JPH10135744A - 複数の周波数依存入力信号を混合する方法およびミキサ回路 - Google Patents
複数の周波数依存入力信号を混合する方法およびミキサ回路Info
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- JPH10135744A JPH10135744A JP9286891A JP28689197A JPH10135744A JP H10135744 A JPH10135744 A JP H10135744A JP 9286891 A JP9286891 A JP 9286891A JP 28689197 A JP28689197 A JP 28689197A JP H10135744 A JPH10135744 A JP H10135744A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
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- H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 固定電圧源とソース端子との間に配置される
負荷を必要とすることなく、ＭＯＳトランジスタが４端
子デバイスとして動作できるようにし、低雑音かつ低電
圧において動作することが可能なミキサ回路を提供す
る。 【解決手段】 ３個までの入力信号を混合することがで
きる４端子掛け算回路である。この回路は、ゲート、ソ
ース、ドレインおよびバックゲート端子を有するＭＯＳ
トランジスタを含む。この回路がＲＦミキサすなわち低
域変換器として使用される場合、ＲＦ信号がゲート端子
（１２６）に提供され、局部発振器信号がバックゲート
端子（１３０）に提供される。トランジスタをバイアス
するために、ＤＣ電圧がソース端子（１２４）に与えら
れ、混合／低域変換された出力（ＩＦ）信号がドレイン
端子（１２８）から得られる。単一平衡回路において、
２個のＭＯＳトランジスタが使用され、正相および逆相
のＩＦ信号が得られる。
負荷を必要とすることなく、ＭＯＳトランジスタが４端
子デバイスとして動作できるようにし、低雑音かつ低電
圧において動作することが可能なミキサ回路を提供す
る。 【解決手段】 ３個までの入力信号を混合することがで
きる４端子掛け算回路である。この回路は、ゲート、ソ
ース、ドレインおよびバックゲート端子を有するＭＯＳ
トランジスタを含む。この回路がＲＦミキサすなわち低
域変換器として使用される場合、ＲＦ信号がゲート端子
（１２６）に提供され、局部発振器信号がバックゲート
端子（１３０）に提供される。トランジスタをバイアス
するために、ＤＣ電圧がソース端子（１２４）に与えら
れ、混合／低域変換された出力（ＩＦ）信号がドレイン
端子（１２８）から得られる。単一平衡回路において、
２個のＭＯＳトランジスタが使用され、正相および逆相
のＩＦ信号が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の入力信号を
掛け算して出力信号を生成するための複数の端子を有す
る回路構成要素に係り、特に入力信号の中心周波数をシ
フトさせるためのＲＦミキサとして使用するための多端
子回路に関する。
掛け算して出力信号を生成するための複数の端子を有す
る回路構成要素に係り、特に入力信号の中心周波数をシ
フトさせるためのＲＦミキサとして使用するための多端
子回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】受信したＲＦ信号を低い中心周波数また
は中間周波数（ＩＦ）に低域変換するためのミキサ回路
は、良く知られている。そのような回路は、（たとえ
ば、アンテナによりミキサ回路に提供される）受信ＲＦ
信号を局部発振器（ＬＯ）信号と掛け算すなわち混合す
る。得られた出力信号、すなわちＩＦ信号は、ＬＯ信号
の周波数だけ周波数シフトすなわちヘテロダインされ
る。
は中間周波数（ＩＦ）に低域変換するためのミキサ回路
は、良く知られている。そのような回路は、（たとえ
ば、アンテナによりミキサ回路に提供される）受信ＲＦ
信号を局部発振器（ＬＯ）信号と掛け算すなわち混合す
る。得られた出力信号、すなわちＩＦ信号は、ＬＯ信号
の周波数だけ周波数シフトすなわちヘテロダインされ
る。
【０００３】これまでに知られている低域変換器、すな
わちミキサ回路は、３端子デバイスとして動作する金属
酸化物半導体（ＭＯＳ）電界効果トランジスタを使用す
る。そのようなデバイスは、図１Ａにその断面が示さ
れ、かつ図１Ｂに模式的に示されている。図示されたＭ
ＯＳトランジスタ１０（Ｍ）は、上側主面１３を有する
Ｐドープ半導体基板１２上に形成されたＰチャネルデバ
イスである。トランジスタＭは、その中にＰ＋ドープの
ソース領域およびドレイン領域が形成されたＮウエル領
域１４を含む。このソース領域およびドレイン領域は、
間隔をおいて配置されており、トランジスタＭが当業者
により良く知られた方法で適切にバイアスされたとき
に、チャネル領域がそれらの間に誘導される。
わちミキサ回路は、３端子デバイスとして動作する金属
酸化物半導体（ＭＯＳ）電界効果トランジスタを使用す
る。そのようなデバイスは、図１Ａにその断面が示さ
れ、かつ図１Ｂに模式的に示されている。図示されたＭ
ＯＳトランジスタ１０（Ｍ）は、上側主面１３を有する
Ｐドープ半導体基板１２上に形成されたＰチャネルデバ
イスである。トランジスタＭは、その中にＰ＋ドープの
ソース領域およびドレイン領域が形成されたＮウエル領
域１４を含む。このソース領域およびドレイン領域は、
間隔をおいて配置されており、トランジスタＭが当業者
により良く知られた方法で適切にバイアスされたとき
に、チャネル領域がそれらの間に誘導される。
【０００４】酸化物層２２が、このチャネル領域の上に
形成され、その上に、チャネル２０中のキャリア（この
場合、ｐ型のキャリア）の流れを制御するために、ゲー
ト端子２６が形成される。トランジスタＭは、ソース領
域１６をアクセスするソース端子（Ｓ）２４、ドレイン
領域１８をアクセスするドレイン端子（Ｄ）２８、チャ
ネル領域２０を通るキャリアの流れを制御するためのゲ
ート端子（Ｇ）２６を含む端子に適切な電圧を印可する
ことにより使用される。
形成され、その上に、チャネル２０中のキャリア（この
場合、ｐ型のキャリア）の流れを制御するために、ゲー
ト端子２６が形成される。トランジスタＭは、ソース領
域１６をアクセスするソース端子（Ｓ）２４、ドレイン
領域１８をアクセスするドレイン端子（Ｄ）２８、チャ
ネル領域２０を通るキャリアの流れを制御するためのゲ
ート端子（Ｇ）２６を含む端子に適切な電圧を印可する
ことにより使用される。
【０００５】また、トランジスタＭは、主面１３を通し
てウエル領域１４をアクセスするバックゲート端子
（Ｂ）３０も含む。従来技術によるミキサにおいて、バ
ックゲート端子Ｂは、電源のような固定電圧源、すなわ
ちソース端子Ｓに接続されている。したがって、トラン
ジスタＭの出力電流は、ゲート端子Ｇに印可された電
圧、すなわちゲート端子とソース端子との間の電位差
（ＶGS）により制御される。この構成（すなわち、バッ
クゲート端子がソース端子Ｓに結合または接続された構
成）が、従来技術による図１Ａおよび１Ｂに示されてい
る。
てウエル領域１４をアクセスするバックゲート端子
（Ｂ）３０も含む。従来技術によるミキサにおいて、バ
ックゲート端子Ｂは、電源のような固定電圧源、すなわ
ちソース端子Ｓに接続されている。したがって、トラン
ジスタＭの出力電流は、ゲート端子Ｇに印可された電
圧、すなわちゲート端子とソース端子との間の電位差
（ＶGS）により制御される。この構成（すなわち、バッ
クゲート端子がソース端子Ｓに結合または接続された構
成）が、従来技術による図１Ａおよび１Ｂに示されてい
る。
【０００６】図２において、図１ＢのＭＯＳデバイスを
含む従来技術によるミキサ回路３２が示されている。こ
のミキサ回路は、図３においてブロック図形式で示され
ており、上述したように、到来するＲＦ信号をＬＯ信号
により混合すなわちシフトし、これからＩＦ信号出力を
得る。図２に示されているように、ＭＯＳデバイスＭ
は、そのソース端子Ｓに通常通り結合されたバックゲー
ト端子Ｂを有する。
含む従来技術によるミキサ回路３２が示されている。こ
のミキサ回路は、図３においてブロック図形式で示され
ており、上述したように、到来するＲＦ信号をＬＯ信号
により混合すなわちシフトし、これからＩＦ信号出力を
得る。図２に示されているように、ＭＯＳデバイスＭ
は、そのソース端子Ｓに通常通り結合されたバックゲー
ト端子Ｂを有する。
【０００７】受信ＲＦ信号は、第１の入力端子、すなわ
ちゲート端子Ｇに与えられ、ＬＯ信号は、キャパシタ３
９を介してソース端子Ｓに接続された第２の入力端子３
８に与えられる。ＬＯ入力は信号であるので、ソース端
子は、本来零のインピーダンス値を有する定電圧源に接
続できない。これは、そのような構成が、ＬＯ信号がソ
ース端子へ入ることを妨げるからである。
ちゲート端子Ｇに与えられ、ＬＯ信号は、キャパシタ３
９を介してソース端子Ｓに接続された第２の入力端子３
８に与えられる。ＬＯ入力は信号であるので、ソース端
子は、本来零のインピーダンス値を有する定電圧源に接
続できない。これは、そのような構成が、ＬＯ信号がソ
ース端子へ入ることを妨げるからである。
【０００８】この問題を軽減するために、ミキサ回路３
２は、ソース端子Ｓと固定電圧源ＶDDとの間に配置され
たレジスタまたはタンク回路のような負荷３４を含む。
この負荷３４は、端子３８へのＬＯ信号の適切な入力を
可能にする。図２においてバックゲート端子Ｂはソース
端子に結合されているが、従来技術のミキサ回路３２の
動作に影響を与えることなくＶDDに結合されうることが
理解されなければならない。
２は、ソース端子Ｓと固定電圧源ＶDDとの間に配置され
たレジスタまたはタンク回路のような負荷３４を含む。
この負荷３４は、端子３８へのＬＯ信号の適切な入力を
可能にする。図２においてバックゲート端子Ｂはソース
端子に結合されているが、従来技術のミキサ回路３２の
動作に影響を与えることなくＶDDに結合されうることが
理解されなければならない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図２に示された従来技
術によるミキサ回路３２は、いくつかの欠点を有する。
たとえば、負荷３４が抵抗器である場合、雑音がもたら
され、抵抗器に本来的に生じる電圧降下を補償するため
に、回路を動作させるためのＶDDに高い値が必要とされ
る。しかし、負荷３４がタンク回路である場合、電圧降
下が生じず、ＶDDを高い値としないが、インダクタ（タ
ンク回路の部品）を含めることは、技術的に困難かつ高
価である。これらは、望ましくない結果であり、ＲＦミ
キサ回路が安価なままでかつ可能な限り低電圧で動作す
ることが望ましい。
術によるミキサ回路３２は、いくつかの欠点を有する。
たとえば、負荷３４が抵抗器である場合、雑音がもたら
され、抵抗器に本来的に生じる電圧降下を補償するため
に、回路を動作させるためのＶDDに高い値が必要とされ
る。しかし、負荷３４がタンク回路である場合、電圧降
下が生じず、ＶDDを高い値としないが、インダクタ（タ
ンク回路の部品）を含めることは、技術的に困難かつ高
価である。これらは、望ましくない結果であり、ＲＦミ
キサ回路が安価なままでかつ可能な限り低電圧で動作す
ることが望ましい。
【００１０】
【課題を解決するための手段】低雑音かつ低電圧におい
て動作することが可能なミキサ回路を提供するために、
固定電圧源とソース端子との間に配置される負荷を必要
とすることなく、ＭＯＳトランジスタが４端子デバイス
として動作できることを認識することにより、従来技術
に対する改良がなされた。
て動作することが可能なミキサ回路を提供するために、
固定電圧源とソース端子との間に配置される負荷を必要
とすることなく、ＭＯＳトランジスタが４端子デバイス
として動作できることを認識することにより、従来技術
に対する改良がなされた。
【００１１】本発明は、ＭＯＳトランジスタが、複数の
入力信号を混合して出力信号を形成するための掛け算回
路またはミキサ回路として使用される方法を含む。第１
の入力信号（たとえば、ＲＦ信号）が、ＭＯＳトランジ
スタのゲート端子に提供される。第２の入力信号（たと
えば、ＬＯ信号）は、タンク回路すなわち負荷を必要と
しないように、ＭＯＳトランジスタのバックゲート端子
に提供される。ソース端子は、ＤＣ電圧でバイアスさ
れ、第３の入力信号信号を受信でき、入力信号の混合で
ある出力信号が、ドレイン端子から得られる。
入力信号を混合して出力信号を形成するための掛け算回
路またはミキサ回路として使用される方法を含む。第１
の入力信号（たとえば、ＲＦ信号）が、ＭＯＳトランジ
スタのゲート端子に提供される。第２の入力信号（たと
えば、ＬＯ信号）は、タンク回路すなわち負荷を必要と
しないように、ＭＯＳトランジスタのバックゲート端子
に提供される。ソース端子は、ＤＣ電圧でバイアスさ
れ、第３の入力信号信号を受信でき、入力信号の混合で
ある出力信号が、ドレイン端子から得られる。
【００１２】他の好ましい実施形態において、単一平衡
回路および二重平衡ミキサ回路が提供される。単一平衡
ミキサ回路において、２個のＭＯＳトランジスタが使用
され、非平衡終端ＲＦ信号が、両方のゲート端子に与え
られ、同時に、ＬＯ信号の逆位相部分がバックゲート端
子に与えられる。分離された出力信号、正相出力信号お
よび逆相出力信号が得られる。
回路および二重平衡ミキサ回路が提供される。単一平衡
ミキサ回路において、２個のＭＯＳトランジスタが使用
され、非平衡終端ＲＦ信号が、両方のゲート端子に与え
られ、同時に、ＬＯ信号の逆位相部分がバックゲート端
子に与えられる。分離された出力信号、正相出力信号お
よび逆相出力信号が得られる。
【００１３】二重平衡回路において、４個のトランジス
タが使用される。ＲＦ信号の正相部分が、２個のトラン
ジスタのゲート端子に与えられ、ＲＦ信号の逆相部分
が、残りの２個のトランジスタのゲート端子に与えられ
る。同様に、ＬＯ信号の正相部分が、２個のトランジス
タのバックゲート端子に与えられ、ＬＯ信号の逆相部分
が、残りの２個のトランジスタのバックゲート端子に与
えられる。得られる出力信号（２個の正相出力信号およ
び２個の逆相出力信号）は結合されて、単一の結合正相
出力信号および単一の結合逆相出力信号を形成する。
タが使用される。ＲＦ信号の正相部分が、２個のトラン
ジスタのゲート端子に与えられ、ＲＦ信号の逆相部分
が、残りの２個のトランジスタのゲート端子に与えられ
る。同様に、ＬＯ信号の正相部分が、２個のトランジス
タのバックゲート端子に与えられ、ＬＯ信号の逆相部分
が、残りの２個のトランジスタのバックゲート端子に与
えられる。得られる出力信号（２個の正相出力信号およ
び２個の逆相出力信号）は結合されて、単一の結合正相
出力信号および単一の結合逆相出力信号を形成する。
【００１４】
【発明の実施の形態】図４において、本発明の一実施形
態によるデバイスおよび回路配置を説明する。単純さお
よび便宜上のために、ここでは、受信回路のような通信
デバイスの分野において使用するためのミキサ、すなわ
ち低域変換器の適用例との関連で説明する。しかし、本
発明は、決してそのような特定の適用例に限定されるも
のではなく、様々な適用例において使用するためにいず
れかの周波数成分信号を掛け算することに適用できる。
態によるデバイスおよび回路配置を説明する。単純さお
よび便宜上のために、ここでは、受信回路のような通信
デバイスの分野において使用するためのミキサ、すなわ
ち低域変換器の適用例との関連で説明する。しかし、本
発明は、決してそのような特定の適用例に限定されるも
のではなく、様々な適用例において使用するためにいず
れかの周波数成分信号を掛け算することに適用できる。
【００１５】図４において、たとえば受信ＲＦ信号の混
合すなわち低域変換において使用するための掛け算回路
１００が図示されている。掛け算回路１００は、それぞ
れソース（Ｓ）１２４、ゲート（Ｇ）１２６およびバッ
クゲート（Ｂ）１３０に対応する第１、第２および第３
の入力端子を有するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭを
含む。図示されているように、本発明に従って、バック
ゲート端子１３０は、図２中の従来技術による回路３２
の場合のように、ソース端子１２４に結合されていな
い。ドレイン（Ｄ）１２８に対応する出力端子としての
第４の端子も提供される。これから、出力信号が得られ
る。負荷１４２は、ドレイン端子１２８と大地との間に
接続されており、ソース端子は、ＶDDとして示された高
いＤＣ電位に維持される。
合すなわち低域変換において使用するための掛け算回路
１００が図示されている。掛け算回路１００は、それぞ
れソース（Ｓ）１２４、ゲート（Ｇ）１２６およびバッ
クゲート（Ｂ）１３０に対応する第１、第２および第３
の入力端子を有するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭを
含む。図示されているように、本発明に従って、バック
ゲート端子１３０は、図２中の従来技術による回路３２
の場合のように、ソース端子１２４に結合されていな
い。ドレイン（Ｄ）１２８に対応する出力端子としての
第４の端子も提供される。これから、出力信号が得られ
る。負荷１４２は、ドレイン端子１２８と大地との間に
接続されており、ソース端子は、ＶDDとして示された高
いＤＣ電位に維持される。
【００１６】上述したように、バックゲート端子１３０
を高い電位に固定することにより、たとえば図２の従来
技術による回路におけるように、バックゲート端子１３
０をソース端子１２４に結合させることにより、トラン
ジスタＭが通常の方法で動作し、出力すなわちドレイン
電流が、ゲート端子に与えられる電圧により制御される
ことが知られている。
を高い電位に固定することにより、たとえば図２の従来
技術による回路におけるように、バックゲート端子１３
０をソース端子１２４に結合させることにより、トラン
ジスタＭが通常の方法で動作し、出力すなわちドレイン
電流が、ゲート端子に与えられる電圧により制御される
ことが知られている。
【００１７】反対に、ゲート端子が高い電圧に固定され
る場合、たとえば、ソース端子に結合される場合、トラ
ンジスタＭの出力電流は、バックゲート（Ｂ）端子によ
り制御され、トランジスタＭはバイポーラ接合トランジ
スタ（ＢＪＴ）の特性を示す。ここで、バックゲート端
子は、ベース端子として機能し、ソース端子は、エミッ
タ端子として機能し、ドレイン端子は、コレクタ端子と
して機能する。さらに、バックゲート端子が固定電圧に
結合されている場合、ＭＯＳトランジスタのしきい値電
圧が固定値であることも広く認識されている。しかし、
バックゲート端子が固定されていない場合、すなわち信
号がこれに与えられる場合、しきい値電圧はもはや固定
されておらず、バックゲート電圧に依存して変化するこ
とになる。
る場合、たとえば、ソース端子に結合される場合、トラ
ンジスタＭの出力電流は、バックゲート（Ｂ）端子によ
り制御され、トランジスタＭはバイポーラ接合トランジ
スタ（ＢＪＴ）の特性を示す。ここで、バックゲート端
子は、ベース端子として機能し、ソース端子は、エミッ
タ端子として機能し、ドレイン端子は、コレクタ端子と
して機能する。さらに、バックゲート端子が固定電圧に
結合されている場合、ＭＯＳトランジスタのしきい値電
圧が固定値であることも広く認識されている。しかし、
バックゲート端子が固定されていない場合、すなわち信
号がこれに与えられる場合、しきい値電圧はもはや固定
されておらず、バックゲート電圧に依存して変化するこ
とになる。
【００１８】ＭＯＳトランジスタのこれらの特性を認識
して、出願人は、信号をゲート端子およびバックゲート
端子の両方に同時に与えることにより、ＭＯＳトランジ
スタは、入力信号を混合すなわち掛け算して出力信号を
生成するために、そのような構成を特に適したものにす
るＭＯＳおよびＢＪＴ特性の両方を示すことを発見し
た。たとえば、アンテナのようないずれかの知られた源
から提供されうる受信ＲＦ信号が、第１の端子すなわち
ゲート（Ｇ）に提供され、局部発振器（ＬＯ）信号がバ
ックゲート（Ｂ）に提供される。得られる出力電流、す
なわちドレイン電流Ｉが、ドレイン端子１２８において
生成される。電圧出力が望まれる場合、出力端子１４０
において電圧降下を生成するために、負荷１４２が含ま
れる。しかし、出力電流が望まれる場合、負荷１４２は
必要とされず、ドレイン電流Ｉが出力信号となる。
して、出願人は、信号をゲート端子およびバックゲート
端子の両方に同時に与えることにより、ＭＯＳトランジ
スタは、入力信号を混合すなわち掛け算して出力信号を
生成するために、そのような構成を特に適したものにす
るＭＯＳおよびＢＪＴ特性の両方を示すことを発見し
た。たとえば、アンテナのようないずれかの知られた源
から提供されうる受信ＲＦ信号が、第１の端子すなわち
ゲート（Ｇ）に提供され、局部発振器（ＬＯ）信号がバ
ックゲート（Ｂ）に提供される。得られる出力電流、す
なわちドレイン電流Ｉが、ドレイン端子１２８において
生成される。電圧出力が望まれる場合、出力端子１４０
において電圧降下を生成するために、負荷１４２が含ま
れる。しかし、出力電流が望まれる場合、負荷１４２は
必要とされず、ドレイン電流Ｉが出力信号となる。
【００１９】回路１００がミキサすなわち低域変換器と
して使用される場合、到来ＲＦ信号の中心周波数は、Ｌ
Ｏ周波数だけ下方向にシフトされ、出力端子１４０にお
いて、中間周波数（ＩＦ）の出力信号が得られる。回路
１００の動作は、ＲＦ信号がゲート端子に与えられ、Ｌ
Ｏ信号がバックゲート信号に与えられるように示されて
いるが、回路１００は、ＲＦ信号がバックゲート端子に
与えられ、ＬＯ信号がゲート信号に与えられるようにも
動作する。
して使用される場合、到来ＲＦ信号の中心周波数は、Ｌ
Ｏ周波数だけ下方向にシフトされ、出力端子１４０にお
いて、中間周波数（ＩＦ）の出力信号が得られる。回路
１００の動作は、ＲＦ信号がゲート端子に与えられ、Ｌ
Ｏ信号がバックゲート信号に与えられるように示されて
いるが、回路１００は、ＲＦ信号がバックゲート端子に
与えられ、ＬＯ信号がゲート信号に与えられるようにも
動作する。
【００２０】また、回路１００は、受信ＲＦ信号をソー
ス端子に与えられ得る第２の信号（すなわち、ＬＯ信号
に追加される信号）と混合するために使用されうる。換
言すれば、タンク回路は、トランジスタＭの適切なバイ
アスを提供するために、ＶDDとソース端子との間に配置
することができ、そして、到来ＲＦ信号が、バックゲー
ト（Ｂ）に与えられるＬＯ信号およびソース端子に与え
られる第２の信号の両方により、混合すなわち低域変換
されるように、第２の信号がソース端子に与えられる。
ス端子に与えられ得る第２の信号（すなわち、ＬＯ信号
に追加される信号）と混合するために使用されうる。換
言すれば、タンク回路は、トランジスタＭの適切なバイ
アスを提供するために、ＶDDとソース端子との間に配置
することができ、そして、到来ＲＦ信号が、バックゲー
ト（Ｂ）に与えられるＬＯ信号およびソース端子に与え
られる第２の信号の両方により、混合すなわち低域変換
されるように、第２の信号がソース端子に与えられる。
【００２１】ＲＦ信号が、バックゲートに与えられるＬ
Ｏ信号と混合される場合、図４の回路１００は、低い電
圧で動作可能であり、図２の従来技術による回路３２よ
りも安価になりうる。これは、ソース端子へのＬＯ信号
の入力を収容するために、ソース端子とＶDDとの間に接
続される負荷を必要としないからである。換言すれば、
上述したように、抵抗負荷による誘導雑音および電圧降
下がなく、ＩＣインダクタをタンク回路負荷に含めるこ
とによる追加的コストがない。また、回路１００は、長
チャネルまたは短チャネルトランジスタを使用すること
ができる。
Ｏ信号と混合される場合、図４の回路１００は、低い電
圧で動作可能であり、図２の従来技術による回路３２よ
りも安価になりうる。これは、ソース端子へのＬＯ信号
の入力を収容するために、ソース端子とＶDDとの間に接
続される負荷を必要としないからである。換言すれば、
上述したように、抵抗負荷による誘導雑音および電圧降
下がなく、ＩＣインダクタをタンク回路負荷に含めるこ
とによる追加的コストがない。また、回路１００は、長
チャネルまたは短チャネルトランジスタを使用すること
ができる。
【００２２】図５において、単一平衡ミキサ回路２００
が示されている。図４のミキサ回路１００と異なり、図
示された回路２００は、２つのＭＯＳトランジスタＭ1
およびＭ2を含む。このような回路は、平衡信号と反対
に、受信ＲＦ信号が非平衡終端されている場合に、特に
有用である。図５において、非平衡終端ＲＦ信号（ＲＦ
＋）は、トランジスタＭ1およびＭ2の両方のゲート端子
への入力として示されている。両方のトランジスタのソ
ース端子は、高電圧源（ＶDD）に接続され、局部発振器
信号（ＬＯ＋およびＬＯ−）の正相および逆相部分は、
トランジスタＭ1およびＭ2のそれぞれのバックゲート端
子Ｇ1’およびＧ2’に入力される。トランジスタＭ1の
出力信号すなわちドレイン電流は、正相信号（ＩＦ＋）
であり、トランジスタＭ2の出力信号すなわちドレイン
電流は、逆相信号（ＩＦ−）である。両方の中間周波数
信号（ＩＦ＋およびＩＦ−）は、図示のように、出力端
子２４０から得ることができる。
が示されている。図４のミキサ回路１００と異なり、図
示された回路２００は、２つのＭＯＳトランジスタＭ1
およびＭ2を含む。このような回路は、平衡信号と反対
に、受信ＲＦ信号が非平衡終端されている場合に、特に
有用である。図５において、非平衡終端ＲＦ信号（ＲＦ
＋）は、トランジスタＭ1およびＭ2の両方のゲート端子
への入力として示されている。両方のトランジスタのソ
ース端子は、高電圧源（ＶDD）に接続され、局部発振器
信号（ＬＯ＋およびＬＯ−）の正相および逆相部分は、
トランジスタＭ1およびＭ2のそれぞれのバックゲート端
子Ｇ1’およびＧ2’に入力される。トランジスタＭ1の
出力信号すなわちドレイン電流は、正相信号（ＩＦ＋）
であり、トランジスタＭ2の出力信号すなわちドレイン
電流は、逆相信号（ＩＦ−）である。両方の中間周波数
信号（ＩＦ＋およびＩＦ−）は、図示のように、出力端
子２４０から得ることができる。
【００２３】図４に関して上述したように、電圧の形の
出力信号が望まれる場合、トランジスタＭ1およびＭ2の
ドレイン電流を使用して電圧降下を生じさせるために、
負荷２４２を含めることができる。一方、電流出力が望
まれる場合、負荷２４２は必要とされない。また、この
技術分野において良く知られているように、生成された
ＩＦ信号がチップにとどまる場合、すなわち他のマイク
ロチップアプリケーションおよび計算に使用される場
合、平衡分離出力（ＩＦ＋およびＩＦ−）が好ましい。
しかし、出力信号がチップから取り除かれる場合、平衡
信号は、他のアプリケーションにおける使用のための信
号損失を防止するために、知られている方法で、一般的
に結合される。
出力信号が望まれる場合、トランジスタＭ1およびＭ2の
ドレイン電流を使用して電圧降下を生じさせるために、
負荷２４２を含めることができる。一方、電流出力が望
まれる場合、負荷２４２は必要とされない。また、この
技術分野において良く知られているように、生成された
ＩＦ信号がチップにとどまる場合、すなわち他のマイク
ロチップアプリケーションおよび計算に使用される場
合、平衡分離出力（ＩＦ＋およびＩＦ−）が好ましい。
しかし、出力信号がチップから取り除かれる場合、平衡
信号は、他のアプリケーションにおける使用のための信
号損失を防止するために、知られている方法で、一般的
に結合される。
【００２４】図６において、本発明に従って構成された
二重平衡ミキサ回路３００が示されている。図示されて
いるように、回路３００は、４個のＭＯＳトランジスタ
（Ｍ1、Ｍ2、Ｍ3およびＭ4）を含む。これらのそれぞれ
のソース端子は、ＶDDで示された高電位にある。この回
路は、４個の入力、すなわち到来ＲＦ信号の正相および
逆相部分と生成された局部発振器（ＬＯ）信号の正相お
よび逆相部分を収容する。
二重平衡ミキサ回路３００が示されている。図示されて
いるように、回路３００は、４個のＭＯＳトランジスタ
（Ｍ1、Ｍ2、Ｍ3およびＭ4）を含む。これらのそれぞれ
のソース端子は、ＶDDで示された高電位にある。この回
路は、４個の入力、すなわち到来ＲＦ信号の正相および
逆相部分と生成された局部発振器（ＬＯ）信号の正相お
よび逆相部分を収容する。
【００２５】図６の構成において、ＲＦ信号の正相部分
（ＲＦ＋）は、トランジスタＭ1およびＭ2のゲート端子
に与えられ、ＲＦ信号の逆相部分（ＲＦ−）は、トラン
ジスタＭ3およびＭ4のゲート端子に与えられる。また、
局部発振器信号の正相部分（ＬＯ＋）は、トランジスタ
Ｍ1およびＭ2のバックゲート端子（Ｂ）に与えられ、局
部発振器信号の逆相部分（ＬＯ−）は、トランジスタＭ
3およびＭ4のバックゲート端子に与えられる。
（ＲＦ＋）は、トランジスタＭ1およびＭ2のゲート端子
に与えられ、ＲＦ信号の逆相部分（ＲＦ−）は、トラン
ジスタＭ3およびＭ4のゲート端子に与えられる。また、
局部発振器信号の正相部分（ＬＯ＋）は、トランジスタ
Ｍ1およびＭ2のバックゲート端子（Ｂ）に与えられ、局
部発振器信号の逆相部分（ＬＯ−）は、トランジスタＭ
3およびＭ4のバックゲート端子に与えられる。
【００２６】各トランジスタからの出力電流、すなわち
ドレイン電流は、結合されて、２つの非平衡終端出力信
号ＩＦ＋およびＩＦ−を形成する。具体的には、トラン
ジスタＭ1およびＭ3のドレイン電流は、結合されて、出
力端子３４０のうちの１つにおいてＩＦ＋を形成し、ト
ランジスタＭ2およびＭ4のドレイン電流は、結合され
て、他の出力端子３４０において別の非平衡終端信号Ｉ
Ｆ＋を形成する。前述した実施形態と同様に、出力電圧
信号が望まれる場合、負荷３４２が提供されるが、出力
電流信号が望まれる場合、負荷３４２は必要とされな
い。
ドレイン電流は、結合されて、２つの非平衡終端出力信
号ＩＦ＋およびＩＦ−を形成する。具体的には、トラン
ジスタＭ1およびＭ3のドレイン電流は、結合されて、出
力端子３４０のうちの１つにおいてＩＦ＋を形成し、ト
ランジスタＭ2およびＭ4のドレイン電流は、結合され
て、他の出力端子３４０において別の非平衡終端信号Ｉ
Ｆ＋を形成する。前述した実施形態と同様に、出力電圧
信号が望まれる場合、負荷３４２が提供されるが、出力
電流信号が望まれる場合、負荷３４２は必要とされな
い。
【００２７】たとえば、実質的に同じ方法で実質的に同
じ機能を達成し、同じ結果を得る構成要素および／また
は方法ステップの全ての組み合わせが、本発明の範囲内
にあることを意図されている。さらに、ここで説明され
た本発明の回路において使用されるＭＯＳトランジスタ
は、Ｐチャネル素子として開示されているが、当業者に
良く知られた方法で、Ｎチャネル素子に置き換えること
が可能である。したがって、本発明は、特許請求の範囲
に示されたものによってのみ限定される。
じ機能を達成し、同じ結果を得る構成要素および／また
は方法ステップの全ての組み合わせが、本発明の範囲内
にあることを意図されている。さらに、ここで説明され
た本発明の回路において使用されるＭＯＳトランジスタ
は、Ｐチャネル素子として開示されているが、当業者に
良く知られた方法で、Ｎチャネル素子に置き換えること
が可能である。したがって、本発明は、特許請求の範囲
に示されたものによってのみ限定される。
【００２８】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、固
定電圧源とソース端子との間に配置される負荷を必要と
することなく、ＭＯＳトランジスタが４端子デバイスと
して動作できるようにし、低雑音かつ低電圧において動
作することが可能なミキサ回路を提供することができ
る。
定電圧源とソース端子との間に配置される負荷を必要と
することなく、ＭＯＳトランジスタが４端子デバイスと
して動作できるようにし、低雑音かつ低電圧において動
作することが可能なミキサ回路を提供することができ
る。
【図１】Ａ 通常のＭＯＳトランジスタの構造を示す断
面図。 Ｂ 図１Ａの通常のＭＯＳトランジスタの模式図。
面図。 Ｂ 図１Ａの通常のＭＯＳトランジスタの模式図。
【図２】従来技術によるミキサ回路を示す図。
【図３】ＲＦミキサを示す図。
【図４】本発明の一実施形態によるミキサ回路を示す
図。
図。
【図５】本発明の別の一実施形態による部分的平衡ミキ
サ回路を示す図。
サ回路を示す図。
【図６】本発明のさらに別の一実施形態による二重平衡
ミキサ回路を示す図。
ミキサ回路を示す図。
Ｍ ＭＯＳトランジスタ １００ ミキサ回路 １２４ ソース端子 １２６ ゲート端子 １２８ ドレイン端子 １３０ バックゲート端子 １４２ 負荷 ２００ 単一平衡ミキサ回路 ２４０ 出力端子 ２４２ 負荷 ３００ 二重平衡ミキサ回路 ３４０ 出力端子 ３４２ 負荷
フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ.
Claims (9)
- 【請求項１】 ゲート端子（１２６）、ソース端子（１
２４）、バックゲート端子（１３０）およびドレイン端
子（１２８）を有するＭＯＳトランジスタを使用して周
波数依存出力信号を形成するために、複数の周波数依存
入力信号を混合する方法において、 複数の周波数成分を有する第１の入力信号を前記ゲート
端子に提供するステップと、 複数の周波数成分を有する第２の入力信号を前記バック
ゲート端子に提供するステップと、 第３の入力信号を前記ソース端子に提供するステップ
と、 少なくとも前記第１および第２の入力信号の関数である
出力信号を、前記ドレイン端子から得るステップとを有
することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 第３の入力信号が、ＤＣ電圧であること
を特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 第３の入力信号が、周波数依存信号であ
ることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 第１の周波数依存入力信号が、第１の所
定の中心周波数を有する受信ＲＦ信号であり、 第２の周波数依存入力信号が、前記第１の所定の中心周
波数とは異なる第２の所定の周波数を有する局部発振器
信号であり、 得られる出力信号が、前記第１および第２の入力信号の
前記第１および第２の所定の中心周波数の差に実質的に
等しい中心周波数、および前記第１および第２の入力信
号の前記第１および第２の所定の中心周波数の和に実質
的に等しい中心周波数を有することを特徴とする請求項
１記載の方法。 - 【請求項５】 入力ＲＦ信号を正相部分と逆相部分とを
有する平衡局部発振器信号と混合することにより、所定
の中心周波数値を有する非平衡終端入力ＲＦ信号を低い
中心周波数値に低域変換するための単一平衡ミキサ回路
において、 それぞれがゲート端子（１２６）、ソース端子（１２
４）、バックゲート端子（１３０）およびドレイン端子
（１２８）を有する第１のＭＯＳトランジスタおよび第
２のＭＯＳトランジスタと、 前記第１および第２のＭＯＳトランジスタのソース端子
に接続されて、これらをバイアスする手段とを有し、 前記第１のトランジスタは、前記ゲート端子およびバッ
クゲート端子の一方を介して前記入力ＲＦ信号を第１の
入力信号として受信し、前記ゲート端子およびバックゲ
ート端子の他方を介して前記局部発振器信号の正相部分
および逆相部分の一方を受信し、前記ドレイン端子にお
いて、第１の出力信号を生成し、 前記第２のトランジスタは、前記第２のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子およびバックゲート端子の前記一方を
介して前記入力ＲＦ信号を第１の入力信号として受信
し、前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート端子および
バックゲート端子の前記他方を介して前記局部発振器信
号の正相部分および逆相部分の他方を受信し、前記第２
のＭＯＳトランジスタのドレイン端子において、第２の
出力信号を生成し、前記第２の出力信号は、前記第１の
出力信号と位相が反対であることを特徴とするミキサ回
路。 - 【請求項６】 第１および第２の出力信号が電圧信号と
なるように、第１および第２のトランジスタのドレイン
端子と大地との間に接続された負荷（１４２）をさらに
有することを特徴とする請求項５記載のミキサ回路。 - 【請求項７】 入力ＲＦ信号を正相部分と逆相部分とを
有する平衡局部発振器信号と混合することにより、正相
部分と逆相部分とを有し、かつ所定の中心周波数値を有
する平衡入力ＲＦ信号を低い中心周波数値に低域変換す
るための二重平衡ミキサ回路において、 それぞれがゲート端子、ソース端子、バックゲート端子
およびドレイン端子を有する第１、第２、第３および第
４のＭＯＳトランジスタと、 前記第１、第２、第３および第４のトランジスタのソー
ス端子に接続されて、これらをバイアスする手段とを有
し、 前記第１のトランジスタは、前記ゲート端子を介して前
記入力ＲＦ信号の正相部分および逆相部分の一方を第１
の入力信号として受信し、前記バックゲート端子を介し
て前記局部発振器信号の正相部分および逆相部分の一方
を第２の入力信号として受信し、前記ドレイン端子にお
いて、第１の出力信号を生成し、 前記第２のトランジスタは、前記第２のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子を介して前記入力ＲＦ信号の正相部分
および逆相部分の前記一方を第１の入力信号として受信
し、前記第２のＭＯＳトランジスタのバックゲート端子
を介して前記局部発振器信号の正相部分および逆相部分
の他方を受信し、前記第２のＭＯＳトランジスタのドレ
イン端子において、第２の出力信号を生成し、前記第２
の出力信号は、前記第１の出力信号と位相が反対であ
り、 前記第３のトランジスタは、前記第３のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子を介して前記入力ＲＦ信号の正相部分
および逆相部分の他方を第１の入力信号として受信し、
前記第３のＭＯＳトランジスタのバックゲート端子を介
して前記局部発振器信号の正相部分および逆相部分の前
記他方を第２の入力信号として受信し、前記第３のＭＯ
Ｓトランジスタのドレイン端子において、第３の出力信
号を生成し、前記第３の出力信号は、前記第１の出力信
号と同相であり、 前記第４のトランジスタは、前記第４のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子を介して前記入力ＲＦ信号の正相部分
および逆相部分の前記他方を第１の入力信号として受信
し、前記第４のＭＯＳトランジスタのバックゲート端子
を介して前記局部発振器信号の正相部分および逆相部分
の前記一方を受信し、前記第４のＭＯＳトランジスタの
ドレイン端子において、第４の出力信号を生成し、前記
第４の出力信号は、前記第２の出力信号と同相であり、 前記第１および第３のトランジスタのドレイン端子は、
ある位相を有する第１の結合出力信号を前記第１および
第３の出力信号から形成するために接続され、 前記第２および第４のトランジスタのドレイン端子は、
前記第１の結合出力信号の位相と反対の位相を有する第
２の結合出力信号を前記第２および第４の出力信号から
形成するために接続されていることを特徴とするミキサ
回路。 - 【請求項８】 入力ＲＦ信号を正相部分と逆相部分とを
有する平衡局部発振器信号と混合することにより、正相
部分と逆相部分とを有し、かつ所定の中心周波数値を有
する平衡入力ＲＦ信号を低い中心周波数値に低域変換す
るための二重平衡ミキサ回路において、 それぞれがゲート端子、ソース端子、バックゲート端子
およびドレイン端子を有する第１、第２、第３および第
４のＭＯＳトランジスタと、 前記第１、第２、第３および第４のトランジスタのソー
ス端子に接続されて、これらをバイアスする手段とを有
し、 前記第１のトランジスタは、前記ゲート端子を介して前
記局部発振器信号の正相部分および逆相部分の一方を第
１の入力信号として受信し、前記バックゲート端子を介
して前記ＲＦ信号の正相部分および逆相部分の一方を第
２の入力信号として受信し、前記ドレイン端子におい
て、第１の出力信号を生成し、 前記第２のトランジスタは、前記第２のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子を介して前記局部発振器信号の正相部
分および逆相部分の前記一方を第１の入力信号として受
信し、前記第２のＭＯＳトランジスタのバックゲート端
子を介して前記ＲＦ信号の正相部分および逆相部分の他
方を受信し、前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン
端子において、第２の出力信号を生成し、前記第２の出
力信号は、前記第１の出力信号と位相が反対であり、 前記第３のトランジスタは、前記第３のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子を介して前記局部発信器信号の正相部
分および逆相部分の他方を第１の入力信号として受信
し、前記第３のＭＯＳトランジスタのバックゲート端子
を介して前記ＲＦ信号の正相部分および逆相部分の前記
他方を第２の入力信号として受信し、前記第３のＭＯＳ
トランジスタのドレイン端子において、第３の出力信号
を生成し、前記第３の出力信号は、前記第１の出力信号
と同相であり、 前記第４のトランジスタは、前記第４のＭＯＳトランジ
スタのゲート端子を介して前記局部発信器信号の正相部
分および逆相部分の前記他方を第１の入力信号として受
信し、前記第４のＭＯＳトランジスタのバックゲート端
子を介して前記ＲＦ信号の正相部分および逆相部分の前
記一方を受信し、前記第４のＭＯＳトランジスタのドレ
イン端子において、第４の出力信号を生成し、前記第４
の出力信号は、前記第２の出力信号と同相であり、 前記第１および第３のトランジスタのドレイン端子は、
ある位相を有する第１の結合出力信号を前記第１および
第３の出力信号から形成するために接続され、 前記第２および第４のトランジスタのドレイン端子は、
前記第１の結合出力信号の位相と反対の位相を有する第
２の結合出力信号を前記第２および第４の出力信号から
形成するために接続されていることを特徴とするミキサ
回路。 - 【請求項９】 第１および第２の結合出力信号が電圧信
号となるように、第１、第２、第３および第４のトラン
ジスタのドレイン端子と接地端子との間に接続された負
荷をさらに有することを特徴とする請求項７または８記
載のミキサ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/734658 | 1996-10-21 | ||
| US08/734,658 US5767726A (en) | 1996-10-21 | 1996-10-21 | Four terminal RF mixer device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10135744A true JPH10135744A (ja) | 1998-05-22 |
Family
ID=24952580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9286891A Pending JPH10135744A (ja) | 1996-10-21 | 1997-10-20 | 複数の周波数依存入力信号を混合する方法およびミキサ回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5767726A (ja) |
| EP (1) | EP0837556A1 (ja) |
| JP (1) | JPH10135744A (ja) |
| CA (1) | CA2213318A1 (ja) |
Families Citing this family (59)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990003770A (ko) * | 1997-06-26 | 1999-01-15 | 김영환 | 전압 제어 발진기 |
| EP0959503A1 (en) | 1998-05-11 | 1999-11-24 | Alcatel Alsthom Compagnie Générale d'Electricité | Field effect transistor, control method for controlling such a field affect transistor and a frequency mixer means including such a field effect transistor |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6278872B1 (en) * | 1998-10-16 | 2001-08-21 | Nortel Networks Limited | Frequency converter with improved linearity |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7027786B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-04-11 | Parkervision, Inc. | Carrier and clock recovery using universal frequency translation |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US7006805B1 (en) | 1999-01-22 | 2006-02-28 | Parker Vision, Inc. | Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
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