタ（１０）で遅延及びビット拡張後の入
力ディジタル信号（Ｄ1 ）を選択し、計数値ｒがｎより
大きい区間は当該ディジタルローパスフィルタの出力を
選択するようにしても、量子化歪の低減を図ることがで
きる。
【００３６】また、セレクタ（１０）の出力中の不連続
点の抽出と、連続化による修正も上記実施例以外の手法
で実行するようにしても良い。例えば、図１５に示す如
く、修正手段１４Ａの加算器１５Ａはセレクタ（１０）
の出力Ｄ5 に正の一定値Ｒ´を加算し、減算器１６Ａは
Ｄ5 から正の一定値Ｒ´を減算するようにする。抽出手
段１１にて減算器１２でＤ5 とビット拡張回路（９）の
出力Ｄ1 の差δを求め、比較回路１３にて±Ｒと比較し
た結果、−Ｒ＜δ＜＋Ｒとなっており、Ｄ5 に不連続点
が存在しない場合（ｊ＝１）、セレクタ１７ＡはＤ5 を
選択して出力する。これと異なり、δ≦−ＲとなってＤ
5 に負の不連続点が生じた場合（ｊ＝３）、セレクタ１
７Ａは加算器１５Ａの出力を選択して出力し、逆に、＋
Ｒ≦δとなってＤ5 に正の不連続点が生じた場合（ｊ＝
２）、セレクタ１７Ａは減算器１６Ａの出力を選択して
出力するようにする。なお、Ｒ´はＲと同一の値であっ
ても異なる値であっても良い。図１５の例によっても、
比較的簡単な構成で、セレクタ（１０）の出力Ｄ5 に生
じた一定以上の大きさの不連続点を確実に取り除くこと
ができる。
点の抽出と、連続化による修正も上記実施例以外の手法
で実行するようにしても良い。例えば、図１５に示す如
く、修正手段１４Ａの加算器１５Ａはセレクタ（１０）
の出力Ｄ5 に正の一定値Ｒ´を加算し、減算器１６Ａは
Ｄ5 から正の一定値Ｒ´を減算するようにする。抽出手
段１１にて減算器１２でＤ5 とビット拡張回路（９）の
出力Ｄ1 の差δを求め、比較回路１３にて±Ｒと比較し
た結果、−Ｒ＜δ＜＋Ｒとなっており、Ｄ5 に不連続点
が存在しない場合（ｊ＝１）、セレクタ１７ＡはＤ5 を
選択して出力する。これと異なり、δ≦−ＲとなってＤ
5 に負の不連続点が生じた場合（ｊ＝３）、セレクタ１
７Ａは加算器１５Ａの出力を選択して出力し、逆に、＋
Ｒ≦δとなってＤ5 に正の不連続点が生じた場合（ｊ＝
２）、セレクタ１７Ａは減算器１６Ａの出力を選択して
出力するようにする。なお、Ｒ´はＲと同一の値であっ
ても異なる値であっても良い。図１５の例によっても、
比較的簡単な構成で、セレクタ（１０）の出力Ｄ5 に生
じた一定以上の大きさの不連続点を確実に取り除くこと
ができる。
【００３７】また、出力に不連続点が生じるのを回避す
る他の方法として、図１６に示す如く、修正手段１４Ｂ
ではＤ5 を各々、１サンプル周期ずつの遅延時間を有す
る２段の遅延器１９、２０で遅延させてＤ51とＤ52を作
成し、平均化回路２１でＤ5、Ｄ51、Ｄ52の３つの値を
平均化しておく。一方、抽出手段１１ＢではＤ1 を１サ
ンプル周期の遅延時間を有する遅延器２２で遅延させて
Ｄ11を作成し、減算器１２ＢにてＤ51とＤ11の差δを求
め、比較回路１３Ｂにて±Ｒと比較し、−Ｒ＜δ＜＋Ｒ
となっている場合は不連続点が存在しないことを示すｊ
´＝１を出力し、δ≦−Ｒまたは＋Ｒ≦δであれば不連
続点を抽出したことを示すｊ´＝２を出力するようにす
る。そして、修正手段１４Ｂのセレクタ１７ＢはＤ51に
不連続点が存在せずｊ´＝１の場合、Ｄ51を選択して出
力し、Ｄ51に不連続点が生じてｊ´＝２となった場合、
平均化回路２１の出力を選択して出力するようにする。
図１６の例によれば、セレクタ（１０）の出力Ｄ5 の各
点の値とビット拡張後の入力ディジタル信号（Ｄ1 ）の
対応点との差が一定以上有る点を不連続点として抽出す
るようにしたので、簡単な構成でセレクタ（１０）の出
力Ｄ5 に生じた一定以上の大きさの不連続点を簡単に抽
出することができ、また、セレクタ（１０）の出力Ｄ5
に一定以上の大きさの不連続点が生じた場合、Ｄ5 の
内、不連続点近傍の複数点の平均値で置換するようにし
たので、簡単な構成で不連続点を容易に滑らかな曲線に
変えることができる。なお、図１６の場合、平均化回路
２１はＤ5 とＤ51、またはＤ5 とＤ52の２点の平均化だ
け行うようにしたり、Ｄ51とＤ52の２点だけの平均化を
行い、不連続点の値は平均化に用いないようにしても良
い。
る他の方法として、図１６に示す如く、修正手段１４Ｂ
ではＤ5 を各々、１サンプル周期ずつの遅延時間を有す
る２段の遅延器１９、２０で遅延させてＤ51とＤ52を作
成し、平均化回路２１でＤ5、Ｄ51、Ｄ52の３つの値を
平均化しておく。一方、抽出手段１１ＢではＤ1 を１サ
ンプル周期の遅延時間を有する遅延器２２で遅延させて
Ｄ11を作成し、減算器１２ＢにてＤ51とＤ11の差δを求
め、比較回路１３Ｂにて±Ｒと比較し、−Ｒ＜δ＜＋Ｒ
となっている場合は不連続点が存在しないことを示すｊ
´＝１を出力し、δ≦−Ｒまたは＋Ｒ≦δであれば不連
続点を抽出したことを示すｊ´＝２を出力するようにす
る。そして、修正手段１４Ｂのセレクタ１７ＢはＤ51に
不連続点が存在せずｊ´＝１の場合、Ｄ51を選択して出
力し、Ｄ51に不連続点が生じてｊ´＝２となった場合、
平均化回路２１の出力を選択して出力するようにする。
図１６の例によれば、セレクタ（１０）の出力Ｄ5 の各
点の値とビット拡張後の入力ディジタル信号（Ｄ1 ）の
対応点との差が一定以上有る点を不連続点として抽出す
るようにしたので、簡単な構成でセレクタ（１０）の出
力Ｄ5 に生じた一定以上の大きさの不連続点を簡単に抽
出することができ、また、セレクタ（１０）の出力Ｄ5
に一定以上の大きさの不連続点が生じた場合、Ｄ5 の
内、不連続点近傍の複数点の平均値で置換するようにし
たので、簡単な構成で不連続点を容易に滑らかな曲線に
変えることができる。なお、図１６の場合、平均化回路
２１はＤ5 とＤ51、またはＤ5 とＤ52の２点の平均化だ
け行うようにしたり、Ｄ51とＤ52の２点だけの平均化を
行い、不連続点の値は平均化に用いないようにしても良
い。
【００３８】出力に不連続点が生じるのを回避する更に
他の方法として、図１７に示す如く、修正手段１４Ｃで
は平均化回路２３でＤ5 とＤ1 を平均化しておく。一
方、抽出手段１１Ｃでは減算器１２にてＤ5 とＤ1 の差
δを求め、比較回路１３Ｃにて±Ｒと比較し、−Ｒ＜δ
＜＋Ｒとなっている場合は不連続点が存在しないことを
示すｊ´＝１を出力し、δ≦−Ｒまたは＋Ｒ≦δであれ
ば不連続点を抽出したことを示すｊ´＝２を出力するよ
うにする。そして、修正手段１４Ｃのセレクタ１７Ｃは
Ｄ5 に不連続点が存在せずｊ´＝１の場合、Ｄ5 を選択
して出力し、Ｄ5に不連続点が生じてｊ´＝２となった
場合、平均化回路２３の出力を選択して出力するように
する。図１７の例によれば、セレクタ（１０）の出力Ｄ
5 の不連続点を、該不連続点の値とビット拡張後の入力
ディジタル信号（Ｄ1 ）の対応点の値の平均値に置換し
て連続化したので、簡単な構成で不連続点を容易に滑ら
かな曲線に変えることができる。
他の方法として、図１７に示す如く、修正手段１４Ｃで
は平均化回路２３でＤ5 とＤ1 を平均化しておく。一
方、抽出手段１１Ｃでは減算器１２にてＤ5 とＤ1 の差
δを求め、比較回路１３Ｃにて±Ｒと比較し、−Ｒ＜δ
＜＋Ｒとなっている場合は不連続点が存在しないことを
示すｊ´＝１を出力し、δ≦−Ｒまたは＋Ｒ≦δであれ
ば不連続点を抽出したことを示すｊ´＝２を出力するよ
うにする。そして、修正手段１４Ｃのセレクタ１７Ｃは
Ｄ5 に不連続点が存在せずｊ´＝１の場合、Ｄ5 を選択
して出力し、Ｄ5に不連続点が生じてｊ´＝２となった
場合、平均化回路２３の出力を選択して出力するように
する。図１７の例によれば、セレクタ（１０）の出力Ｄ
5 の不連続点を、該不連続点の値とビット拡張後の入力
ディジタル信号（Ｄ1 ）の対応点の値の平均値に置換し
て連続化したので、簡単な構成で不連続点を容易に滑ら
かな曲線に変えることができる。
【００３９】出力に不連続点が生じるのを回避する更に
他の方法として、図１８に示す如く、修正手段１４Ｄで
はセレクタ１７Ｄの出力を１サンプル周期分だけ遅延さ
せる遅延器２４を設け、セレクタ１７Ｄはセレクタ（１
０）の出力Ｄ5 と遅延器２４の出力を選択して出力する
ようにする。一方、抽出手段１１Ｄでは減算器１２にて
Ｄ5 とＤ1 の差δを求め、比較回路１３Ｄにて±Ｒと比
較し、−Ｒ＜δ＜＋Ｒとなっている場合は不連続点が存
在しないことを示すｊ´＝１を出力し、δ≦−Ｒまたは
＋Ｒ≦δであれば不連続点を抽出したことを示すｊ´＝
２を出力するようにする。そして、修正手段１４Ｄのセ
レクタ１７ＤはＤ5 に不連続点が存在せずｊ´＝１の場
合、Ｄ5 を選択して出力し、Ｄ5 に不連続点が生じてｊ
´＝２となった場合、遅延器２４の出力を選択して出力
するようにする。図１８の例によれば、Ｄ5 中の不連続
点は、Ｄ5 の内、当該不連続点の直前の不連続点でない
点の値に置換されるので、簡単な構成で不連続点を容易
に滑らかな曲線に変えることができる。
他の方法として、図１８に示す如く、修正手段１４Ｄで
はセレクタ１７Ｄの出力を１サンプル周期分だけ遅延さ
せる遅延器２４を設け、セレクタ１７Ｄはセレクタ（１
０）の出力Ｄ5 と遅延器２４の出力を選択して出力する
ようにする。一方、抽出手段１１Ｄでは減算器１２にて
Ｄ5 とＤ1 の差δを求め、比較回路１３Ｄにて±Ｒと比
較し、−Ｒ＜δ＜＋Ｒとなっている場合は不連続点が存
在しないことを示すｊ´＝１を出力し、δ≦−Ｒまたは
＋Ｒ≦δであれば不連続点を抽出したことを示すｊ´＝
２を出力するようにする。そして、修正手段１４Ｄのセ
レクタ１７ＤはＤ5 に不連続点が存在せずｊ´＝１の場
合、Ｄ5 を選択して出力し、Ｄ5 に不連続点が生じてｊ
´＝２となった場合、遅延器２４の出力を選択して出力
するようにする。図１８の例によれば、Ｄ5 中の不連続
点は、Ｄ5 の内、当該不連続点の直前の不連続点でない
点の値に置換されるので、簡単な構成で不連続点を容易
に滑らかな曲線に変えることができる。
【００４０】
【発明の効果】本発明の量子化歪低減装置によれば、デ
ィジタルフィルタにより、ビット長を下位方向に拡張し
ながら入力ディジタル信号の内、所定のカットオフ周波
数以下の低域成分を取り出し、一方、計数手段により、
入力ディジタル信号の各点につき、前後に同一の値が連
続する点の数を計数する。そして、選択手段により、計
数手段での計数結果に基づき、入力ディジタル信号の
内、計数値が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡
張した入力ディジタル信号を選択して出力し、計数値が
一定以上の区間はディジタルフィルタを通した信号を選
択して出力することにより、入力ディジタル信号の内、
同一の値が一定以上連続し、信号振幅に比して量子化歪
の比較的大きな区間はディジタルフィルタにより、ビッ
ト長を下位方向に拡張しながら所定のカットオフ周波数
以下の低域成分を取り出した信号に置き換えられるの
で、滑らかな曲線となり、量子化歪を低減することがで
きる。また、同一の値が一定以上連続せず、信号振幅に
比して量子化歪の比較的小さな区間はビット長を下位方
向に拡張した入力ディジタル信号の波形のままとなるの
で、高域成分が不用意に減衰することはない。
ィジタルフィルタにより、ビット長を下位方向に拡張し
ながら入力ディジタル信号の内、所定のカットオフ周波
数以下の低域成分を取り出し、一方、計数手段により、
入力ディジタル信号の各点につき、前後に同一の値が連
続する点の数を計数する。そして、選択手段により、計
数手段での計数結果に基づき、入力ディジタル信号の
内、計数値が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡
張した入力ディジタル信号を選択して出力し、計数値が
一定以上の区間はディジタルフィルタを通した信号を選
択して出力することにより、入力ディジタル信号の内、
同一の値が一定以上連続し、信号振幅に比して量子化歪
の比較的大きな区間はディジタルフィルタにより、ビッ
ト長を下位方向に拡張しながら所定のカットオフ周波数
以下の低域成分を取り出した信号に置き換えられるの
で、滑らかな曲線となり、量子化歪を低減することがで
きる。また、同一の値が一定以上連続せず、信号振幅に
比して量子化歪の比較的小さな区間はビット長を下位方
向に拡張した入力ディジタル信号の波形のままとなるの
で、高域成分が不用意に減衰することはない。
【００４１】また、ディジタルフィルタを複数個設け、
各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周波数を持た
せておき、選択手段は、計数手段で計数した計数値が一
定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入力ディ
ジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上の区間
は、計数値がより大きい程、カットオフ周波数のより低
いディジタルフィルタを通過した信号を択一的に選択し
て出力するようにしたことにより、信号成分の減衰を回
避しながら、信号振幅に比した量子化歪が大きいものも
小さいものも確実に低減することができる。
各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周波数を持た
せておき、選択手段は、計数手段で計数した計数値が一
定以下の区間はビット長を下位方向に拡張した入力ディ
ジタル信号を選択して出力し、計数値が一定以上の区間
は、計数値がより大きい程、カットオフ周波数のより低
いディジタルフィルタを通過した信号を択一的に選択し
て出力するようにしたことにより、信号成分の減衰を回
避しながら、信号振幅に比した量子化歪が大きいものも
小さいものも確実に低減することができる。
【００４２】また、抽出手段により選択手段の出力に生
じた不連続点を抽出し、修正手段により不連続点を連続
化するようにしたから、波形歪を新たに発生するのを抑
制することができる。
じた不連続点を抽出し、修正手段により不連続点を連続
化するようにしたから、波形歪を新たに発生するのを抑
制することができる。
【００４３】抽出手段は選択手段の出力の各点の値と入
力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を不
連続点として抽出するようにしたから、選択手段の出力
の不連続点を簡単かつ正確に判別することができる。
力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を不
連続点として抽出するようにしたから、選択手段の出力
の不連続点を簡単かつ正確に判別することができる。
【００４４】また、抽出手段は選択手段の出力の各点の
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に
前記差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して
連続化するようにしたから、簡単な構成で出力中に一定
以上の大きさの不連続点が生じるのを確実に回避するこ
とが可能となる。
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に
前記差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して
連続化するようにしたから、簡単な構成で出力中に一定
以上の大きさの不連続点が生じるのを確実に回避するこ
とが可能となる。
【００４５】また、抽出手段は選択手段の出力の各点の
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応
じて所定値を減算または加算した値に置換して連続化す
るようにしたから、簡単な構成で出力中に一定以上の大
きさの不連続点が生じるのを回避することが可能とな
る。
値と入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る
点を不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別
し、修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出
された不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応
じて所定値を減算または加算した値に置換して連続化す
るようにしたから、簡単な構成で出力中に一定以上の大
きさの不連続点が生じるのを回避することが可能とな
る。
【００４６】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複
数点の平均値に置換して連続化するようにしたから、簡
単な構成で出力中に不連続点が生じるのを回避すること
が可能となる。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複
数点の平均値に置換して連続化するようにしたから、簡
単な構成で出力中に不連続点が生じるのを回避すること
が可能となる。
【００４７】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入
力ディジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続
化するようにしたから、簡単な構成で出力中に不連続点
が生じるのを回避することが可能となる。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入
力ディジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続
化するようにしたから、簡単な構成で出力中に不連続点
が生じるのを回避することが可能となる。
【００４８】また、修正手段は、選択手段の出力の内、
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に
選択手段から出力された不連続点でない点の値に置換し
て連続化するようにしたから、簡単な構成で出力中に不
連続点が生じるのを回避することが可能となる。
抽出手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に
選択手段から出力された不連続点でない点の値に置換し
て連続化するようにしたから、簡単な構成で出力中に不
連続点が生じるのを回避することが可能となる。
【図１】本発明の一実施例に係る量子化歪低減装置の回
路図である。
路図である。
【図２】計数器及びエンコーダの動作を示す説明図であ
る。
る。
【図３】カットオフ周波数が７ｋＨｚのディジタルロー
パスフィルタの出力を示す線図である。
パスフィルタの出力を示す線図である。
【図４】カットオフ周波数が４ｋＨｚのディジタルロー
パスフィルタの出力を示す線図である。
パスフィルタの出力を示す線図である。
【図５】カットオフ周波数が２．５ｋＨｚのディジタル
ローパスフィルタの出力を示す線図である。
ローパスフィルタの出力を示す線図である。
【図６】遅延器の出力を示す線図である。
【図７】ビット拡張回路の出力を示す線図である。
【図８】選択手段の出力を示す線図である。
【図９】抽出手段の動作を示す説明図である。
【図１０】加算器の出力を示す線図である。
【図１１】減算器の出力を示す線図である。
【図１２】修正手段の出力を示す線図である。
【図１３】修正手段の出力をＤ／Ａ変換器に通した波形
を示す線図である。
を示す線図である。
【図１４】修正手段の出力をＤ／Ａ変換器とアナログロ
ーパスフィルタに通した波形を示す線図である。
ーパスフィルタに通した波形を示す線図である。
【図１５】抽出手段及び修正手段の変形例を示す回路図
である。
である。
【図１６】抽出手段及び修正手段の他の変形例を示す回
路図である。
路図である。
【図１７】抽出手段及び修正手段の更に他の変形例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１８】抽出手段及び修正手段の更に他の変形例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１９】アナログ信号の一例を示す線図である。
【図２０】図１９のアナログ信号をＡ／Ｄ変換した波形
を示す線図である。
を示す線図である。
【図２１】図２０のディジタル信号をＤ／Ａ変換した波
形を示す線図である。
形を示す線図である。
【図２２】図２１の波形をカットオフ周波数２０ｋＨｚ
のアナログローパスフィルタに通した波形を示す線図で
ある。
のアナログローパスフィルタに通した波形を示す線図で
ある。
【図２３】図２１の波形をカットオフ周波数３ｋＨｚの
アナログローパスフィルタに通した波形を示す線図であ
る。
アナログローパスフィルタに通した波形を示す線図であ
る。
２ 計数器 ３、４、５ ディジタルローパスフィルタ ６ 選択手段 １１、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ 抽出手段 １４、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｄ 修正手段
Claims (9)
- 【請求項１】 ビット長を下位方向に拡張しながら入力
ディジタル信号の内、所定のカットオフ周波数以下の低
域成分を取り出すディジタルフィルタと、 入力ディジタル信号の各点につき、前後に同一の値が連
続する点の数を計数する計数手段と、 計数手段での計数結果に基づき、入力ディジタル信号の
内、計数値が一定以下の区間はビット長を下位方向に拡
張した入力ディジタル信号を選択して出力し、計数値が
一定以上の区間はディジタルフィルタを通した信号を選
択して出力する選択手段と、 を備えたことを特徴とする量子化歪低減装置。 - 【請求項２】 前記ディジタルフィルタを複数個設ける
とともに、各ディジタルフィルタに異なるカットオフ周
波数を持たせ、 選択手段は、計数手段で計数した計数値が一定以下の区
間はビット長を下位方向に拡張した入力ディジタル信号
を選択して出力し、計数値が一定以上の区間は、計数値
がより大きい程、カットオフ周波数のより低いディジタ
ルフィルタを通過した信号を択一的に選択するようにし
たこと、 を特徴とする請求項１記載の量子化歪低減装置。 - 【請求項３】 選択手段の出力に生じた不連続点を抽出
する抽出手段と、 選択手段の出力中の不連続点を連続化する修正手段を備
えたこと、 を特徴とする請求項１または２記載の量子化歪低減装
置。 - 【請求項４】 抽出手段は選択手段の出力の各点の値と
入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を
不連続点として抽出するようにしたこと、 を特徴とする請求項３記載の量子化歪低減装置。 - 【請求項５】 抽出手段は選択手段の出力の各点の値と
入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を
不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別し、 修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出され
た不連続点を、入力ディジタル信号の対応する点に前記
差の正負に応じて所定値を加減算した値に置換して連続
化するようにしたこと、 を特徴とする請求項３記載の量子化歪低減装置。 - 【請求項６】 抽出手段は選択手段の出力の各点の値と
入力ディジタル信号の対応点との差が一定以上有る点を
不連続点として抽出するとともに、差の正負を判別し、 修正手段は、選択手段の出力の内、抽出手段で抽出され
た不連続点を、該不連続点の値に前記差の正負に応じて
所定値を減算または加算した値に置換して連続化するよ
うにしたこと、 を特徴とする請求項３記載の量子化歪低減装置。 - 【請求項７】 修正手段は、選択手段の出力の内、抽出
手段で抽出された不連続点を、該不連続点近傍の複数点
の平均値に置換して連続化するようにしたこと、 を特徴とする請求項３または４記載の量子化歪低減装
置。 - 【請求項８】 修正手段は、選択手段の出力の内、抽出
手段で抽出された不連続点を、該不連続点の値と入力デ
ィジタル信号の対応点の値の平均値に置換して連続化す
るようにしたこと、 を特徴とする請求項３または４記載の量子化歪低減装
置。 - 【請求項９】 修正手段は、選択手段の出力の内、抽出
手段で抽出された不連続点を、該不連続点の直前に選択
手段から出力された不連続点でない点の値に置換して連
続化するようにしたこと、 を特徴とする請求項３または４記載の量子化歪低減装
置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27669895A JP3268624B2 (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 量子化歪低減装置 |
| US08/712,557 US5852566A (en) | 1995-09-29 | 1996-09-13 | Apparatus for reducing quantization distortion |
| DE0766386T DE766386T1 (de) | 1995-09-29 | 1996-09-19 | Gerät zur Verminderung des Quantisierungsrauschens |
| EP96115048A EP0766386B1 (en) | 1995-09-29 | 1996-09-19 | Apparatus for reducing quantization distortion |
| DE69628109T DE69628109T2 (de) | 1995-09-29 | 1996-09-19 | Gerät zur Verminderung des Quantisierungsrauschens |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27669895A JP3268624B2 (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 量子化歪低減装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0998092A true JPH0998092A (ja) | 1997-04-08 |
| JP3268624B2 JP3268624B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=17573087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27669895A Expired - Fee Related JP3268624B2 (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 量子化歪低減装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5852566A (ja) |
| EP (1) | EP0766386B1 (ja) |
| JP (1) | JP3268624B2 (ja) |
| DE (2) | DE766386T1 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009063662A1 (ja) * | 2007-11-16 | 2009-05-22 | Mitsubishi Electric Corporation | 音声信号処理装置及び方法 |
| JP2009538553A (ja) * | 2006-05-22 | 2009-11-05 | オーディオ ピクセルズ エルティーディー． | 直接デジタルスピーカ用音量調節システム及び方法 |
| US8560101B2 (en) | 2009-10-01 | 2013-10-15 | Panasonic Corporation | Audio signal processing apparatus and audio signal processing method |
| US8780673B2 (en) | 2007-11-21 | 2014-07-15 | Audio Pixels Ltd. | Digital speaker apparatus |
| US9391541B2 (en) | 2010-03-11 | 2016-07-12 | Audio Pixels Ltd. | Electrostatic parallel plate actuators whose moving elements are driven only by electrostatic force and methods useful in conjunction therewith |
| US9425708B2 (en) | 2010-11-26 | 2016-08-23 | Audio Pixels Ltd. | Apparatus and methods for individual addressing and noise reduction in actuator arrays |
| US9880533B2 (en) | 2012-05-25 | 2018-01-30 | Audio Pixels Ltd. | System, a method and a computer program product for controlling a group of actuator arrays for producing a physical effect |
| US10007244B2 (en) | 2012-05-25 | 2018-06-26 | Audio Pixels Ltd. | System, a method and a computer program product for controlling a set of actuator elements |
| US10520601B2 (en) | 2015-04-15 | 2019-12-31 | Audio Pixels Ltd. | Methods and systems for detecting at least the position of an object in space |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3460037B2 (ja) | 1996-06-19 | 2003-10-27 | 株式会社ケンウッド | ディジタル録音装置 |
| US7356186B2 (en) * | 2002-08-23 | 2008-04-08 | Kulas Charles J | Digital representation of audio waveforms using peak shifting to provide increased dynamic range |
| JP4455513B2 (ja) * | 2006-02-13 | 2010-04-21 | 三菱電機株式会社 | 画像処理方法、画像処理装置、及び画像表示装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2130829B (en) * | 1982-11-22 | 1986-11-19 | Mobil Oil Corp | A seismic exploration system and an analog-to-digital converter for use therein |
| JPH06244678A (ja) * | 1993-02-12 | 1994-09-02 | Kenwood Corp | デジタルフィルタ回路 |
| JPH06303101A (ja) * | 1993-04-09 | 1994-10-28 | Kenwood Corp | デジタルフィルタ |
| JPH0715280A (ja) * | 1993-06-23 | 1995-01-17 | Kenwood Corp | 適応型デジタルフィルタ |
| JP3102734B2 (ja) * | 1993-09-29 | 2000-10-23 | 株式会社ケンウッド | 相関検出器 |
| US5457457A (en) * | 1993-12-07 | 1995-10-10 | Nippon Columbia Co., Ltd. | Digital to analog conversion device which decreases low level high frequency noise |
-
1995
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Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009538553A (ja) * | 2006-05-22 | 2009-11-05 | オーディオ ピクセルズ エルティーディー． | 直接デジタルスピーカ用音量調節システム及び方法 |
| WO2009063662A1 (ja) * | 2007-11-16 | 2009-05-22 | Mitsubishi Electric Corporation | 音声信号処理装置及び方法 |
| JPWO2009063662A1 (ja) * | 2007-11-16 | 2011-03-31 | 三菱電機株式会社 | 音声信号処理装置及び方法 |
| US9497526B2 (en) | 2007-11-21 | 2016-11-15 | Audio Pixels Ltd. | Speaker apparatus and methods useful in conjunction therewith |
| US8780673B2 (en) | 2007-11-21 | 2014-07-15 | Audio Pixels Ltd. | Digital speaker apparatus |
| US9445170B2 (en) | 2007-11-21 | 2016-09-13 | Audio Pixels Ltd. | Speaker apparatus and methods useful in conjunction therewith |
| US8560101B2 (en) | 2009-10-01 | 2013-10-15 | Panasonic Corporation | Audio signal processing apparatus and audio signal processing method |
| US9391541B2 (en) | 2010-03-11 | 2016-07-12 | Audio Pixels Ltd. | Electrostatic parallel plate actuators whose moving elements are driven only by electrostatic force and methods useful in conjunction therewith |
| US11139772B2 (en) | 2010-03-11 | 2021-10-05 | Audio Pixels Ltd. | Electrostatic parallel plate actuators whose moving elements are driven only by electrostatic force and methods useful in conjunction therewith |
| US10554166B2 (en) | 2010-03-11 | 2020-02-04 | Audi Pixels Ltd. | Electrostatic parallel plate actuators whose moving elements are driven only by electrostatic force and methods useful in conjunction therewith |
| US9986343B2 (en) | 2010-11-26 | 2018-05-29 | Audio Pixels Ltd. | Apparatus and methods for individual addressing and noise reduction in actuator arrays |
| US9425708B2 (en) | 2010-11-26 | 2016-08-23 | Audio Pixels Ltd. | Apparatus and methods for individual addressing and noise reduction in actuator arrays |
| US10007244B2 (en) | 2012-05-25 | 2018-06-26 | Audio Pixels Ltd. | System, a method and a computer program product for controlling a set of actuator elements |
| US10503136B2 (en) | 2012-05-25 | 2019-12-10 | Audio Pixels Ltd. | System, a method and a computer program product for controlling a set of actuator elements |
| US9880533B2 (en) | 2012-05-25 | 2018-01-30 | Audio Pixels Ltd. | System, a method and a computer program product for controlling a group of actuator arrays for producing a physical effect |
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