JPH10111028A

JPH10111028A - 空気調和機

Info

Publication number: JPH10111028A
Application number: JP8264453A
Authority: JP
Inventors: Koji Kato; 浩二加藤; Hiroo Nakamura; 啓夫中村; Shoji Takaku; 昭二高久; Motoo Morimoto; 素生森本; Makoto Ishii; 誠石井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-10-04
Filing date: 1996-10-04
Publication date: 1998-04-28

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータ１３での電力損失を低減すると共
に、効率を高めることができるようにした空気調和機を
提供すること【解決手段】上記目的を達成するために、ＰＡＭ（Pals
e Amplitude modulation）制御で圧縮機駆動用電動機１
４を回転数可変制御すると共に、暖房運転時における冷
媒流路の前記室内熱交換器１０１の下流側に室内補助熱
交換器１２６を配置して凝縮圧力を低くし、電動機１４
の回転数が所定の回転数未満では、第２のスイッチ素子
のオン期間の電流をチョッパ制御した出力電圧で電動機
１４を駆動し、上記電動機１４の回転数が所定の回転数
を超える場合は、上記第１のスイッチ素子６のオン，オ
フ通電率を制御して回転数に応じた出力電圧とし且つ、
第２のスイッチ素子のオン期間の通電率を１００％にし
た出力電圧で電動機を駆動する空気調和機とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータで回転
数可変に駆動される圧縮機を用いた空気調和機に係り、
特に暖房運転開始後に設定温度になるまでの所要時間を
短縮するようにする、或いは、寒冷地における快適な暖
房を可能にする電動機駆動装置及び冷凍サイクルを組合
せた空気調和機と、この空気調和機に用いる電動機駆動
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の空気調和機は、年間の電力消費を
少なくするために、比較的大きな能力を必要としない圧
縮機回転数の低い範囲で性能を向上させるようにしてい
た。かかる性能の向上をするための最近の技術として
は、ＰＷＭ（Palse Width Modulation）制御インバータ
により、圧縮機駆動用電動機の回転数を可変制御するも
のが挙げられる。このＰＷＭ制御での回転数制御は、駆
動トルクをあまり大きくしないで、効率を上げるように
しているものである。

【０００３】また、運転負荷に対応した冷媒圧縮容量の
大きな圧縮機を用いて、外気温が比較的低い場合や、暖
房運転負荷の大きい場合に対応する空気調和機がある。

【０００４】室外気温が低い場合や、必要な暖房能力が
大きい場合は、圧縮機の冷媒吐出圧力が高くなって、室
内熱交換器の凝縮圧力も高くなる。この凝縮圧力を小さ
くするためには、室内熱交換器の伝熱面積を大きくし
て、冷媒ガスを凝縮し易くすることによって、上記凝縮
圧力が小さくなり、電動機の駆動トルクを小さくして効
率を上げることが考えられる。

【０００５】上記効率を上げるように電動機の回転数を
制御する従来技術としては、例えば、入力電流の高調波
を抑制する高力率な電力変換器を電源とした電動機駆動
装置が、特公平７−８９７４３号公報に示されている。
図１０はかかる従来の電動機駆動装置を示すブロック図
であって、１は交流電源、２は整流器、２ａ，２ｂ，２
ｃ，２ｄはダイオード、３はリアクトル、４はダイオー
ド、５はコンデンサ、６はスイッチ素子、７は電圧比較
器、８は掛算器、９は負荷電流検出器、１０は電流比較
器、１１は発振器、１２は駆動回路、１３はインバー
タ、１４は電動機、１５はマイコン、１６はインバータ
駆動回路、１７は変調器である。

【０００６】同図において、整流器２、リアクトル３、
ダイオード４、コンデンサ５、スイッチ素子６、電圧比
較器７、掛算器８、負荷電流検出器９、電流比較器１
０、発振器１１、駆動回路１２及び変調器１７からなる
部分は電力変換器を構成しており、インバータ１３はこ
の電力変換器を電源としている。

【０００７】まず、この電力変換器について説明する。

【０００８】交流電源１からの交流電源電圧は、ダイオ
ード２ａ〜２ｄからなる整流器２で全波整流されて、整
流電圧Ｅｓに変換される。この整流電圧Ｅｓはリアクト
ル３とダイオード４を介してコンデンサ５に印加され、
平滑された直流電圧Ｅｄが得られる。これらダイオード
４とコンデンサ５とに並列にスイッチ素子６が設けられ
ている。

【０００９】コンデンサ５で平滑された直流電圧Ｅｄは
抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧されて直流電圧Ｅｄ’が形成さ
れ、これと基準電圧Ｅｏとの偏差値が電圧比較器７で求
められて電圧制御信号Ｖｅが作成される。

【００１０】整流器２で正弦波状の交流電源電圧を全波
整流して得られる整流電圧Ｅｓは、また、抵抗Ｒ１，Ｒ
２で分圧されて正弦波同期信号Ｅｓ’が得られ、この正
弦波同期信号Ｅｓ’と電圧比較器７からの電圧制御信号
Ｖｅとが掛算器８で演算されて電流基準信号Ｖｉ’が形
成される。この電流基準信号Ｖｉ’は負荷電流検出器９
で得られる電流信号Ｖｉと電流比較器１０で比較され、
変調信号Ｖｋが得られる。この変調信号Ｖｋは変調器１
７に供給されて発振器１１からの鋸歯波状や三角波状の
搬送波Ｖｋ’を変調し、この変調信号Ｖｋに応じてデュ
ーティ比が変化するＰＷＭ波のスイッチング駆動信号Ｖ
ｇが作成される。このスイッチング駆動信号Ｖｇによ
り、駆動回路１２がスイッチング素子６をオン，オフ駆
動する。

【００１１】以上のように、この従来例は、正弦波状の
整流電圧Ｅｓの波形に追従させながらスイッチング素子
６をオン，オフさせるものであって、これにより、入力
交流電流ｉを高力率で高調波の少ない正弦波状の電流と
することができ、また、基準電圧Ｅｏと直流電圧Ｅｄと
の偏差値に応じてスイッチング素子６の通流比を変化さ
せており、これにより、負荷の変動にかかわらず、安定
した直流電圧Ｅｄが得られる。従って、基準電圧Ｅｏや
抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を適宜設定することにより、直
流電圧Ｅｄを所望の電圧値にすることができ、入力交流
電力を直流出力に変換することができると記載されてい
る。

【００１２】次に、図１０での電動機駆動回路について
説明する。

【００１３】上記の電力変換器で作成された直流電力は
インバ−タ１３で交流電力に逆変換され、電動機１４に
供給されてこれを駆動する。また、速度指令に基づいて
マイコン１５から演算出力されるＰＷＭ信号がインバー
タ駆動回路１６を介してこのインバータ１３に供給さ
れ、これによってこのインバータ１３が駆動されて、そ
のスイッチング素子（図示せず）が所定の通流率でオ
ン，オフ動作する。

【００１４】次に室内熱交換器の伝熱面積を大きくした
従来の空気調和機としては、例えば、「新除湿方式を採
用した省エネルギー型エアコンＧＤシリーズ：東芝レビ
ュー，Vol.51，No.2，1996、第67頁から第70頁」（文献
１）に記載のように、最近では、室内熱交換器を室内機
の前面から背面にかけて設けた構造にしたり、さらには
暖房運転時における室内熱交換器の下流側に過冷却器と
して使用する室内補助熱交換器を設けた空気調和機が開
発されている。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上記各従来技術は、以
下の問題点を有している。

【００１６】１）上記運転負荷の大きい場合、特に、寒
冷地等の室外気温が−１０℃，−１５℃等のように極め
て低い気温の地域で暖房運転する場合、及び、運転開始
時に室内温度が極めて低く壁や家具等が冷えきっている
ような場合には、上記ＰＷＭ制御による駆動トルクをあ
まり大きくしないで、効率を上げるようにする回転数制
御では、駆動トルクが不足して必要な高い回転数まで回
転させることができず、設定室温にできなかった若しく
は長時間要していた。

【００１７】２）運転負荷に対応した冷媒圧縮容量の大
きな圧縮機を用いた場合は、外気温が比較的高く、暖房
運転負荷の小さくなった場合に、運転能力が余って圧縮
機が断続してしまう。この断続運転した場合は、消費電
力が大きくなってしまうと共に、室温が上下して快適性
が損なわれていた。

【００１８】３）家庭用の空気調和機においては、平均
的なブレーカ容量を考慮して、空気調和機の入力電流に
上限を設けた設計になっている。このような理由から
も、上記駆動トルクをあまり大きくできなかった。

【００１９】４）室外気温が低い場合は、必要な暖房能
力が大きいことから、圧縮機の冷媒吐出圧力が高くなっ
て、室内熱交換器の凝縮圧力も高くなっていた。この凝
縮圧力が高いと圧縮機の圧縮仕事量が大きくなるので、
消費電力の増加に繋がっていた。

【００２０】５）この消費電力を少なくするには、上記
凝縮圧力を小さくすることが必要である。このために
は、室内熱交換器の伝熱面積を大きくして、冷媒ガスを
凝縮し易くすることが考えられる。しかし、空気調和機
は、据付け性及び室内の広さを考慮した標準的な室内機
の寸法が定着していることから、室内機の寸法に直接的
に関係する室内熱交換器の伝熱面積を大きくすることは
難しかった。

【００２１】以上のように、室内機において室内熱交換
器を十分大きくしたり、さらには室内補助熱交換器を設
けた空気調和機の場合にも、室内熱交換器の配管構成や
これと空気流との関係等を工夫して、冷房、暖房の各運
転において室内熱交換器での伝熱性能をできるだけ良く
し、冷凍サイクルの性能を十分高く保つ必要がある。

【００２２】更に具体的に説明すると、上記従来例の電
動機駆動装置では、直流電圧Ｅｄは、入力交流電源電圧
が変化しても、安定して得られるが、入力交流電源電圧
の電圧値に応じてこの直流電圧Ｅｄを変化させたい場合
には、回路定数を修正する必要がある。特に、上記従来
例では、昇圧方式の電力変換器であるため、安定した制
御を行なうためには、次式直流電圧Ｅｄ≧交流電源電圧×１.４１＋１０〔Ｖ〕により、入力交流電源電圧が１００Ｖの場合には、１５
０Ｖ以上の直流電圧Ｅｄに、また、入力交流電源電圧が
２００Ｖの場合には、３００Ｖ以上の直流電圧Ｅｄに夫
々設定する。

【００２３】従って、交流電源１が１００Ｖと２００Ｖ
のどちらでも使用できる電力変換器とする場合には、直
流電圧Ｅｄの設定値を３００Ｖ以上にする必要がある。

【００２４】例えば、１００Ｖの入力交流電源電圧の場
合には、直流電圧Ｅｄを３００Ｖ程度の一定電圧とし、
インバータ１３を任意の通電率でチョッパ駆動して回転
数制御を行なうよりも、１５０Ｖ以上の任意の直流電圧
Ｅｄで、１００％通電率のチョッパなしで制御する方が
損失を少なくすることが考えられるが、上記従来例で
は、その点が考慮されていないため、必要以上に損失が
大きくなるという問題が生じる。

【００２５】また、上記従来例は、交流電源１からの交
流電源電圧を全波整流して得られる正弦波状の整流電圧
Ｅｓを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して正弦波同期信号Ｅｓ’
を形成し、これと電圧制御信号Ｖｅとを掛算器８で演算
して電流基準信号Ｖｉ’を作成し、この電流基準信号Ｖ
ｉ’を参照して入力交流電流を正弦波状に制御する方式
であるため、交流電源電圧が１００Ｖと２００Ｖの場合
では、整流電圧Ｅｓが異なるため、正弦波の形状や値が
両者で著しく異なる。このため、交流電源電圧を１００
Ｖと２００Ｖで共用すると、力率が悪く、高調波の含有
率が高い電力変換器になる。

【００２６】また、以上の電力変換器を用いた電動機駆
動装置及び空気調和機では、交流電源電圧に１００Ｖと
２００Ｖとを使用する場合、夫々に対応した仕様の電力
変換器にしなければならない。従って、機種の増加を招
き、生産効率が低下するなどの問題が生じる。

【００２７】さらに、入力交流電流が小さく、特に、上
記の制御を行なう必要がない場合、逆に、低入力電流時
の制御の不安定動作や損失，ノイズなどを排除すること
については考慮されていない。

【００２８】例えば、負荷電流検出器９として抵抗を用
い、両端に発生する電圧により、電流信号Ｖｉを得よう
とする場合、微小な電流に対しても、制御のためには充
分な電圧を発生させる必要があり、具体的には、この抵
抗の抵抗値を大きく設定することが必要である。この場
合、負荷電流が大きくなると、この抵抗で消費される電
力が大きくなり、損失の増大を招くことになる。

【００２９】さらにまた、インバータ１３では、その直
流電源電圧Ｅｄを一定とし、この直流電源電圧Ｅｄをマ
イコン１５からのＰＷＭ信号のデューティ比に応じた通
電率でチョッピングすることにより、このデューティ比
に応じた所定の回転数で電動機１４が回転するようにし
ている。このデューティ比を変化させることにより、電
動機１４の回転数が変化することになるが、かかる従来
の電動機駆動装置では、このように、常時インバータ１
３がチョッパ駆動されるため、これによる電力損失（チ
ョッパ損失）が生じて効率が低くならざるを得なかっ
た。

【００３０】本発明の目的は、かかる問題のうち、イン
バータでの電力損失を低減すると共に室内熱交換器での
凝縮圧力を低くして、効率を高めることができるように
した空気調和機を提供すること、及びインバータでの電
力損失を低減する電動機駆動装置を備えた空気調和機を
提供することにある。

【００３１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、ＰＡＭ（Palse Amplitude modulation）制御で圧縮
機駆動用電動機を回転数可変制御すると共に、暖房運転
時における冷媒流路の前記室内熱交換器の下流側に室内
補助熱交換器を配置して凝縮圧力を低くすることが考え
られる。

【００３２】即ち、上記目的は、冷媒を圧縮する圧縮機
と、この圧縮機からの冷媒が流入する室内熱交換器と、
暖房運転時における冷媒流路の前記室内熱交換器の下流
側に配置された室内補助熱交換器と、上記圧縮機を駆動
するための電動機と、この電動機に交流電圧を供給して
駆動する電動機駆動装置とを備え、上記電動機駆動装置
が、入力交流電圧を整流する整流器と、該整流器の整流
出力をオン，オフして電圧制御する第１のスイッチ素子
とを有する電力変換器と、上記電圧制御された出力電圧
を入力電圧とし、この入力電圧をオン，オフして交流に
変換する第２のスイッチ素子を有し、この交流電圧で電
動機を駆動するインバータと、上記第１のスイッチ素子
のオン，オフ通電率の制御と第２のスイッチ素子のオ
ン，オフ制御及びオン期間の電流をチョッパ制御するた
めの制御手段とから成り、この制御手段は、上記電動機
の回転数が所定の回転数未満では、第２のスイッチ素子
のオン期間の電流をチョッパ制御した出力電圧で電動機
を駆動し、上記電動機の回転数が所定の回転数を超える
場合は、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率を
制御して回転数に応じた出力電圧とし且つ、第２のスイ
ッチ素子のオン期間の通電率を１００％にした出力電圧
で電動機を駆動する空気調和機とすることにより、達成
される。

【００３３】上記他の目的は、入力交流電圧を整流する
整流器と、該整流器の整流出力をオン，オフして電圧制
御する第１のスイッチ素子とを有する電力変換器と、上
記電圧制御された出力電圧を入力電圧とし、この入力電
圧をオン，オフして交流に変換する第２のスイッチ素子
を有し、この交流電圧で圧縮機駆動用の電動機を駆動す
るインバータと、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ
通電率の制御と第２のスイッチ素子のオン，オフ制御及
びオン期間の電流をチョッパ制御するための制御手段と
を備えた空気調和機において、上記制御手段は、上記電
動機の回転数が所定の回転数未満では、第２のスイッチ
素子のオン期間の電流をチョッパ制御した出力電圧で上
記電動機を駆動し、上記電動機の回転数が所定の回転数
を超える場合は、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ
通電率を制御して回転数に応じた出力電圧とし且つ、第
２のスイッチ素子のオン期間の通電率を１００％にした
出力電圧で上記電動機を駆動する空気調和機とすること
により、達成される。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。

【００３５】図１は本発明による空気調和機の第１の実
施形態を示すブロック図であって、１８は直流電圧切換
スイッチ、１９はトリガ素子、２０は同期信号切換スイ
ッチ、２１は電圧指令切換スイッチ、２２はドライブ信
号切換スイッチ、２３は入力電流検出器、２４はアクテ
ィブコンバータブロック、２５はＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）であり、図１０に対応する部分には同一符号を付
けて重複する説明を省略する。

【００３６】図１において、コンデンサ５で平滑して得
られる直流電圧Ｅｄは抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６からなる分
圧回路で分圧され、直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２が形成され
る。ここで、Ｅｄ１＝Ｅｄ×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｅｄ２＝Ｅｄ×Ｒ６／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）であり、Ｅｄ１＞Ｅｄ２である。

【００３７】直流電圧Ｅｄ１は直流電圧切換スイッチ１
８の接点Ｂに、直流電圧Ｅｄ２はこの切換スイッチの接
点Ａに夫々供給される。この直流電圧切換スイッチ１８
は、マイコン１５により、直流電圧Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ
１に応じて切換制御され、この直流電圧切換スイッチ１
８からは直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２のうちの選択された方
が直流電圧Ｅｄ１’として出力される。

【００３８】直流電圧切換スイッチ１８の出力直流電圧
Ｅｄ１’は電圧指令切換スイッチ２１の接点Ｂに供給さ
れる。また、この電圧指令切換スイッチ２１の接点Ａに
は、マイコン１５から出力される電動機１４の速度制御
のためのＰＷＭ信号がＬＰＦ２５で平滑処理されて形成
される直流電圧Ｅｄ２’が供給される。この電圧指令切
換スイッチ２１もマイコン１５によって切換制御され、
通電率が１００％よりも小さい電動機負荷のときには、
接点Ｂ側が、また、電動機負荷が大きくて通電率が１０
０％のときには、接点Ａ側が夫々選択される。

【００３９】電圧指令切換スイッチ２１で選択された直
流電圧Ｅｄ１’，Ｅｄ２’のいずれかは、直流電圧Ｅ
ｄ’として電圧比較器７に供給され、基準電圧Ｅｏとの
偏差値が求められて電圧制御信号Ｖｅが形成される。

【００４０】図１０で示した従来例では、この電圧制御
信号Ｖｅは、コンデンサ５で平滑された直流電圧Ｅｄを
分圧して得られる１種類の直流電圧Ｅｄ’を、基準電圧
Ｅｏと比較することにより得ていたが、この第１の実施
形態では、直流電圧Ｅｄを分圧して得られる２種類の直
流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２とＬＰＦ２５から得られる直流電
圧Ｅｄ２’とのいずれかを上記の直流電圧Ｅｄ’とし、
これと基準電圧Ｅｏと比較することにより得ている。

【００４１】一方、整流器２から出力される正弦波の全
波整流波形の整流電圧Ｅｓは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３か
らなる分圧回路で分圧され、電圧Ｅｓ１，Ｅｓ２が形成
される。ここで、Ｅｓ１＝Ｅｓ×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）Ｅｓ２＝Ｅｄ×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）であり、Ｅｓ１＞Ｅｓ２である。

【００４２】電圧Ｅｓ１は同期信号切換スイッチ２０の
接点Ｂに、また、電圧Ｅｓ２はこの同期信号切換スイッ
チ２０の接点Ａに夫々供給される。この同期信号切換ス
イッチ２０も、マイコン１５により、直流電圧切換スイ
ッチ１８と同様に、コンデンサ５で平滑された直流電圧
Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ１に応じて切換え制御され、この同
期信号切換スイッチ２０から出力される電圧Ｅｓ１また
はＥｓ２は、正弦波同期信号Ｅｓ’として掛算器８に供
給される。

【００４３】掛算器８からは電流基準信号Ｖｉ’が得ら
れ、これを用いて、図１０に示した従来例と同様にし
て、スイッチ素子６のオン，オフ制御が行なわれる。

【００４４】以上のようにして、この第１の実施形態に
おいても、正弦波の全波整流波形の整流電圧Ｅｓの波形
に追従させながらスイッチ素子６をオン，オフするもの
であり、これにより、高力率で高調波の少ない正弦波状
の入力交流電流にすることができ、また、基準電圧Ｅｏ
と直流電圧Ｅｄ’の偏差値に応じてスイッチ素子６の通
流率を変化させるものであるから、負荷の変動にかかわ
らず、安定した直流電圧Ｅｄが得られる。従って、基準
電圧Ｅｏと抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の抵抗値を適宜設定す
ることにより、直流電圧Ｅｄを所望の電圧値とすること
ができる。

【００４５】ここで、マイコン１５は、また、入力電流
検出器２３により、入力交流電流Ｉｓを検出しており、
この入力交流電流Ｉｓの電流値が所定値以上となるまで
の期間“Ｌ”（ローレベル）のトリガ信号ＶＴをトリガ
素子１９に供給する。このトリガ素子１９は、このトリ
ガ信号ＶＴの“Ｌ”期間駆動回路１２を制御し、スイッ
チ素子６をオフ状態にする。トリガ信号ＶＴが“Ｌ”か
ら“Ｈ”（ハイレベル）に変化すると、この時点でトリ
ガ素子１９がスイッチ素子６を動作状態にする。

【００４６】また、マイコン１５から出力されるＰＷＭ
信号は、通常設定Ａ側に閉じているドライブ信号切換ス
イツチ２２を介してインバータ駆動回路１６に供給さ
れ、このインバータ駆動回路１６は、このＰＷＭ信号の
デューティ比に応じた通電率でインバータ１３の図示し
ないスイッチ素子をオン，オフ制御する。これにより、
インバータ１３では、コンデンサ５から供給される直流
電圧Ｅｄの直流電力がこの通電率でチョッピングされて
交流電力に変換され、電動機１４に供給してＰＷＭ信号
のデューティ比に応じた回転数で回転させる。

【００４７】次に、国内の場合を例にして、この第１の
実施形態の制御動作方法について、図２により説明す
る。なお、国内の場合には、交流電源電圧は、１００Ｖ
と２００Ｖとの２種類がある。

【００４８】まず、電源がオンすると（ステップ１０
０）、マイコン１５が初期状態に設定され、これによ
り、マイコン１５は、直流電圧切換スイッチ１８，同期
信号切換スイッチ２０及び電圧指令切換スイッチ２１を
接点Ｂ側に、ドライブ信号切換スイッチ２２を接点Ａ側
に夫々閉じる。これにより、直流電圧切換スイッチ１８
は直流電圧Ｅｄ１を選択し、電圧比較器７には、次式の
直流電圧Ｅｄ’、Ｅｄ’＝Ｅｄ×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）が供給される。また、同期信号切換スイッチ２０では、
正弦波同期信号Ｅｓ１が選択される。

【００４９】かかる状態でコンデンサ５で充電動作を開
始し、マイコン１５はコンデンサ５の直流電圧Ｅｄの分
圧電圧Ｅｄ１を検出する（ステップ１０１）。この検出
した直流電圧Ｅｄ１の電圧値から、Ｅｄ＝Ｅｄ１×（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ５＋Ｒ６）により、直流電圧Ｅｄが、例えば、１６０Ｖより高けれ
ば（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は２００Ｖで
あると判断し、直流電圧切換スイッチ１８を接点Ａに切
り換える（ステップ１０３）。これにより、直流電圧Ｅ
ｄ’は直流電圧Ｅｄ２となり、コンデンサ５に得られる
直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅｄ２×｛１＋（Ｒ５＋Ｒ４）／Ｒ６｝となる。

【００５０】また、同期信号切換スイッチ２０を接点Ａ
に切り換える（ステップ１０４）。従って、このときの
正弦波同期信号Ｅｓ’は、Ｅｓ’＝Ｅｓ×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）となる。

【００５１】一方、直流電圧Ｅｄが、例えば、１２０Ｖ
より低ければ（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は
１００Ｖであると判断し、直流電圧切換スイッチ１８を
接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステップ１１
０）。従って、コンデンサ５の直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅｄ１×｛１＋Ｒ４／（Ｒ５＋Ｒ６）｝となる。

【００５２】また、同期信号切換スイッチ２０を接点Ｂ
に閉じた状態のままとする（ステップ１１１）。従っ
て、このときの正弦波同期信号Ｅｓ’は、Ｅｓ’＝Ｅｓ×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）となる。

【００５３】このように、入力交流電源電圧の大きさに
応じて直流電圧切換スイッチ１８，同期信号切換スイッ
チ２０を切換え制御することにより、入力交流電源電圧
が２００Ｖのときには、直流電圧Ｅｄ’や正弦波同期信
号Ｅｓ’を夫々低い方の直流電圧Ｅｄ２，Ｅｓ２とし、
入力交流電源電圧が１００Ｖのときには、直流電圧Ｅ
ｄ’や正弦波同期信号Ｅｓ’を夫々高い方の直流電圧Ｅ
ｄ１，Ｅｓ１とする。

【００５４】これにより、入力交流電源電圧が１００Ｖ
のときと２００Ｖのときとでの直流電圧Ｅｄ’の違いを
押さえることができ、電圧制御信号Ｖｅの振幅が大きく
なり過ぎて飽和してしまうことによる制御の不安定や、
正弦波同期信号Ｅｓ’及び電圧制御信号Ｖｅから演算さ
れる電流基準信号Ｖｉ’が乱れて電流波形が正弦波でな
くなるなどの不具合を防ぐことができる。

【００５５】なお、この実施形態では、入力交流電源電
圧を１００Ｖと２００Ｖとの２種類としているが、一般
に、入力交流電源電圧をＶ１，Ｖ２，……，Ｖｎのｎ種
類とし、かつ直流電圧Ｅｄ’，Ｅｓ’も同様にｎ種類と
して、入力交流電源電圧がＶ１，Ｖ２，……，Ｖｎのい
ずれてあるかを判定し、この判定結果に応じて、この入
力交流電源電圧に対応する直流電圧Ｅｄ’，Ｅｓ’とす
ることにより、同様の効果が得られる。

【００５６】ステップ１０２で入力交流電源電圧が２０
０Ｖであると判断した場合には、また、電圧指令切換ス
イッチ２１を接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステ
ップ１０５）。このとき、ほぼＥ０＝Ｅｄ’となり、従
って、直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅ０×｛１＋（Ｒ５＋Ｒ４）／Ｒ６｝となる。この場合、例えば、Ｅｄ＝３００Ｖである。

【００５７】また、このとき、ドライブ信号切換スイツ
チ２２は接点Ａ側に閉じたままの状態とされ（ステップ
１０５）、マイコン１５から出力されるＰＷＭ信号がこ
のドライブ信号切換スイツチ２２を介してインバータ駆
動回路１６に供給される。

【００５８】以上の動作により、電力変換器で作成され
た直流電力Ｅｄがインバ−タ１３で交流に逆変換され、
これにより、電動機１４が駆動させる（ステップ１０
６）。マイコン１５は、図１０に示した従来例と同様
に、速度指令に基づく演算によって上記のＰＷＭ信号を
生成して出力し、これにより、インバータ駆動回路１６
を介してインバータ１３が駆動され、このインバータ１
３のスイッチ素子をこのＰＷＭ信号のデューティ比に応
じた所定の通流率でオン，オフして電動機１４の回転数
制御を行なう。

【００５９】なお、一般に、交流電源電圧が上記のＶ
１，Ｖ２，……，ＶｎのいずれかＶｊ（ｊ＝１，２，…
…，ｎ）である場合、この入力交流電源電圧Ｖｊに対応
する直流電圧Ｅｄ’と一定の基準電圧Ｅｏとを比較し
て、この入力交流電源電圧Ｖｊを整流平滑して得られる
直流電圧Ｅｄを任意の一定値（例えば、３００Ｖ）に設
定し、インバータ１３のスイッチ素子を任意の通電率で
オン、オフさせる。

【００６０】昇圧回路において、この直流電圧Ｅｄを入
力交流電源電圧の全波整流電圧Ｅｓ以下に下げると、力
率低下や入力電流波形の乱れを生じる。この不具合を回
避するために、２００Ｖと判定した場合には、Ｅｄ＝３
００Ｖ一定にして制御を行なう。勿論、Ｅｄ＝３００Ｖ
で充分電動機１４は所望の回転数が得られることが条件
であり、３００Ｖ以上に昇圧しても、本発明の主旨は損
なわれない。

【００６１】マイコン１５は、入力電流検出器２３で入
力交流電流Ｉｓを検出し（ステップ１０７）、この入力
交流電流Ｉｓが大きい期間“Ｈ”のトリガ信号ＶＴをト
リガ素子１９に出力し、この期間スイッチ素子６がオ
ン，オフ動作するようにして（ステップ１０８）、運転
を継続する（ステップ１０９）。

【００６２】また、ステップ１０２で入力交流電源電圧
が１００Ｖであると判断した場合でも、電圧指令切換ス
イッチ２１は接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステ
ップ１１２）。従って、上記と同様に、ほぼＥ０＝Ｅ
ｄ’となり、直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅ０×｛１＋Ｒ４／（Ｒ５＋Ｒ６）｝となり、この場合、例えば、Ｅｄ＝１５０Ｖである。こ
のように、基準電圧Ｅ０を共用しながら、コンデンサ５
での直流電圧Ｅｄを、入力交流電源電圧が２００Ｖであ
る場合とは異なる電圧値に設定できる。

【００６３】このとき、インバ−タ１３の通電率が１０
０％未満の場合には（ステップ１１６）、ステップ１０
５，１０６と同様にして、電動機１４を駆動させ（ステ
ップ１１２，１１３）、また、ステップ１０７，１０８
と同様にして、スイッチ素子６のオン，オフ動作を行な
わせて（ステップ１１４，１１５）、運転をそのまま継
続する（ステップ１１８）。

【００６４】しかし、入力交流電源電圧が１００Ｖで動
作中、例えば、電動機負荷が大きくなり、インバータ１
３でのスイッチ素子の通電率が１００％になる場合には
（ステップ１１６）、電圧指令切換スイッチ２１を接点
Ａ側に、また、ドライブ信号切換スイツチ２２を接点Ｂ
側に夫々切り換える（ステップ１１７）。

【００６５】これにより、速度指令に基づいて演算され
たマイコン１５からのスイッチ素子駆動信号（ＰＷＭ信
号）がＬＰＦ２５によって平滑処理された直流電圧Ｅｄ
２’が電圧指令切換スイッチ２１から直流電圧Ｅｄ’と
して出力され、この直流電圧Ｅｄ’から形成された電圧
制御信号Ｖｅが電圧比較器７に供給される。これに応じ
て、コンデンサ５での直流電圧Ｅｄが、例えば、１５０
Ｖ以上の任意の電圧になるように、スイッチ素子６のオ
ン，オフ制御がなされる。また、これと同時にドライブ
信号切換スイツチ２２が接点Ｂ側に切り換えられたこと
により、インバータ１３を通電率１００％で駆動するた
めの電圧Ｅｉがこのドライブ信号切換スイツチ２２を介
してインバータ駆動回路１６に供給される。

【００６６】ここで、入力交流電源電圧が１００Ｖであ
る場合のかかるこの実施形態の上記動作を、空気調和機
の暖房運転の場合を例にとして、図３によりさらに詳細
に説明する。なお、図３は、室温センサ２９が付加して
示している以外、図１と同じである。

【００６７】同図において、空気調和機には、室温セン
サ２９が設けられており、マイコン１５は、この室温セ
ンサ２９によって室内の温度を検出し（この検出される
温度を、以下、計測室温という）、これをユーザによっ
て設定された希望の室温（設定室温）と比較し、計測室
温が低くて設定室温に達していないときには、これらの
差に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を高め、インバー
タ１３でのスイッチ素子の通電率を高めて電動機１４の
回転数を高めるようにする。

【００６８】このとき、コンデンサ５の直流電圧Ｅｄ、
即ち、インバータ１３の直流電源電圧は１５０Ｖに固定
されており、インバータ１３のスイッチ素子がチョッパ
動作しているが、上記ＰＷＭ信号のデューティ比が１０
０％となっても、計測室温が設定室温に達していない
と、マイコン１５は、上記ステップ１１７で説明したよ
うに、ドライブ信号切換スイッチ２２を接点Ｂ側に切り
換えて、一定電圧Ｅｉをインバータ駆動回路１６に供給
するようにすることにより、インバータ１３のスイッチ
素子の通電率を１００％に保持し、これとともに、電圧
指令切換スイッチ２１を接点Ａ側に切り換えて、ＰＷＭ
信号をＬＰＦ２５で平滑して得られる電圧Ｅｄ２’を電
圧Ｅｄ’として電圧比較器７に供給するようにする。そ
して、このＰＷＭ信号のデューティ比を１００％よりも
小さくしていって、電圧Ｅｄ’が基準電圧Ｅｏよりも順
次小さくなるようにしていく。

【００６９】これにより、スイッチ素子６の通電率が、
コンデンサ５の直流電圧Ｅｄが１５０Ｖであるときの通
電率よりも大きくなっていき、これにより、コンデンサ
５の直流電圧Ｅｄが１５０Ｖから順次増大していって電
動機１４の回転数が増加していく。そして、これととも
に、室温がさらに高くなり、計測室温が設定室温に達す
るようになる。

【００７０】以上のように、入力交流電源電圧が１００
Ｖの場合には、各スイッチを切り換えることにより、ス
イッチ素子６とインバータ１３の駆動制御信号を、マイ
コン１５から単一ポートで出力することが可能となり、
インバータ１３のスイッチ素子の通電率が１００％の場
合には、このインバータ１３の電源電圧としての直流電
圧Ｅｄを変化させる指令電圧Ｅｄ２’（ＰＷＭ信号）を
出力し、１００％未満の場合には、インバータ１３を駆
動する制御電圧（ＰＷＭ信号）を出力させる。そして、
これら各々の場合について、インバータ１３の駆動回路
１６に入力する信号として、通電率１００％でインバー
タ１３のスイッチ素子を駆動するための所定の一定電圧
か、マイコン１５の単一ポートからのインバータ駆動信
号（ＰＷＭ信号）かを切り換えて出力する手段（ドライ
ブ信号切換スイッチ２２）とを備えることにより、マイ
コン１５として比較的低機能で廉価なマイコンを使用し
ても、上記の制御が可能となり、安価な製品を供給する
ことができる。

【００７１】また、通電率が１００％になった場合に
は、コンデンサ５で得られるの直流電圧Ｅｄを制御する
ことにより、電動機１４の回転数制御が行われる。

【００７２】従って、インバータ１３のスイッチ素子の
オン，オフの通電率が１００％未満であるときには、直
流電圧Ｅｄ１’を一定の基準電圧Ｅｏと比較しながら、
１５０Ｖ程度という比較的低い任意の一定値に設定した
上で、インバータ１３のスイッチ素子を任意の通電率で
オン，オフさせて電動機１４の回転数を制御するもので
あるから、インバータ１３あるいは電動機１４での損失
が低減してその効率を向上させることができる。

【００７３】さらに、インバータ１３のスイッチ素子の
通電率が１００％であるときには、直流電圧Ｅｄ１’の
代わりに、任意の指令電圧Ｅｄ２’を切り換えて電圧比
較器７に供給して基準電圧Ｅｏと比較し、電動機１４の
所望の回転数に応じて指令電圧Ｅｄ２’を変化させ、こ
のようにして、インバータ１３でチョッパが行なわれ
ず、直流電圧値Ｅｄを大小制御することにより、電動機
１４の回転数を高低に制御するようにしているので、イ
ンバータ１３でのチョッパ損失を低減することができ
る。

【００７４】かかる回転制御により、インバータ１３で
のスイッチング損失低減，低直流電圧での電動機１４の
インバータ駆動による効率向上が実現でき、高効率化が
図れることになる。

【００７５】図４はある電動機負荷のときでのこの実施
形態と従来の空気調和機との電動機回転数と効率との関
係を比較して示す図であり、Ａは入力交流電源電圧が１
００Ｖであるときの上記動作をなすこの実施形態の特性
を示し、Ｂはインバータの直流電源電圧が一定に保持さ
れる従来の空気調和機、または、入力交流電圧が２００
Ｖであるときの上記動作をなすこの実施形態の特性を夫
々示している。

【００７６】同図において、インバータの直流電源電圧
を、例えば、３００Ｖと一定に保持し、インバータのチ
ョッパの通電率の制御により電動機の回転数を制御する
空気調和機（以下、公知の空気調和機という）では、電
動機の回転数ｎ（ｒｐｍ）に対して、その効率が特性Ｂ
のように変化する。回転数ｎの増加とともに効率が上昇
するのは、インバータのチョッパの通電率が上昇するこ
とによるものである。

【００７７】これに対し、入力交流電源電圧が１００Ｖ
であって、上記のように、インバータのチョッパの通電
率が１００％未満では、インバータの直流電源電圧を１
５０Ｖ一定にしてインバータでチョッパの通電率の制御
により電動機の回転数制御を行ない、この通電率が１０
０％となると、インバータの直流電源電圧を制御するこ
とにより電動機の回転数制御を行なう実施形態（以下、
入力１００Ｖの実施形態）というでは、電動機の回転数
ｎに対して、その効率が特性Ａのように変化し、従来の
空気調和機の効率Ｂよりもかなり高いものとなる。

【００７８】ここで、領域Ｎ₁を入力１００Ｖの実施形
態でのインバータでチョッパの通電率が１００％未満の
領域、また、領域Ｎ₂を入力１００Ｖの実施形態でのイ
ンバータでチョッパの通電率が１００％の領域とし、こ
こでの電動機負荷に対し、領域Ｎ₁，Ｎ₂の境界で、即
ち、インバータの直流電源電圧が１５０Ｖでインバータ
がチョッパ駆動されるときでの電動機が取り得る最大の
回転数を４０００（ｒｐｍ）としている。また、いずれ
のものにおいても、インバータの直流電源電圧が３００
Ｖで、インバータのスイッチ素子の通電が１００％であ
るとき、電動機の回転数が９０００（ｒｐｍ）としてい
る。

【００７９】公知の空気調和機では、領域Ｎ₁，Ｎ₂を含
む全領域でインバータの直流電源電圧を３００Ｖとし、
インバータのスイッチ素子の通電率の制御により、電動
機の回転数制御が行なわれる。これに対し、入力１００
Ｖの実施形態では、領域Ｎ₁においては、インバータの
直流電源電圧を３００Ｖの半分の１５０Ｖとして、イン
バータのスイッチ素子の通電率の制御により、電動機の
回転数制御が行なわれる。従って、このインバータの直
流電源電圧が低い分、入力１００Ｖの実施形態の効率が
高くなる。

【００８０】また、領域Ｎ₂では、入力１００Ｖの実施
形態では、インバータのスイッチ素子の通電率を１００
％として、インバータでチョッパが行なわれず、このイ
ンバータの直流電源電圧を制御することにより、電動機
の回転数制御が行なわれる。このため、効率はほぼ一定
となるが、特性Ａとして示すように、ほぼインバータで
チョッパが行なわれない分、公知の空気調和機よりも高
い効率となっている。

【００８１】なお、電動機の回転数がほぼ９０００（ｒ
ｐｍ）になると、入力１００Ｖの実施形態においては、
インバータの通電率が１００％でその直流電源電圧が３
００Ｖとなり、公知の空気調和機でのインバータの通電
率が１００％となったときと同じ状態となるので、特性
Ａ，Ｂは一致する。

【００８２】図１に示した第１の実施形態では、また、
以上の手順で電力変換器の制御を行ない、正弦波同期信
号Ｅｓ’については、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値
を、直流電圧Ｅｄ’については、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６
の抵抗値を夫々適正に設定することにより、入力交流電
源電圧が１００Ｖの場合でも、また、２００Ｖの場合で
も、夫々に任意の直流電圧Ｅｄが得られ、また、高調波
の少ない高力率な電力変換器となる。

【００８３】このとき、入力電流検出器２３の検出出力
電圧はマイコン１５に供給され、これが所定の値以上と
なった場合には、マイコン１５からスイッチ素子６（第
１のスイッチ素子）の駆動トリガ信号ＶＴを出力し、そ
のスイッチング動作を開始させる。従って、供給電流の
大きい場合には、安定した高力率が得られる。

【００８４】例えば、負荷電流検出器９として抵抗を用
い、その両端に生ずる電圧により、電流信号Ｖｉを得よ
うとする場合、微小な電流に対しても、制御のために充
分な電圧を発生させる必要があり、具体的には、その抵
抗値を大きく設定することが必要である。この場合、負
荷電流が大きくなると、この抵抗からなる負荷電流検出
器９で消費される電力が大きくなり、損失の増大を招く
ことになる。従って、この損失を低減するためには、そ
の抵抗値を極力小さくし、しかも、低負荷電流時の微小
検出電圧に対して不安定な動作をさせないようにするた
めに、入力電流検出器２３の検出出力値が所定の値より
小さい場合には、スイッチ素子６の駆動を禁止する。こ
のようにして、低入力電流時の不安定動作を回避し、か
つ高入力時の損失の低減を実現する。また、低入力電流
時には、スイッチ素子６のチョッパ動作が行なわれない
ようにすることより、これも損失を低減することが可能
となり、かつノイズを低減せしめる。

【００８５】なお、図１において、アクティブコンバー
タブロック２４は、アクティブコンバータの駆動部，１
００Ｖ／２００Ｖによる回路切換部，インバータドライ
ブ信号と直流電圧指令信号の切換部などをブロック化
し、同一基板上にまとめたものである。

【００８６】このアクティブコンバータブロック２４を
他の回路と独立した基板構成にすることにより、図５に
示すように、コンデンサ２６やリアクトル２７，ダイオ
ード２８などのまるごと受動素子により構成された力率
改善回路Ｑとの置き換えが可能であり、マイコン１５な
どを含めた周辺回路基板の共用化が図れる。

【００８７】図６は図５で示したような受動素子で構成
された回路を用いた空気調和機と、能動素子を用い、イ
ンバータの直流電源電圧に応じて電動機の回転数を制御
するようにした図１で示した第１の実施形態とでの電動
機の出力範囲を比較して示す図であって、横軸に電動機
の回転数Ｎを、縦軸に負荷トルクＴを夫々とっており、
電動機の出力ＷはＮ×Ｔで表わされる。

【００８８】同図において、家庭用ブレーカの容量（例
えば、２０Ａ）により、入力電流が制限され、図５に示
した回路を用いる空気調和機では、力率９０％程度であ
るため、Ｙ線よりも下側の領域に入力制限範囲（即ち、
電動機の出力の取り得る範囲）が規制される。これに対
し、上記第１の実施形態では、上記のように、力率が改
善されてほぼ１００％となっているので、Ｘ線よりの下
側の領域が入力制限範囲となり、図５に示した回路を用
いる空気調和機に比べて、電動機に与える有効電力がほ
ぼ１０％アップする。そして、特に、電動機の負荷トル
クが大きい場合には、かかる入力制限範囲によって制限
される。

【００８９】また、電動機の回転数が高くなると、電動
機の最大出力範囲がインバータの直流電源電圧Ｅｄによ
って制限される。図５に示した回路を用いる空気調和機
では、この直流電源電圧Ｅｄは、例えば、ほぼ２３０Ｖ
から最大でもほぼ２８０Ｖであり、Ｅｄ＝２３０Ｖのと
きの制限範囲をＹ’線で示している。このＹ’線の左側
の範囲しか電動機の出力を取り得ないことになる。これ
に対し、上記第１の実施形態では、この直流電源電圧Ｅ
ｄは、上記の例では、３００Ｖであるし、また、１５０
Ｖから３００Ｖまで可変であり、最大の３００Ｖでの制
限範囲をＸ’線で示している。このことからして、電動
機の出力範囲が拡大したことになる。

【００９０】図７は本発明による空気調和器の第２の実
施形態を示すブロック図であって、３０は交流電源電圧
検出器であり、図１に対応する部分には同一符号を付け
て重複する説明を省略する。

【００９１】同図において、図１に示した第１の実施形
態と異なる点は、交流電源電圧検出器３０を設けた点で
あって、交流電源１からの入力交流電源電圧を交流電源
電圧検出器３０が検出し、その検出出力信号Ｖｓ’をも
とにマイコン１５が入力交流電源電圧を判別する。そし
て、この判別結果に応じて、直流電圧切換スイッチ１８
や同期信号切換スイッチ２０が、第１の実施形態と同様
に、切り換え制御される。

【００９２】なお、これら第１，第２の実施形態は、入
力交流電源電圧の判定や制御信号の出力をマイコン１５
のソフトで行なっているが、ハード回路で行なうように
してもよく、同様の効果を得られることは明らかであ
る。

【００９３】図８は本発明による空気調和機の第３の実
施形態を示すブロック図であって、３１は交直流切換ス
イッチ、３２は直流電源であり、図１に対応する部分に
は同一符号を付けて重複する説明を省略する。

【００９４】同図において、この第３の実施形態では、
整流器２の代わりに、ソーラー電源などの直流電源３２
（例えば、１５０Ｖ程度）も設け、これからの直流電源
電圧ＥＡと整流器２からの整流電圧Ｅｓとのいずれかを
交直流切換スイッチ３１で選択することができるように
したものであり、直流電圧の昇圧回路として機能するこ
とが可能としている。

【００９５】直流電源３２を選択した場合には、図２に
おいて、マイコン１５がコンデンサ５の直流電圧を１６
０Ｖ以下と判定したとき（ステップ１０２）と同様の動
作を行なう。従って、この第３の実施形態は、低い電圧
の直流電源３２でもって電動機１４を駆動することが可
能となる。

【００９６】リアクトル３の電源側に太陽電池などの直
流電源を接続すると、直流電源電圧の変動があっても、
所望の直流電圧Ｅｄに安定化させることができる。これ
により、太陽電池などの電源電圧変動や直流電源の種類
（太陽電池，蓄電池，燃料電池など）を問わず接続する
ことが可能となる。また、スイッチ素子６のコレクタ，
エミッタ間に太陽電池などの直流電源を、ダイオードと
リアクトルを介して、接続した場合でも、同様の効果が
得られる。

【００９７】直流電源３２の出力直流電圧ＥＡが交流電
源１からの入力交流電源電圧を全波整流して得られる直
流電圧Ｅｄより高い場合には、交直流切換スイッチ３１
を切り換えて、この直流電源３２により電動機制御を行
なってもよいし、予め、手動操作によって回路の切換を
行なうことも可能である。

【００９８】また、平滑コンデンサ５に太陽電池などの
直流電源をダイオードを介して接続すると（図示せ
ず）、この直流電源の出力電圧が上記の所望の直流電圧
に達している場合には、この直流電源から電力を供給
し、この所望の直流電圧に達していない場合には、交流
電源から電力を供給して所望の直流電圧まで昇圧し、こ
れにより、インバータ１３のスイッチ素子をオン，オフ
させて電動機１４の回転数を制御することにより、商用
交流電源と上記直流電源との併用化が可能となり、省電
力化が図れる。

【００９９】図９は本発明による空気調和機の第４の実
施形態を示すブロック図であって、図１に対応する部分
には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

【０１００】同図において、図１に示した第１の実施形
態と異なる点は、マイコン１５が、直流電圧切替スイッ
チ１８，電圧指令切替スイッチ２１及びドライブ信号切
替スイッチ２２の機能も有し、また、インバータ駆動回
路１６への出力ポートと、電圧比較器７への出力ポート
を独立に備えた点である。

【０１０１】マイコン１５は、第１の実施形態と同様
に、入力電源電圧に応じて、同期信号切替スイッチ２０
を切り替える信号を出力するとともに、マイコン１５内
で直流電圧Ｅｄの分圧直流電圧Ｅｄ１をＡ／Ｄ変換して
読み込む。そして、この分圧直流電圧Ｅｄ１の値に応じ
て、１００Ｖの入力交流電源電圧か２００Ｖの入力交流
電源電圧かに対応する直流電圧Ｅｄ’を求め、積分して
得られる直流電圧がこの直流電圧Ｅｄ’となるようなデ
ューティ比のＰＷＭ信号を形成して出力する。このＰＷ
Ｍ信号はローパスフィルタ２５で平滑されて直流電圧Ｅ
ｄ’となり、これが電圧比較器７に供給される。

【０１０２】かかるソフトウエアによる動作は、先の第
１の実施形態などでの平滑コンデンサ５での直流電圧Ｅ
ｄに応じて直流電圧切替スイッチ１８や電圧指令切替ス
イッチ２１，ドライブ信号切替スイッチ２２を切換制御
し、分圧電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２のいずれかを選択するとい
うハードウエアによる動作に相当するものであり、かか
るハードウエアによる動作の場合と比べて、構成が簡略
化されて同様の制御動作を行なうことができる。

【０１０３】マイコン１５がインバータ駆動部１６に供
給する信号としては、インバータ１３のスイッチ素子
（第２のスイッチ素子）の通電率が１００％の場合に
は、所定値の一定電圧Ｅｉとし、また、この通電率が１
００％未満の場合には、インバータ１３を駆動する制御
電圧（ＰＷＭ信号）とする。

【０１０４】また、電圧比較器７に供給される直流電圧
Ｅｄ’としても、上記の通電率が１００％の場合には、
直流電圧Ｅｄを変化させる指令電圧Ｅｄ２’（ＰＷＭ信
号）とする。このＰＷＭ信号はローパスフィルタ２５に
よって平滑されて直流電圧Ｅｄ’とし、これが電圧比較
器７に供給される。

【０１０５】一方、上記通電率が１００％未満の場合に
は、マイコン１５は、分圧直流電圧Ｅｄ２（または、直
流電圧Ｅｄ）から所定の低直流電圧Ｅｄ’を求め、積分
してこの低直流電圧Ｅｄ’となるデューティ比のＰＷＭ
信号を発生して出力する。このＰＷＭ信号は、ローパス
フィルタ２５によって平滑されて直流電圧Ｅｄ’とな
り、これが電圧比較器７に供給される。

【０１０６】従って、電圧切換えのためのスイッチなど
の周辺回路は、これと同様の機能をマイコン１５に持た
せることにより、特に、多段階の切換えを要する場合に
は、部品点数を大幅に削減することが可能となり、か
つ、各スイッチへの配線の引き回しも少なくなるので、
耐ノイズ性の向上も含め、信頼性が向上大幅に向上する
ことになる。

【０１０７】なお、図７〜図９に示した実施形態におい
ても、図１に示した実施形態と同様、図２，図３で説明
した動作をなし、図４，図６で説明した効果が得られる
ことはいうまでもない。

【０１０８】上記のとおり、電動機負荷の大きい場合、
例えば室外気温が−１０℃，−１５℃等の低い状態等の
暖房負荷が大きい条件では、暖房能力を大きくするため
に上記したＰＡＭ制御により圧縮機駆動用電動機を回転
数可変制御して、必要な高い回転数（実施例では設定最
高回転数の９０００ｒｐｍ）で連続運転できた。上記し
たＰＡＭ制御により圧縮機駆動用電動機の回転数可変制
御は、図１１に図示のとおり、暖房負荷の大小変化に対
応した制御ができる。

【０１０９】これに対して、各種圧縮機による暖房能力
は、図１１に図示のように、ＰＷＭ制御による電動機の
駆動では、室外気温が低いときに駆動トルクが不足し
て、必要な回転数まで充分駆動することができない。ま
た、大容量の圧縮機を用いた場合は、室外気温が低いと
きでも、必要な回転数まで回転駆動することができる
が、室外気温の高いとき等の負荷の小さい条件の場合
は、暖房能力が余って、運転の断続を頻繁に繰り返すこ
とに成り、室温の上下変動が頻繁に発生して快適性を損
なうと共に消費電力を大きくしてしまう。以上を、暖房
で説明したが、冷房時でも、程度の差はあるが、同様な
傾向が示される。

【０１１０】また、インバータにＰＷＭ制御とＰＡＭ制
御の両方を併用できる回路構成にすることにより、低負
荷時の省電力な運転と、高負荷時の高能力運転ができ
る。すなわち、室外気温の高い低負荷時には、ＰＷＭ制
御による駆動電圧の低い・低回転数でモータ効率の良い
状態で圧縮機駆動用電動機を運転して、消費電力の小さ
な運転ができる。室外気温の低い時には、ＰＡＭ制御に
切り換えて駆動電圧を高くして圧縮機駆動用電動機を高
回転数で運転し、必要な暖房能力での運転が可能であ
る。

【０１１１】図１２はアクティブコンバータとして作動
前後の交流電源入力波形である。（ａ）の作動前と比較
すると（ｂ）作動後の波形は、入力電圧の正弦波に追従
させて電流波形を成形するので、力率が略１００％であ
り、作動前は７０％以下である。（ｃ）はアナログ方式
の力率改善であり、力率９０％程度である。

【０１１２】図１３はＰＷＭ／ＰＡＭ切り換え前後のリ
アクタ３電流及びインバータ電流（コンデンサ５→イン
バータ１３の流れ）を示す。（ａ）は比較的低回転数で
低負荷の場合であり、切り換え前のリアクタ電流であ
る。ＯＮはスイッチ素子のオン時間を示し、チョッパ周
期はアクティブコンバータチョッパ周期である。

【０１１３】（ｂ）は切り換え前のインバータ電流であ
り、チョッパ周期とはインバータのチョッパで、ｒはチ
ョッパ成分のリップルである。（ｃ）は比較的高回転数
で高負荷の場合であり、切り換え後のリアクタ電流の波
形である。（ａ）と同様の波形である。（ｄ）はインバ
ータ電流で、切り換え後のインバータ電流であり、滑ら
かな曲線の波形になっている。

【０１１４】図１４は負荷変動に対し、ＰＷＭ制御で電
圧を１５０Ｖ一定に制御した場合のリアクタ電流の波形
である。（ａ）は軽負荷の場合にを示しており、この
（ａ）のｂ部の時間軸を拡大図を（ｂ）に示す。（ｃ）
は高負荷の場合を示しており、この（ｃ）のｄ部の時間
軸を拡大図を（ｄ）に示す。この図１４から明らかなよ
うに、直流電圧が同じ（１５０Ｖ）であれば、コンバー
タのスイッチ素子のデューティは同じであり、負荷の大
きさによって電流の波形高さが変わる。

【０１１５】図１５は直流電圧に対するリアクタ電流の
波形を示しており、（ａ）は比較的低回転数で一定電圧
（１５０Ｖ）のＰＷＭ領域を示すものである。この
（ａ）のｂ部の時間軸を拡大図を（ｂ）に示す。（ｃ）
は高負荷の比較的高回転数で電圧可変（１５０〜３００
Ｖ）のＰＡＭ制御領域を示している。この（ｃ）のｄ部
の時間軸を拡大図を（ｄ）に示す。（ｃ）（ｄ）の波形
を比較すると、ＰＡＭ制御領域ではＯＮデューティは広
がる。ＰＡＭ制御領域では無負荷であっても、直流電圧
を上げるため、ＯＮデューティは広がる。

【０１１６】上記本発明の電動機駆動装置を備える空気
調和機の実施例に組み合わせて、寒冷地（寒冷地以外の
運転開始に暖房負荷の大きい場合を含む）における快適
且つ消費電力の少ない暖房運転の実現及び冷媒の凝縮圧
力低く抑えることにより、圧縮機の冷媒吐出圧力が高く
なった場合の圧縮仕事量の増大を防止し、消費電力を少
なくすることを目的とし、これを可能とするための冷凍
サイクルを備える空気調和機の一実施の形態を図１６、
図１７、及び図１８に示す。図１６は本実施の形態であ
る室内機の側断面を示す図である。図１６において、１
０１は室内機内に組み込まれた多段（３段）曲げ構造の
室内熱交換器であり、熱的な切断線１２４により、室内
機における前面下段部分１０２と前面側上段部分１０３
から背面部分１０４にかけての部分とに熱的に分離され
て構成されている。また、１２６は冷媒流路において、
除湿運転あるいは冷房運転の時には室内熱交換器１０１
の上流側になり、暖房運転の時には室内熱交換器１０１
の下流側になる位置に設けた室内補助熱交換器である。
これらの熱交換器において、○印で示した１２０は、複
数枚の放熱フィン１２３を貫通するように設けられた伝
熱管、１２１及び破線１２２は伝熱管１２０同士の接続
管である。さらに、１０５は除湿運転時に絞り作用を行
う除湿用絞り装置であり、室内熱交換器１０１における
前面上段部分１０３と背面部分１０４が熱的に一体に結
合され接続配管１０６により除湿用絞り装置１０５の一
方の接続口に接続され、除湿用絞り装置１０５の他方の
接続口は接続配管１０７を介して熱的に分離された室内
熱交換器１０１の前面下段部分１０２に接続されてい
る。

【０１１７】また、１０９は貫流ファンタイプの室内フ
ァン、１１０は前面吸込グリル、１１１は全面上部吸込
グリル、１１２は上面背面側吸込グリル、１１３はフィ
ルタ、１１４は背面ケーシング、１１５は吹出口、１１
６は吹出口風向板であり、室内空気は、室内ファン９に
より、矢印１９１、１９２、１９３のように、それぞれ
前面吸込グリル１１０、全面上部吸込グリル１１１及び
上面背面側吸込グリル１１１２からフィルタ１１３を通
って吸い込まれ、多段曲げ室内熱交換器１０１で冷媒と
熱交換したあと、室内ファン１０９を通り、吹出口１１
５から室内に吹き出される。

【０１１８】１１７は多段曲げ室内熱交換器１０１の前
面側部分１０２及び１０３に対する露受皿、１１８は多
段曲げ室内熱交換器１０１の背面部分１０４に対する露
受皿であり、冷房運転や除湿運転の時に生じる除湿水を
受ける働きをする。

【０１１９】図１７は、図１６における除湿用絞り装置
１０５の一実施の形態を示す図であり、このうち図１７
（ａ）は除湿運転時の除湿用絞り装置１０５の動作状態
を示す図、図１７（ｂ）は冷房及び暖房運転時の除湿用
絞り装置１０５の動作状態を示す図である。これらの図
において、１３０は弁本体、１３１は弁座、１３２は弁
体、１３３は弁体１３２の弁部、１３４、１３５は接続
管、１３６は弁体１３２を動かす電磁モ−タであり、さ
らに大きい矢印１３８、１３９は冷媒流方向（配管方
向）、矢印１４０は除湿運転時の冷媒流方向を示す。

【０１２０】そして除湿運転時には、図１７（ａ）のよ
うに、弁体１３２は電磁モ−タ１３６により閉じられた
状態になっている。この時、凝縮器となる室内補助熱交
換器１２６及び室内熱交換器１０１の前面上段から背面
にかけての部分１０３及び１０４を通過した高圧の凝縮
液冷媒は、接続管１３４から流入し、弁部１３３と弁座
１３１との隙間で構成される狭い通路１３７を矢印１４
０のように流れ、ここで絞り作用を受け低圧・低温の冷
媒となった後、接続管１３５を通って蒸発器となる室内
熱交換器１０１の前面下段部分１０２に流入する。

【０１２１】この結果、室内補助熱交換器１２６及び室
内熱交換器１０１の前面上段から背面にかけての部分１
０３及び１０４が加熱器（再熱器）、前面下段部分１０
２が冷却器となって、室内空気を加熱すると同時に冷却
・除湿する除湿運転が可能になる。

【０１２２】また冷房及び暖房運転時には、図１７
（ｂ）のように、除湿用絞り装置１０５は、電磁モータ
１３６により弁体１３２が引き上げられ全開の状態にな
る。この結果、接続管１３４と１３５はほとんど流通抵
抗なしで連通し、冷媒はほとんど抵抗なしで流れること
になる。

【０１２３】図１８は、本実施の形態の全体のサイクル
構成を示す図であり、１５０は回転数制御等により能力
可変とした冷媒圧縮用の圧縮機、１５１は運転状態を切
り換える四方弁、１５２は室外熱交換器、１５３は絞り
作用の無い全開状態が可能な電動膨張弁で、さらに前述
の室内補助熱交換器１２６、多段曲げ室内熱交換器１０
１、及び除湿用絞り装置１０５を加えて、これらが接続
配管により環状に接続されて冷凍サイクルを構成してい
る。また図１８においては、室内補助熱交換器１２６及
び多段曲げ室内熱交換器１０１の伝熱管の流路状態の一
実施の形態を模式的に示してある。そして室内補助熱交
換器１２６は、伝熱管が一系統の冷媒流路１５９で構成
され、接続管１２９により室内熱交換器１０１に接続さ
れている。

【０１２４】室内熱交換器１０１は、前面上段部分１０
３と背面部分１０４が一体に接続され伝熱管が二系統の
冷媒流路１５４、１５５となるように構成され、さらに
切断線１２４により熱的に分離された下段熱交換器部分
１０２が１５６、１５７の二冷媒流路から構成されてい
る。さらにはこれらの伝熱管冷媒流路の１５４、１５５
と１５６、１５７は除湿用絞り装置１０５を介して接続
管１０６及び１０７により接続されている。さらに１５
８は室外ファンである。

【０１２５】以上の室内機構造及び冷凍サイクル構成に
おいて、除湿運転時には、四方弁１０２を冷房運転時と
同様に切り換え、除湿用絞り装置１０５を適当に絞り電
動膨張弁１５３を全開にすることにより、冷媒を一点鎖
線で示すように圧縮機１５０、四方弁１５１、室外熱交
換器１５２、電動膨張弁１５３、室内補助熱交換器１２
６、室内熱交換器１０１の前面上段部分１０３及び背面
部分１０４、除湿用絞り装置１０５、室内熱交換器１０
１の前面下段部分１０２、四方弁１５１、圧縮機１５０
の順に循環させ、室外熱交換器１５２が上流側の凝縮
器、室内補助熱交換器１２６及び室内熱交換器１０１の
前面上段部分１０３と背面部分１０４が下流側の凝縮
器、室内熱交換器１０１の前面下段部分１０２が蒸発器
となるように運転する。

【０１２６】そして、室内空気を室内ファン１０９によ
り矢印１９１、１９２、１９３で示すように流すと、室
内空気は蒸発器として作用する前面下段熱交換器部分１
０２で冷却・除湿されたると同時に、下流側の凝縮器す
なわち加熱器となる室内補助熱交換器１２６及び室内熱
交換器の前面上段部分１０３と背面部分１０４で加熱さ
れ、さらにこれらの空気が混合されて室内に吹き出され
る。

【０１２７】この場合、回転数を制御して圧縮機１５０
の能力や室内ファン１９及び室外ファン１５８の送風能
力を制御することにより、冷却器１０２及び加熱器１２
６、１０３、１０４の能力を調節することができ、除湿
量や吹出空気温度を広い範囲で変えることができる。

【０１２８】さて、前述したように、除湿運転時、室内
補助熱交換器１２６がない場合、再熱器として作用する
室内熱交換器１０１の前面上段部分１０３と背面部分１
０４が存在するにも拘わらず、室温が低下してしまう理
由を説明する。図１６を参照して、このようなファン構
造では、矢印１９１、１９２及び１９３の吸込み空気の
７０％がパネル前面からの矢印１９１からの空気であ
り、残りの３０％が矢印１１９２及び１９３からの空気
であり、冷却器として作用する熱交換器を上段に配置し
再熱器を下段に配置すると除１湿水が再熱器によって再
び蒸発して除湿しないことから、冷却器として作用する
熱交換器は前面下段部分に配置しなければならず、図１
６に示すように、再熱器と冷却器を配置する必要があ
り、この再熱器として作用する前面上段部分１０３と背
面部分１０４を流れる空気は、冷却器として作用する前
面下段部分１０２を流れる空気よりも少なく、その分外
気温が低い場合は、室温が低下するという問題があっ
た。

【０１２９】本実施形態では、除湿運転時、再熱器とし
て作用する室内補助熱交換器１２６を通風路に設けたの
で、除湿運転時における温度の低下を抑制することがで
きる。また、再熱側にこの室内補助熱交換器を設けたの
で再熱器の熱交換量が増大し、冷媒の凝縮量が増え、サ
イクル全体の能力が向上すると共に、除湿用絞り装置１
０５に、冷媒流動音の原因となる気液２相流の気相が減
少して、除湿用絞り装置１０５の動作時（除湿運転時）
における冷媒流動音を低減することができる。

【０１３０】以上のように、本実施の形態によれば、除
湿運転時には、室内補助熱交換器、及び熱的に二分割さ
れた室内熱交換器における除湿用絞り装置の上流側がそ
れぞれ加熱器１０１、加熱器１０２、除湿用絞り装置の
下流側が冷却器となり、室内機に吸い込まれた空気は加
熱器１０１および加熱器１０２で暖められると同時に冷
却器で冷やされて湿気が除去されたあと混合されて吹き
出され、冷え過ぎの無い快適な除湿運転を行うことがで
きる。特に加熱器が２個になり、加熱器の伝熱面積が冷
却器の伝熱面積に比べて十分大きくなって加熱能力が増
すため、より冷え過ぎの無い快適な除湿運転が可能にな
る。

【０１３１】さらに冷却器（室内熱交換器の前面下段部
分１０２）の下側に加熱器（室内補助熱交換器２６及び
室内熱交換器の前面上段から背面にかけての部分１０
３、１０４）が配置されないことから冷却器で生じた除
湿水が加熱器にかかって再蒸発することがない。

【０１３２】次に冷房運転時には、除湿用絞り装置１０
５を開き電動膨張弁１５３を適当に絞り、冷媒を実線の
矢印で示すように循環させることにより、室外熱交換器
１５２を凝縮器、室内補助熱交換器１２６及び多段曲げ
室内熱交換器１０１を蒸発器として室内の冷房を行う。

【０１３３】暖房運転時には、四方弁１５１を切り換え
除湿用絞り装置１０５を開き電動膨張弁１５３を適当に
絞り、冷媒を破線の矢印で示すように循環させることに
より、多段曲げ室内熱交換器１０１を凝縮器、室内補助
熱交換器１２６を過冷却器、室外熱交換器１５２を蒸発
器として室内の暖房を行う。

【０１３４】そして冷房、暖房の各運転に対してもサイ
クル性能及び多段曲げ室内熱交換器１０１や室内補助熱
交換器１２６での熱交換性能を確保して効率良く運転す
る必要がある。

【０１３５】以下に、この方法について説明する。

【０１３６】まず図１８において、冷房運転では冷媒が
室内補助熱交換器１２６から多段曲げ室内熱交換器１０
１に流れ、これらの両熱交換器とも低圧でガス冷媒の比
容積が大きくて体積流量が多くなる蒸発器となるため、
流路面積が小さいとここでの圧力損失が大きくなってサ
イクルの性能が低下する。そこで図１８においては、主
熱交換器である多段曲げ室内熱交換器１０１の前面上段
から背面にかけての部分１０３、１０４と前面下段部分
１０２の各冷媒流路をそれぞれ１５４、１５５と１５
６、１５７の二系統にしてある。この結果、冷媒流路で
の圧力損失が十分小さくなり、これによる性能低下を十
分小さくできる。更には室内補助熱交換器１２６を設け
たり、室内熱交換器１を前面から背面にかけて設けて蒸
発器としての伝熱面積を十分大きくできることから性能
を向上でき、トータルとしては性能向上を図ることが可
能である。

【０１３７】また暖房運転での性能を向上するために
は、凝縮器となる室内側の熱交換器の出口で十分な過冷
却を取る必要がある。そしてこの過冷却域では、冷媒が
液状態であると同時に冷媒温度が凝縮温度から徐々に下
がることから、液冷媒流の速度を速めて伝熱管内の熱伝
達率を高めてやると共に、伝熱管が風上側になるように
して熱交換前の比較的温度の低い空気流と熱交換するよ
うにする必要がある。またさらには室内熱交換器１０１
の前面下段部分１０２における暖房運転時の入口部分で
は高温ガス冷媒の温度が凝縮温度まで低下するため、こ
の部分でも冷媒流と空気流とが対向流になるようにする
とよい。

【０１３８】上記室内補助熱交換器１２６は、室内熱交
換器１０１と間に１ｍｍから５ｍｍの隙間をあけて配置
するとよい。このように隙間をあけることで、室内熱交
換器１０１との間に冷房時に結露する露が両熱交換器間
に架橋することを防止され、熱交換器の通風抵抗の増大
を防止して冷房能力の低下防止及び送風音の増大防止が
できる。

【０１３９】また、配置する位置を上面背面側の熱交換
器に気流方向に重ねるようにすると、気流の風速が遅く
なってファンに向かって露が落下しにくくなるので、背
面側の熱交換器の傾斜角度を大きくして、熱交換器の鉛
直方向の寸法を小さくできる。これによって、室内機の
高さ寸法を小さくできる若しくはその文熱交換器の大き
さを大きくできる。さらに、配置する位置を上面背面側
の熱交換器に気流方向に重ねるようにすると、上部前面
側の熱交換器の前側に空気清浄フィルターや消臭フィル
ターを配置する場合に、風速分布の均一化をはかれ、熱
交換性能の低下を抑制できる。

【０１４０】図１８において、凝縮器の出口側は室内補
助熱交換器１２６であり、この部分は、冷媒流路が一系
統で流路面積を十分小さくできることから冷媒流速を速
くして熱伝達率を十分高くでき、さらに室内熱交換器１
０１の風上側に配置してある。したがって室内補助熱交
換器１０１は過冷却器として十分な性能を発揮できる。
また冷媒流路を１５６、１５７の二系統にした室内熱交
換器前面下段部分１０２において、暖房運転時の高温ガ
ス冷媒流の入口側を空気流の風下側に設けた配管構成に
し、この熱交換器部分２では冷媒流と空気流とが対向流
になるようにしてあり、熱交換性能を向上できる。

【０１４１】ここで室内機寸法を十分大きくできない時
には、室内補助熱交換器１２６を暖房運転における過冷
却器として十分な大きさにできない場合がある。この問
題を解決できる一実施の形態を図１８に示す。

【０１４２】図１９においては、多段曲げ室内熱交換器
１０１の前面上段から背面にかけての部分１０３、１０
４を、風上側に設けた一系統の冷媒流路部分１６０と二
系統の冷媒流路部分１６１、１６２から構成する。さら
に室内熱交換器１０１の前面下段部分１０２の冷媒流路
を１５６、１５７の二系統にすると同時に前面下段部分
１０２における暖房運転時の冷媒流入口部分を空気流の
風下側に設けた配管構成にしてある。また図１８と同一
番号を付けたものは同一部分を示す。

【０１４３】このサイクル構成により、暖房運転におい
ては、圧縮機１５０を出て四方弁１５１を通った後の高
温高圧のガス冷媒は、室内熱交換器１に入り、前面下段
部分１０２の冷媒流路が二系統の伝熱管１５６、１５７
を分流して通った後、全開となっている除湿用絞り装置
１０５を通って室内熱交換器１０１の前面上段から背面
にかけての部分１０３、１０４に入り、冷媒流路が二系
統の伝熱管１６１、１６２を分流して流れ、この後合流
して冷媒流路が一系統の伝熱管１６０を流れ、さらに冷
媒流路が１系統の室内補助熱交換器１２６を流れる。

【０１４４】この場合、室内熱交換器１０１の前面下段
部分１０２では高温のガス冷媒が流れる入口側が空気流
の風下側になり二相冷媒の流れる出口側が温度の低い空
気流の風上側になるため、前面下段部分１０２では冷媒
流と空気流とが熱交換性能の優れた対向流状態となる。
また多段曲げ室内熱交換器１０１の前面上段から背面に
かけての部分１０３、１０４の冷媒流出口側の伝熱管１
６０及び室内補助熱交換器１２６の伝熱管１５９が一系
統冷媒流路となっており、さらに飽和温度から徐々に温
度の下がるサブクール域となるこれらの伝熱管１６０及
び１５９は温度の低い上流側空気流と熱交換をするた
め、十分なサブクールが取れ、室内機から室外機に向か
う冷媒温度はほぼ室温となるので、暖房性能を向上する
ことができる。

【０１４５】さらに冷房運転においては、電動膨張弁１
５３で絞られ低圧・低温になった二相冷媒は、最初室内
補助熱交換器１２６に入って冷媒流路が一系統の伝熱管
１５９を通り、次に室内熱交換器１０１に入り、前面上
段から背面にかけての熱交換器部分１０３、１０４にお
いて一系統の伝熱管１６０を通ったあと分流して二系統
の伝熱管１６１、１６２に入り、さらに除湿用絞り装置
１０５を通って前面下段部分１０２に入り二系統の伝熱
管１５６、１５７に分流して流れる。この場合、伝熱管
１５９及び１６０では冷媒の乾き度が比較的小さいため
一系統の冷媒流路でも圧力損失は比較的小さい。また乾
き度が比較的大きい伝熱管１６１、１６２と１５６、１
５７の部分では冷媒流路をそれぞれ二系統にしたことか
ら圧力損失が十分小さくなる。この結果、圧力損失によ
る冷房性能の低下を防ぐことができる。さらに室内補助
熱交換器１２６を設けたことにより、蒸発器としての伝
熱面積が増加し、冷房性能が向上する。

【０１４６】ここで、図１８及び図１９に示す実施の形
態では、室内熱交換器１０１の伝熱管を二系統に分ける
場合及び一系統と二系統を組み合わせた場合を示した
が、これらに限るものではなく、冷媒流路をさらに多く
の系統に分ける事も可能であり、この場合も室内熱交換
器１０１での冷媒流圧力損失を低減し、特に冷房性能の
低下を防止できる。但し、冷媒流路をあまり多系統にす
ると、冷媒流の圧力損失は低下するが、熱伝達率の低下
が著しく、冷房運転及び暖房運転における能力や動作係
数といった空気調和機全体の性能が低下してしまうた
め、最適な系統数の冷媒流路に設定する必要があり、こ
の系統数は主に冷媒配管の内径に応じて決定される。ま
た室内熱交換器１０１で、多系統の冷媒流路にした所を
管径の太い伝熱管とし一系統の冷媒流路にしても（図示
省略）同様の効果が得られる。すなわち管径を太くした
ことにより、冷媒流の流速が遅くなり、特に冷房運転で
の性能低下を防止できる。

【０１４７】さらに図１６、１８、１９における室内補
助熱交換器１２６は、空気流に対して室内熱交換器１０
１の風上側に設けてあるため、室内補助熱交換器１２６
と室内熱交換器１０１の重なった部分では通風抵抗の増
大により風量が減少し伝熱性能が低下してしまう。そこ
で室内補助熱交換器１２６は、室内熱交換器１０１に対
して通風抵抗の小さいものにする必要がある。このため
には、室内補助熱交換器１２６は、室内熱交換器１０１
に比べて、フィンピッチを大きくしたり、あるいは奥行
き寸法（風の流れる方向の寸法）を薄くしたり、あるい
は室内熱交換器１０１が伝熱性能を上げるためにフィン
にスリットを設けるのに対してスリットを設けない構造
にする（図示省略）。

【０１４８】次に図１６の室内機構造において、多段曲
げ室内熱交換器１０１における矢印１９１、１９２、１
９３で示す吸込空気の風速分布は、前面下段部分１０２
に相当する１９１が比較的早い。さらにデザインの点か
ら、図１９に示すように、室内機の前面において上方部
分１８０は塞いで空気吸込口とせず、下方部分のみを吸
込グリル１８１とする室内機構造にする場合があり、こ
の場合、矢印１９１、１９２、１９３で示す吸込空気流
の風速分布は前面下方吸込グリル１８１に相当する矢印
１９１の風速分布が最も速い。なお図２０において、図
１６と同一番号を付したものは同一部分を示す。

【０１４９】こうした場合、代表例を図２０に示すよう
に、補助熱交換器１２６を多段曲げ室内熱交換器１０１
の前面下段部分１０２の風上側に設けることにより、冷
房及び暖房の性能をさらに向上することができる。すな
わち冷房及び暖房運転において、矢印１９１に相当する
風量が比較的多いことから、この風量に対応した室内補
助熱交換器１２６及び室内熱交換器の前面下段部分１０
２からなる熱交換器部分が風の流れる奥行き方向に厚く
なっても、この熱交換器部分の温度効率は比較的高く保
たれる。さらに室内熱交換器１０１における風速分布の
速いところに（多少）通風抵抗となる補助熱交換器１２
６を設けたことから、室内熱交換器１０１全体の前面に
おける吸込風速分布がより均一になる。これらの結果、
図２０の室内機構造は、図１６の室内機構造に比べて冷
房及び暖房の性能を向上することができる。

【０１５０】また図２０の構造における除湿運転の性能
は、実測によると、図１６の室内機構造と大差はなく
（除湿量はやや減少する傾向にあるが、逆に吹出空気温
度は上昇する傾向になる）、冷え過ぎを抑制した快適な
除湿運転を行うことがきる。

【０１５１】またさらには、室内機の構造上の制約か
ら、室内補助熱交換器１２６を、室内熱交換器の背面部
分１０４の風上側や前面下段部分１０２の風上側におけ
ない場合には、、室内熱交換器の前面上段部分１０３の
風上側においても、多少性能は低下するかも知れないが
これまで述べてきた除湿、冷房及び暖房の運転における
補助熱交換器の効果を得ることができる。

【０１５２】なお図１８及び図１９のサイクル構成にお
いても、図２０の室内機構造あるいは室内補助熱交換器
１２６を室内熱交換器の前面上段部分１０３の風上側に
設けた室内機構造を適用でき、同様の効果を得ることが
できる（図示省略）。

【０１５３】ところで図１６、図１８、図１９、図２０
の実施の形態では室内熱交換器１０１を、前面下段部分
１０２、前面上段部分１０３、背面部分１０４の三段に
曲げた場合を示したが、これに限るものではなく、各部
分を必要に応じてそれぞれ多段に構成しても良い。図２
１には熱的な切断線１６３の下段部分である室内熱交換
器１０１の前面下段部分１０２’を１６４、１６５、１
６６の３段にした場合を示す。これにより伝熱面積を図
１８より大きくできる。さらには図２２に示すように前
面下段から前面上段、背面までを折れ線でなく連続した
曲線にした一体構造にして、さらに除湿運転時に加熱器
となる前面上段から背面にかけての部分と冷却器となる
前面下段部分とを、切断線１６７により１６８と１６９
の二つに熱的に分離した構造にしても良く、同様に伝熱
面積を大きくすることができる。特に小形の空気調和機
であるルームエアコン等では、室内熱交換器を収納する
スペースが十分に取れないことが多く、この場合には室
内熱交換器の曲げ回数を多くしたり、曲線状にすること
により、狭いスペースに十分な伝熱面積を持つ室内熱交
換器を収納できる。そしてこれらの室内熱交換器の場合
にも、図１６あるいは図２０等のように、室内熱交換器
の風上側に室内補助熱交換器を設けて、同様の効果を得
ることができる。

【０１５４】また図１６、図１８、図１９、図２０にお
ける除湿用絞り装置１０５や電動膨張弁１５３はキャピ
ラリーチューブあるいは通常の膨張弁と二方弁とを並列
に設けた構成のものにしてもよく（図示省略）、二方弁
の開閉によりこれまでの実施の形態と同様の作用を実現
することができる。

【０１５５】ここで、これまでは室内熱交換器としては
室内機の前面から背面にかけて設けた構造を考えてきた
が、これに限らず、室内熱交換器を室内機の前面にだけ
設けて背面には設けない構造にし、この風上側に補助熱
交換器を設けた室内機構造の場合にも（図示省略；例え
ば図１６あるいは図２０において室内熱交換器１０１の
背面部分１０４を設けない場合等に相当）、これまでの
説明と同様な室内補助熱交換器１２６の効果を得ること
ができる。

【０１５６】また、室内熱交換器の前面部分及び背面部
分の冷媒流路をそれぞれ二系統以上にしたり、室内補助
熱交換器１２６の冷媒流路を一系統にすると同時に室内
熱交換器の風上側に配置することにより、冷房運転や暖
房運転において圧力損失を低減できると共に冷媒流と空
気流とを対向流にでき、さらには暖房運転時において室
内補助熱交換器１２６が過冷却器として作用し効率良く
十分な過冷却をとることができる。したがって、冷房運
転及び暖房運転において、図１６から図２０で述べた実
施の形態と同様に、十分効率の良い運転を行うことがで
きる。

【０１５７】ところで以上説明した実施の形態において
は、空気調和機でよく使用されるＨＣＦＣ２２（ハイド
ロクロロフルオロカーボン２２の略）等の単一冷媒を使
用する場合に付いて説明してきた。しかし最近は、オゾ
ン層破壊や地球温暖化の点からＨＣＦＣ２２に代わる代
替冷媒の研究が盛んになっており、代替冷媒としては単
一冷媒だけでなく、混合冷媒の使用が検討されている。
これに対して、図１６から図２０に示す実施の形態で述
べてきた室内機の構造、サイクル構成、運転の制御方法
を適用できることは明らかであり、同様の効果が得られ
る。

【０１５８】上記室内補助熱交換器１２６を搭載した空
気調和機での実験によれば、−１０℃と−１５℃では−
１０℃の方が冷媒ガスの吸込密度が小さくなり、圧縮仕
事量が小さくなったことにより、圧縮機駆動用電動機の
回転数が長時間にわたって高い回転数で運転できた。こ
れは、室内補助熱交換器１２６による冷媒凝縮量の増加
により、圧縮機に吸い込まれる冷媒ガスの圧力が上昇を
抑制若しくは下がることで圧縮機の仕事量が小さくなっ
て、これによって運転電流値が下がり、設定された最高
回転数（９０００ｒｐｍ）での運転を長時間行なっても
制限電流値に達しないようになる。

【０１５９】これによって、ＰＡＭ制御のみの場合の実
験では、室外気温が−１０℃及び−１５℃の条件で、室
内温度が設定温度２３℃に達する前に凝縮圧力が大きく
なって制限電流に達して、回転数を５０００から７００
０ｒｐｍの間に抑える制御になってしまい、設定温度に
なるまでに極めて長い時間を要することがあったが、こ
れをなくすことができた。これは、室外気温−１５℃の
ときでも石油ファンヒータと同等の暖房能力であり、し
かも、電気料金も石油ファンヒータの石油代と同等にで
きた。

【０１６０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の空気調和
機によれば、暖房運転時における加熱器の下流側に室内
補助熱交換器を設けたサイクル構成にして凝縮圧力を小
さくし、しかも、インバータの所定の低い電源電圧では
チョッパ動作により、電動機の回転数制御を行ない、イ
ンバータでのチョッパ動作での通電率が１００％になる
と、インバータの電源電圧の制御により電動機の回転数
を制御するものであるから、コンパクトな室内機でも、
冷房及び暖房運転においては、伝熱面積を十分大きくで
き、特に暖房運転では室内補助熱交換器を過冷却器とし
て有効に使用することができるから、凝縮圧力を低く抑
えて性能を向上すると共に省電力を図ることができる。

【０１６１】また、本発明によれば、例えば、３００Ｖ
程度の一定直流電圧でもってインバータを任意の通電率
でチョッパ動作させ、回転数制御を行なうよりも、１５
０Ｖ以上の任意の直流電圧でもって１００％通電率のチ
ョッパなしで制御する方が損失を少なくすることができ
るため、高効率化に有効である。

【０１６２】さらにまた、本発明によれば、インバータ
の所定の低い電源電圧ではチョッパ動作により、電動機
の回転数制御を行なうとともに、インバータでのチョッ
パ動作での通電率が１００％になると、インバータの電
源電圧の制御により電動機の回転数を制御するものであ
るから、インバータのチョッパ損失や電動機での損失を
大幅に低減できて、効率を大幅に高めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による空気調和機の第１の実施形態を示
すブロック図である。

【図２】図１に示した第１の実施形態の制御方法を示す
フローチャート図である。

【図３】図１に示した第１の実施形態の入力交流電源電
圧が１００Ｖの場合の図２に示した制御方法を説明する
ための図である。

【図４】図３で説明した制御方法による効果を従来例と
比較して示す図である。

【図５】図１に示した第１の実施形態の一変形例を示す
ブロック図である。

【図６】図１に示した第１の実施形態と図５に示した回
路を用いる空気調和機との効果を比較して示す図であ
る。

【図７】本発明による空気調和機の第２の実施形態を示
すブロック図である。

【図８】本発明による空気調和機の第３の実施形態を示
すブロック図である。

【図９】本発明による空気調和機の第４の実施形態を示
すブロック図である。

【図１０】従来の空気調和機での電動機駆動装置の回路
構成図である。

【図１１】外気温度に対する暖房特性を示す図である。

【図１２】本発明の一実施の形態でアクティブコンバー
タとして作動直後の交流電源入力波形を示す図である。

【図１３】ＰＷＭ／ＰＡＭ切り換え前後のリアクタ３電
流及びインバータ電流を示す図である。

【図１４】負荷作動に対する利芥３電流の波形を示す図
である。

【図１５】直流電圧に対するリアクタ電流の波形を示す
図である。

【図１６】本発明の一実施の形態である空気調和機の室
内機構造を示す図である。

【図１７】図１における除湿用絞り装置の一例の構造及
動作状態を示す図である。

【図１８】本発明の一実施の形態である空気調和機のサ
イクル構成を示す図である。

【図１９】本発明の他の実施の形態である室内熱交換器
の配管構成を示す図である。

【図２０】本発明の他の実施の形態である空気調和機の
室内機構造を示す図である。

【図２１】本発明の他の実施の形態である室内熱交換器
の形状を示す図である。

【図２２】本発明のさらに他の実施の形態である室内熱
交換器の形状を示す図である。

【符号の説明】

２整流器、３リアクトル、４ダイオード、５コ
ンデンサ、６スイッチ素子、７電圧比較器、８掛
算器、９負荷電流検出器、１０電流比較器、１１
発振器、１２駆動回路、１３インバータ、１４電
動機、１５マイコン、１６インバータ駆動回路、１
８直流電圧信号切換スイッチ、１９トリガ素子、２
０同期信号切換スイッチ、２１電圧指令切換スイッ
チ、２２ドライブ信号切換スイッチ、２３供給電流
検出器、２４アクティブコンバータブロック、２５
ローパスフィルタ２６電源キャパシタ、２７リアクトル、２８ダイ
オード、２９室温センサ、３０交流電源電圧検出
器、３１交流直流切換スイッチ、３２直流電源、
Ｑ力率改善回路、１０１…室内熱交換器、１０２、１
０２’…室内熱交換器の前面下段部分、１０３…室内熱
交換器の前面上段部分、１０４…室内熱交換器の背面部
分、１０５…除湿用絞り装置、１０６、１０７、１２
７、１２８、１２９…接続配管、１０９…室内ファン、
１１０…前面吸込グリル、１１１…上面吸込グリル、１
１２…背面吸込グリル、１１３…フィルタ、１１４…背
面ケーシング、１１５…吹出口、１１６…吹出口風向
版、１１７…前面露受皿、１１８…背面露受皿、１２０
…伝熱管、１２１、１２２…伝熱管の接続配管、１２３
…放熱フィン、１２４、１６３、１６７…熱的切断線、
１２６…室内補助熱交換器、１３０…弁本体、１３１…
弁座、１３２…弁体、１３３…弁部、１３４、１３５…
接続管、１３６…電磁モータ、１３７…除湿運転時の冷
媒流路、１５０…圧縮機、１５１…四方弁、１５２…室
外熱交換器、１５３…電動膨張弁、１５４、１５５、１
５６、１５７、１５９、１６０、１６１、１６２…冷媒
流路、１５８…室外ファン、１６４、１６５、１６６、
１６８、１６９…熱交換器部分、１８０…前面上段パネ
ル、１８１…前面下段吸込グリル、１９１、１９２、１
９３…室内機吸込空気流。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者森本素生栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地株式会社日立製作所冷熱事業部内 (72)発明者石井誠栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地株式会社日立製作所冷熱事業部内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】冷媒を圧縮する圧縮機と、この圧縮機から
の冷媒が流入する室内熱交換器と、暖房運転時における
冷媒流路の前記室内熱交換器の下流側に配置された室内
補助熱交換器と、上記圧縮機を駆動するための電動機
と、この電動機に交流電圧を供給して駆動する電動機駆
動装置とを備え、上記電動機駆動装置が、入力交流電圧を整流する整流器
と、該整流器の整流出力をオン，オフして電圧制御する
第１のスイッチ素子とを有する電力変換器と、上記電圧制御された出力電圧を入力電圧とし、この入力
電圧をオン，オフして交流に変換する第２のスイッチ素
子を有し、この交流電圧で電動機を駆動するインバータ
と、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率の制御と第
２のスイッチ素子のオン，オフ制御及びオン期間の電流
をチョッパ制御するための制御手段とから成り、この制御手段は、上記電動機の回転数が所定の回転数未満では、上記第１
のスイッチ素子のオン，オフ通電率を制御して出力電圧
を一定にし且つ、第２のスイッチ素子のオン期間の電流
をチョッパ制御した出力電圧で電動機を駆動し、上記電動機の回転数が所定の回転数を超える場合は、上
記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率を上記一定の
出力電圧の場合の通電率よりも大きくし且つ、第２のス
イッチ素子のオン期間の電流をチョッパ制御しない出力
電圧で電動機を駆動することを特徴とする空気調和機。
【請求項２】請求項１の室内補助熱交換器は、室内熱交
換器から１ｍｍ〜５ｍｍの寸法の範囲の空間を介して配
置されたことを特徴とする空気調和機。
【請求項３】請求項１の電力変換器は、この電力変換器
の第１のスイッチ素子が、整流器からの整流出力をリア
クトルを介してオン，オフして電圧制御し、この電圧制
御された整流出力を平滑して直流電圧を出力する平滑手
段を有し、上記平滑手段で生成した直流電圧をインバー
タの第２のスイッチ素子に出力することを特徴とする空
気調和機。
【請求項４】冷媒を圧縮する圧縮機と、この圧縮機から
の冷媒が流入する室内熱交換器と、暖房運転時における
冷媒流路の前記室内熱交換器の下流側に配置された室内
補助熱交換器と、上記圧縮機を駆動するための電動機
と、この電動機に交流電圧を供給して駆動する電動機駆
動装置とを備え、上記電動機駆動装置が、入力交流電圧を整流する整流器
と、該整流器の整流出力をオン，オフして電圧制御する
第１のスイッチ素子とを有する電力変換器と、上記電圧制御された出力電圧を入力電圧とし、この入力
電圧をオン，オフして交流に変換する第２のスイッチ素
子を有し、この交流電圧で電動機を駆動するインバータ
と、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率の制御と第
２のスイッチ素子のオン，オフ制御及びオン期間の電流
をチョッパ制御するための制御手段とから成り、この制御手段は、上記電動機の回転数が所定の回転数未満では、第２のス
イッチ素子のオン期間の電流をチョッパ制御した出力電
圧で電動機を駆動し、上記電動機の回転数が所定の回転数を超える場合は、上
記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率を制御して回
転数に応じた出力電圧とし且つ、第２のスイッチ素子の
オン期間の通電率を１００％にした出力電圧で電動機を
駆動することを特徴とする空気調和機。
【請求項５】入力交流電圧を整流する整流器と、該整流
器の整流出力をオン，オフして電圧制御する第１のスイ
ッチ素子とを有する電力変換器と、上記電圧制御された出力電圧を入力電圧とし、この入力
電圧をオン，オフして交流に変換する第２のスイッチ素
子を有し、この交流電圧で圧縮機駆動用の電動機を駆動
するインバータと、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率の制御と第
２のスイッチ素子のオン，オフ制御及びオン期間の電流
をチョッパ制御するための制御手段とを備えた空気調和
機において、上記制御手段は、上記電動機の回転数が所定の回転数未満では、上記第１
のスイッチ素子のオン，オフ通電率を制御して出力電圧
を一定にし且つ、第２のスイッチ素子のオン期間の電流
をチョッパ制御した出力電圧で上記電動機を駆動し、上記電動機の回転数が所定の回転数を超える場合は、上
記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率を上記一定の
出力電圧の場合の通電率よりも大きくし且つ、第２のス
イッチ素子のオン期間の電流をチョッパ制御しない出力
電圧で上記電動機を駆動することを特徴とする空気調和
機。
【請求項６】請求項５の電力変換器は、この電力変換器
の第１のスイッチ素子が、整流器からの整流出力をリア
クトルを介してオン，オフして電圧制御し、この電圧制
御された整流出力を平滑して直流電圧を出力する平滑手
段を有し、上記平滑手段で生成した直流電圧をインバー
タの第２のスイッチ素子に出力することを特徴とする空
気調和機。
【請求項７】入力交流電圧を整流する整流器と、該整流
器の整流出力をオン，オフして電圧制御する第１のスイ
ッチ素子とを有する電力変換器と、上記電圧制御された出力電圧を入力電圧とし、この入力
電圧をオン，オフして交流に変換する第２のスイッチ素
子を有し、この交流電圧で圧縮機駆動用の電動機を駆動
するインバータと、上記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率の制御と第
２のスイッチ素子のオン，オフ制御及びオン期間の電流
をチョッパ制御するための制御手段とを備えた空気調和
機において、上記制御手段は、上記電動機の回転数が所定の回転数未満では、第２のス
イッチ素子のオン期間の電流をチョッパ制御した出力電
圧で上記電動機を駆動し、上記電動機の回転数が所定の回転数を超える場合は、上
記第１のスイッチ素子のオン，オフ通電率を制御して回
転数に応じた出力電圧とし且つ、第２のスイッチ素子の
オン期間の通電率を１００％にした出力電圧で上記電動
機を駆動することを特徴とする空気調和機。