JPH10107714A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 差動符号化変調信号へのレイリーフェージン
グなどによる受信波形歪みの影響を緩和することができ
る受信装置を提供する。 【解決手段】 各位相差算出部４−１、４−２では、受
信部３−１の入力信号と一定時間前に受信した信号との
位相差を算出し、各振幅比算出部５−１、５−２では、
受信部３−１の入力信号と一定時間前に受信した信号と
の振幅比を算出する。重み制御部７は、各受信部３−
１、３−２の入力信号の電力を測定し、その測定結果に
応じて各振幅比算出部５−１、５−２の加重値を決定す
る。合成部８は、振幅比算出部５−１、５−２の出力を
重み制御部７で定められた加重値で重み付けして合成す
る。合成部８の出力は、ＤＡＳＫ復調部９によってディ
ジタルデータ系列に変換される。一方、各位相差算出部
４−１、４−２の出力は加算器１で単純合成され、ＤＰ
ＳＫ復調部１０でディジタルデータ系列に変換される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば差動符号化
変調方式で信号を伝送する無線通信システムにおいて、
波形の歪みの影響を緩和するダイバーシチ受信機に関す
るものであり、特に、レイリーフェージングによる歪み
の影響の緩和と構成の簡略化を目指した受信装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】無線通信システムでは、レイリーフェー
ジングなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形の歪みが
生じる。このような伝搬環境では、等化器等による波形
整形や、伝搬歪みに強い変調方式の適用など、信号波形
の歪みを緩和する対策が必要となる。その中でも、送信
信号の位相差に情報を載せる差動符号化位相変調（以
下、ＤＰＳＫ）方式は、移動無線通信システムでよく用
いられる。

【０００３】ＤＰＳＫ方式では、２つの異なる時刻に送
信する送信信号の位相差を検出することによって元のデ
ィジタルデータ系列を復調できるため、送信信号の位相
を正確に受信する必要は無い。従ってＤＰＳＫ方式で
は、受信信号に対してキャリア再生を行う同期検波をす
る必要が無く、一定時間前の信号との位相差を検出する
遅延検波を行えば良い。遅延検波で復調すると、同期検
波した場合に比べて復調されたディジタルデータ系列の
ビット誤り率特性は落ちるが、遅延検波では、移動受信
環境で困難なキャリア再生を必要としないので、受信機
の回路構成は簡単になる。しかも信号波形の歪みの周期
よりも、位相差情報を提供する２つの信号の送信時刻差
が十分に短ければ、この２信号の相関が大きくなるた
め、位相歪みの影響が無視できる。

【０００４】近年、データや画像信号、ディジタル放送
などの大容量の情報を無線で伝送することが必要となっ
ている。ＤＰＳＫ信号で広帯域伝送を試みると、すべて
の信号点の振幅が等しいため、多値化の結果、複素数平
面上で隣接する信号点間のユークリッド距離が短くな
り、極めて受信特性が劣化してしまう。一般的には８Ｄ
ＰＳＫが限界と言われる。信号の振幅を大きくすると、
信号点間のユークリッド距離は大きくなるが、大量の電
力を必要としてしまう。

【０００５】そこで、送信電力を大幅に増加させること
なく、広帯域伝送を図るため、振幅比による差動符号化
変調方式（以下、ＤＡＳＫ方式）と、上述したＤＰＳＫ
方式とを組み合わせたＤＡＰＳＫ方式を無線通信システ
ムの変調方式として用いることが検討されている。ＤＡ
ＰＳＫ方式を採用した送信機では、振幅比と位相差に情
報を載せ、受信機では、受信信号に対してＤＡＳＫ復調
とＤＰＳＫ復調を別々に行い、データを再生する。ＤＡ
ＰＳＫ方式を用いると、伝送速度が等しいＤＰＳＫ方式
より平均送信電力を小さくすることができる。

【０００６】しかしながら、レイリーフェージングに代
表される移動受信環境などの劣悪な環境下では、上述し
た従来のＤＡＰＳＫ受信機でも符号誤り率特性は大きく
劣化してしまうという問題がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる課題
に対処するもので、レイリーフェージングなどの信号波
形の歪みによる誤り率特性の劣化を緩和することができ
る受信装置を提供することを目的とする。

【０００８】具体的には本発明は、差動符号化振幅変調
に対するダイバーシチ受信をより効果的に行うことがで
きる受信装置を提供することを目的とする。

【０００９】また本発明は、差動符号化位相変調と差動
符号化振幅変調を組み合わせた変調方式においてダイバ
ーシチ受信をより効果的に行うことができる受信装置を
提供することを目的とする。

【００１０】さらに本発明は、上記の目的をより簡単な
構成で実現することができる受信装置を提供することに
ある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１記載に係る本発明の受信装置は、複数のブ
ランチ出力を得るダイバーシチ受信手段と、前記各ブラ
ンチ出力の前後の位相差と振幅比を算出する算出手段
と、前記算出された各振幅比を重み付けて合成する合成
手段と、前記各位相差及び前記合成結果に基づき復調信
号を得る復調手段とを具備する。

【００１２】複数のブランチ出力を得るためのブランチ
構成法としては、空間ダイバーシチが典型的である。し
かし、偏波、角度等を利用するダイバーシチであっても
よい。ブランチ出力の数は、２以上であればよい。例え
ば、２以上のアンテナ等を設けることで、ダイバーシチ
受信手段を構成することができる。

【００１３】算出手段は、例えば位相差については、ブ
ランチ出力を遅延する遅延器と、この遅延器の出力から
その共役信号を生成する共役信号生成部と、この共役信
号生成部出力とブランチ出力とを掛け合わせる乗算器と
を有する位相差算出部を各ブランチ毎に設けて構成され
る。そして、この算出手段では、例えば現在のシンボル
の信号と１つ前のシンボルの共役信号とを掛け合わせ
る。しかし、２つ前以上のシンボルの信号と掛け合わせ
ることも可能である。

【００１４】算出手段は、例えば振幅比については、ブ
ランチ出力を遅延する遅延器と、ブランチ出力を遅延器
出力で除算する除算器とを有する振幅比算出部を各ブラ
ンチ毎に設けて構成される。例えば現在のシンボルの信
号を１つ前のシンボルの信号で除算する。しかし、２つ
前以上のシンボルの信号で除算することも可能である。
各振幅比信号の重み付けは、例えば各ブランチ間の入
力信号の信号対雑音比または入力信号の電力比に基づき
行うことができる。重み付けを行うための基準信号は、
例えば各ブランチ出力を直接用いてもよい。しかし、各
算出手段の出力を用いてもよい。その場合、例えば算出
手段が上述したように遅延器を有するときには、位相差
あるいは振幅比に関する各遅延器出力の重み付けを行う
ための基準信号とすることができる。

【００１５】復調手段は、例えばＤＡＰＳＫ方式の復調
を行う。

【００１６】本発明では、各振幅比信号を重み付けて合
成し、それを復調することで、差動符号化振幅変調に対
するダイバーシチ受信をより効果的に行うことが可能と
なる。これにより、レイリーフェージングなどの信号波
形の歪みによる誤り率特性の劣化を緩和することができ
る。

【００１７】なお、位相差信号に対しても重み付けを行
ってもよい。例えば各位相差を合成すれば結果的に重み
付けされることになる。しかし、重み付けをしなくても
勿論よい。

【００１８】請求項２記載に係る本発明の受信装置は、
振幅比及び位相差により情報が載せられた送信信号を受
信して復調する受信装置において、前記送信信号を受信
する複数のアンテナと、前記各アンテナで第１の時間に
受信した信号と第２の時間に受信した信号との位相差を
それぞれ算出する位相差算出手段と、前記各アンテナで
第１の時間に受信した信号と第２の時間に受信した信号
との振幅比をそれぞれ算出する振幅比算出手段と、前記
位相差算出手段により算出された各位相差を合成する第
１の合成手段と、前記振幅比算出手段により算出された
各振幅比を重み付けしつつ合成する第２の合成手段と、
前記第１の合成手段による合成結果及び前記第２の合成
手段による合成結果を復調する復調手段とを具備する。

【００１９】本発明では、位相差算出手段により算出さ
れた各位相差を合成することで各位相差信号が結果的に
重み付けされることになり、また各振幅比信号について
は重み付けして合成している。この結果、差動符号化位
相変調と差動符号化振幅変調を組み合わせた変調方式に
おいてダイバーシチ受信をより効果的に行うことができ
る。これにより、レイリーフェージングなどの信号波形
の歪みによる誤り率特性の劣化を緩和することができ
る。

【００２０】請求項３記載に係る本発明の受信装置は、
振幅比及び位相差により情報が載せられた送信信号を受
信して復調する受信装置において、前記送信信号を受信
する複数のアンテナと、前記各アンテナで第１の時間に
受信された各受信信号と第１の時間より遅延する第２の
時間に受信された各受信信号とをそれぞれ乗算する第１
の算出手段と、前記第１の算出手段により算出された算
出結果の振幅値の総量を求める第２の算出手段と、前記
第１の時間に受信された各受信信号の電力の総量を算出
し、前記電力の総量を前記第２の乗算手段の算出結果で
除算する第３の算出手段と、前記第１の算出手段により
算出された各乗算結果を合成する合成手段と、前記第３
の算出手段による除算結果及び前記合成手段による合成
結果に基づき復調する復調手段とを具備する。

【００２１】請求項４記載に係る本発明の受信装置は、
振幅比及び位相差により情報が載せられた送信信号を受
信して復調する受信装置において、前記送信信号を受信
する複数のアンテナと、前記各アンテナで第１の時間に
受信された各受信信号と第１の時間より遅延する第２の
時間に受信された各受信信号とをそれぞれ乗算する第１
の算出手段と、前記第１の算出手段により算出された算
出結果の振幅値の総量を求める第２の算出手段と、前記
第２の時間に受信された各受信信号の電力の総量を算出
し、前記第２の乗算手段の算出結果の振幅値の総量を前
記電力の総量で除算する第３の算出手段と、前記第１の
算出手段により算出された各乗算結果を合成する合成手
段と、前記第３の算出手段による除算結果及び前記合成
手段による合成結果に基づき復調する復調手段とを具備
する。

【００２２】例えば上述した請求項２記載に係る発明で
は、例えば各振幅比の算出にはそれぞれ除算器が必要に
なる。除算器は、一般的に回路構成を複雑にする。

【００２３】請求項３および４記載の発明では、全体の
演算処理において除算が１回で済むように構成し、構成
の簡略化を図っている。そして、この請求項３および４
記載の発明では、請求項２記載に係る発明と同様に、算
出された各位相差を合成することで各位相差信号を結果
的に重み付けし、また各振幅比信号については重み付け
して合成しているので、差動符号化位相変調と差動符号
化振幅変調を組み合わせた変調方式においてダイバーシ
チ受信をより効果的にかつ簡単な構成で行うことができ
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施形態に係る
ＤＡＰＳＫダイバーシチ受信機の構成を示す図である。
ここでは、２本のアンテナ２−１、２−２で同時に差動
符号化変調された信号を受信する場合のダイバーシチ受
信機の構成を示している。しかし、３本以上のアンテナ
でダイバーシチ受信を行うように構成することも可能で
ある。２本のアンテナ２−１、２−２は、ディジタルデ
ータ系列により差動符号化変調された信号を同時に受信
し、それぞれのブランチ出力としての受信信号はそれぞ
れの受信部３−１、３−２に入力される。

【００２５】各受信部３−１、３−２は、それぞれ位相
差算出部４−１、４−２と、振幅比算出部５−１、５−
２で構成されており、受信部３−１の入力信号は位相差
算出部４−１と振幅比算出部５−１に入力され、受信部
３−２の入力信号は位相差算出部４−２と振幅比算出部
５−２に入力される。

【００２６】各位相差算出部４−１、４−２では、一定
時間前に受信した信号、例えば１シンボル前に受信した
信号との位相差を算出し、各振幅比算出部５−１、５−
２では、一定時間前に受信した信号、例えば１シンボル
前に受信した信号との振幅比を算出する。各受信部３−
１、３−２への入力信号は、重み付け合成部６に入力さ
れる。

【００２７】重み付け合成部６は、重み制御部７と合成
部８とを備える。重み制御部７は、各受信部３−１、３
−２の入力信号の電力もしくは信号対雑音比を測定し、
その測定結果に応じて各振幅比算出部５−１、５−２の
加重値を決定する。合成部８は、振幅比算出部５−１、
５−２の出力を重み制御部７で定められた加重値で重み
付けして合成する。このとき、重み制御部７を除去し、
振幅比算出部５−１、５−２の出力を単純合成しても構
わない。合成部８の出力は、ＤＡＳＫ復調部９によって
ディジタルデータ系列に変換される。

【００２８】一方、各位相差算出部４−１、４−２の出
力は加算器１で単純合成され、ＤＰＳＫ復調部１０でデ
ィジタルデータ系列に変換される。

【００２９】図２に振幅比算出部５−１、５−２の構成
例を示す。振幅比算出部５−１、５−２では、絶対値演
算部１１で入力信号の振幅が検出され、一定時間信号を
遅延させる遅延器１３に入力される。そして除算器１２
によって、絶対値演算部１１の出力を遅延器１３の出力
で除算する。

【００３０】図３に位相差算出部４−１、４−２の構成
例を示す。位相差算出部４−１、４−２の入力信号は、
遅延器１３で一定時間遅延し、共役信号生成部１４によ
って共役信号に変換される。乗算器１５は、位相差測定
部５−１、５−２の入力信号と共役信号生成部１４の出
力との乗算を行い、一定時間前の信号との位相差信号を
出力する。

【００３１】図４に重み制御部７の構成例を示す。重み
制御部７は、電力測定器１６と、重み算出器１７で構成
されている。電力測定器１６は、各受信部３−１、３−
２への入力信号電力をそれぞれ測定し、重み算出器１７
は電力測定器１６の測定結果を基準にして、合成部８へ
の入力信号の加重値を算出し、出力する。重み算出器１
７の各振幅比算出部５−１、５−２出力に対する加重値
は、電力測定器１６で測定した電力が大きい受信部の振
幅比算出部の出力の加重値を１、その他の振幅比算出部
出力の加重値を０にしても良いし、電力測定器１６の測
定結果に比例した値などにしても良い。

【００３２】図５に重み制御部７の他の構成例を示す。
ここでは、入力信号の信号対雑音比の測定結果を基準に
して加重値を算出している。重み制御部７は、信号対雑
音比測定部１８と重み算出器１７とで構成され、信号対
雑音比測定部１８では重み制御部７の入力信号の信号対
雑音比をそれぞれ測定する。重み制御部１７は、信号対
雑音比の測定結果を基準として加重値を算出し、出力す
る。この時の加重値も図４に示した重み制御部と同様
に、信号対雑音比が大きい受信部の振幅比算出部の出力
の加重値を１、その他の振幅比算出部出力の加重値を０
にしても良いし、信号対雑音比の測定結果に比例した値
などにしても良い。

【００３３】図６に一定時間前の信号を加重制御信号と
して用いる場合の構成例を示す。この例では、振幅比算
出部５−１、５−２における遅延器１３−２、１３−４
の出力を重み制御部７の入力信号としている。

【００３４】重み制御部７への入力信号は、位相差算出
部４−１、４−２における遅延器１３−２、１３−４の
出力のみに限定されるわけではなく、アンテナ２−１、
２−２の出力、位相差算出部４−１、４−２における共
役信号生成器１４−１、１４−２の出力、遅延器１３−
１、１３−３の出力、振幅比算出部５−１、５−２にお
ける絶対値演算部１１−１、１１−２の出力などを用い
てもよい。さらにこれらの出力の組み合わせを重み制御
部７への入力信号として用いてもよい。図７に重み制御
部７への入力信号として位相差算出部４−１、４−２に
おける遅延器１３−１、１３−３の出力を用いた構成例
を示す。

【００３５】次に、本発明の他の実施形態を説明する。

【００３６】この実施形態では、一定時間前の信号を重
み制御部の入力信号として用いると、ダイバーシチ受信
機の回路構成が簡単になる場合の例について示す。Ｎ個
の受信部を有するダイバーシチ受信機において、時刻
ｋ、受信部ｍの信号をｒ_k,m とすると、受信部ｍにおけ
る時刻ｋとｋ−１の信号の振幅比は、 ｜ｒ_k,m ｜／｜ｒ_k-1,m ｜ となる。この分子と分母にそれぞれ｜ｒ^* _k,m ｜を掛け
ると、 ｜ｒ_k,m ｜² ／｜ｒ_k,m ｒ^* _k-1,m ｜ となる。

【００３７】受信部ｍの振幅比算出部５−１、５−２に
対する加重値をα_ｍとすると、合成部８の出力信号は、

【数１】 と表される。このとき、重みα_ｍの大きさを時刻ｋ−１
の各受信部の電力比を基準に

【数２】 とすると、式（１）は、次のように表される。

【００３８】

【数３】 また受信部ｍにおける時刻ｋとｋ−１の信号の振幅比｜
ｒ_k,m ｜／｜ｒ_k-1,m ｜の分子と分母にそれぞれ｜ｒ^*
_k-1,m ｜を掛けると、 ｜ｒ_k,m ｒ^* _k-1,m ｜／｜ｒ_k-1,m ｜² となる。このとき、合成部８の出力信号は、加重値α_ｍ
を用いて、

【数４】 と表される。このとき、重みα_ｍの大きさを時刻ｋ−１
の各受信部の電力比を基準に

【数５】 とすると、式（４）は次のよう表される。

【００３９】

【数６】 このように加重値を定めると、ダイバーシチ受信機の回
路構成が簡単になる。なぜならば、複雑な回路構成を必
要とする割り算の回数が１回で済むからである。 図８
はこのように回路構成を簡略化したダイバーシチ受信機
の具体例である。 アンテナ２−１、２−２で受信した
受信信号は、受信部３−１、３−２にそれぞれ入力され
る。受信部３−１、３−２はそれぞれ、位相差算出部４
−１、４−２と、電力算出部１９−１、１９−２と、絶
対値演算部１１−１、１１−２とで構成されている。

【００４０】受信部３−１、３−２の入力信号は、遅延
部１３−１、１３−２で一定時間遅延した後、それぞれ
共役信号生成部１４−１、１４−２で共役信号に変換さ
れる。乗算器１５−１、１５−２は、共役信号生成部１
４−１、１４−２の出力と受信部３−１、３−２の入力
信号との乗算を行う。乗算器１５−１、１５−２の出力
は加算器１−１で加算され、ＤＰＳＫ復調部１０でＤＰ
ＳＫ復調され、ディジタルデータ系列に変換される。ま
た、乗算器１５−１、１５−２の出力は、絶対演算部１
１−１、１１−２でそれぞれ絶対値演算され、加算器１
−２で加算される。

【００４１】さらに、アンテナ２−１、２−２で受信し
た受信信号は、電力算出部１９−１、１９−２で電力測
定が行われた後、加算器１−３で合成される。除算器１
２は、加算器１−３の出力を加算器１−２の出力で除算
し、その出力はＤＡＳＫ復調部９でＤＡＳＫ復調され、
ディジタルデータ系列に変換される。

【００４２】また図９に示すように、共役信号生成器１
４−１、１４−２の入力信号を電力算出部１９−１、１
９−２でそれぞれ測定し、加算器１−３で合成しても良
い。この場合、除算器１２は、加算器１−２の出力を加
算器１−３の出力で除算を行い、その出力はＤＡＳＫ復
調部９でＤＡＳＫ復調され、ディジタルデータ系列に変
換される。

【００４３】従って、これらの受信機では、除算器が１
つでよく（除算器１２）、回路構成が簡略化される。

【００４４】次に、本発明の受信装置の応用例を説明す
る。

【００４５】地上ディジタル放送の伝送方式として、直
交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤΜ）を用いること
が検討されている。ＯＦＤΜ信号によって限られた帯域
で高精細な動画像信号を伝送するためには、ＯＦＤＭ信
号の各サブキャリアの伝送速度を上げる必要があり、１
６種類の伝送シンボルを有する１６ＤＡＰＳＫを変調方
式として用いることが検討されている。このシステムに
本発明の受信装置を適用した例を示す。

【００４６】図１０はＯＦＤＭのサブキャリア信号毎
に、時間軸方向の差動符号化変調ΟＦＤΜ信号を復調す
るダイバーシチ受信機に本発明の受信装置を適用した例
である。 アンテナ２−１、２−２で受信した信号は、
それぞれガードタイム除去部２０−１、２０−２でガー
ドタイムを除去され、高速フーリエ変換（以下、ＦＦ
Τ）部２１−１、２１−２で周波数スペクトル信号に変
換される。ＯＦＤＭ信号において、隣合うサブキャリア
間でＤＡＰＳＫ変調が行われると、ＦＦＴ部２１−１、
２１−２からそれぞれ出力される並列の周波数スペクト
ル信号は、並列／直列 変換器２２−１、２２−２によって直列信号に変換され
る。それぞれの並列／直列変換器２２−１、２２−２の
出力は、本発明に係るダイバーシチ受信機２３の入力信
号となり、元のディジタルデータ系列が復調される。本
発明に係るダイバーシチ受信機２３としては、例えば図
１、図６〜図９に示した受信機がある。

【００４７】図１１はＯＦＤΜのサブキャリア信号毎
に、時間軸方向の差動符号化変調ΟＦＤΜ信号を復調す
るダイバーシチ受信機に本発明を適用した例である。

【００４８】アンテナ２−１、２−２の出力は、ガード
タイム除去部２０−１、２０−２でガードタイムを除去
された後、ＦＦＴ部２１−１、２１−２で周波数スペク
トル信号に変換される。そしてそれぞれのＦＦＴ部２１
−１、２１−２から出力する同じ周波数スペクトル信号
が同一のダイバーシチ受信機に入力される。このＯＦＤ
Ｍ信号用ダイバーシチ受信機では、それぞれの周波数の
信号に対して本発明に係るダイバーシチ受信機２３−１
〜２３−Μが割り当てられると、ΟＦＤΜ信号のダイバ
ーシチ受信が可能となる。ただし、各ダイバーシチ受信
機に含まれる遅延部の遅延量は、ＯＦＤΜシンボル長に
等しくなる。

【００４９】図１１のＯＦＤΜダイバーシチ受信機は、
複数のダイバーシチ受信機を必要とするため、ＦＦΤ部
の出力数が増加すると、この回路構成は現実的ではな
い。そこで、図１２に、１つのダイバーシチ受信機で差
動符号化変調ＯＦＤΜ信号を復調できる本発明に係るＯ
ＦＤΜダイバーシチ受信機を示す。

【００５０】図１１に示した受信機と同様に各アンテナ
２−１、２−２の出力は、ガードタイム除去部２０−
１、２０−２でガードタイムを除去された後、ＦＦΤ部
２１−１、２１−２で周波数スペクトル信号に変換され
る。ＦＦΤ部２１−１、２１−２の出力は、並列／直列
変換器２２−１、２２−２でそれぞれ直列信号に変換さ
れ、各ダイバーシチブランチの出力はダイバーシチ受信
機２３で復調される。ただし、直列変換した信号の前後
の信号間には相関は無く、ΟＦＤＭ信号長だけ離れた信
号どうしが差動符号化変調されているため、ダイバーシ
チ受信機２３内の遅延部の遅延量は、ΟＦＤΜ信号長に
等しくなる。

【００５１】図１３は、縦軸をビット誤り率、横軸をビ
ットあたりの信号エネルギー対雑音エネルギー比とし
て、各サブキャリアを時間軸方向に差動符号化したＯＦ
ＤΜ信号の移動受信特性のシミュレーション結果を示
す。シミュレーションは、ＦＦＴポイント数8192、ＯＦ
ＤＭの有効シンボル長 1ｍｓ、ガードタイム0.25ｍｓ、
キャリア周波数 300ΜΗｚ、レイリーフェージングのド
ップラー周波数ｆ_ｄは30Ｈｚ、遅延波は１波で遅延時間
τは 100μｓ、所望波電力対干渉波電力Ｄ／Ｕは 0ｄＢ
として行われ、ダイバーシチ無しの受信機と、受信信
号電力を重み制御部の入力信号とし、入力信号の電力が
大きい方の受信部の振幅比算出部出力をＤＡＳＫ復調器
の入力信号とする選択ダイバーシチ受信方式と、受信
信号電力を重み制御部の入力信号とし、入力信号の電力
に比例する重みを各振幅算出部の出力に乗じて合成する
合成ダイバーシチ方式と、各振幅比算出部の出力を単
純合成する等利得合成ダイバーシチ方式のビット誤り率
特性を示す。図１３から、選択、等利得、本発明の合
成のどのダイバーシチ方式も、移動受信環境で大幅な特
性改善が期待できるが、特に、本発明の合成ダイバーシ
チは、 1％程度の誤り率が得られ、非常に有効であるこ
とが分かる。

【００５２】

【発明の効果】以上詳細に説明した通り、複数のブラン
チ出力を得るダイバーシチ受信手段と、前記各ブランチ
出力の前後の位相差と振幅比を算出する算出手段と、前
記算出された各振幅比を重み付けて合成する合成手段
と、前記各位相差及び前記合成結果に基づき復調信号を
得る復調手段とを具備したことにより、差動符号化振幅
変調に対するダイバーシチ受信をより効果的に行うこと
が可能となり、レイリーフェージングなどの信号波形の
歪みによる誤り率特性の劣化を緩和することができる。
また、振幅比及び位相差により情報が載せられた送信
信号を受信して復調する受信装置において、前記送信信
号を受信する複数のアンテナと、前記各アンテナで第１
の時間に受信した信号と第２の時間に受信した信号との
位相差をそれぞれ算出する位相差算出手段と、前記各ア
ンテナで第１の時間に受信した信号と第２の時間に受信
した信号との振幅比をそれぞれ算出する振幅比算出手段
と、前記位相差算出手段により算出された各位相差を合
成する第１の合成手段と、前記振幅比算出手段により算
出された各振幅比を重み付けしつつ合成する第２の合成
手段と、前記第１の合成手段による合成結果及び前記第
２の合成手段による合成結果を復調する復調手段とを具
備したことにより、差動符号化位相変調と差動符号化振
幅変調を組み合わせた変調方式においてダイバーシチ受
信をより効果的に行うことができ、レイリーフェージン
グなどの信号波形の歪みによる誤り率特性の劣化を緩和
することができる。

【００５３】さらに、振幅比及び位相差により情報が載
せられた送信信号を受信して復調する受信装置におい
て、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各
アンテナで第１の時間に受信された各受信信号と第１の
時間より遅延する第２の時間に受信された各受信信号と
をそれぞれ乗算する第１の算出手段と、前記第１の算出
手段により算出された算出結果の振幅値の総量を求める
第２の算出手段と、前記第１の時間に受信された各受信
信号の電力の総量を算出し、前記電力の総量を前記第２
の算出手段の算出結果で除算する第３の算出手段と、前
記第１の算出手段により算出された各乗算結果を合成す
る合成手段と、前記第３の算出手段による除算結果及び
前記合成手段による合成結果に基づき復調する復調手段
とを具備したこと、もしくは振幅比及び位相差により情
報が載せられた送信信号を受信して復調する受信装置に
おいて、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前
記各アンテナで第１の時間に受信された各受信信号と第
１の時間より遅延する第２の時間に受信された各受信信
号とをそれぞれ乗算する第１の算出手段と、前記第１の
算出手段により算出された算出結果の振幅値の総量を求
める第２の算出手段と、前記第２の時間に受信された各
受信信号の電力の総量を算出し、前記第２の乗算手段の
算出結果の振幅値の総量を前記電力の総量で除算する第
３の算出手段と、前記第１の算出手段により算出された
各乗算結果を合成する合成手段と、前記第３の算出手段
による除算結果及び前記合成手段による合成結果に基づ
き復調する復調手段とを具備したことにより、差動符号
化位相変調と差動符号化振幅変調を組み合わせた変調方
式においてダイバーシチ受信をより効果的にかつ簡単な
構成で行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係るダイバーシチ受信機
の構成を示すブロック図。

【図２】同実施形態における振幅比測定部の構成を示す
ブロック図。

【図３】同実施形態における位相差測定部の構成を示す
ブロック図。

【図４】同実施形態における重み制御部の構成を示すブ
ロック図。

【図５】同実施形態における重み制御部の他の構成を示
すブロック図。

【図６】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図７】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図８】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図９】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図１０】本発明を適用したＯＦＤΜダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図１１】本発明を適用したＯＦＤΜダイバーシチ受信
機の他の構成を示すブロック図。

【図１２】本発明を適用したＯＦＤΜダイバーシチ受信
機の他の構成を示すブロック図。

【図１３】本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信のビ
ット誤り率特性。

【符号の説明】

１，１−１〜１−３………加算器 ２−１，２−２………アンテナ ３−１，３−２………受信部 ４−１，４−２………位相差算出部 ５−１，５−２………振幅比算出部 ６………重み付け合成部 ７………重み制御部 ８………合成部 ９………ＤＡＳＫ復調部 １０………ＤＰＳＫ復調部 １１，１１−１，１１−２………絶対値演算部 １２，１２−１，１２−２………除算器 １３，１３−１〜１３−４………遅延器 １４，１４−１，１４−２………共役信号生成器 １５，１５−１，１５−２………乗算器 １６………電力測定器 １７………重み算出器 １８………信号対雑音比測定部 １９−１，１９−２………電力算出部 ２０−１，２０−２………ガードタイム除去部 ２１−１，２１−２………高速フーリエ変換部 ２２−１，２２−２………並列／直列変換器 ２３………本発明に係るダイバーシチ受信機

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のブランチ出力を得るダイバーシチ
   受信手段と、 前記各ブランチ出力の前後の位相差と振幅比を算出する
   算出手段と、 前記算出された各振幅比を重み付けて合成する合成手段
   と、 前記各位相差及び前記合成結果に基づき復調信号を得る
   復調手段とを具備することを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】 振幅比及び位相差により情報が載せられ
   た送信信号を受信して復調する受信装置において、 前記送信信号を受信する複数のアンテナと、 前記各アンテナで第１の時間に受信した信号と第２の時
   間に受信した信号との位相差をそれぞれ算出する位相差
   算出手段と、 前記各アンテナで第１の時間に受信した信号と第２の時
   間に受信した信号との振幅比をそれぞれ算出する振幅比
   算出手段と、 前記位相差算出手段により算出された各位相差を合成す
   る第１の合成手段と、 前記振幅比算出手段により算出された各振幅比を重み付
   けしつつ合成する第２の合成手段と、 前記第１の合成手段による合成結果及び前記第２の合成
   手段による合成結果を復調する復調手段とを具備するこ
   とを特徴とする受信装置。
3. 【請求項３】 振幅比及び位相差により情報が載せられ
   た送信信号を受信して復調する受信装置において、 前記送信信号を受信する複数のアンテナと、 前記各アンテナで第１の時間に受信された各受信信号と
   第１の時間より遅延する第２の時間に受信された各受信
   信号とをそれぞれ乗算する第１の算出手段と、 前記第１の算出手段により算出された算出結果の振幅値
   の総量を求める第２の算出手段と、 前記第１の時間に受信された各受信信号の電力の総量を
   算出し、前記電力の総量を前記第２の乗算手段の算出結
   果で除算する第３の算出手段と、 前記第１の算出手段により算出された各乗算結果を合成
   する合成手段と、 前記第３の算出手段による除算結果及び前記合成手段に
   よる合成結果に基づき復調する復調手段とを具備するこ
   とを特徴とする受信装置。
4. 【請求項４】 振幅比及び位相差により情報が載せられ
   た送信信号を受信して復調する受信装置において、 前記送信信号を受信する複数のアンテナと、 前記各アンテナで第１の時間に受信された各受信信号と
   第１の時間より遅延する第２の時間に受信された各受信
   信号とをそれぞれ乗算する第１の算出手段と、 前記第１の算出手段により算出された算出結果の振幅値
   の総量を求める第２の算出手段と、 前記第２の時間に受信された各受信信号の電力の総量を
   算出し、前記第２の乗算手段の算出結果の振幅値の総量
   を前記電力の総量で除算する第３の算出手段と、 前記
   第１の算出手段により算出された各乗算結果を合成する
   合成手段と、 前記第３の算出手段による除算結果及び前記合成手段に
   よる合成結果に基づき復調する復調手段とを具備するこ
   とを特徴とする受信装置。