JPH1014238A - プッシュプル型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成でプッシュプル型スイッチング電
源装置の入力電流の導通角を広げてピーク電流を抑え、
力率を改善する。 【解決手段】 スイッチング制御回路５は、互いに半周
期ずれた同一パルス幅の駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２をト
ランジスタＱ１，Ｑ２に出力して交互にスイッチングさ
せるが、そのパルス幅を半周期より広くしてトランジス
タが同時オンになる期間を設ける。メイントランスＴｍ
の１次巻線Ｎ１の中間タップに入力する電力は、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２のいずれか片側オンの期間はメイント
ランスＴｍを介してコンデンサＣ２を充電し、同時オン
の期間は１次巻線Ｎｆ１に印加されてフライバックトラ
ンスＴｆを励起するが、その励起エネルギは次の片側オ
ンの期間に電流に変換されて、２次巻線ＮＦ２からダイ
オードＤ１を介してコンデンサＣ１を充電する。ダイオ
ードブリッジ４の整流電圧が低い間は、コンデンサＣ１
から電力が供給される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、入力する交流電
流の導通角を広くして力率を改善したプッシュプル型ス
イッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電子機器の直流電源として、スイ
ッチング電源装置が多用されるようになってきた。一般
に、このような直流電源装置は、交流電源から入力する
交流電力を、ダイオードブリッジなどの全波整流回路に
よって整流したのち、平滑回路によって平滑する。

【０００３】図９に示すように、プッシュプル型スイッ
チング電源装置の、初段にコンデンサＣ１１を設けたコ
ンデンサ入力型平滑回路を用いた１次直流電源部２２
は、その電圧波形を図１０の（Ａ）に示すように、出力
電圧に含まれるリップル電圧を小さくするために、コン
デンサＣ１１の容量を大きくする必要があるが、容量を
あまり大きくすると、図１０の（Ｂ）に示す電流波形か
ら明らかなように、コンデンサに流入する電流のピーク
値が大きくなって力率が低下するとともに、充放電電流
と内部損失とによって内部温度が上昇し、コンデンサの
寿命を短くする。

【０００４】さらに、無効電力が大きいために、出力電
力に比べて入力電流が大きくなり、スイッチング周波数
及びその高調波によるノイズが大きくなるから、直流電
源装置ばかりでなく交流電源を共用する他の機器にも悪
影響を及ぼすという問題がある。そのため、大容量のノ
イズフィルタ回路を付加するなどの対策が必要になって
くる。このような力率の低下に起因する種々の問題に対
処するために、チョーク入力型平滑回路を用いて力率を
改善することが知られている。

【０００５】特には図示しないが、図９に示したダイオ
ードブリッジ４の出力端とコンデンサＣ１１との間にチ
ョークコイルを直列に設けたチョーク入力型平滑回路を
用いた１次直流電源部においては、ダイオードブリッジ
４からコンデンサＣ１１への充電電流は、チョークコイ
ルのインダクタンスの値に応じてピーク値が抑えられる
と共に、充電電流が流れる時間すなわち導通角が広くな
る。したがって、コンデンサＣ１１に流れる充電電流が
チョークコイルによっても平滑され、力率が改善され
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、１次直
流電源部にチョーク入力型平滑回路を用いたプッシュプ
ル型スイッチング電源装置において、チョークコイルは
商用電源周波数又はその２倍の周波数で使用される低周
波用であるから、数ｍＨ乃至数十ｍＨ程度の大きなイン
ダクタンスを必要とし、形状が大きくなって重量が重く
なるから、小型の民生用電子機器にはあまり使用されて
いないのが実状である。

【０００７】さらに、大きなインダクタンスのためにコ
イルの巻数が多くなり、巻線の抵抗によるライン間の電
圧降下が大きい。また、電流の位相の遅れが、逆に力率
を低下させる原因ともなっていた。このように、チョー
ク入力型平滑回路は、力率を改善する反面、大型化，高
価格化する欠点を有しているという問題があった。

【０００８】この発明は上記の点に鑑みてなされたもの
であり、プッシュプル型スイッチング電源装置が大型
化，高価格化することなく、簡単な構成で入力電流の導
通角を広げてピーク電流を抑え、力率を改善することを
目的とする。また、サブコンバータのコンデンサの端子
間電圧の異常上昇を防止することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するため、トランスの中間タップを有する１次巻線
の両端にそれぞれ一端を接続した第１及び第２のスイッ
チング素子の他端を互いに結合し、交流電源から入力す
る交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出
力端子を１次巻線の中間タップとスイッチング素子の結
合点とにそれぞれ接続して、第１及び第２のスイッチン
グ素子を交互にスイッチングすることによりトランスの
２次巻線に誘起される２次交流電力を整流平滑して出力
するプッシュプル型スイッチング電源装置において、次
のようにしたものである。

【００１０】すなわち、全波整流回路の出力端子とトラ
ンスの中間タップとの間に１次巻線を直列に介挿したフ
ライバックトランスを設け、該フライバックトランスの
２次巻線に整流用ダイオードを直列に接続し、その直列
回路によって充電されるコンデンサと該コンデンサの放
電用ダイオードとを全波整流回路の出力端子間に設ける
と共に、交互にスイッチングする第１及び第２のスイッ
チング素子が同時にオンになる期間を有するように制御
するスイッチング制御手段を設け、コンデンサが、第１
及び第２のスイッチング素子が同時にオンになった期間
にフライバックトランスの２次巻線に誘起される電力に
よって充電され、全波整流回路の出力電圧の瞬時値がコ
ンデンサの端子間電圧より低い期間に放電するようにし
たものである。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面を参照しながら具体的に説明する。図１は、この発明
の第１の実施形態であるプッシュプル型スイッチング電
源装置（以下単に「スイッチング電源装置」ともいう）
の構成の一例を示す回路図である。図１に示したスイッ
チング電源装置は、１次直流電源部２とＤＣ−ＤＣコン
バータ３とにより構成されている。

【００１２】１次直流電源部２は、交流電源１から入力
する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路で
あるダイオードブリッジ４と、そのダイオードブリッジ
４の出力端子間に接続されたコンデンサＣ１とその放電
用ダイオードであるダイオードＤ２との直列回路と、ダ
イオードブリッジ４の＋出力端子からＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３に直流電力を供給するラインにその１次巻線Ｎｆ
１を直列に介挿したフライバックトランスＴｆと、コン
デンサＣ１を充電するためにその端子間に接続されたフ
ライバックトランスＴｆの２次巻線Ｎｆ２と整流用ダイ
オードであるダイオードＤ１との直列回路とからなって
いる。

【００１３】ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、１次直流電源
部２から直流電力が入力する中間タップを有する１次巻
線Ｎ１を備えたトランスであるメイントランスＴｍと、
その１次側回路及び２次側回路と、スイッチング制御手
段であるスイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とからなっ
ている。

【００１４】ＤＣ−ＤＣコンバータ３の１次側回路は、
メイントランスＴｍの１次巻線Ｎ１と、その１次巻線Ｎ
１の両端とダイオードブリッジ４の−出力端子との間に
それぞれ接続された、スイッチング制御回路５が出力す
る駆動パルスに応じて交互にスイッチングする第１及び
第２のスイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴで
もよい）Ｑ１，Ｑ２とにより構成されている。

【００１５】ＤＣ−ＤＣコンバータ３の２次側回路は、
メイントランスＴｍの１次巻線Ｎ１と同様に中間タップ
を有する２次巻線Ｎ２と、高周波用のチョークコイルＬ
１とコンデンサＣ２との直列回路からなり、コンデンサ
Ｃ２の他端が２次巻線Ｎ２の中間タップに接続されたチ
ョーク入力型平滑回路と、２次巻線Ｎ２の両端とチョー
クコイルＬ１との間にそれぞれ接続された両波整流用の
ダイオードＤ３，Ｄ４とにより構成され、コンデンサＣ
２の両端子にはそれぞれ正負の出力端子３ｐ，３ｎが接
続されている。

【００１６】ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング制
御回路５は、トランジスタＱ１，Ｑ２にそれぞれ駆動パ
ルスＤＰ１，ＤＰ２を出力して、トランジスタＱ１，Ｑ
２が交互にスイッチングし、且つ同時にオンになる期間
を有するように制御すると共に、コンデンサＣ２の端子
間電圧すなわち出力端子３ｐ，３ｎ間の出力電圧を検出
して、その出力電圧が予め設定した設定電圧になるよう
に定電圧制御を行なう。

【００１７】図２は、定電圧制御をＰＷＭ（パルス幅変
調）制御によって行なうスイッチング制御回路の構成の
一例を示す回路図であり、図３は、その各出力パルスの
一例を示す波形図である。図２に示したスイッチング制
御回路５ａは、一般に市販されているＰＰ（プッシュプ
ル）用制御ＩＣ６と、該ＩＣ６の２個の出力端子にそれ
ぞれ接続したノット回路７，８とにより構成されてい
る。

【００１８】ＰＰ用制御ＩＣ６は、検出した出力電圧を
設定電圧と比較して、両者が同じであればそのままの
（オン）パルス幅で、出力電圧が設定電圧より高ければ
狹くしたパルス幅で、低ければ広くしたパルス幅で、そ
れぞれ２個の出力端子から交互にパルスを出力するが、
そのパルス幅はそれぞれスイッチング周期の１／２より
常に小さく設定されている。ノット回路７，８は、ＰＰ
制御用ＩＣ６の２個の出力端子から交互に出力されるパ
ルスの極性をそれぞれ反転し、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ
２としてトランジスタＱ１，Ｑ２にそれぞれ出力する。

【００１９】すなわち、図３の（Ａ）に示したように、
ＰＰ用制御ＩＣ６がその２個の出力端子から互いに１８
０°の位相差で、スイッチング周期に対するオンデュー
ティ比ｐ（＜１／２）が、例えばｐ＝１／３のパルス幅
のパルスＰ１，Ｐ２（位相でいえばオン１２０°，オフ
２４０°）を出力すると、図３の（Ｂ）に示したよう
に、ノット回路７，８はそれぞれ極性を反転した信号
（位相でオン２４０°，オフ１２０°）を駆動パルスＤ
Ｐ１，ＤＰ２として、トランジスタＱ１，Ｑ２に出力す
る。

【００２０】したがって、図３の（Ｂ）から明らかなよ
うに、トランジスタＱ１，Ｑ２のうちいずれか一方がオ
ンである状態を「片側オン」、両方が共にオンである状
態を「同時オン」として、片側オンであるＱ１オン又は
Ｑ２オンの期間がスイッチング周期に対して１／３（１
２０°）ずつ交互に発生し、その間に同時オンの期間が
１／６ずつ発生している。

【００２１】一般に、ＰＰ用制御ＩＣ６が出力するパル
スのオンデューティ比がｐであれば、片側オンおよび同
時オンの期間は、それぞれスイッチング周期に対してｐ
および（０．５−ｐ）になる。したがって、ｐは１／２
未満に設定されているから、必ず同時オン期間が存在す
ることになる。

【００２２】図４は、図１に示したスイッチング電源装
置の各部の電圧又は電流の変化の一例を示す波形図であ
る。ただし、図４の（Ａ）及び（Ｂ）は、図３の（Ｂ）
にそれぞれ示した駆動パルスＤＰ１及びＤＰ２の波形図
であり、その他の電圧，電流波形は図４の（Ｃ）以降
に、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２の位相に揃えて、それぞ
れ示している。

【００２３】図５は、図１に示した１次直流電源部２の
上流側の電圧及び電流の変化の一例を示す波形図であ
る。図５の（Ａ）に示した電圧波形図は、破線で示した
入力交流電力の全波整流電圧と、１点鎖線で示したコン
デンサＣ１の端子間電圧と、その両者のうちいずれか電
圧の高い方をつないで実線で示した供給電圧Ｖｓとを、
それぞれ示したものである。

【００２４】また、図５の（Ｂ）は、ダイオードブリッ
ジ４の出力電圧（全波整流電圧）がコンデンサＣ１の端
子間電圧より高い期間だけ、ダイオードブリッジ４から
フライバックトランスの１次巻線Ｎｆ１を介して供給さ
れる直流電力の電流、すなわち交流電源１から入力する
交流電流の絶対値の波形を示している。またこれは、上
記期間における図４の（Ｉ）に示す１次巻線Ｎｆ１に流
れる電流からスイッチング周波数以上の高周波成分を除
去した電流を、時間軸を短縮して示した波形に相当す
る。

【００２５】つぎに、図１に示したスイッチング電源装
置の作用を、図４及び図５に示した波形図を参照して説
明する。１次直流電源部２のフライバックトランスＴｆ
の１次巻線Ｎｆ１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３のメ
イントランスＴｍの１次巻線Ｎ１の中間タップに流れる
電流は、図５の（Ａ）に示した波形図で、ダイオードブ
リッジ４の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ１の端子間
電圧より高い間は、ダイオードブリッジ４を介して交流
電源１から供給される。

【００２６】トランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ図４
の（Ａ），（Ｂ）に示した駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２が
ハイの時にオンになって、それぞれ図４の（Ｃ），
（Ｅ）に示したようなコレクタ電流が流れ、駆動パルス
ＤＰ１，ＤＰ２がローの時にはオフになるから、それぞ
れ図４の（Ｄ），（Ｆ）に示したように、そのコレクタ
電圧は供給電圧Ｖｓの瞬時値まで上昇する。

【００２７】図４の（Ａ），（Ｂ）に示したトランジス
タＱ１，Ｑ２の駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２の位相を基準
として見ると、駆動パルスＤＰ１又はＤＰ２がハイであ
る期間は、トランジスタＱ１又はＱ２だけがオンすなわ
ちスイッチング周期のｐ倍の片側オン期間を中心として
その両側のスイッチング周期の（０．５−ｐ）倍の同時
オン期間とからなり、駆動パルスＤＰ１又はＤＰ２がロ
ーである期間は、対をなすトランジスタＱ２又はＱ１だ
けがオンの片側オン期間である。

【００２８】図４の（Ｄ）又は（Ｆ）に示したトランジ
スタＱ１又はＱ２のコレクタ電圧は、そのままメイント
ランスＴｍの１次巻線Ｎ１の上端又は下端の端子電圧で
あるから、同時オンすなわちトランジスタＱ１とＱ２の
コレクタ電圧が共にゼロであれば、メイントランスＴｍ
の１次巻線Ｎ１の中間タップに入力する電流は上下方向
に２分される。そのため、メイントランスＴｍは磁化さ
れないからそのインダクタンス分はゼロになる。

【００２９】したがって、メイントランスＴｍの１次巻
線Ｎ１による電圧降下は、巻線の抵抗によるものだけに
なるが、その抵抗による電圧降下は殆んどゼロに近いか
ら、図４の（Ｇ）に示したようにメイントランスＴｍの
１次巻線Ｎ１の中間タップの電圧もゼロになり、フライ
バックトランスＴｆの１次巻線Ｎｆ１には図４の（Ｈ）
に示したように供給電圧Ｖｓの瞬時値がそのまま印加さ
れて、流れる電流がフライバックトランスＴｆを励起す
る。

【００３０】また、駆動パルスＤＰ１又はＤＰ２がロー
でトランジスタＱ１又はＱ２がオフ、すなわちトランジ
スタＱ２又はＱ１だけがオンである片側オン期間は、メ
イントランスＴｍの１次巻線Ｎ１の中間タップの電圧が
図４の（Ｇ）に示したように供給電圧Ｖｓの瞬時値にな
るから、フライバックトランスＴｆの１次巻線Ｎｆ１に
印加されていた電圧（Ｖｓ）がゼロになると共に、供給
電圧Ｖｓは１次巻線Ｎ１の中間タップから下側又は上側
に印加されて、電流はトランジスタＱ２又はＱ１を通し
て流れ、メイントランスＴｍを互いに逆方向に磁化す
る。

【００３１】メイントランスＴｍの１次巻線Ｎ１に、そ
の中間タップから交互に逆方向にスイッチング周波数で
電流が流れることにより、その２次巻線Ｎ２に誘起され
る２次交流電力は、ダイオードＤ３，Ｄ４によって両波
整流され、チョークコイルＬ１とコンデンサＣ２とから
なるチョーク入力型平滑回路によって平滑されて、出力
端子３ｐ，３ｎから出力される。その出力電圧がスイッ
チング制御回路５にフィードバックされることは既に説
明した。

【００３２】したがって、図４の（Ｃ）又は（Ｅ）に示
した、トランジスタＱ１又はＱ２がオンの間に流れるコ
レクタ電流の波形にそれぞれ現われる３つの三角波のう
ち、中央のＱ１又はＱ２だけがオンである片側オンの期
間の電流は、メイントランスＴｍの２次側回路に電力を
供給するためのものであり、両側の同時オンの期間の電
流は、それぞれフライバックトランスＴｆを励起するた
めのものであって、その１次巻線Ｎｆ１に流れる電流の
１／２になっている。

【００３３】すなわち、フライバックトランスＴｆにお
いて、図４の（Ｉ）と（Ｊ）にそれぞれ示した１次巻線
Ｎｆ１と２次巻線Ｎｆ２に流れる電流のうち、図４の
（Ｈ）に示した１次巻線Ｎｆ１に印加される電圧が供給
電圧Ｖｓの瞬時値である期間に１次巻線Ｎｆ１に流れる
電流はフライバックトランスＴｆを励起し、その値は図
４の（Ｃ），（Ｅ）に示したトランジスタＱ１及びＱ２
の同時オン期間のコレクタ電流の和すなわち２倍であ
る。

【００３４】また、１次巻線Ｎｆ１に印加される電圧が
ゼロである期間では、図４の（Ｉ）に示した１次巻線Ｎ
ｆ１に流れる電流は、トランジスタＱ１又はＱ２の片側
オン期間のコレクタ電流の波形が交互に現れたものであ
り、図４の（Ｊ）に示した上記の印加電圧ゼロの期間中
に２次巻線Ｎｆ２に流れる電流は、励起によってフライ
バックトランスＴｆに蓄積された磁気エネルギが再変換
された電流であって、ダイオードＤ１を介してコンデン
サＣ１を充電する。

【００３５】以上、図５の（Ａ）に示した波形図におい
て、ダイオードブリッジ４の出力電圧の瞬時値が供給電
圧Ｖｓであって、電流が交流電源１から供給され、その
うちの一部が負荷に出力され、他の部分がコンデンサＣ
１を充電する場合について説明したが、コンデンサＣ１
の端子間電圧の瞬時値がダイオードブリッジ４の出力電
圧の瞬時値よりも高く、その端子間電圧が供給電圧Ｖｓ
となってコンデンサＣ１から電流がＤＣ−ＤＣコンバー
タ３に供給される場合も全く同様である。ただし、コン
デンサＣ１から供給される電力の一部は再びコンデンサ
Ｃ１に戻ることになる。

【００３６】また、ＰＷＭ制御によって定電圧制御を行
なうと、軽負荷の場合は片側オンの期間が短かくなるか
ら同時オンの期間が長くなり、メイントランスＴｍの２
次側回路に供給する電力よりもコンデンサＣ１を充電す
る電力の方が大きくなるから、コンデンサＣ１の端子間
電圧が上昇して、図５の（Ｂ）に示したダイオードブリ
ッジ４が出力する電流値とその期間、すなわち交流電源
１から入力する交流電流の電流値とその導通角が少なく
なる。

【００３７】反対に、重負荷の場合は片側オンの期間が
長くなるから同時オンの期間が短かくなり、メイントラ
ンスＴｍの２次側回路に供給する電力の方がコンデンサ
Ｃ１を充電する電力よりも大きくなるから、コンデンサ
Ｃ１の端子間電圧が下降して、図５の（Ｂ）に示したダ
イオードブリッジ４が出力する電流値とその期間、すな
わち交流電源１から入力する交流電流の電流値とその導
通角が大きくなる。

【００３８】しかしながら、図１０の（Ｂ）に示した従
来のコンデンサ入力型平滑回路を用いた場合に比べれ
ば、遙かにピーク電流値が抑制されると共に、その導通
角も広くなっているから、力率が大幅に改善され、ほぼ
０．８〜０．９の力率が得られるという効果がある。

【００３９】スイッチング電源装置の出力電圧を定電圧
制御する手段としては、ＰＷＭ制御の他にも間引き制御
として知られる手段がある。間引き制御は、例えば出力
電圧を設定電圧と比較して、トランジスタＱ１，Ｑ２を
スイッチングさせるために出力する駆動パルスＤＰ１，
ＤＰ２の数、あるいはスイッチングを停止させるために
遮断する駆動パルスの数を制御することにより、出力電
圧を設定電圧に保持するものである。

【００４０】図６は、この発明の第２の実施形態である
プッシュプル型スイッチング電源装置の構成の一例を示
す回路図であり、図７は、図６に示したスイッチング電
源装置に用いられる間引き制御方式のスイッチング制御
回路の構成の一例を示す回路図である。図６に示したス
イッチング電源装置は、１次直流電源部２ａとＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３ａとにより構成され、図１に示したスイ
ッチング電源装置と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。

【００４１】図６に示した１次直流電源部２ａが、１次
直流電源部２（図１）と異なる所は、フライバックトラ
ンスＴｆの１次巻線Ｎｆ１とダイオードＤ２との接続点
と、ダイオードブリッジ４の＋端子との間に、逆流防止
用のダイオードＤ５を設けたことである。また、ＤＣ−
ＤＣコンバータ３ａがＤＣ−ＤＣコンバータ３（図１）
と異なる所は、ＰＷＭ制御方式のスイッチング制御回路
５に代えて、間引き制御方式のスイッチング制御回路１
０を用いたことである。

【００４２】図７に示したスイッチング制御回路１０
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力電圧を検出するヒ
ステリシス特性を有するコンパレータ１１と、第１及び
第２の発振器１２，１３と、ダイオードブリッジ４及び
コンデンサＣ１の各＋端子の電圧を比較するコンパレー
タ１４と、コンパレータ１４の出力に応じて発振器１２
又は１３が出力するパルスを選択するスイッチ回路１５
と、スイッチ回路１５が選択したパルスのゲートを構成
し、コンパレータ１１の出力に応じてゲートを開閉する
アンド回路１６，１７とからなっている。

【００４３】コンパレータ１１は、−端子に入力するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ３ａの出力電圧を、＋端子に入力し
ている参照電圧Ｖｒｅｆと比較するが、ヒステリシス特
性を有しているために、出力電圧が参照電圧Ｖｒｅｆよ
り僅かに高い電圧Ｖｒ１を超えていればローの信号を、
参照電圧より僅かに低い電圧Ｖｒ２より低ければハイの
信号をそれぞれアンド回路１６及び１７に出力し、電圧
Ｖｒ１とＶｒ２との間にあればそれ以前のレベルを保持
する。

【００４４】図８は、第１及び第２の発振器１２及び１
３がそれぞれ出力するパルスの一例を示す波形図であ
る。第１の発振器１２が出力する互いに１８０°の位相
差を有する一組のパルスＰ１ａ，Ｐ２ａは、図８の
（Ａ）に示したように同時オンの期間を有し、第２の発
振器１３が出力する互いに１８０°の位相差を有する一
組のパルスＰ１ｂ，Ｐ２ｂは、図８の（Ｂ）に示したよ
うにオンデューティ比５０％のパルスであるから、同時
オンの期間も同時オフの期間も存在しない。

【００４５】コンパレータ１４は、コンデンサＣ１とダ
イオードブリッジ４の各＋端子の電圧を、それぞれ＋及
び−の端子に入力し、ダイオードブリッジ４の出力電圧
の方が高ければローの信号、コンデンサＣ１の端子間電
圧の方が高ければハイの信号を、スイッチ回路１５に出
力する。スイッチ回路１５は、第１及び第２の発振器１
２及び１３からそれぞれパルスＰ１ａ，Ｐ２ａ及びＰ１
ｂ，Ｐ２ｂを入力し、コンパレータ１４から入力する信
号がローであれば、図示したようにパルスＰ１ａ，Ｐ２
ａを、信号がハイであれば逆にパルスＰ１ｂ，Ｐ２ｂを
それぞれ選択して、アンド回路１６，１７に出力する。

【００４６】アンド回路１６，１７は、スイッチ回路１
５が選択したパルスに対してゲートとして作用する。す
なわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力電圧が高い電
圧Ｖｒ１を超えていなければ、コンパレータ１１の出力
信号がハイであるからゲートを開いて駆動パルスを出力
し、トランジスタＱ１，Ｑ２がスイッチングすることに
よりコンデンサＣ２の充電が行なわれて、その端子間電
圧（出力電圧）が上昇する。

【００４７】ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの出力電圧が高
い電圧Ｖｒ１を超えると、コンパレータ１１の出力信号
がローになってゲートが閉じるから、トランジスタＱ
１，Ｑ２のスイッチングが停止し、コンデンサＣ２は放
電一方になってその端子間電圧（出力電圧）が下降す
る。その出力電圧が低い電圧Ｖｒ２より低くなると、コ
ンパレータ１１の出力信号がハイになってゲートが開
き、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングが再開され
る。

【００４８】このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの
出力電圧に応じて駆動パルスのゲートが開閉し、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングが間欠的に行なわれ
る、すなわち、出力電圧に応じて駆動パルスを間引く間
引き制御方式によっても、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの
出力電圧を定電圧制御することが出来る。さらに、間引
き制御方式によって、次のようなことが可能になる。

【００４９】すなわち、コンパレータ１４がダイオード
ブリッジ４の出力電圧とコンデンサＣ１の端子間電圧と
を比較し、その結果に応じてスイッチ回路１５が発振器
１２又は１３がそれぞれ出力するパルスを選択すること
により、ダイオードブリッジ４の出力電圧の方が高い場
合には、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２として、発振器１２
が出力する図８の（Ａ）に示したパルスＰ１ａ，Ｐ２ａ
を選択して、トランジスタＱ１，Ｑ２に出力する。

【００５０】したがって、交流電源１からダイオードブ
リッジ４を介して供給される一次直流電力は、トランジ
スタＱ１，Ｑ２が片側オンの時はメイントランスＴｍを
介して２次側のコンデンサＣ２を充電し、同時オンの時
はフライバックトランスＴｆを励起して、片側オンにな
った時に１次側のコンデンサＣ１を充電するように作用
する。この作用は、図１に示したスイッチング電源装置
と同様である。

【００５１】しかしながら、コンデンサＣ１の端子間電
圧の方が高く、コンデンサＣ１からの直流電力がＤＣ−
ＤＣコンバータ３ａに供給される場合は、駆動パルスＤ
Ｐ１，ＤＰ２として、発振器１３が出力する図８の
（Ｂ）に示したパルスＰ１ｂ，Ｐ２ｂを選択して、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２に出力する。そのため、コンデンサ
Ｃ１からフライバックトランスＴｆを介して供給される
直流電力の電流は、同時オンの期間も同時オフの期間も
なく、トランジスタＱ１，Ｑ２に交互に流れることにな
る。

【００５２】したがって、フライバックトランスＴｆの
１次巻線Ｎｆ１には常に電流が流れているため、フライ
バックトランスＴｆはすぐに磁気的に飽和状態になっ
て、その２次巻線Ｎｆ２側に電力が伝送されず、コンデ
ンサＣ１を充電する機能が失われるから、コンデンサＣ
１から供給される直流電力は、すべてメイントランスＴ
ｍを介してコンデンサＣ２を充電することに使用され
る。

【００５３】そのため、コンデンサＣ１の端子間電圧の
方が高く、直流電力がコンデンサＣ１から供給されてい
る期間に、図１に示したスイッチング電源装置はその直
流電力の一部がフライバックトランスＴｆを介してコン
デンサＣ１に戻されていたのに対して、図６に示したス
イッチング電源装置では電力の一部が戻されることがな
いから、電力の一部がフライバックトランスＴｆを介し
て戻されることによる電力の損失が皆無になり、それだ
け電力効率を上げることが出来るという効果が得られ
る。

【００５４】図８から明らかなように、トランジスタＱ
１，Ｑ２をパルスＰ１ａ，Ｐ２ａで駆動するのに比べ
て、パルスＰ１ｂ，Ｐ２ｂで駆動した場合は、コンデン
サＣ１を充電する電力が大きいから、コンデンサＣ１充
電時の端子間電圧の上昇率が大きくなるが、間引き制御
方式を採用することにより、スイッチング電源装置の出
力電圧は定電圧に制御されている。

【００５５】また、図８の（Ａ）に示した発振器１２が
出力するパルスＰ１ａ，Ｐ２ａは、ＰＷＭ制御ではない
から、片側オンの期間も同時オンの期間も、出力電圧に
無関係に一定であるが、予めコンデンサＣ１とコンデン
サＣ２の充電電力がバランスし、負荷の変動に対してコ
ンデンサＣ１の端子間電圧の変動が大きくならないよう
に設定されていることはいうまでもない。

【００５６】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によるプ
ッシュプル型スイッチング電源装置は小形軽量低コスト
であり、簡単な構成で入力電流の導通角を広げてピーク
電流を抑え、力率を改善することが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施形態であるスイッチング
電源装置の構成の一例を示す回路図である。

【図２】図１に示したスイッチング制御回路の構成の一
例を示す回路図である。

【図３】図２に示したスイッチング制御回路の各部の出
力パルスの一例を示す波形図である。

【図４】図１に示したスイッチング電源装置の各部の電
圧又は電流の一例を示す波形図である。

【図５】図１に示した１次直流電源部の各部の電圧又は
電流の一例を示す波形図である。

【図６】この発明の第２の実施形態であるスイッチング
電源装置の構成の一例を示す回路図である。

【図７】図６に示したスイッチング制御回路の構成の一
例を示す回路図である。

【図８】図７に示したスイッチング制御回路の各部の出
力パルスの一例を示す波形図である。

【図９】初段にコンデンサ入力型の整流平滑回路を用い
たスイッチング電源装置の従来例を示す回路図である。

【図１０】図９に示したコンデンサ入力型の整流平滑回
路の出力電圧と入力電流の一例を示す波形図である。

【符号の説明】

１：交流電源 ２：１次直流電源部 ３：ＤＣ−ＤＣコンバータ ４：ダイオードブリッジ（全波整流回路） ５，５ａ，１０：スイッチング制御回路（スイッチング
制御手段） Ｃ１：コンデンサ Ｄ１：ダイオード（整流用ダイオード） Ｄ２：ダイオード（放電用ダイオード） Ｎ１，Ｎ２：（メイントランスの）１次，２次巻線 Ｎｆ１，Ｎｆ２：（フライバックトランスの）１次，２
次巻線 Ｑ１，Ｑ２：トランジスタ（第１，第２のスイッチング
素子） Ｔｍ：メイントランス（トランス） Ｔｆ：フライバックトランス

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの中間タップを有する１次巻線
   の両端にそれぞれ一端を接続した第１及び第２のスイッ
   チング素子の他端を互いに結合し、交流電源から入力す
   る交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出
   力端子を、前記１次巻線の中間タップと前記スイッチン
   グ素子の結合点とにそれぞれ接続して、前記第１及び第
   ２のスイッチング素子を交互にスイッチングすることに
   より、前記トランスの２次巻線に誘起される２次交流電
   力を整流平滑して出力するプッシュプル型スイッチング
   電源装置において、 前記全波整流回路の出力端子と前記トランスの中間タッ
   プとの間に１次巻線を直列に介挿したフライバックトラ
   ンスを設け、 該フライバックトランスの２次巻線に整流用ダイオード
   を直列に接続し、その直列回路によって充電されるコン
   デンサと、該コンデンサの放電用ダイオードとを、前記
   全波整流回路の出力端子間に設けると共に、 交互にスイッチングする前記第１及び第２のスイッチン
   グ素子が同時にオンになる期間を有するように制御する
   スイッチング制御手段を設け、 前記コンデンサは、前記第１及び第２のスイッチング素
   子が同時にオンになった期間に前記フライバックトラン
   スの２次巻線に誘起される電力によって充電され、前記
   全波整流回路の出力電圧の瞬時値が前記コンデンサの端
   子間電圧より低い期間に放電するようにしたことを特徴
   とするプッシュプル型スイッチング電源装置。