JPH10116733A - 伝送線路トランス及びこれを使用した増幅ユニット - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＣＡＴＶ等のような広帯域に亘る信号を増幅
する広帯域増幅器の出力側と、伝送線路との間に接続さ
れ、当該広帯域増幅器及び伝送線路に適したインピーダ
ンスを与えるトランス、及び、当該トランスを出力側に
有する増幅ユニットを提供することにある。 【解決手段】 伝送線路トランスによって出力トランス
を構成し、伝送線路トランスに使用される伝送線路を２
つの信号線と、２つの信号線間に配置された少なくとも
１本のダミー信号線、或いは、スペーサーによって構成
し、伝送線路の特性インピーダンスを所望の値にする。
これら伝送線路は、メガネ型コアの２つの穴を通過する
ように、配置される。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、広帯域に亘る入力
信号を増幅することができる増幅ユニットに関し、特
に、出力側トランスと広帯域増幅器とを備えた増幅ユニ
ットに関する。 【０００２】 【従来の技術】最近、ＣＡＴＶ等では、映像チャンネル
を１００チャンネル程度まで、多チャンネル化すること
が要望されており、この要望に応えるためには、約５０
ＭＨｚ程度の低い周波数から、約１ＧＨｚ程度の非常に
高い周波数まで、言い換えれば、従来は３００ＭＨｚや
７００ＭＨｚの帯域、将来的には約１ＧＨｚの広い帯域
に亘って均一に、且つ、低歪で入力信号を増幅できる広
帯域増幅器が必要である。 【０００３】ここで、この種のＣＡＴＶ用の増幅ユニッ
トには、上記した広帯域増幅器の他に、ケーブル、他の
機器等とのインピーダンス整合の関係上、広帯域増幅器
の入力側及び出力側に、それぞれ入力及び出力トランス
が設けられている。また、広い地域に信号を供給するＣ
ＡＴＶでは、増幅ユニットを多数段接続されることが多
い。 【０００４】従来、このような構成を有する増幅ユニッ
トに対しても、他の回路等と同様に、小形化が強く要求
されている。しかしながら、広帯域増幅器自体はＩＣチ
ップによって構成することによって、小形化できるが、
入力トランス及び出力トランスはチップ化できないた
め、充分に小形化できないのが実情である。一方、この
種の増幅ユニットに使用される入力トランス及び出力ト
ランスは、広帯域に亘って、インピーダンス整合のとれ
たものでなければならないため、各種の工夫が成されて
いるが、小形で、低価格、しかも、ＣＡＴＶに要求され
る広い帯域に亘って整合性を保てる入力及び出力トラン
スについては、未だ提案されていない。 【０００５】したがって、従来提案されている入力トラ
ンス及び出力トランスを使用したのでは、インピーダン
スの不整合を避けることができず、反射波の発生、並び
に、反射波の発生に伴うゴーストの発生等による画質の
低下、及び、伝送効率の低下等を防止できない。特に、
広い地域に信号を供給するＣＡＴＶでは、広帯域増幅ユ
ニットの数が多くなるので、少しのインピーダンス不整
合でも影響が大きい。このように、入力及び出力トラン
スにおけるインピーダンスの整合は非常に重要な問題で
ある。 【０００６】ここで、ＣＡＴＶ用の増幅ユニットにおけ
る出力トランスと、広帯域増幅器及び出力側伝送線路と
の整合について考察してみると、バイポーラ・トランジ
スタで構成した広帯域増幅器の出力インピーダンスは、
１００〜１５０Ωであり、他方、出力側伝送線路は不平
衡型で、７５Ωのインピーダンスのものが多い。このた
め、上述したような広帯域増幅器及び出力伝送線路との
間に、設けられる出力トランスは、広帯域増幅器の出力
インピーダンス及び出力伝送線路のインピーダンスに応
じたインピーダンス変換を行う必要がある。 【０００７】従来、特開平３−５２４０７号公報（以
下、引用例１と呼ぶ）には、１００〜１０００ＭＨｚ、
又は、それ以上の無線周波数領域で動作するハイブリッ
ド増幅ユニットが提案されている。引用例１では、増幅
器を構成する能動素子部分を個々にチップ化すると共
に、これらチップを入力及び出力トランスと共に、回路
基板上に配置した構成が示されている。また、この構成
では、基板上に配置された回路部分のレイアウトを物理
的に鏡面対称にすることにより、回路部分に関連した寄
生インピーダンスの影響を低減することができる。 【０００８】更に、引用例１は、出力トランスとして、
トロイダルコアに巻線を施した磁気結合型トランスを使
用しており、この磁気結合型トランスを介して、伝送線
路と増幅器との接続、並びに、外部回路と増幅器との接
続を行っている。また、磁気結合型トランスは、基板上
に平面的に配置されており、磁気結合型トランスの各巻
線の端子は基板上に配置された金属領域と個々に接続さ
れている。 【０００９】一方、特開平５−１９９０４８号公報（以
下、引用例２）には、出力伝送線路と広帯域増幅器との
間に、トロイダルコアを用いた伝送線路トランスを接続
した構成の高周波線形増幅器が開示されている。また、
引用例２は、所定の特性インピーダンスを有する２芯平
行線を１組使用することも、示唆しており、この構成に
より、周波数特性を引用例１よりも改善でき、且つ、小
型、軽量化を達成することができる。 【００１０】更に、本発明者等は、先に、特願平８−１
７０４０５号明細書（以下、引用例３と呼ぶ）におい
て、電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴと呼ぶ）を
使用した平衡型広帯域増幅器を提案した。このように、
ＦＥＴを使用した場合、バイポーラトランジスタを使用
した場合に比較して、３次歪を除去できるという利点が
ある。 【００１１】 【発明が解決しようとする課題】引用例１のように、磁
気結合型トランスを平面的に配置したのでは、基板上に
おける磁気結合型トランスの占有面積が大きくなる。更
に、磁気結合型トランスにおける各巻線は、金属領域、
即ち、導体パターンに対して配線され、トロイダルコア
と導体パターンとの配線距離が長いため、配線によるバ
ラツキによって、寄生インダクタンスも変化し、配線
後、微調整する必要がある。調整後、トロイダルコアや
配線をワニスなどの接着剤で基板上に固定する必要があ
るが、固定すると、接着剤の誘電率で浮遊容量が変化
し、せっかく調整した特性がずれてしまうこともある。
このように、調整に多大な時間を費やしていた。また、
磁気結合型トランスを使用した場合、高域は線間の結合
度で制限され、低域はコアの材質で制限されてしまうた
め、周波数特性が悪く、広帯域化には不向きである。 【００１２】更に、引用例２では、伝送線路トランス及
び２芯平行線を使用することを示唆してはいるものの、
広帯域増幅器に適した出力側伝送線路トランスの具体的
構成、並びに、整合性の問題について、何等、指摘して
いない。また、引用例２は、トロイダルコアの穴の部分
を実装基板上に垂直にして、即ち、トロイダルコアを寝
かした状態で実装しているため、実装面積が広くなって
しまい、小形化の要求に応えられないと言う欠点があ
る。 【００１３】次に、引用例３のように、ＦＥＴを使用し
た広帯域増幅器の出力インピーダンスは１５０〜２００
Ωと高くなってしまう。他方、この種の出力トランスと
して使用される伝送線路トランスは、広帯域増幅器側に
対して平衡型結線を施し、出力伝送線路側に対して、不
平衡型結線を施している。この結線には２芯平行線が使
用されているが、伝送線路トランス自体が小形化される
と、不平衡側のインピーダンスが５０Ω程度と低くなっ
てしまう。したがって、このような伝送線路トランスを
引用例３に示された広帯域増幅器と接続した場合には、
インピーダンスの不整合が生じてしまい、ゴースト等の
発生を抑えることはできない。 【００１４】一般に、不平衡側のインピーダンスは、後
述のように、コアに巻く２芯平行線の特性インピーダン
スの１／２となる。従って、不平衡側のインピーダンス
を７５Ωとするためには、１５０Ωの特性インピーダン
スを有する２芯平行線が必要になる。この２芯平行線を
コアに巻くと、コアの損失などがあるため、実際には、
特性インピーダンスは大きくなる傾向がある。これを考
慮しても、１２０Ω程度の特性インピーダンスを有する
２芯平行線が必要になる。 【００１５】ここで、図２を参照しながら、２芯平行線
を用いて伝達線路トランスを製作した場合を検討してみ
る。平衡側のインピーダンスをＺｉｎｏとし、不平衡側
のインピーダンスをＺｏｕｔｏとすると、Ｚｉｎｏ：Ｚ
ｏｕｔｏ＝４：１である。また、入力ポートＰ１０とＰ
２０の間のインピーダンスをＺｉｎ１、入力ポートＰ２
０とＰ３０の間のインピーダンスをＺｉｎ２とすると、
Ｚｉｎ１＝Ｚｉｎ２＝Ｚｉｎｏ／２であらわすことがで
きる。 【００１６】更に、ポートＰ１０とＰ５０との間の接続
線を第１の信号線、ポートＰ２０とＰ４０との間の接続
線を第２の信号線とし、これら第１及び第２の信号線を
集合的に第１の伝送線路Ｌ１と呼び、他方、ポートＰ２
０とＰ４０との間の接続線を第３の信号線、ポートＰ３
０とＰ４０との間の接続線を第４の信号線とし、これら
第３及び第４の信号線を集合的に第２の伝送線路Ｌ２と
呼ぶものとする。また、第１及び第２の伝送線路Ｌ１と
Ｌ２の特性インピーダンスをＺL とすると、上記したＺ
ｉｎｏ及びＺｏｕｔｏは特性インピーダンスＺL を用い
て、次式によってあらわすことができ、Ｚｉｎｏ：Ｚｏ
ｕｔｏ＝４：１の伝送線路トランスを構成することがで
きる。 【００１７】Ｚｉｎｏ ＝２ＺL 、 Ｚｏｕｔｏ＝ＺL ／２ 図１４は、直径が０．１ｍｍと０．１２ｍｍの金属線に
絶縁物で被膜し、絶縁被膜の厚さを変えたときの２芯平
行線の特性インピーダンスを測定した結果を示す。この
図から明らかなように、２芯平行線では、絶縁被膜の厚
さを厚くしても、９０Ω程度の特性インピーダンスしか
得られない。 【００１８】特性インピーダンスを高くするには、図１
４に示す傾向から明らかなように、金属線の直径をさら
に細くするか、絶縁被膜の厚さをさらに厚くすることが
考えられる。しかし、金属線の直径を細くした場合、信
号線に流す許容電流が制限され、ＣＡＴＶの出力トラン
スとして使用できなくなる。また、絶縁被膜の厚さを厚
くした場合、金属線とコアとの間隔が離れることにな
り、本来コア中に発生すべき磁束が、絶縁被膜や空気中
に漏れ磁束として発生する。即ち、信号線間で伝達され
るエネルギが漏れ磁束分だけ多く損失する。従って、絶
縁被膜の厚さをあまり厚くすることも好ましくない。 【００１９】そこで、図１４に示す範囲内の２芯平行線
で伝送線路トランスを作った場合を例として説明する。
たとえば、直径が０．１０ｍｍの金属線に、０．０２２
ｍｍの絶縁被膜を付けた信号線を使用した場合、線間距
離は０．１４４ｍｍとなり、伝送線路の特性インピーダ
ンスは８４Ωを有しているから、理論的には、Ｚｉｎ
ｏ：Ｚｏｕｔｏ＝１６８Ω：４２Ωとなり、且つ、Ｚｉ
ｎ１：Ｚｉｎ２＝８４Ωとなる。しかしながら、実際に
は、コアの損失などがあるため、実測値はＺｉｎｏ：Ｚ
ｏｕｔｏ＝３００Ω：５５Ωであった。 【００２０】従来、８４Ωの２芯平行線を使って７５Ω
の不平衡側インピーダンスを得るため、次のような方法
で対処していた。１つは、２芯平行線をコアに巻き、イ
ンピーダンスを測定しながら、２芯平行線の接着を剥が
し、線の間隔を広げたり狭くしたりして、所望のインピ
ーダンスに合わせていた。このため、調整に多大の時間
を費やしていた。また、調整後、ワニスなどの接着剤で
線間を固定すると、接着剤の誘電率の影響でインピーダ
ンスが再び変化してしまうという問題もある。 【００２１】他の方法は、損失の大きいコアを用いて、
実測インピーダンスを上げる方法である。これにより、
平衡側インピーダンスを７５Ω、不平衡側インピーダン
スを５００Ωにすることができる。インピーダンス変換
比、即ち、平衡側のインピーダンスは不平衡側に比べ、
理論的には４倍であるが、この例では６．７倍となり、
通過損失が大きくなるという欠点がある。 【００２２】いずれにしても、ＣＡＴＶ等の広帯域増幅
器に使用される出力トランスには、インピーダンス整合
のために特別な工夫が必要である。 【００２３】本発明の目的は、比較的高い出力インピー
ダンスを有する広帯域増幅器、並びに、所定のインピー
ダンスを有する出力伝送線路との間で、インピーダンス
整合を取ることができ、インピーダンス不整合による影
響を防止できる伝送線路トランスを提供することであ
る。 【００２４】本発明の他の目的は、基板等に取り付ける
際におけるバラツキを少なくし、実質上、無調整で基板
等に搭載できる伝送線路トランスを提供することであ
る。 【００２５】本発明の更に他の目的は、小形で、実装面
積の小さな伝送線路トランスを提供することである。 【００２６】本発明の他の目的は、安定で、且つ、優れ
た周波数特性を有する増幅ユニットを提供することであ
る。 【００２７】 【課題を解決するための手段】本発明の一形態によれ
ば、少なくとも１つの穴を有するコアの穴に、伝送線路
を少なくとも一回、通過させることによって構成された
伝送線路トランスにおいて、前記伝送線路は第１の信号
線と第２の信号線と、第１の信号線と第２の信号線との
間に配置された少なくともｌつの第３の線を設け、第１
の信号線は第３の線を介して第２の信号線と接し、第３
の線は第１と第２の信号線と平行に配置されている伝送
線路トランスが得られる。この場合、第３の線のの変わ
りに、第１及び第２の信号線の少なくとも一方の絶縁被
膜を厚くすることによっても、伝送線路の特性インピー
ダンスを調整することができる。 【００２８】本発明の他の形態によれば、第１及び第２
の信号線と、これらの間に挿入した第１のスペーサとか
らなる第１の伝送線路と、第３及び第４の信号線と、こ
れらの間に挿入した第２のスペーサとからなる第２の伝
送線路と、第１と第２の穴と２つの穴を有するメガネ型
コア、及び、前記第１及び第２の伝送線路が接続される
べき第１乃至第５のポートとを備え、第１の信号線は第
１のスペーサを介して第２の信号線と接し、第３の線は
第２のスペーサを介して第４の信号線と接しており、第
１、第２のスペーサは、少なくとも第１、第２の伝送線
路が伝送線路として機能する伝送線路区間に設けられて
おり、第１の伝送線路は第１の穴を少なくとも１回通過
するように、配置されると共に、第２の伝送線路は第２
の穴を少なくとも１回通過するように、配置され、第１
の信号線の巻始めを第１のポート、巻終わりを第５のポ
ートと接続し、第２の信号線の巻始めを第２のポート、
巻終わりを第４のポートと接続し、第３の信号線の巻始
めを第２のポート、巻終わりを第５のポートと接続し、
第４の信号線の巻始めを第３のポート、巻終わりを第４
のポートと接続した構成を有する伝送線路トランスが得
られる。 【００２９】更に、本発明の別の形態によれば、予め定
められた出力インピーダンスを備えた平衡型広帯域増幅
器と、所定の線路インピーダンスを有する出力側伝送線
路との間に設けられる伝送線路トランスにおいて、前記
広帯域増幅器に向けられる第１の面と、前記出力側伝送
線路に向けられる第２の面とを備え、第１及び第２の面
間には、第１及び第２の穴を備えたメガネ型コアと、当
該メガネ型コアを固定する表面実装用基板と、前記基板
の前記メガネ型コアの第１の面側に設けられた第１、第
２、及び、第３のポートと、前記基板の前記メガネ型コ
アの第２の面側に設けられた第４及び第５のポートとを
備え、第１乃至第３のポートと、第４及び第５のポート
間には、第１及び第２の穴を通過する第１及び第２の伝
送線路が接続されており、且つ、第１及び第２の伝送線
路は、それぞれ第１及び第２の信号線を有し、前記第１
及び第２の信号線は、前記出力インピーダンス及び前記
線路インピーダンスに応じた間隔を有している伝送線路
トランスが得られる。このように、表面実装素子の形に
構成された伝送線路トランスは、広帯域増幅器及び入力
トランスとしての伝送線路トランスと共に、実装基板上
に配置されることにより、小形化されたＣＡＴＶ用増幅
ユニットを構成できる。この場合、入力トランスとして
の伝送線路ユニットを、メガネ型コアを用いた強制バラ
ン伝送線路トランスによって構成すれば、増幅ユニット
全体のサイズを更に小型化できる。 【００３０】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態に
係る増幅ユニットの全体構成を示す交流的な等価回路で
あり、直流的な接続を表すものではない。当該増幅ユニ
ットは、同軸線路等の不平衡線路によって構成された入
力側伝送線路１０及び出力側伝送線路２０との間に設け
られており、この入力側伝送線路１０を介して与えられ
る広帯域高周波信号を増幅して、出力側伝送線路２０に
出力信号として出力する。尚、入力側及び出力側伝送線
路１０及び２０は７５Ωの特性インピーダンスを有して
いるものとする。 【００３１】図示された増幅ユニットは、入力トランス
１１、広帯域増幅器１２、及び、出力トランス３０とに
よって構成されている。このうち、入力トランス１１及
び出力トランス３０の間に接続された広帯域増幅器１２
は、入力端子ＩＮ１、ＩＮ２を有するとともに、出力端
子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２を備えている。図示された広帯域
増幅器は、５０〜８００ＭＨｚの帯域にわたって、３
７．５Ωの入力インピーダンスを示すと共に、上記帯域
にわたって３００Ωの出力インピーダンスを持つ平衡型
広帯域増幅器によって構成されており、且つ、この平衡
型広帯域増幅器は、プッシュプル形式に接続された互い
に同一の構成の第１及び第２の増幅回路によって形成さ
れている。 【００３２】図示された第１の増幅回路は、ソース接地
型増幅器を構成するＦＥＴ３１ａ及び３２ａと、ＦＥＴ
３２ａに対してカスコード接続され、カスコード接続増
幅器を構成するＦＥＴ３３ａとを有している。また、Ｆ
ＥＴ３１ａのドレインとゲートとの間には、第１の負帰
還回路２６ａとして、抵抗Ｒ１ａとコンデンサＣ１ａと
の直列回路が接続されており、他方、ＦＥＴ３３ａのド
レインとＦＥＴ３２ａのゲートの間には、第２の負帰還
回路２７ａとして、コンデンサＣ２ａと抵抗Ｒ２ａとの
直列回路が接続されている。 【００３３】同様に、第２の増幅回路は、ＦＥＴ３１ｂ
〜ＦＥＴ３３ｂ、第１の負帰還回路２６ｂとしての抵抗
Ｒ１ｂ及びコンデンサＣ１ｂ、第２の負帰還回路２７ｂ
としてのコンデンサＣ２ｂ及び抵抗Ｒ２ｂとを備えてい
る。また、ＦＥＴ３１ａとＦＥＴ３１ｂのソース間に
は、抵抗Ｒ３が接続され、ＦＥＴ３２ａとＦＥＴ３２ｂ
のソース間には、抵抗Ｒ４が接続されている。更に、Ｆ
ＥＴ３３ａとＦＥＴ３３ｂのゲート間には、抵抗Ｒ５が
接続されている。抵抗Ｒ３及びＲ４は、これら抵抗によ
って相互に接続されたＦＥＴを仮想的に接地することに
より、二次歪を除去するためのバランス抵抗であり、他
方、抵抗Ｒ５はバイアス源（図示せず）からバイアスを
供給し、ゲート接地動作を安定させるためのバイアス抵
抗である。この構成を有する広帯域増幅器は、ＦＥＴの
特性がばらついたり、入力信号の振幅や１８０度位相差
に多少の差があっても、出力にその差が生じないと言う
利点を有するとともに、第１及び第２の増幅回路で発生
する二次歪の大きさを打ち消すことができると言う利点
をも併せ有している。ただし、入力信号の振幅や１８０
度位相差に差があると、差がない場合に比べて２次歪み
は大きくなるので、差が無いことが好ましい。 【００３４】一方、上記した広帯域増幅器の入力側に接
続された入力トランス１１は、２芯平行線を含む伝送線
路トランスによって構成されており、図示された例は、
強制バラン型伝送線路トランスを使用している。具体的
に言えば、図示された強制バラン型伝送線路トランス
は、入力側伝送線路１０に接続された入力側ポートＰ
１、Ｐ２と、出力側ポートＰ３〜Ｐ５とを有している。
上記した出力ポートＰ３及びＰ５は広帯域増幅器の入力
端子ＩＮ２及びＩＮ１にそれぞれ接続されると共に、出
力側ポートＰ４は交流的に接地されている。ここで、入
力側ポートＰ１とＰ２との間の入力インピーダンスをＺ
ｉｎとし、出力側ポートＰ３とＰ４との間の出力インピ
ーダンスをＺｏｕｔ１、及び出力側ポートＰ５とＰ４と
の間の出力インピーダンスＺｏｕｔ２とし、更に、出力
側ポートＰ３とＰ５との間の出力インピーダンスＺｏｕ
ｔとする。 【００３５】図示された強制バラン型伝送線路トランス
は、互いに平行に並べられ、相互に被覆等により固定さ
れた２本の伝送線路からなる第１及び第２の２芯平行線
１１１、及び、１１２とを備えている。第１の２芯平行
線１１１の伝送線路の入力側端子は、それぞれ入力側ポ
ートＰ１、Ｐ２に接続されており、更に、第１の２芯平
行線１１１の伝送線路の出力側端子は第２の２芯平行線
１１２との共通接続点Ｃ１及びＣ２に接続されている。
ここで、第１の２芯平行線１１１を構成する伝送線路
は、図示されているように、伝送線路トランスとして動
作する。 【００３６】更に、第２の２芯平行線１１２のうちの一
方の伝送線路の一端は、共通接続点Ｃ１に接続されると
共に、出力側ポートＰ３に接続され、他端、即ち、巻き
始めの位置は出力ポートＰ４を介して接地されている。
また、第２の２芯平行線１１２のうちの他方の一端、即
ち、巻き始めの位置は、共通接続点Ｃ２を介して出力側
ポートＰ５に接続されると共に、他端は出力ポートＰ４
を介して接地されている。このように、図示された強制
バラン型伝送線路トランスの第２の２芯平行線１１２
は、中点を交流的に接地することにより固定している。
このように、中点を固定することにより、広帯域増幅器
の特性を安定化することができる。 【００３７】この構成では、強制バラン型伝送線路トラ
ンスの入力側に設けられた第１の伝送線路トランス１１
１は、伝送線路１０からの不平衡型である入力高周波信
号を平衡型に変換して出力する。この第１の伝送線路ト
ランス１１１の入力／出力におけるインピーダンス比は
１：１になり、且つ、ポートＰ１とＰ２間の入力インピ
ーダンスＺｉｎは７５Ωになるように、調整されてい
る。 【００３８】他方、入力トランス１１の出力側に設けら
れた第２の伝送線路トランス１１２は、平衡型で、伝送
線路１０の出力端子、即ち、共通接続端子Ｃ１及びＣ２
に接続されており、平衡型出力の中点電位を確定する。
ポートＰ３とポートＰ４間、及び、ポートＰ５とポート
Ｐ４間の出力インピーダンスＺｏｕｔ１、Ｚｏｕｔ２は
それぞれ３７．５Ωとなるように、調整されており、両
者のインピーダンス比は１：１である。図示された強制
バラン型伝送線路トランスのインピーダンス比（Ｚｉ
ｎ：Ｚｏｕｔ１：Ｚｏｕｔ２）は、１：（１／２）：
（１／２）となることは明らかである。 【００３９】次に、広帯域増幅器１２の出力側に接続す
る出力トランス３０について説明する。 【００４０】図２を参照すると、本発明に係る出力トラ
ンス３０である伝送線路トランスは、広帯域増幅器１２
の出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２側に設けられた平衡側
と、出力側伝送線路２０に接続された不平衡側とを備
え、平衡側には、入力ポートＰ１０、Ｐ２０、Ｐ３０、
及び、不平衡側には、出力ポートＰ４０、Ｐ５０が設け
られている。 【００４１】図１及び図２において、出力トランス３０
に使用されている伝送線路は、０．１４４ｍｍの線径
で、金属線部の直径が０．１ｍｍ、絶縁被膜の厚さが
０．０２２ｍｍで、線間距離は０．２８８ｍｍである２
芯平行線からなり、図８より、この２芯平行線は１２０
Ω程度の特性インピーダンスを有している。この場合、
図１の出力トランス３０では、Ｚｉｎｏ：Ｚｏｕｔｏ＝
２００Ω：７５Ωとなり、且つ、Ｚｉｎ１：Ｚｉｎ２＝
２００Ωとなる。また、平衡側のインピーダンスは不平
衡側に比べ、５．３倍となり、通過損失も大きくならな
い。 【００４２】このように、図１に示された広帯域増幅器
１２の出力インピーダンスは２００Ωであり、且つ、出
力伝送線路２０の特性インピーダンスは７５Ωであるか
ら、図示された伝送線路トランスでは、インピーダンス
整合が容易になり、コアの損失を大きくすることなく、
インピーダンス変換比を６倍以下とすることができるの
で、トランスの通過損失を大きくすることがない。 【００４３】図３〜図６を参照すると、図１及び図２に
示された出力トランス３０として使用される伝送線路ト
ランスの具体例が示されている。図示された伝送線路ト
ランス３０は図１及び図２と同様に、入力側、即ち、平
衡側に、３つの入力ポートＰ１０、Ｐ２０、Ｐ３０を備
え、出力側、即ち、不平衡側に２つの出力ポートＰ４
０、Ｐ５０を有している。ここで、図示された伝送線路
トランス３０は、表面実装用基板３５と、当該表面実装
用基板３５に固定されたメガネ型コア３６とを備えてい
る。メガネ型コア３６は、平衡側に向けられた前表面３
７と、不平衡側に向けられた裏表面３８とを有し、両表
面３７及び３８は楕円形状の側面３９に連結されてい
る。 【００４４】したがって、入力ポートＰ１０、Ｐ２０、
Ｐ３０はメガネ型コア３６の前表面３７に隣接し、出力
ポートＰ４０、Ｐ５０はメガネ型コア３６の裏表面３８
に隣接しており、且つ、メガネ型コア３６の側面３９の
下部は、表面実装用基板３５に固定されている。 【００４５】また、メガネ型コア３６の前表面３７と裏
表面３８との間には、互いに平行な第１及び第２の穴４
１及び４２が設けられている。ここで、第１及び第２の
信号線によって構成される第１の伝送線路Ｌ１（図
２）、及び、第３及び第４の信号線によって構成される
第２の伝送線路Ｌ２は、それぞれ２芯平行線によって構
成されている。第１の伝送線路Ｌ１を形成する第１の信
号線は、一端を入力ポートＰ１０に接続され、メガネ型
コア３６の第１の穴４１を通過した後、他端を出力ポー
トＰ５０に接続され、また、第２の信号線は、一端を入
力ポートＰ２０に接続され、メガネ型コア３６の第１の
穴４１を通過した後、他端を出力ポートＰ４０に接続さ
れている。この例の場合、第１の伝送線路Ｌ１は第１の
穴４１を３回通過させ、第２の伝送線路Ｌ２は第２の穴
４２を３回通過させている。 【００４６】更に、第２の伝送線路Ｌ２を形成する第３
の信号線は、一端を入力ポートＰ２０に接続され、第２
の穴４２を通って、他端を出力ポートＰ５０に接続さ
れ、第４の信号線は、一端を入力ポートＰ３０に接続さ
れ、第２の穴４２を通って、出力ポートＰ４０に接続さ
れている。この構成では、第１及び第２の信号線がメガ
ネ型コア３６の第１の穴４１を通過しており、第３及び
第４の信号線がメガネ型コア３６の第２の穴４２を通過
している。 【００４７】上記したことから、第１及び第２の伝送線
路Ｌ１、Ｌ２は各線路の両端部において、２つに分けら
れ、異なるポートに接続されていることが分かる。この
ことは、各伝送線路Ｌ１及びＬ２は伝送線路として機能
する部分（以下、伝送線路区間と呼ぶ）と、各ポートと
の電気的配線に必要な区間（以下、配線区間と呼ぶ）と
に区分できることが分かる。 【００４８】上記した各ポートと信号線の接続関係か
ら、図３〜図６に示された伝送線路トランスの等価回路
は、図２に示された等価回路と同様であることが容易に
理解できる。 【００４９】図示されているように、メガネ型コア３６
の一表面側に入力ポートＰ１０〜Ｐ３０だけを配置し、
他表面側に出力ポートＰ４０、Ｐ５０だけを配置するこ
とにより、当該伝送線路トランスに接続されるべき、広
帯域増幅器及び出力側伝送線路との接続を容易に行うこ
とができる。また、図示された伝送線路トランスは表面
実装型の素子を構成しており、直接、各ポートを実装基
板の配線に取り付けることにより、実装基板上に実装で
きる。このため、実装の際における配線バラツキ等によ
るインピーダンスの変動を防止できる。また、図示され
た伝送線路トランスは実装基板上に立設できるため、実
装面積を縮小できると言う利点もある。 【００５０】図７（Ａ）及び（Ｂ）を参照して、図３〜
図６に示された伝送線路トランスに使用される第１乃至
第４の信号線の構成を具体的に説明する。伝送線路トラ
ンスには、第１及び第２の伝送線路Ｌ１、Ｌ２として、
通常、２芯平行線が使用されるが、この実施の形態で
は、図７（Ａ）に示すように、２つの信号線Ｓ１とＳ２
Ｓの間に、スペーサとして働く、ダミー信号線ＤＹを配
置した構成を有している。この例では、２つの信号線Ｓ
１、Ｓ２、及びダミー信号線ＤＹは互いに平行に、一つ
平面を形成するように、一体化されており、且つ、２つ
の信号線Ｓ１、Ｓ２、及びダミー信号線ＤＹは同一の構
造及びサイズを有している。ここで、ダミー信号線ＤＹ
は、上述した伝送線路区間及び配線区間のうち、伝送線
路区間に配置されれば良く、また、何等の電気信号も与
えられず、且つ、電気的に浮いた状態にいる。 【００５１】図７（Ｂ）を参照すると、各信号線は直径
ｄ１を有する金属線４６（ここでは、銅線）と、この金
属線４６を被覆する絶縁被膜４７とによって構成されて
いる。図示された例の場合、金属線４６の直径ｄ１は
０．１ｍｍであり、絶縁被膜４７の厚さｄ２は０．０２
２ｍｍである。したがって、図示された各信号線の全体
の径は０．１４４ｍｍである。尚、絶縁被膜４７は、ポ
リウレタンによって形成されている。 【００５２】図７（Ａ）に示された伝送線路では、信号
線Ｓ１とＳ２及びダミー信号線ＤＹとは同一のサイズを
有しているから、信号線Ｓ１とＳ２の金属線４６の中心
間の距離（以下、線間距離と呼ぶ）Ｄは、０．２８８ｍ
ｍである。 【００５３】一方、図３〜図６において使用されている
伝送線路トランスは、幅６．３ｍｍ、長さ３．８ｍｍ、
及び、厚さ１．０ｍｍのジアリルフタレート製の表面実
装基板３５と、幅５．８ｍｍ、長さ３．０ｍｍ、高さ
２．８ｍｍで、直径１．０ｍｍの第１及び第２の穴４１
及び４２を有するＮｉ−Ｚｎ系フェライト製のメガネ型
コア３６とを有している。 【００５４】上述した第１及び第２の伝送線路Ｌ１、Ｌ
２を使用した場合、各伝送線路の特性インピーダンスＺ
L は１２０Ωである。したがって、このような伝送線路
を使用した伝送線路トランスは２４０Ωの平衡側インピ
ーダンスを有し、また、６０Ωの不平衡側インピーダン
スを有することになる。実際には、メガネ型コア３６の
損失等があるため、３００Ωの平衡側インピーダンス、
７５Ωの不平衡側インピーダンスを有する理想に近い伝
送線路トランスが得られた。 【００５５】上記したように、各第１及び第２の伝送線
路Ｌ１、Ｌ２を構成する信号線Ｓ１とＳ２との間の線間
距離Ｄと、特性インピーダンスＺL との間には、相関関
係があり、この関係は信号線Ｓ１及びＳ２の直径ｄ１と
も関連していることが判明した。 【００５６】図８を参照すると、図７に示した構造を有
する伝送線路Ｌ１、Ｌ２の信号線Ｓ１とＳ２との間の線
間距離Ｄと、特性インピーダンスＺL との関係が示され
ている。図８において、曲線Ｃｕ１は、各信号線Ｓ１、
Ｓ２、ＤＹの金属線４６として、直径０．１ｍｍの銅線
を使用し、両信号線Ｓ１とＳ２との間の線間距離Ｄを絶
縁被膜４７の厚さを変化させた場合を示している。曲線
Ｃｕ１からも明らかなように、線間距離Ｄが約０．２５
ｍｍになると、特性インピーダンスＺL は約１００Ωと
なり、線間距離Ｄが大きくなるにしたがって、特性イン
ピーダンスＺLも増加していくことが分かる。 【００５７】他方、曲線Ｃｕ２は各信号線Ｓ１、Ｓ２、
ＤＹとして、０．１２ｍｍの直径を有する銅線を使用
し、曲線Ｃｕ１の場合と同様に、信号線Ｓ１とＳ２との
間の線間距離Ｄを変化させた時の特性インピーダンスＺ
L の変化を示している。 【００５８】曲線Ｃｕ１とＣｕ２とを比較しても明らか
な通り、各信号線Ｓ１、Ｓ２の金属線４６の線形が大き
くなると、特性インピーダンスＺL は小さくなることが
分かる。また、信号線Ｓ１、Ｓ２間の線間距離Ｄが大き
くなると、特性インピーダンスＺL は増加することも分
かる。 【００５９】本発明者等の実験によれば、特性インピー
ダンスＺL が１００Ω以上であれば、実用上、問題のな
い伝送線路トランスを構成できることが判明した。この
点を考慮すれば、曲線Ｃｕ２のように、金属線４６が
０．１２ｍｍの線径を有している場合、線間距離Ｄを
０．３１ｍｍ以上にすれば良いことが分かる。 【００６０】因みに、ダミー信号線ＤＹを信号線Ｓ１と
Ｓ２との間に、挟まない場合、線間距離Ｄを０．２ｍｍ
以上にすることができず、１００Ω以上の特性インピー
ダンスを有する２芯平行線は得られなかった。 【００６１】図９を参照すると、本発明の他の実施の形
態に係る伝送線路トランスは、信号線Ｓ１とＳ２との間
に、線状スペーサーＳｐを介在させた伝送線路Ｌ１、Ｌ
２を使用している。この場合、スペーサーＳｐの形及び
サイズを変えることにより、所望の特性インピーダンス
を有する伝送線路が得られると言う利点がある。尚、ス
ペーサーＳｐは、円形、楕円、長方形、正方形等、種々
の断面形状であって良い。このような絶縁材料からなる
スペーサーＳｐを図７を参照して説明された信号線Ｓ１
及びＳ２との間に設けても、各伝送線路Ｌ１、Ｌ２の特
性インピーダンスを可変できた。 【００６２】図１０を参照すると、本発明の更に他の実
施の形態に係る伝送線路トランスに使用される伝送線路
Ｌ１、Ｌ２は、信号線Ｓ１とＳ２との間に、スペーサー
として、２本のダミー信号線ＤＹ１、ＤＹ２を介在さ
せ、各伝送線路Ｌ１、Ｌ２を構成している。この構成で
は、伝送線路トランスに使用される伝送線路Ｌ１、Ｌ２
の特性インピーダンスＺL を図７に示した場合よりも高
くすることができる。この例では、２本のダミー信号線
ＤＹ１、ＤＹ２を信号線Ｓ１とＳ２との間に配置した
が、更に、所望の特性インピーダンスが高い場合には、
多くのダミー信号線が配列されても良い。このことは、
ダミー信号線の本数によって、伝送線路の特性インピー
ダンスを調整できることを意味している。 【００６３】図１１を参照すると、本発明の他の実施の
形態に係る伝送線路トランスは、２本の信号線Ｓ１とＳ
２との間に、第１のスペーサーＳｐ１を配置し、且つ、
第２の信号線Ｓ２に接するように、第２のスペーサーＳ
ｐ２を配置した伝送線路Ｌ１、Ｌ２を構成している。こ
れら信号線Ｓ１、Ｓ２、第１及び第２のスペーサーＳｐ
１、Ｓｐ２は平面的に配列されている。このような伝送
線路Ｌ１、Ｌ２をコアに複数回巻回すると、互いに隣り
合う、巻線間における結合性が第２のスペーサーＳｐ２
によって保たれると言う利点がある。したがって、巻線
間隔による特性の変動を少なくできる。尚、図示された
第１及び第２のスペーサーＳｐ１、Ｓｐ２はダミー信号
線を使用しているが、図９のように、絶縁材料のスペー
サーを使用しても良い。 【００６４】図１２を参照すると、本発明の伝送線路ト
ランスに使用できる他の伝送線路Ｌ１、Ｌ２の構成が示
されている。図では、一方の信号線Ｓ１の断面形状を長
方形にし、この長方形状の信号線Ｓ１に、円形断面を有
する信号線Ｓ２を固着している。長方形状の信号線Ｓ１
は、絶縁被膜を部分的に厚くすることによって形成でき
る。この例では、スペーサー、ダミー信号線を介在させ
ることなく、直接、２本の信号線を固着することによっ
て、所望の線間距離Ｄを得ることができ、コストを低減
することができる。 【００６５】信号線Ｓ１における絶縁被膜の断面形状
は、長方形、円形に限らず、楕円等の形状であっても良
い。 【００６６】図１３を参照すると、信号線Ｓ１とＳ２の
断面形状、即ち、絶縁被膜の断面形状を長方形にし、各
信号線Ｓ１、Ｓ２の金属線の位置を中心からずらすこと
によって、所望の線間距離Ｄを達成している。この構成
では、図１３に示すように、信号線Ｓ１、Ｓ２間にスペ
ーサー等を介在させることなく、相互の接着面を変える
だけで、種々の線間距離Ｄを得ることができる。したが
って、同一の信号線Ｓ１、Ｓ２を用いて、互いに異なる
特性インピーダンスを有する伝送線路Ｌ１、Ｌ２を構成
できる。 【００６７】また、図７〜図１１では、スペーサー、ダ
ミー信号線を信号線Ｓ１、Ｓ２間に平面的に介在させた
場合について説明したが、スペーサー、ダミー信号線は
信号線Ｓ１、Ｓ２に対して立体的に配置されても良い。 【００６８】以上の説明では、ポートＰ１０〜Ｐ３０を
入力、ポートＰ４０、Ｐ５０を出力として記載したが、
伝送線路トランスは一般に双方向特性を有しており、入
力と出力を逆にすることも可能である。即ち、ポートＰ
４０、Ｐ５０を入力、ポートＰ１０〜Ｐ３０を出力とし
て使うこともできる。 【００６９】更に、図１に示す入力トランス１１として
の強制バラン型伝送線路トランスも、図３〜図６と同様
なメガネ型コアを用いて構成し、この入力トランス１１
を広帯域増幅器１２、及び、出力トランス３０としての
伝送線路トランスと共に、実装基板上に実装することに
よって、増幅ユニットを構成すれば、入力及び出力トラ
ンスの占有面積が小さく、したがって、極めて小型の増
幅ユニットを得ることができる。これは、各トランスを
表面実装素子として、直接、実装基板上に立設すること
により、占有面積を縮小できるからである。また、各ト
ランスを表面実装素子の形にすることにより、実装の
際、無調整で、組み立て、検査ができる。 【００７０】尚、実施の形態として、図３等に示したメ
ガネ型コアを使用した伝送線路トランスに適用して場合
について説明したが、本発明は、単一の穴を有するトロ
イダルコア等を使用した伝送線路トランスにも適用でき
る。 【００７１】 【発明の効果】以上述べたように、本発明では、伝送線
路トランスに使用される伝送線路の構造を所望の特性イ
ンピーダンスに応じて変化させ、これによって、小型の
伝送線路トランスでも、特性インピーダンスの高い伝送
線路トランスが容易に得られ、更に、通過損失を大きく
することなく、インピーダンス変換比を理論値に近づけ
られる。また、コアと、このコアに巻回される伝送線路
とを表面実装基板に固定して組み立て、表面実装型素子
を構成できるため、無調整で特性の揃った伝送線路トラ
ンスが得られる。したがって、回路基板に実装しても、
巻線の位置、即ち、ポートの位置は変化しないため、基
板実装前に検査、選別することで、実装後の調整が実質
上不要になり、調整時間や調整工数を大幅に低減でき
る。更に、本発明に係る伝送線路トランスは、自動組
立、自動検査に適しており、量産化できると言う利点も
ある。更に、この伝送線路トランスを電界効果型トラン
ジスタで構成した広帯域増幅器と組み合わせることによ
り、特性インピーダンスが高いので、インピーダンス整
合がしやすくなり、また、損失の少ないコアを使えるの
で、電力損失の少ない増幅ユニットを構成できる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の一実施の形態に係る増幅ユニットの全
体構成を説明するための回路図である。 【図２】図１の増幅ユニットの出力トランスとして使用
できる伝送線路トランスの配線を示す回路図である。 【図３】図２に示された伝送線路トランスの構成をより
具体的に説明するための平面図である。 【図４】図３に示された伝送線路トランスの正面図であ
る。 【図５】図３に示された伝送線路トランスの背面図であ
る。 【図６】図３に示された伝送線路トランスの側面図であ
る。 【図７】（Ａ）は図３に示された伝送線路トランスに使
用できる伝送線路の一例を示す斜視図である。（Ｂ）は
図７（Ａ）の一部をより詳細に説明するための図であ
る。 【図８】線間距離と特性インピーダンスとの関係を説明
するための図である。 【図９】本発明の他の実施の形態に係る伝送線路トラン
スに使用できる伝送線路の一例を示す図である。 【図１０】本発明の伝送線路トランスに使用できる伝送
線路の他の例を示す図である。 【図１１】本発明の伝送線路トランスに使用できる伝送
線路の更に他の例を示す図である。 【図１２】本発明の伝送線路トランスに使用できるもう
一つの伝送線路の例を示す図である。 【図１３】本発明の伝送線路トランスに使用できる更に
もう一つの伝送線路の例を示す図である。 【図１４】線間距離と線間インピーダンスの関係を示す
グラフである。 【符号の説明】 １０ 入力側伝送線路 １１ 入力トランス １２ 広帯域増幅器 ２０ 出力側伝送線路 ３０ 出力トランス Ｐ１０〜Ｐ５０ ポート ３５ 表面実装基板 ３６ メガネ型コア ４１、４２ 第１の穴、第２の穴 Ｓ１、Ｓ２ 信号線 ＤＹ、ＤＹ１、ＤＹ２ ダミー信号線 Ｓｐ、Ｓｐ１、Ｓｐ２ スペーサー

フロントページの続き (72)発明者 若林 良昌 東京都港区芝五丁目７番１号 日本電気株 式会社内

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 少なくとも１つの穴を有するコアの穴
   に、伝送線路を少なくとも一回、通過させることによっ
   て構成された伝送線路トランスにおいて、前記伝送線路
   は第１の信号線と第２の信号線と、第１の信号線と第２
   の信号線との間に配置された少なくともｌつの第３の線
   を設け、第１の信号線は第３の線を介して第２の信号線
   と接し、第３の線は第１と第２の信号線と平行に配置さ
   れていることを特徴とする伝送線路トランス。 【請求項２】 請求項１において、第３の線は第１また
   は第２の信号線と同じ信号線であって、該信号線には電
   気信号を流さないダミー信号線であることを特徴とする
   伝送線路トランス。 【請求項３】 請求項１において、第３の線はポリウレ
   タン製の線であることを特徴とする伝送線路トランス。 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかにおいて、第
   １及び第２の信号線と第３の線は同一平面上にあること
   を特徴とする伝送線路トランス。 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれかにおいて、第
   ３の線の断面形状は円、楕円、四角形のいずれかである
   ことを特徴とする伝送線路トランス。 【請求項６】 請求項１乃至５のいずれかにおいて、第
   １または第２の信号線の外側に第４の線を少なくとも１
   本設け、第１乃至第４の線は互いに平行で、３本以上の
   信号線と接することがないように配置したことを特徴と
   する伝送線路トランス。 【請求項７】 請求項６において、第４の信号線は第３
   の線と同一材質、同一断面形状であることを特徴とする
   伝送線路トランス。 【請求項８】 ２本の信号線からなる２芯平行線をコア
   に巻いた伝送線路トランスにおいて、２本の信号線の中
   心線間隔を１本の信号線の太さよりも広く保つ手段を設
   けた伝送線路トランス。 【請求項９】 請求項１乃至８のいずれかにおいて、伝
   送線路の特性インピーダンスが１００Ω以上であること
   を特徴とする伝送線路トランス。 【請求項１０】 少なくとも１つの穴を有するコアの穴
   に、伝送線路を少なくとも１回通過させた伝送線路トラ
   ンスにおいて、前記伝送線路を第１の信号線と第２の信
   号線とによって構成し、第１の信号線の絶縁被膜を第２
   の信号線よりも厚くしたことを特徴とする伝送線路トラ
   ンス。 【請求項１１】 少なくとも１つの穴を有するコアの穴
   に、伝送線路を少なくとも１回通過させた伝送線路トラ
   ンスにおいて、前記伝送線路を第１の信号線と第２の信
   号線によって構成し、第１及び第２の信号線の絶縁被膜
   を長方形、または正方形とし、金属線部を対角線の交点
   以外の位置に設けたことを特徴とする伝送線路トラン
   ス。 【講求項１２】 第１及び第２の信号線と、これらの間
   に挿入した第１のスペーサとからなる第１の伝送線路
   と、第３及び第４の信号線と、これらの間に挿入した第
   ２のスペーサとからなる第２の伝送線路と、第１と第２
   の穴と２つの穴を有するメガネ型コア、及び、前記第１
   及び第２の伝送線路が接続されるべき第１乃至第５のポ
   ートとを備え、 第１の信号線は第１のスペーサを介して第２の信号線と
   接し、 第３の線は第２のスペーサを介して第４の信号線と接し
   ており、 第１、第２のスペーサは、少なくとも第１、第２の伝送
   線路が伝送線路として機能する伝送線路区間に設けられ
   ており、 第１の伝送線路は第１の穴を少なくとも１回通過するよ
   うに、配置されると共に、第２の伝送線路は第２の穴を
   少なくとも１回通過するように、配置され、 第１の信号線の巻始めを第１のポート、巻終わりを第５
   のポートと接続し、第２の信号線の巻始めを第２のポー
   ト、巻終わりを第４のポートと接続し、第３の信号線の
   巻始めを第２のポート、巻終わりを第５のポートと接続
   し、第４の信号線の巻始めを第３のポート、巻終わりを
   第４のポートと接続した構成を有することを特徴とする
   伝送線路トランス。 【請求項１３】 請求項１２において、第４と第５のポ
   ート間インピーダンスが７０Ω以上あり、第１と第３の
   ポート間インピーダンスが第４と第５のポート間インピ
   ーダンスの６倍以下であることを特徴とする伝送線路ト
   ランス。 【請求項１４】 請求項１乃至１３のいずれかにおい
   て、表面実装手段上に形成した伝送線路トランス。 【請求項１５】 平衡型広帯域増幅器と、該平衡型増幅
   器の出力に接続された伝送線路トランスを接続した増幅
   ユニットにおいて、請求項１乃至１４記載の伝送線路ト
   ランスのいずれかを使用したことを特徴とする増幅ユニ
   ット。 【請求項１６】 請求項１５において、広帯域増幅器を
   電解効果型トランジスタで構成したことを特徴とする増
   幅ユニット。 【請求項１７】 予め定められた出力インピーダンスを
   備えた平衡型広帯域増幅器と、所定の線路インピーダン
   スを有する出力側伝送線路との間に設けられる伝送線路
   トランスにおいて、前記広帯域増幅器に向けられる第１
   の面と、前記出力側伝送線路に向けられる第２の面とを
   備え、第１及び第２の面間には、第１及び第２の穴を備
   えたメガネ型コアと、当該メガネ型コアを固定する表面
   実装用基板と、前記基板の前記メガネ型コアの第１の面
   側に設けられた第１、第２、及び、第３のポートと、前
   記基板の前記メガネ型コアの第２の面側に設けられた第
   ４及び第５のポートとを備え、第１乃至第３のポート
   と、第４及び第５のポート間には、第１及び第２の穴を
   通過する第１及び第２の伝送線路が接続されており、且
   つ、第１及び第２の伝送線路は、それぞれ第１及び第２
   の信号線を有し、前記第１及び第２の信号線は、前記出
   力インピーダンス及び前記線路インピーダンスに応じた
   間隔を有していることを特徴とする伝送線路トランス。 【請求項１８】 請求項１７において、第１及び第２の
   信号線間の間隔は、少なくとも一本のスペーサー及びダ
   ミー信号線のいずれかを配置することによって維持され
   ていることを特徴とする伝送線路トランス。 【請求項１９】 請求項１７において、第１及び第２の
   信号線間の間隔は、前記第１及び第２の信号線の少なく
   とも一方に施される絶縁被膜の厚さによって維持されて
   いることを特徴とする伝送線路トランス。 【請求項２０】 請求項１７に記載された伝送線路トラ
   ンスと、広帯域増幅器並びに広帯域増幅器の入力側に接
   続された入力トランスと共に、表面実装基板上に立設し
   て配置されていることを特徴とする増幅ユニット。 【請求項２１】 請求項２０において、前記入力トラン
   スはメガネ型コアを使用した強制バラン型伝送線路トラ
   ンスによって構成されていることを特徴とする増幅ユニ
   ット。