JPH10150767A - 電源回路のスイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源回路に２次巻線Ｎ２を巻き足す必要がな
く、インダクタの形状を小さくし製品の小型化を図る。
インダクタのコストを低減し、製品価格を下げる。ツェ
ナーダイオードやシリーズレギュレータを使用せず消費
電力が小さいスイッチングレギュレータを提供するこ
と。 【解決手段】 一の制御された安定化電源回路のインダ
クタを、それぞれ独立した２端子のインダクＬ１’Ｌ
２’を接続して構成し、チャジポンプ回路の少なくとも
一段を、該インダクタＬ１’とＬ２’の接続点に接続す
る、または、安定化電源回路のインダクタを、巻数Ｎ
１’とＮ２’に分割し、該分割点に中間タップを設け、
該中間タップにチャジポンプ回路の少なくとも一段を接
続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、一つ以上の制御さ
れる安定化電源回路を利用して非制御の出力電圧を作る
電源回路のスイッチングレギュレータに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】一つ以上の制御される安定化電源回路を
利用して非制御の出力電圧を作る方法として、(1) イン
ダクタの巻数比を利用する方法、(2) チャージポンプ回
路を利用する方法がある。

【０００３】図１乃至図３は、正の入力電圧に対して負
の出力電圧を制御する極性反転型スイッチングレギュレ
ータから正の非制御の出力電圧を作る回路例である。図
１は、上記(1) の方法によるもの、図２乃至図３は、上
記(2) の方法によるものである。

【０００４】上記(1) の方法では、図１中のスイッチン
グ素子Ｑ１のＯＮによりＮ１巻線に電気エネルギーを蓄
え、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦにより整流素子Ｄ１
を介して出力端子に−Ｖ01の電位を発生する。このと
き、整流素子Ｄ１の順方向電圧降下をＶF1とすると、Ｎ
１巻線に発生する電圧は−Ｖ01−ＶF1となる。各巻線に
発生する電圧は、巻数比に比例するから、Ｎ２巻線によ
り＋Ｖ02の電圧を得ようとすると、Ｎ２巻線にはスイッ
チング素子Ｑ１のＯＦＦ期間に、Ｖ02＋ＶF2の電圧を発
生させる必要があり、その為のＮ２巻線とＮ１巻線の関
係は、Ｎ２＝Ｎ１×（Ｖ02＋ＶF2）／（Ｖ01＋ＶF1）と
なる。

【０００５】また、上記(2) の方法は、図２中のスイッ
チング素子Ｑ１のＯＮによりインダクタＬ１にエネルギ
ーを蓄え、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦにより整流素
子Ｄ１を介して出力端子に−Ｖ01の電圧を発生する。こ
の時、インダクタＬ１に発生する電位差は−Ｖ01−ＶF1
であり、インダクタＬ１の一方がグランド（ＧＮＤ）に
接続されていることにより、整流素子Ｄ１のカソードの
電圧は−Ｖ01−ＶF1となる。

【０００６】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＮの時
は、整流素子Ｄ１のカソードの電位は、ＶIN−ＶCE(sa
t)となる（ＶCE(sat)は、ＶCE飽和電圧）。ここで、ス
イッチング素子Ｑ１がＯＦＦの時、チャージポンプ回路
ＣＰのコンデンサＣ１には、V1＝ＶIN−（−Ｖ01−ＶF
1）−ＶF2が蓄えられ（ＶF2は整流素子Ｄ２の順方向電
圧ＶF）、次のスイッチング素子Ｑ１のＯＮ時に整流素
子Ｄ１のカソードの電位がＶIN−ＶCE(sat)となること
によりコンデンサＣ２に蓄えられる電位V2は、V2＝V1＋
（ＶIN−ＶCE(sat)）−ＶIN−ＶF3＝ＶIN＋Ｖ01＋ＶF1
−ＶF2−ＶF3−ＶCE(sat) となる。ここで、ＶF3は整流
素子Ｄ３の順方向電圧ＶFである。

【０００７】次にスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのとき
コンデンサＣ３に蓄えられる電位V3は、V3＝V2＋ＶIN−
ＶF4−（−Ｖ01−ＶF1）＝２（ＶIN＋Ｖ01＋ＶF1）−Ｖ
F2−ＶF3−ＶF4−ＶCE(sat)となる。ここで、ＶF4は整
流素子Ｄ４の順方向電圧ＶFである。

【０００８】次にスイッチング素子Ｑ１がＯＮのときコ
ンデンサＣ４は充電されその電圧V4は、V4＝V3＋ＶIN−
ＶCE(sat)−ＶF5＝３ＶIN＋２（Ｖ01＋ＶF1−ＶCE(sa
t)）−ＶF2−ＶF3−ＶF4−ＶF5となる。ここで、ＶF5は
整流素子Ｄ５の順方向電圧ＶFである。

【０００９】図２乃至図３のチャージポンプ回路は２段
で構成されているが、ＶF2乃至ＶF5を全てＶF0とし、ｎ
段のチャージポンプ回路としたとき、Vn＝（ｎ＋１）×
ＶIN＋ｎ（Ｖ01＋ＶF1−ＶCE(sat)−２ｎＶF0となる。

【００１０】ところが、ＶIN、Ｖ01、ＶF1、ＶCE(sa
t)、ＶF0は全て定数であり、また、ｎも正の整数である
ことから、出力端子に出力したい電圧＋Ｖ02がVnとなる
場合は非常にまれであり、実際には＋Ｖ02＜Vnとなるよ
うなｎを設定し、Vnをツェナーダイオードでクランプす
る方法（図２参照）、或いは、Vnから＋Ｖ02にシリーズ
レギュレータで電圧を調整する方法が用いられている
（図３参照）。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術(1) で
は、巻線Ｎ２を巻き足す必要があり、その結果３つ以上
の端子を持つインダクタとなるため、インダクタの形状
が大きくなり製品の小型化が困難となる。また、インダ
クタのコストアップとなり、製品価格もアップするとい
う問題がある。

【００１２】また、上記従来技術(2) では、必要な電圧
＋Ｖ02に対して、発生する電圧がV4であるから、ツェナ
ーダイオードでクランプした場合、ツェナー電圧ＶZ×
ツェナー電流ＩZ＋Ｒ×Ｉ02×Ｉ02が無駄な電力として
消費され、また、シリーズレギュレータでは（V4−Ｖ0
2）×Ｉ02が無駄な電力として消費されるため、スイッ
チングレギュレータとしての効率が低下するという問題
がある。

【００１３】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、電源
回路に２次巻線Ｎ２を巻き足す必要がなく、インダクタ
の形状を小さくし製品の小型化を図ると共に、インダク
タのコストを低減した安価な電源回路のスイッチングレ
ギュレータを提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記従来方式の問題を解
決するため、本発明の請求項１記載の電源回路のスイッ
チングレギュレータは、一つの制御された安定化電源回
路のインダクタとして２つのインダクタＬ1'とＬ2'とを
直列接続し、チャージポンプ回路の少なくとも１段をイ
ンダクタＬ1'とＬ2'間の接続点に接続することを特徴と
する。

【００１５】さらに本発明の請求項２記載のスイッチン
グレギュレータは、一の制御された安定化電源回路のイ
ンダクタコイルを、巻数Ｎ１’とＮ２’に分割し、該分
割点に中間タップを設け、該中間タップにチャジポンプ
回路の少なくとも一段を接続するようにしたことを特徴
とする。

【００１６】本発明の電源回路のスイッチングレギュレ
ータによれば、インダクタＬ1'或いはインダクタコイル
の巻数Ｎ１’のインダクタンスをＬ1'とし、インダクタ
Ｌ2'或いはインダクタコイルの巻数Ｎ２’のインダクタ
ンスをＬ2'とすれば、インダクタＬ1'＋Ｌ2'がスイッチ
ング素子Ｑ１のＯＦＦにより−Ｖ01−ＶF1の電位差を生
じているとき、インダクタＬ1'とＬ2'の接続点Ｐの電位
は、それぞれのインダクタンス比で表すことができ、ま
た、インダクタＬ2'の一端がグランド接地されているこ
とにより、（−Ｖ01−ＶF1）×Ｌ2'／（Ｌ1'＋Ｌ2'）と
なる。ここで、Ｌ1'、Ｌ2'はそれぞれのインダクタのイ
ンダクタンスである。また、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮしているときのＬ1'とＬ2'の接続点Ｐの電位は、（Ｖ
IN−ＶCE(sat)）×Ｌ2'／（Ｌ1'＋Ｌ2'）となる。

【００１７】従って、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの
とき、コンデンサＣ１に充電される電圧V1は、V1＝ＶIN
−ＶF2−（−Ｖ01−ＶF1）×Ｌ2'／（Ｌ1'＋Ｌ2'）とな
る。

【００１８】スイッチング素子Ｑ１がＯＮの時のコンデ
ンサＣ２の電圧V2は、V2＝V1＋（ＶIN−ＶCE(sat)）×
Ｌ2'／（Ｌ1'＋Ｌ2'）−ＶF3−ＶINとなる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの時のコン
デンサＣ３の電圧V3は、V3＝V2＋ＶIN−ＶF4−（−Ｖ01
−ＶF1）×Ｌ2'／（Ｌ1'＋Ｌ2'）となる。

【００２０】スイッチング素子Ｑ１がＯＮの時のコンデ
ンサＣ４の電圧V4は、V4＝V3＋（ＶIN−ＶCE(sat)）×
Ｌ2'／（Ｌ1'＋Ｌ2'）となる。

【００２１】また、チャージポンプ回路をｎ段にしたと
きは、ｎを正の整数として、V2n＝（ｎ−１）ＶIN＋ｎ
×Ｌ2'（ＶIN−ＶCE(sat)＋Ｖ01＋ＶF1）／（Ｌ1'＋Ｌ
2'）−２ｎＶF0となる。（ただし、ＶF2乃至ＶF5をＶF0
とした場合） 結局、インダクタＬ1'、Ｌ2'の値をV2n＝＋Ｖ02となる
任意の値に設定すれば、ｎ段のチャージポンプ回路で＋
Ｖ02の出力電圧を作ることができることになる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の一
実施形態を説明する。図４は、本発明の一実施形態を示
す電気回路図であり、チャージポンプ回路ＣＰを２段と
した場合である。ここで、上記「課題を解決するための
手段」の項で述べた式に、任意の定数を代入する。例え
ば、出力電圧Ｖ02として＋１９Ｖ出力したい場合には、
V2n＝＋Ｖ02＝１９、ＶIN＝５、−Ｖ01＝−５、ＶF1＝
ＶF0＝０.５、ＶCE(sat)＝０.２を代入すると、ｎ＝２
であるから、Ｌ1'＝０.２７５Ｌ2'の関係を満たすＬ
1'、Ｌ2'のインダクタを接続して使用すればよいことに
なる。

【００２３】また、インダクタＬ１’Ｌ２’のそれぞれ
のインダクタンスは、使用する銅線の太さが同じであれ
ば、それぞれその巻数Ｎ１’、Ｎ２’の自乗に比例する
から、Ｎ１’＝（０.２７５Ｎ２’）^1/2 となるインダ
クタの位置に中間タップを設けてチャージポンプ回路Ｃ
Ｐを接続すればよい。

【００２４】尚、以下に実施例を列挙するが、各回路の
方程式を立てて、これに任意の定数を代入すれば、イン
ダクタンスＬ1'とインダクタンスＬ2'（巻数Ｎ１’と巻
数Ｎ２’）の関係が同様に導かれる。

【００２５】［実施例１］図５は、２段のチャージポン
プ回路ＣＰの内の１段だけをインダクタＬ１’、Ｌ２’
の接続点に接続する場合である。

【００２６】この回路では、スイッチング素子Ｑ１によ
りインダクタＬ１’，Ｌ２’にエネルギーが蓄積され、
その結果スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦによりスイッチ
ング素子Ｑ１のコレクタには−Ｖ01−ＶF1の電位が生じ
る（ＶF1は整流素子Ｄ１の順方向電圧）。

【００２７】このとき、コンデンサＣ１は入力電圧ＶIN
によって充電され、その充電電圧Ｖ1'は、Ｖ1'＝ＶIN-
(-Ｖ01-ＶF1)-ＶF2＝ＶIN+Ｖ01+ＶF1-ＶF2となる。ここ
で、ＶF2は整流素子Ｄ２の順方向電圧である。

【００２８】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＮになる
と、整流素子Ｄ２のカソード電位はコンデンサＣ１の充
電電圧Ｖ1'により、Ｖ1'＋ＶIN−ＶCE(sat)まで上昇す
るからコンデンサＣ２に充電される電圧Ｖ2'は、Ｖ2'＝
Ｖ1'+ＶIN-ＶCE(sat)-ＶF3-ＶIN＝Ｖ1'-ＶCE(sat)-ＶF3
となる。

【００２９】インダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップに発生
する電圧は巻数比に比例するから、スイッチング素子Ｑ
１のＯＦＦ時、即ちスイッチング素子Ｑ１のコレクタに
-Ｖ01-ＶF1の電位が生じているときには、Ｎ1'，Ｎ2'を
インダクタＬ1'，Ｌ2'の巻数とすると、 （-Ｖ01-ＶF1）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2'） となるため、コンデンサＣ３に充電される電圧Ｖ3'は、
Ｖ3'＝Ｖ2'+ＶIN-(-Ｖ01-ＶF1)・Ｎ2'／(Ｎ1'+Ｎ2')-Ｖ
F4となる。

【００３０】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＮとなる
ことにより、中間タップの電位が、 （ＶIN-ＶCE(sat)）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2'） となることから、コンデンサＣ４に充電される電圧Ｖ4'
は、Ｖ4'＝Ｖ3'+（ＶIN-ＶCE(sat)）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ
2'）-ＶF5となる。

【００３１】Ｖ4'＝出力電圧（+Ｖ02）となることか
ら、ＶF2＝ＶF3＝ＶF4＝ＶF5として整理すると、 Ｎ1'/Ｎ2'＝（３ＶIN-２ＶCE(sat)+２Ｖ01+２ＶF1-Ｖ02
-４ＶF2）／（Ｖ02-２ＶIN-Ｖ01-ＶF1+４ＶF2+ＶCE(sa
t)） を満足するＮ1'，Ｎ2'の巻数比にすれば希望の出力電圧
Ｖ02が得られる。

【００３２】［実施例２］図６は、チャージポンプ回路
ＣＰを３段設け、その内の１段だけをインダクタＬ
１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合である。この場
合、前述した実施例１と同様の原理で動作し、チャージ
ポンプ回路ＣＰが１段増えたものであり、実施例１より
も高い出力電圧Ｖ02を得る場合に有効となる。

【００３３】［実施例３］図７は、チャージポンプ回路
が２段で、昇圧回路から負の非制御電圧を作る場合に、
チャージポンプ回路２段ともインダクタＬ１’、Ｌ２’
の接続点に接続する場合である。

【００３４】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮすることによりインダクタＬ1'，Ｌ2'にエネルギーが
蓄えられ、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすることによ
り整流素子Ｄ１を介して+Ｖ01が出力される。そのとき
インダクタＬ1'とＬ2'の中間タップに発生する電位をＶ
T1とするとＶT1は、インダクタＬ1'，Ｌ2'の巻数Ｎ1'，
Ｎ2'に比例するから、ＶT1＝ＶIN+（Ｖ01+ＶF1-ＶIN）
・Ｎ1'／（Ｎ1'+Ｎ2'）となる。

【００３５】このとき、コンデンサＣ１には整流素子Ｄ
２を介して電圧Ｖ1'が充電され、その値は、Ｖ1'＝ＶT1
-ＶF2となる。

【００３６】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＮになっ
たときにインダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップに生じる電
圧をＶT1'とすると、ＶT1'＝（ＶIN-ＶCE(sat)）・Ｎ2'
／（Ｎ1'+Ｎ2'）+ＶCE(sat)となる。

【００３７】ここで、ＶCE(sat)はスイッチング素子Ｑ
１の飽和電圧である。

【００３８】インダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップの電圧
がＶT1からＶT1'に変わることでコンデンサＣ１に充電
された電圧のため、整流素子Ｄ３のカソードはマイナス
の電位となりコンデンサＣ２を充電する。その充電電圧
Ｖ2'は、Ｖ2'＝Ｖ1'-ＶT1'-ＶF3となる。

【００３９】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＮと
なることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝ＶT1+Ｖ2'-ＶF4となる。

【００４０】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＦＦするこ
とで、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ
4'＝Ｖ3'-ＶT1'-ＶF5となる。

【００４１】以上のことから、入力電圧ＶIN、出力電圧
Ｖ01の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータタイプで負の出力電圧
Ｖ02を得る場合、ＶF2＝ＶF3＝ＶF4＝ＶF5として、 Ｎ1'／Ｎ2'＝（４ＶF2+Ｖ02）／（２Ｖ01+２ＶF1-２ＶC
E(sat)-４ＶF2-Ｖ02） となる巻数比にすればよい。

【００４２】［実施例４］図８は、チャージポンプ回路
ＣＰが２段で、昇圧回路から負の非制御電圧を作る場合
に、２段のチャージポンプ回路ＣＰの内の１段のみをイ
ンダクタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合であ
る。この場合の回路動作は、前述した実施例３と同様で
あり、実施例３よりも絶対値で大きい負の電圧を得るこ
とができる。

【００４３】［実施例５］図９は、チャージポンプ回路
ＣＰを２段設けて、昇圧回路から正の非制御電圧を作る
場合に、チャージポンプ回路ＣＰを２段ともインダクタ
Ｌ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合である。

【００４４】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮすることによりインダクタＬ1'，Ｌ2'にエネルギーが
蓄えられ、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすることによ
り整流素子Ｄ１を介して+Ｖ01が出力される。そのとき
インダクタＬ1'とＬ2'の中間タップに発生する電位をＶ
T1とするとＶT1は、インダクタＬ1'，Ｌ2'の巻数Ｎ1'，
Ｎ2'に比例するから、ＶT1＝ＶIN+（Ｖ01+ＶF1-ＶIN）
・Ｎ1'／（Ｎ1'+Ｎ2'）となる。

【００４５】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＮしてい
るときのインダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップに生じる電
圧をＶT1'とすると、ＶT1'＝（ＶIN-ＶCE(sat)）・Ｎ2'
／（Ｎ1'+Ｎ2'）+ＶCE(sat)となる。

【００４６】ここで、ＶCE(sat)はスイッチング素子Ｑ
１の飽和電圧である。

【００４７】このとき、コンデンサＣ１には整流素子Ｄ
２を介して電圧Ｖ1'が充電され、その値は、Ｖ1'＝ＶIN
-ＶT1-ＶF2となる。

【００４８】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦにな
ることにより、インダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップの電
圧がＶT1からＶT1'に変わることでコンデンサＣ２が充
電され、その充電電圧Ｖ2'は、Ｖ2'＝ＶT1+Ｖ1'-ＶIN-
ＶF3となる。

【００４９】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＮと
なることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝ＶIN+Ｖ2'-ＶF4-ＶT1'となる。

【００５０】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＦＦするこ
とで、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ
4'＝Ｖ3'+ＶT1-ＶF5となる。

【００５１】以上のことから、入力電圧ＶIN、出力電圧
Ｖ01の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータタイプで出力電圧Ｖ02
を得る場合、ＶF2＝ＶF3＝ＶF4＝ＶF5として、Ｎ1'／Ｎ
2'＝（Ｖ02+４ＶF2-ＶIN）／（２Ｖ01+２ＶF1-２ＶCE(s
at)-４ＶF2-Ｖ02+ＶIN）となる巻数比にすればよい。

【００５２】［実施例６］図１０は、チャージポンプ回
路ＣＰを２段設けて、昇圧回路から正の非制御電圧を作
る場合に、２段のチャージポンプ回路ＣＰの内の１段の
みをインダクタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合
である。この場合の回路動作は、前述した実施例５と同
様であり、実施例５よりも高い出力電圧Ｖ02を得ること
ができる。

【００５３】［実施例７］図１１は、チャージポンプ回
路ＣＰを２段設けて、極性反転回路から負の非制御電圧
を作る場合に、チャージポンプ回路ＣＰを２段ともイン
ダクタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合である。

【００５４】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮのときのインダクタＬ1'とＬ2'の中間タップに発生す
る電位をＶT1とするとＶT1は、インダクタＬ1'，Ｌ2'の
巻数Ｎ1'，Ｎ2'に比例するから、ＶT1＝（ＶIN-ＶCE(sa
t)）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2'）となる。

【００５５】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦして
いるときのインダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップに生じる
電圧をＶT1'とすると、ＶT1'＝（-Ｖ01-ＶF1）・Ｎ2'／
（Ｎ1'+Ｎ2'）となる。

【００５６】スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、コン
デンサＣ１には整流素子Ｄ２を介して電圧Ｖ1'が充電さ
れ、その値は、Ｖ1'＝ＶT1-ＶF2となる。

【００５７】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦにな
ることにより、インダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップの電
圧がＶT1からＶT1'に変わることでコンデンサＣ２が充
電され、その充電電圧Ｖ2'は、Ｖ2'＝ＶT1'+Ｖ1'-ＶF3
となる。

【００５８】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＮと
なることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝ＶT1+Ｖ2'-ＶF4となる。

【００５９】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＦＦするこ
とで、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ
4'＝ＶT1'+Ｖ3'-ＶF5となる。

【００６０】以上のことから、入力電圧ＶIN、出力電圧
-Ｖ01の回路から出力電圧-Ｖ02を得る場合、ＶF2＝ＶF3
＝ＶF4＝ＶF5として、Ｎ1'／Ｎ2'＝［２（ＶIN-ＶCE(sa
t)+Ｖ01+ＶF1）-Ｖ02-４ＶF2］／（Ｖ02+４ＶF2）とな
る巻数比にすればよい。

【００６１】［実施例８］図１２は、チャージポンプ回
路ＣＰを２段設けて、極性反転回路から負の非制御電圧
を作る場合に、２段のチャージポンプ回路ＣＰの内の１
段のみをインダクタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する
場合である。この場合の回路動作は、前述した第７実施
例と同様である。

【００６２】［実施例９］図１３は、チャージポンプ回
路ＣＰを２段設けて、降圧回路から正の非制御電圧を作
る場合に、チャージポンプ回路ＣＰを２段ともインダク
タＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合である。

【００６３】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮのときにインダクタンスＬ1'，Ｌ2'の中間タップに発
生する電位をＶT1とすると、この電位ＶT1は、ＶT1＝Ｖ
01+（ＶIN-ＶCE(sat)-Ｖ01）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2') と
なる。

【００６４】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのと
きにインダクタンスＬ1'，Ｌ2'の中間タップに発生する
電位をＶT1'とすると、この電位ＶT1'は、ＶT1'＝Ｖ01-
（Ｖ01+ＶF1）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2') となる。

【００６５】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると、コ
ンデンサＣ１には整流素子Ｄ２を介して電圧Ｖ1'が充電
され、その値は、Ｖ1'＝ＶIN-ＶT1'-ＶF2となる。

【００６６】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＮになる
ことにより、インダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップの電圧
がＶT1'からＶT1に変わることでコンデンサＣ２が充電
され、その充電電圧Ｖ2'は、Ｖ2'＝ＶT1+Ｖ1'-ＶF3-ＶI
Nとなる。

【００６７】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ
となることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝ＶIN+Ｖ2'-ＶF4-ＶT1'となる。

【００６８】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＮすること
で、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ4'
＝Ｖ3'+ＶT1-ＶF5となる。

【００６９】以上のことから、入力電圧ＶIN、出力電圧
Ｖ01の回路から出力電圧Ｖ02を得る場合、ＶF2＝ＶF3＝
ＶF4＝ＶF5として、Ｎ1'／Ｎ2'＝［３ＶIN-２ＶCE(sat)
+２ＶF1-Ｖ02-４ＶF2］／（Ｖ02-ＶIN+４ＶF2）となる
巻数比にすればよい。

【００７０】［実施例１０］図１４は、チャージポンプ
回路ＣＰを２段設けて、降圧回路から正の非制御電圧を
作る場合に、２段のチャージポンプ回路ＣＰの内の１段
のみをインダクタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場
合である。この場合の回路動作は、前述した実施例９と
同様である。

【００７１】［実施例１１］図１５は、チャージポンプ
回路ＣＰを２段設けて、降圧回路から負の非制御電圧を
作る場合に、チャージポンプ回路ＣＰを２段ともインダ
クタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場合である。

【００７２】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮのときにインダクタンスＬ1'，Ｌ2'の中間タップに発
生する電位をＶT1とすると、この電位ＶT1は、ＶT1＝Ｖ
01+（ＶIN-ＶCE(sat)-Ｖ01）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2') と
なる。

【００７３】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのと
きにインダクタンスＬ1'，Ｌ2'の中間タップに発生する
電位をＶT1'とすると、この電位ＶT1'は、ＶT1'＝Ｖ01-
（Ｖ01+ＶF1）・Ｎ2'／（Ｎ1'+Ｎ2') となる。

【００７４】スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、コン
デンサＣ１には整流素子Ｄ２を介して電圧Ｖ1'が充電さ
れ、その値は、Ｖ1'＝ＶT1-ＶF2となる。

【００７５】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦにな
ることにより、インダクタＬ1'，Ｌ2'の中間タップの電
圧がＶT1からＶT1'に変わることでコンデンサＣ２が充
電され、その充電電圧Ｖ2'は、Ｖ2'＝Ｖ1'+ＶT1'-ＶF3
となる。

【００７６】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＮと
なることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝ＶT1+Ｖ2'-ＶF4となる。

【００７７】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＦＦするこ
とで、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ
4'＝Ｖ3'-ＶT1'-ＶF5となる。

【００７８】以上のことから、入力電圧ＶIN、出力電圧
Ｖ01の回路から出力電圧-Ｖ02を得る場合、ＶF2＝ＶF3
＝ＶF4＝ＶF5として、 Ｎ1'／Ｎ2'＝［２（ＶIN-ＶCE(sat)+ＶF1）-Ｖ02-４ＶF
2］／（Ｖ02+４ＶF2） となる巻数比にすればよい。

【００７９】［実施例１２］図１６は、チャージポンプ
回路ＣＰを２段設けて、降圧回路から負の非制御電圧を
作る場合に、２段のチャージポンプ回路ＣＰの内の１段
のみをインダクタＬ１’、Ｌ２’の接続点に接続する場
合である。この場合の回路動作は、前述した実施例１１
と同様である。

【００８０】［実施例１３］図１７は、いわゆるフライ
バック回路から正の非制御電圧を作る場合に、チャージ
ポンプ回路を２段ともインダクタＬ１’、Ｌ２’の中間
タップに接続する場合である。

【００８１】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
Ｎのときにトランスの二次巻線インダクタンスＬ2'，Ｌ
3'の中間タップに発生する電位をＶT1とすると、この電
位ＶT1は、ＶT1＝（ＶIN-ＶCE(sat)）・Ｎ3'／Ｎ1'とな
る。

【００８２】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのと
きにトランスの二次巻線インダクタンスＬ2'，Ｌ3'の中
間タップに発生する電位をＶT1'とすると、この電位ＶT
1'は、ＶT1'＝（Ｖ01+ＶF1）・Ｎ3'／（Ｎ2'+Ｎ3') と
なる。

【００８３】スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、コン
デンサＣ１には整流素子Ｄ２を介して電圧Ｖ1'が充電さ
れ、その値は、Ｖ1'＝ＶT1-ＶF2となる。

【００８４】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦにな
ることにより、トランス二次巻線のインダクタＬ2'，Ｌ
3'の中間タップの電圧がＶT1からＶT1'に変わることで
コンデンサＣ２が充電され、その充電電圧Ｖ2'は、Ｖ2'
＝Ｖ1'+ＶT1'-ＶF3となる。

【００８５】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＮと
なることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝Ｖ2'+ＶT1-ＶF4となる。

【００８６】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＦＦするこ
とで、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ
4'＝Ｖ3'+ＶT1'-ＶF5となる。

【００８７】以上のことから、トランスの一次巻線及び
二次巻線の任意の巻数Ｎ1'，Ｎ2'，Ｎ3'に対して、 Ｖ02＝［２Ｎ3'（ＶIN-ＶCE(sat)）／Ｎ1'］+［２Ｎ3'
（Ｖ01+ＶF1）／（Ｎ2'+Ｎ3'）］-４ＶF2 となる出力電圧Ｖ02が得られる。

【００８８】［実施例１４］図１８は、いわゆるフライ
バック回路から正の非制御電圧を作る場合に、２段のチ
ャージポンプ回路の内の１段のみをインダクタＬ１’、
Ｌ２’の中間タップに接続する場合である。この場合の
回路動作は、前述した実施例１３と同様である。

【００８９】［実施例１５］図１９は、いわゆるフライ
バック回路から負の非制御電圧を作る場合に、チャージ
ポンプ回路を２段ともインダクタＬ１’、Ｌ２’の中間
タップに接続する場合である。

【００９０】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がＯ
Ｎのときにトランスの二次巻線インダクタンスＬ2'，Ｌ
3'の中間タップに発生する電位をＶT1とすると、この電
位ＶT1は、ＶT1＝（ＶIN-ＶCE(sat)）・Ｎ3'／Ｎ1'とな
る。

【００９１】また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのと
きにトランスの二次巻線インダクタンスＬ2'，Ｌ3'の中
間タップに発生する電位をＶT1'とすると、この電位ＶT
1'は、ＶT1'＝（Ｖ01+ＶF1）・Ｎ3'／（Ｎ2'+Ｎ3') と
なる。

【００９２】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのときに、
コンデンサＣ１には整流素子Ｄ２を介して電圧Ｖ1'が充
電され、その値は、Ｖ1'＝ＶT1'-ＶF2となる。

【００９３】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＮになる
ことにより、トランス二次巻線のインダクタＬ2'，Ｌ3'
の中間タップの電圧がＶT1'からＶT1に変わることでコ
ンデンサＣ２が充電され、その充電電圧Ｖ2'は、Ｖ2'＝
Ｖ1'+ＶT1-ＶF3となる。

【００９４】また、次にスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ
となることでコンデンサＣ３が充電され、その電圧Ｖ3'
は、Ｖ3'＝ＶT1'+Ｖ2'-ＶF4となる。

【００９５】スイッチング素子Ｑ１が再びＯＮすること
で、コンデンサＣ４が充電され、その電圧Ｖ4'は、Ｖ4'
＝Ｖ3'+ＶT1-ＶF5となる。

【００９６】また、Ｖ4'＝-Ｖ02であることから、トラ
ンスの一次巻線及び二次巻線の任意の巻数Ｎ1'，Ｎ2'，
Ｎ3'に対して、 -Ｖ02＝［２Ｎ3'（Ｖ01-ＶF1）／（Ｎ2'+Ｎ3'）］+［２
Ｎ3'（ＶIN-ＶCE(sat)）／Ｎ1'］-４ＶF2 となる出力電圧-Ｖ02が得られる。

【００９７】［実施例１６］図２０は、いわゆるフライ
バック回路から負の非制御電圧を作る場合に、チャージ
ポンプ回路２段の内１段のみインダクタＬ１’、Ｌ２’
の中間タップに接続する場合である。この場合の回路動
作は、前述した実施例１７と同様である。

【００９８】［実施例１７］図２１は、極性反転型の回
路において正と負の非制御電圧（＋Ｖ02、−Ｖ03）を作
る場合であり、チャージポンプ回路は各出力ごとに２段
づつ設けられ、両段ともインダクタＬ１’、Ｌ２’の中
間タップに接続される場合である。

【００９９】この場合の回路は、前述した図４及び図１
１の回路を組み合わせたものであり、その回路動作は前
述と同様である。

【０１００】尚、前述した実施形態及び各実施例は一例
であり、本発明がこれらに限定されることはない。

【０１０１】

【発明の効果】前述したように本発明の請求項１又は２
によれば、従来のように巻線Ｎ２を巻き足す必要がない
ので、インダクタの形状が小型になり製品の小型化が容
易となる。また、インダクタの低コスト化が可能とな
り、製品価格も安価となる。さらに、無駄な電力消費を
低減できるため、スイッチングレギュレータとしての効
率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチングレギュレータの回路例

【図２】従来のスイッチングレギュレータの回路例

【図３】従来のスイッチングレギュレータの回路例

【図４】本発明の実施形態を表す電気回路図

【図５】本発明の第１実施例を表す電気回路図

【図６】本発明の第２実施例を表す電気回路図

【図７】本発明の第３実施例を表す電気回路図

【図８】本発明の第４実施例を表す電気回路図

【図９】本発明の第５実施例を表す電気回路図

【図１０】本発明の第６実施例を表す電気回路図

【図１１】本発明の第７実施例を表す電気回路図

【図１２】本発明の第８実施例を表す電気回路図

【図１３】本発明の第９実施例を表す電気回路図

【図１４】本発明の第１０実施例を表す電気回路図

【図１５】本発明の第１１実施例を表す電気回路図

【図１６】本発明の第１２実施例を表す電気回路図

【図１７】本発明の第１３実施例を表す電気回路図

【図１８】本発明の第１４実施例を表す電気回路図

【図１９】本発明の第１５実施例を表す電気回路図

【図２０】本発明の第１６実施例を表す電気回路図

【図２１】本発明の第１７実施例を表す電気回路図

【符号の説明】

Ｄ１〜Ｄ５…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ、
Ｌ１、Ｌ１’、Ｌ２’…インダクタ、Ｑ１…スイッチィ
ング素子、ＣＰ…チャージポンプ回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一の制御された安定化電源回路のインダ
   クタを、それぞれ独立した２端子のインダクタＬ１’Ｌ
   ２’を接続して構成し、チャージポンプ回路の少なくと
   も一段を、該インダクタＬ１’とインダクタＬ２’の接
   続点に接続するようにしたことを特徴とする電源回路の
   スイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】 一の制御された安定化電源回路のインダ
   クタコイルを、巻数Ｎ１’とＮ２’に分割し、該分割点
   に中間タップを設け、該中間タップにチャージポンプ回
   路の少なくとも一段を接続するようにしたことを特徴と
   する電源回路のスイッチングレギュレータ。