JPH10155005A - 搬送波再生回路、周波数誤差検出方法および多値直交振幅復調装置 - Google Patents
搬送波再生回路、周波数誤差検出方法および多値直交振幅復調装置Info
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- JPH10155005A JPH10155005A JP8312149A JP31214996A JPH10155005A JP H10155005 A JPH10155005 A JP H10155005A JP 8312149 A JP8312149 A JP 8312149A JP 31214996 A JP31214996 A JP 31214996A JP H10155005 A JPH10155005 A JP H10155005A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多値直交変調された変調波を同期検波して復
調する際に用いられる搬送波を再生する回路をＡＦＣ制
御して引き込み範囲を拡大し引き込み時間を短縮する。 【解決手段】 レベル保持回路１６，１７は、アイパタ
ーンの２つの連続する開口部における復調信号の位相平
面上の位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，Ｑ1 ）と、そ
の中間の時点における復調信号の位相平面上の位置情報
（Ｉ1/2 ，Ｑ1/2）をサンプリングする。周波数誤差検
出回路１８はこれら位置情報を用いて予測される信号軌
跡からのずれに基づき、再生周波数の周波数誤差の方向
と大きさを検出する。
調する際に用いられる搬送波を再生する回路をＡＦＣ制
御して引き込み範囲を拡大し引き込み時間を短縮する。 【解決手段】 レベル保持回路１６，１７は、アイパタ
ーンの２つの連続する開口部における復調信号の位相平
面上の位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，Ｑ1 ）と、そ
の中間の時点における復調信号の位相平面上の位置情報
（Ｉ1/2 ，Ｑ1/2）をサンプリングする。周波数誤差検
出回路１８はこれら位置情報を用いて予測される信号軌
跡からのずれに基づき、再生周波数の周波数誤差の方向
と大きさを検出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は多値直交振幅変調方
式に用いられる自動周波数制御（ＡＦＣ）機能付き搬送
波再生回路に関する。
式に用いられる自動周波数制御（ＡＦＣ）機能付き搬送
波再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来の周波数同期機能を持つ搬送
波再生回路の一例を示す。図示の搬送波再生回路は特開
平５−９１１５４号公報（以下、先行技術１と呼ぶ）に
開示されているものである。搬送波再生回路は、４相位
相検波器３１と、第１の多値識別器３２と、位相誤差検
出回路３３と、第１の低域ろ波器（ＬＰＦ）３４と、電
圧制御発振器３５と、第２の多値識別器３６と、相関器
３７と、判定回路３８と、スイッチ３９と、第２の低域
ろ波器（ＬＰＦ）４０と、合成器４１とから構成されて
いる。
波再生回路の一例を示す。図示の搬送波再生回路は特開
平５−９１１５４号公報（以下、先行技術１と呼ぶ）に
開示されているものである。搬送波再生回路は、４相位
相検波器３１と、第１の多値識別器３２と、位相誤差検
出回路３３と、第１の低域ろ波器（ＬＰＦ）３４と、電
圧制御発振器３５と、第２の多値識別器３６と、相関器
３７と、判定回路３８と、スイッチ３９と、第２の低域
ろ波器（ＬＰＦ）４０と、合成器４１とから構成されて
いる。
【０００３】４相位相検波器３１には４相位相変調波ａ
と電圧制御発振器３５からの再生搬送波ｅとが供給され
る。４相位相検波器３１は、４相位相変調波ａを再生搬
送波ｅによって同期検波して、ベースバンド信号ｂを出
力する。このベースバンド信号ｂは第１および第２の多
値識別器３２および３６に供給される。ここで、第１の
多値識別器３２の識別タイミングはアイパターンの開口
部を識別するように設定され、第２の多値識別器３６の
識別タイミングはアイパターンの開口部と開口部の中間
を識別するように設定される。第１の多値識別器３２か
らは復調主信号ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，ＥQ が出
力され、それら信号は位相誤差検出回路３３、相関器３
７および判定回路３８に供給される。位相誤差検出回路
３３では入力される信号を論理処理して電圧制御発振器
３５を制御するための位相誤差を示す位相誤差信号ｃを
出力する。この制御信号ｃは不要波を除去するため低域
ろ波器（ＬＰＦ）３４を通して主制御信号ｄとなる。
と電圧制御発振器３５からの再生搬送波ｅとが供給され
る。４相位相検波器３１は、４相位相変調波ａを再生搬
送波ｅによって同期検波して、ベースバンド信号ｂを出
力する。このベースバンド信号ｂは第１および第２の多
値識別器３２および３６に供給される。ここで、第１の
多値識別器３２の識別タイミングはアイパターンの開口
部を識別するように設定され、第２の多値識別器３６の
識別タイミングはアイパターンの開口部と開口部の中間
を識別するように設定される。第１の多値識別器３２か
らは復調主信号ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，ＥQ が出
力され、それら信号は位相誤差検出回路３３、相関器３
７および判定回路３８に供給される。位相誤差検出回路
３３では入力される信号を論理処理して電圧制御発振器
３５を制御するための位相誤差を示す位相誤差信号ｃを
出力する。この制御信号ｃは不要波を除去するため低域
ろ波器（ＬＰＦ）３４を通して主制御信号ｄとなる。
【０００４】第２の多値識別器３６ではサンプリングし
た信号のレベルを識別し、識別した結果を相関器４７及
び判定器３８に供給する。相関器３７は第１の多値識別
器３２の出力信号と第２の多値識別器３６の出力信号と
の相関をとり、ＡＦＣ制御信号ｆを出力する。判定回路
３８は、第１の多値識別器３２の出力信号と第２の多値
識別器３６の出力信号とに基づいて、４相位相検波器１
の２列の復調主信号が同時に変化し、かつ第２の多値識
別器３６の出力レベルがあるしきい値以上となったこと
を判定し、スイッチ３９を制御する制御信号ｇを出力す
る。スイッチ３９は判定回路８８の判定により、ＡＦＣ
制御信号ｆをＡＦＣ制御信号ｈとして出力する。このＡ
ＦＣ制御信号ｈは不要波除去のため、低域ろ波器４０を
通り、不要波を除去されたＡＦＣ制御信号ｉとなり、合
成器４１により主制御信号ｄに付加される。この合成器
４１により合成された制御信号は制御電圧として電圧制
御発振器３５に供給され、ここで再生搬送波ｅが制御さ
れる。
た信号のレベルを識別し、識別した結果を相関器４７及
び判定器３８に供給する。相関器３７は第１の多値識別
器３２の出力信号と第２の多値識別器３６の出力信号と
の相関をとり、ＡＦＣ制御信号ｆを出力する。判定回路
３８は、第１の多値識別器３２の出力信号と第２の多値
識別器３６の出力信号とに基づいて、４相位相検波器１
の２列の復調主信号が同時に変化し、かつ第２の多値識
別器３６の出力レベルがあるしきい値以上となったこと
を判定し、スイッチ３９を制御する制御信号ｇを出力す
る。スイッチ３９は判定回路８８の判定により、ＡＦＣ
制御信号ｆをＡＦＣ制御信号ｈとして出力する。このＡ
ＦＣ制御信号ｈは不要波除去のため、低域ろ波器４０を
通り、不要波を除去されたＡＦＣ制御信号ｉとなり、合
成器４１により主制御信号ｄに付加される。この合成器
４１により合成された制御信号は制御電圧として電圧制
御発振器３５に供給され、ここで再生搬送波ｅが制御さ
れる。
【０００５】本発明に関連する他の先行技術も種々知ら
れている。例えば、特開平７−２５０１１８号公報（以
下、先行技術２と呼ぶ）には、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の
位相変調方式のディジタル信号通信システムの復調器に
用いられる搬送波再生回路において、小規模な構成で、
搬送波捕捉範囲を拡大し得る「搬送波再生回路」が開示
されている。この先行技術２では、演算器、位相検波
器、ループフィルタ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）及びＲ
ＯＭテーブルからなるフィードバックループにおいて、
位相検波器の出力位相誤差信号は２乗演算器及びローパ
スフィルタを介して比較器に入力されている。第１の擬
似同期時は比較器の出力信号によりループフィルタ内の
遅延器、ＶＣＯ内の遅延器、ローパスフィルタ内の遅延
器の各出力を０に制御される。また、ループフィルタ内
にはリミッタが設けられ、第２の擬似同期には入力値が
リミッタ値を越えたときに０を出力してリセット状態と
される。
れている。例えば、特開平７−２５０１１８号公報（以
下、先行技術２と呼ぶ）には、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の
位相変調方式のディジタル信号通信システムの復調器に
用いられる搬送波再生回路において、小規模な構成で、
搬送波捕捉範囲を拡大し得る「搬送波再生回路」が開示
されている。この先行技術２では、演算器、位相検波
器、ループフィルタ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）及びＲ
ＯＭテーブルからなるフィードバックループにおいて、
位相検波器の出力位相誤差信号は２乗演算器及びローパ
スフィルタを介して比較器に入力されている。第１の擬
似同期時は比較器の出力信号によりループフィルタ内の
遅延器、ＶＣＯ内の遅延器、ローパスフィルタ内の遅延
器の各出力を０に制御される。また、ループフィルタ内
にはリミッタが設けられ、第２の擬似同期には入力値が
リミッタ値を越えたときに０を出力してリセット状態と
される。
【０００６】また、特開平５−８３３２０号公報（以
下、先行技術３と呼ぶ）には、ディジタル化した搬送波
同期回路において位相情報を得る信号点を同期過程にお
いて切り替えることによって、必要十分な同期引き込み
範囲を持ち同期引き込み時間の優れた「搬送波同期回
路」が開示されている。この先行技術３では、１６値直
交振幅変調波を復調再生して得た出力データのうちの特
定の信号と誤差信号とを論理操作することにより、搬送
波を発生する電圧制御発振器の位相誤差信号を得る。ロ
ジック回路は１６値直交振幅変調波が特定の信号点にあ
るときのみ負論理の信号点検出信号を出力する。又、電
圧制御発振器は負論理の搬送波同期検出信号を出力す
る。信号点検出信号、搬送波同期検出信号及び再生クロ
ックを論理操作して得た信号を、クロック信号によりフ
リップフロップでリタイミングすることにより、搬送波
非同期時には特定の信号点での位相誤差信号だけを電圧
制御発振器に帰還する。搬送波同期過程においては誤り
率判定回路で誤り率を監視し、一定値以下になったらロ
ジック回路が検出する信号点を全ての信号点に変更す
る。
下、先行技術３と呼ぶ）には、ディジタル化した搬送波
同期回路において位相情報を得る信号点を同期過程にお
いて切り替えることによって、必要十分な同期引き込み
範囲を持ち同期引き込み時間の優れた「搬送波同期回
路」が開示されている。この先行技術３では、１６値直
交振幅変調波を復調再生して得た出力データのうちの特
定の信号と誤差信号とを論理操作することにより、搬送
波を発生する電圧制御発振器の位相誤差信号を得る。ロ
ジック回路は１６値直交振幅変調波が特定の信号点にあ
るときのみ負論理の信号点検出信号を出力する。又、電
圧制御発振器は負論理の搬送波同期検出信号を出力す
る。信号点検出信号、搬送波同期検出信号及び再生クロ
ックを論理操作して得た信号を、クロック信号によりフ
リップフロップでリタイミングすることにより、搬送波
非同期時には特定の信号点での位相誤差信号だけを電圧
制御発振器に帰還する。搬送波同期過程においては誤り
率判定回路で誤り率を監視し、一定値以下になったらロ
ジック回路が検出する信号点を全ての信号点に変更す
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述した先行技術１に
開示された搬送波再生回路には、以下に述べるような問
題点がある。
開示された搬送波再生回路には、以下に述べるような問
題点がある。
【０００８】第１の問題点は、先行技術１の搬送波再生
回路はＱＰＳＫ用であり多値ＱＡＭに適用した場合に
は、周波数誤誤差の検出ゲインが低下する。このため、
先行技術１の搬送波再生回路を多値ＱＡＭに適用するこ
とは困難である。その理由は、上述の回路では、周波数
情報を取り出すために信号点変化が復調軌跡上で対角線
を通るような変化が必要であるのに対し、多値直交振幅
変調方式では信号点レベルが多数あるため、このような
変化はまれであるからである。
回路はＱＰＳＫ用であり多値ＱＡＭに適用した場合に
は、周波数誤誤差の検出ゲインが低下する。このため、
先行技術１の搬送波再生回路を多値ＱＡＭに適用するこ
とは困難である。その理由は、上述の回路では、周波数
情報を取り出すために信号点変化が復調軌跡上で対角線
を通るような変化が必要であるのに対し、多値直交振幅
変調方式では信号点レベルが多数あるため、このような
変化はまれであるからである。
【０００９】第２の問題点は、位相同期が確立しない
と、周波数判定が行えないということである。その理由
は、信号点が正規の位置にないと、復調軌跡が対角線を
通るような変化を検出できないからである。
と、周波数判定が行えないということである。その理由
は、信号点が正規の位置にないと、復調軌跡が対角線を
通るような変化を検出できないからである。
【００１０】先行技術２も、先行技術１と同様にＢＰＳ
Ｋ、ＱＰＳＫ等の位相変調方式に関する技術思想である
ので、先行技術１と同様の問題点がある。先行技術３
は、多値ＱＡＭ用の搬送波同期回路ではあるが、ＡＦＣ
機能を有しておらず、本発明とは構成が異なる。
Ｋ、ＱＰＳＫ等の位相変調方式に関する技術思想である
ので、先行技術１と同様の問題点がある。先行技術３
は、多値ＱＡＭ用の搬送波同期回路ではあるが、ＡＦＣ
機能を有しておらず、本発明とは構成が異なる。
【００１１】したがって、本発明の目的は、多値直交振
幅変調方式に対して効果的なＡＦＣ機能を備え、位相同
期が確立しなくても常時周波数誤差検出を行えるＡＦＣ
機能付き搬送波再生回路を提供することにある。
幅変調方式に対して効果的なＡＦＣ機能を備え、位相同
期が確立しなくても常時周波数誤差検出を行えるＡＦＣ
機能付き搬送波再生回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明による搬送波再生
回路は、多値直交振幅変調方式に用いられる自動周波数
制御（ＡＦＣ）機能付き搬送波再生回路であって、アイ
パターンの２つの連続する開口部における復調信号の位
相平面上の位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，Ｑ1 ）
と、その中間の時点における復調信号の位相平面上の位
置情報（Ｉ1/2 ，Ｑ1/2 ）をサンプリングして、それら
のサンプリングした信号のレベルを保持するレベル保持
回路と、前記レベル保持回路の出力を用いて予測される
信号軌跡からのずれに基づき周波数誤差を検出する周波
数誤差検出回路と、を備えることを特徴とする。
回路は、多値直交振幅変調方式に用いられる自動周波数
制御（ＡＦＣ）機能付き搬送波再生回路であって、アイ
パターンの２つの連続する開口部における復調信号の位
相平面上の位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，Ｑ1 ）
と、その中間の時点における復調信号の位相平面上の位
置情報（Ｉ1/2 ，Ｑ1/2 ）をサンプリングして、それら
のサンプリングした信号のレベルを保持するレベル保持
回路と、前記レベル保持回路の出力を用いて予測される
信号軌跡からのずれに基づき周波数誤差を検出する周波
数誤差検出回路と、を備えることを特徴とする。
【００１３】上記前記周波数誤差検出回路は、周波数誤
差Ｓを下記の数式３
差Ｓを下記の数式３
【００１４】
【数３】 を使用して求めても良いし、周波数誤差Ｓ′を下記を数
式４
式４
【００１５】
【数４】 を使用して求めても良い。
【００１６】また、上記搬送波生成回路は、更に、前記
周波数誤差検出回路から出力される前記周波数誤差を周
波数誤差量に変換する演算器を備えても良い。
周波数誤差検出回路から出力される前記周波数誤差を周
波数誤差量に変換する演算器を備えても良い。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００１８】図１に本発明の第１の実施の形態に係る搬
送波再生装置を示す。図示の搬送波再生装置は、直交検
波器１１と識別回路１２と位相誤差検出回路１３と第１
の低域通過ろ波器（ＬＰＦ）１４と電圧制御発振器１５
と第１および第２のレベル保持回路１６および１７と周
波数誤差検出回路１８と第２の低域通過ろ波器（ＬＰ
Ｆ）１９と合成器２０とを有する。ここで、位相誤差検
出回路１３、第１の低域ろ波器（ＬＰＦ）１４、電圧制
御発振器１５および合成器２０は、それぞれ、図６に示
した位相誤差検出回路３３、第１の低域ろ波器（ＬＰ
Ｆ）３４、電圧制御発振器３５および合成器４１と同様
の構成および動作をするので、それらの詳細な説明を省
略する。
送波再生装置を示す。図示の搬送波再生装置は、直交検
波器１１と識別回路１２と位相誤差検出回路１３と第１
の低域通過ろ波器（ＬＰＦ）１４と電圧制御発振器１５
と第１および第２のレベル保持回路１６および１７と周
波数誤差検出回路１８と第２の低域通過ろ波器（ＬＰ
Ｆ）１９と合成器２０とを有する。ここで、位相誤差検
出回路１３、第１の低域ろ波器（ＬＰＦ）１４、電圧制
御発振器１５および合成器２０は、それぞれ、図６に示
した位相誤差検出回路３３、第１の低域ろ波器（ＬＰ
Ｆ）３４、電圧制御発振器３５および合成器４１と同様
の構成および動作をするので、それらの詳細な説明を省
略する。
【００１９】直交検波器１１は、多値直交振幅変調信号
を後述する再生搬送波ｅを用いて直交復調する。第１の
レベル保持回路１６は、直交検波器１１の出力をアイパ
ターンの開口部でサンプリングし、このサンプリングし
た信号のレベルを保持する。第２のレベル保持回路１７
は、直交検波器１１の出力をアイパターンの連続する２
つの開口部の中間の時点でサンプリングし、このサンプ
リングした信号のレベルを保持する。識別回路１２は、
第１のレベル保持回路１６の出力される主信号と誤差信
号とを識別し、識別結果を位相誤差検出回路１３に供給
する。周波数誤差検出回路１８は、第１のレベル保持回
路１６の出力と第２のレベル保持回路１７の出力より周
波数誤差を検出して、その結果を出力する。第２の低域
通過ろ波器（ＬＰＦ）１９は周波数誤差検出回路１８の
出力に含まれる不要波を除去する。
を後述する再生搬送波ｅを用いて直交復調する。第１の
レベル保持回路１６は、直交検波器１１の出力をアイパ
ターンの開口部でサンプリングし、このサンプリングし
た信号のレベルを保持する。第２のレベル保持回路１７
は、直交検波器１１の出力をアイパターンの連続する２
つの開口部の中間の時点でサンプリングし、このサンプ
リングした信号のレベルを保持する。識別回路１２は、
第１のレベル保持回路１６の出力される主信号と誤差信
号とを識別し、識別結果を位相誤差検出回路１３に供給
する。周波数誤差検出回路１８は、第１のレベル保持回
路１６の出力と第２のレベル保持回路１７の出力より周
波数誤差を検出して、その結果を出力する。第２の低域
通過ろ波器（ＬＰＦ）１９は周波数誤差検出回路１８の
出力に含まれる不要波を除去する。
【００２０】次に、図２（ａ）を参照して、図１に示し
た周波数誤差検出回路１８の第１の構成例について説明
する。図示の周波数誤差検出回路１８は、遅延回路２１
と演算器２２と判定回路２３とスイッチ回路２４とから
構成される。遅延回路２１は第１のレベル保持回路１６
の現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1を
１サンプル時間遅延させ、遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延
直交成分出力Ｑ0 を演算器２２に出力する。演算器２２
は、サンプリング間隔ごとに遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅
延直交成分出力Ｑ0 ，現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の
直交成分出力Ｑ1 と第２のレベル保持回路１７の半遅延
同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成分出力Ｑ1/2 とを用
いて、下記の数式５の演算を行い、その結果Ｓを出力す
る。
た周波数誤差検出回路１８の第１の構成例について説明
する。図示の周波数誤差検出回路１８は、遅延回路２１
と演算器２２と判定回路２３とスイッチ回路２４とから
構成される。遅延回路２１は第１のレベル保持回路１６
の現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1を
１サンプル時間遅延させ、遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延
直交成分出力Ｑ0 を演算器２２に出力する。演算器２２
は、サンプリング間隔ごとに遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅
延直交成分出力Ｑ0 ，現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の
直交成分出力Ｑ1 と第２のレベル保持回路１７の半遅延
同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成分出力Ｑ1/2 とを用
いて、下記の数式５の演算を行い、その結果Ｓを出力す
る。
【００２１】
【数５】 判定回路２３は遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延直交成分出
力Ｑ0 ，現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力
Ｑ1 より下記の数式６の演算を行い、
力Ｑ0 ，現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力
Ｑ1 より下記の数式６の演算を行い、
【００２２】
【数６】 その結果Ａの値があるしきい値以上であることを検出
し、その判定結果を出力する。
し、その判定結果を出力する。
【００２３】スイッチ回路２４は判定回路２３の出力に
より演算器２２の出力をスイッチングする。
より演算器２２の出力をスイッチングする。
【００２４】次に、図１および図２を参照して、本発明
の第１の実施の形態にかかる搬送波再生回路の動作につ
いて説明する。直交検波器１１には多値直交振幅変調波
が供給されると共に、電圧制御発振器１５から再生搬送
波ｅが供給される。直交検波器１１は、多値直交振幅変
調波を再生搬送波ｅにより同期検波して、ベースバンド
信号ｋを出力する。このベースバンド信号ｋは第１およ
び第２のレベル保持回路１６および１７に供給される。
第１のレベル保持回路１６と第２のレベル保持回路１７
はそれぞれ別のタイミングでベースバンド信号ｋをサン
プリングする。
の第１の実施の形態にかかる搬送波再生回路の動作につ
いて説明する。直交検波器１１には多値直交振幅変調波
が供給されると共に、電圧制御発振器１５から再生搬送
波ｅが供給される。直交検波器１１は、多値直交振幅変
調波を再生搬送波ｅにより同期検波して、ベースバンド
信号ｋを出力する。このベースバンド信号ｋは第１およ
び第２のレベル保持回路１６および１７に供給される。
第１のレベル保持回路１６と第２のレベル保持回路１７
はそれぞれ別のタイミングでベースバンド信号ｋをサン
プリングする。
【００２５】図３を参照して、第１のレベル保持回路１
６と第２のレベル保持回路１７のサンプリングポイント
について説明する。図３において、第１行目に多値直交
変調方式の復調アイパターを示し、第２行目に第１のレ
ベル保持回路１６に使用される主信号サンプリング用ク
ロック信号を示し、第３行目に第２のレベル保持回路１
７に使用されるＡＦＣサンプリング用クロック信号を示
す。ここで、２倍のスピードのクロック信号でサンプリ
ングを行えば、第１のレベル保持回路１６と第２のレベ
ル保持回路１７との共有も可能となる。つまり、主信号
サンプリング用クロック信号はアイパターンの開口部に
対してサンプリングし、ＡＦＣサンプリング用クロック
信号は主信号サンプリング用クロック信号の半周期後、
つまり連続する２つの開口部の中間でサンプリングす
る。
６と第２のレベル保持回路１７のサンプリングポイント
について説明する。図３において、第１行目に多値直交
変調方式の復調アイパターを示し、第２行目に第１のレ
ベル保持回路１６に使用される主信号サンプリング用ク
ロック信号を示し、第３行目に第２のレベル保持回路１
７に使用されるＡＦＣサンプリング用クロック信号を示
す。ここで、２倍のスピードのクロック信号でサンプリ
ングを行えば、第１のレベル保持回路１６と第２のレベ
ル保持回路１７との共有も可能となる。つまり、主信号
サンプリング用クロック信号はアイパターンの開口部に
対してサンプリングし、ＡＦＣサンプリング用クロック
信号は主信号サンプリング用クロック信号の半周期後、
つまり連続する２つの開口部の中間でサンプリングす
る。
【００２６】第１のレベル保持回路１６の現在の同相成
分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 は識別回路１２と
周波数誤差検出回路１８とに供給され、第２のレベル保
持回路１７の半遅延同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成
分出力Ｑ1/2 は周波数誤差検出回路１８に供給される。
識別回路１２では現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交
成分出力Ｑ1 を識別して復調主信号ＤI ，ＤQ および誤
差信号ＥI ，ＥQ を位相誤差検出回路１３に出力する。
位相誤差検出回路１３は入力された復調主信号ＤI ，Ｄ
Q および誤差信号ＥI ，ＥQ より、電圧制御発振器１５
を制御するための位相誤差信号ｃを出力する。この位相
誤差信号ｃは低域通過ろ波器１４により不要波が除去さ
れ合成器２０を通って制御電圧ｎとなり電圧制御発振器
１５を制御する。
分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 は識別回路１２と
周波数誤差検出回路１８とに供給され、第２のレベル保
持回路１７の半遅延同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成
分出力Ｑ1/2 は周波数誤差検出回路１８に供給される。
識別回路１２では現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交
成分出力Ｑ1 を識別して復調主信号ＤI ，ＤQ および誤
差信号ＥI ，ＥQ を位相誤差検出回路１３に出力する。
位相誤差検出回路１３は入力された復調主信号ＤI ，Ｄ
Q および誤差信号ＥI ，ＥQ より、電圧制御発振器１５
を制御するための位相誤差信号ｃを出力する。この位相
誤差信号ｃは低域通過ろ波器１４により不要波が除去さ
れ合成器２０を通って制御電圧ｎとなり電圧制御発振器
１５を制御する。
【００２７】次に、周波数誤差検出回路１８の動作につ
いて説明する。説明に先立ち、先ず一般的に知られてい
る復調軌跡について図４を参照して説明する。図４は多
値ＱＡＭ信号点配置における、時刻０での信号点Ｐ0 か
ら、１シンボル周期後の時刻Ｔにおける信号点Ｐ1 まで
の軌跡を示したものであり、信号点Ｐ0 と信号点Ｐ1は
任意である。このとき時刻Ｔ／２における信号の位置を
Ｐ1/2 で表す。ここで、Ｐ0 、Ｐ1 とＰ1/2 の関係は前
後の信号点からの影響を無視すれば、それぞれの点の位
置ベクトルＰ0 、Ｐ1 、Ｐ1/2 を用いて、下記の数式７
で表される。
いて説明する。説明に先立ち、先ず一般的に知られてい
る復調軌跡について図４を参照して説明する。図４は多
値ＱＡＭ信号点配置における、時刻０での信号点Ｐ0 か
ら、１シンボル周期後の時刻Ｔにおける信号点Ｐ1 まで
の軌跡を示したものであり、信号点Ｐ0 と信号点Ｐ1は
任意である。このとき時刻Ｔ／２における信号の位置を
Ｐ1/2 で表す。ここで、Ｐ0 、Ｐ1 とＰ1/2 の関係は前
後の信号点からの影響を無視すれば、それぞれの点の位
置ベクトルＰ0 、Ｐ1 、Ｐ1/2 を用いて、下記の数式７
で表される。
【００２８】
【数７】 ここで、Ｋ1/2 は送受信機のもつフィルタ系のインパル
ス応答の時刻Ｔ／２における値である。
ス応答の時刻Ｔ／２における値である。
【００２９】次に、再生搬送波の周波数が変調波の搬送
周波数に対して、ｆd のずれを持った場合について考察
する。このとき、Ｐ0 から移動を始めた信号は、周波数
のずれにより時刻ＴにおいてＰ1 から位相中心に対して
θの角度だけ回転したＰ1 ′の位置に移動する。ここで
角度θとずれｆd の関係は下記の数式８で表される。
周波数に対して、ｆd のずれを持った場合について考察
する。このとき、Ｐ0 から移動を始めた信号は、周波数
のずれにより時刻ＴにおいてＰ1 から位相中心に対して
θの角度だけ回転したＰ1 ′の位置に移動する。ここで
角度θとずれｆd の関係は下記の数式８で表される。
【００３０】
【数８】 同様に、時刻Ｔ／２における信号の位置はＰ1/2 からθ
／２の角度だけ回転したＰ1/2 ′に移動する。これらの
関係を式で表せば、下記の数式９および数式１０のよう
になる。
／２の角度だけ回転したＰ1/2 ′に移動する。これらの
関係を式で表せば、下記の数式９および数式１０のよう
になる。
【００３１】
【数９】
【００３２】
【数１０】 但しＲ（θ）は回転角θの回転行列である。上記数式９
および数式１０を変形すれば、下記の数式１１および数
式１２となる。
および数式１０を変形すれば、下記の数式１１および数
式１２となる。
【００３３】
【数１１】
【００３４】
【数１２】 この数式１１および数式１２を上記数式７に代入すれ
ば、下記の数式１３が得られる。
ば、下記の数式１３が得られる。
【００３５】
【数１３】 この数式１３を変形して下記の数式１４を得る。
【００３６】
【数１４】 Ｐ0 ＝（ｉ0 ，ｑ0 ），Ｐ1 ＝（ｉ1 ，ｑ1 ），Ｐ1/2
＝（ｉ1/2 ，ｑ1/2 ）とすれば、上記数式１４は次の数
式１５のように表される。
＝（ｉ1/2 ，ｑ1/2 ）とすれば、上記数式１４は次の数
式１５のように表される。
【００３７】
【数１５】 この数式１５を書き直せば、下記の数式１６が得られ
る。
る。
【００３８】
【数１６】 よって、下記の数式１７が導かれる。
【００３９】
【数１７】 但し、（ｉ0 2 ＋ｑ0 2 ）−（ｉ1 2 ＋ｑ1 2 ）≠０を
得る。
得る。
【００４０】回転角θが−２π〜＋２πの範囲ではsin
（θ／２）の極性は回転角θの極性と一致し、回転角θ
はずれｆd と一致するので、sin （θ／２）の極性を知
ることができれば、周波数のずれの方向を知ることがで
きる。
（θ／２）の極性は回転角θの極性と一致し、回転角θ
はずれｆd と一致するので、sin （θ／２）の極性を知
ることができれば、周波数のずれの方向を知ることがで
きる。
【００４１】上記数式１７より、sin （θ／２）は下記
の数式１８で求められる。
の数式１８で求められる。
【００４２】
【数１８】 ここで、Ｐ0 、Ｐ1 は多値直交振幅変調方式の信号点と
してきたが、上述の関係は上記数式５が成り立てば、Ｐ
0 、Ｐ1 の位置に関わり無く性質する。すなわち、位相
同期が確立されず、Ｐ0 、Ｐ1 が正規の信号点よりずれ
た位置にある場合でも上述の関係は変わらない。
してきたが、上述の関係は上記数式５が成り立てば、Ｐ
0 、Ｐ1 の位置に関わり無く性質する。すなわち、位相
同期が確立されず、Ｐ0 、Ｐ1 が正規の信号点よりずれ
た位置にある場合でも上述の関係は変わらない。
【００４３】上述の第１のレベル保持回路１６の現在の
同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 はｉ1 ，ｑ
1 に相当する信号であり、第２のレベル保持回路１７の
半遅延同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成分出力Ｑ1/2
はｉ1/2 ，ｑ1/2 に相当する信号であることは明らかで
ある。
同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 はｉ1 ，ｑ
1 に相当する信号であり、第２のレベル保持回路１７の
半遅延同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成分出力Ｑ1/2
はｉ1/2 ，ｑ1/2 に相当する信号であることは明らかで
ある。
【００４４】次に図２（ａ）を参照して、周波数誤差検
出回路１８の動作について説明する。第１のレベル保持
回路１６の現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出
力Ｑ1 は演算器２２に入力されると同時に、遅延回路２
１に入力される。遅延回路２１は現在の同相成分出力Ｉ
1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 を１クロック分遅延させ、
遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延直交成分出力Ｑ0 として演
算器２２へ供給する。ここで、遅延同相成分出力Ｉ0 ，
遅延直交成分出力Ｑ0 は上述の説明のｉ0 ，ｑ0 に相当
する。演算器２２では、上記数式５の演算を行うが、こ
れを上記数式１８と比較すれば、Ｓがsin （θ／２）の
Ｋ1/2 倍の値を持つことが分かる。Ｋ1/2 は正の値をも
つため、誤差周波数ｆd が負の場合はＳは負の値をも
ち、誤差周波数ｆd が正の場合はＳは正の値をもつ。ま
た、誤差周波数ｆd が０になれば、Ｓの値も０となる。
出回路１８の動作について説明する。第１のレベル保持
回路１６の現在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出
力Ｑ1 は演算器２２に入力されると同時に、遅延回路２
１に入力される。遅延回路２１は現在の同相成分出力Ｉ
1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 を１クロック分遅延させ、
遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延直交成分出力Ｑ0 として演
算器２２へ供給する。ここで、遅延同相成分出力Ｉ0 ，
遅延直交成分出力Ｑ0 は上述の説明のｉ0 ，ｑ0 に相当
する。演算器２２では、上記数式５の演算を行うが、こ
れを上記数式１８と比較すれば、Ｓがsin （θ／２）の
Ｋ1/2 倍の値を持つことが分かる。Ｋ1/2 は正の値をも
つため、誤差周波数ｆd が負の場合はＳは負の値をも
ち、誤差周波数ｆd が正の場合はＳは正の値をもつ。ま
た、誤差周波数ｆd が０になれば、Ｓの値も０となる。
【００４５】Ｓの値は上記数式６のＡの値が０の時、不
定となるため、判定回路２３によりＡの値があるしきい
値より小さい値になった場合を検出し、この時のＳの値
を出力しないように、スイッチ回路２４を制御して演算
器２２の出力を遮断する。
定となるため、判定回路２３によりＡの値があるしきい
値より小さい値になった場合を検出し、この時のＳの値
を出力しないように、スイッチ回路２４を制御して演算
器２２の出力を遮断する。
【００４６】以上のように周波数誤差検出回路１８より
周波数誤差情報を持つＡＦＣ制御信号ｌが出力される。
このＡＦＣ制御信号ｌは不要波除去のため、低域通過ろ
波器１９を通り不要波を除去されたＡＦＣ制御信号ｍと
なり、合成器２０により主制御信号ｄに付加される。こ
のことにより再生搬送波ｅに周波数ずれがある場合に
は、ＡＦＣ制御信号ｌが支配的に再生周波数を修正し、
周波数ずれが無くなると、ＡＦＣ制御信号ｌは０となる
なため、位相誤差信号ｃが支配的となり、位相同期を確
立することができる。
周波数誤差情報を持つＡＦＣ制御信号ｌが出力される。
このＡＦＣ制御信号ｌは不要波除去のため、低域通過ろ
波器１９を通り不要波を除去されたＡＦＣ制御信号ｍと
なり、合成器２０により主制御信号ｄに付加される。こ
のことにより再生搬送波ｅに周波数ずれがある場合に
は、ＡＦＣ制御信号ｌが支配的に再生周波数を修正し、
周波数ずれが無くなると、ＡＦＣ制御信号ｌは０となる
なため、位相誤差信号ｃが支配的となり、位相同期を確
立することができる。
【００４７】次に、本発明の第２の実施の形態について
図面を参照して詳細に説明する。第２の実施の形態の全
体の構成は上述した第１の実施の形態と同一であるた
め、その説明を省略する。第１の実施の形態と第２の実
施の形態との相違点は、周波数誤差検出回路の構成が相
違するだけである。したがって、第２の実施の形態に懸
かる周波数誤差検出回路に１８Ａの参照符号を付すこと
にする。
図面を参照して詳細に説明する。第２の実施の形態の全
体の構成は上述した第１の実施の形態と同一であるた
め、その説明を省略する。第１の実施の形態と第２の実
施の形態との相違点は、周波数誤差検出回路の構成が相
違するだけである。したがって、第２の実施の形態に懸
かる周波数誤差検出回路に１８Ａの参照符号を付すこと
にする。
【００４８】図２（ｂ）に本発明の第２の実施の形態に
係る搬送波再生回路に使用される周波数誤差検出回路１
８Ａの構成を示す。図示の周波数誤差検出回路１８Ａで
は、遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延直交成分出力Ｑ0 ，現
在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 ，半遅
延同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成分出力Ｑ1/2 の信
号は、図２（ａ）に示した周波数誤差検出回路１８にお
ける演算器２２の代わりに演算器２２Ａに入力される。
演算器２２Ａでは、上記数式５の演算の代わりに、下記
の数式１９で表される演算を行う。
係る搬送波再生回路に使用される周波数誤差検出回路１
８Ａの構成を示す。図示の周波数誤差検出回路１８Ａで
は、遅延同相成分出力Ｉ0 ，遅延直交成分出力Ｑ0 ，現
在の同相成分出力Ｉ1 ，現在の直交成分出力Ｑ1 ，半遅
延同相成分出力Ｉ1/2 ，半遅延直交成分出力Ｑ1/2 の信
号は、図２（ａ）に示した周波数誤差検出回路１８にお
ける演算器２２の代わりに演算器２２Ａに入力される。
演算器２２Ａでは、上記数式５の演算の代わりに、下記
の数式１９で表される演算を行う。
【００４９】
【数１９】 上記構成によれば、Ｓ′の極性はＳの極性に等しく、Ｓ
の値が不定となる ｛（Ｉ0 2 ＋Ｑ0 2 ）−（Ｉ1 2 ＋Ｑ1 2 ）｝＝０ の条件においては、Ｓ′＝０となるため、周波数誤差検
出に悪影響を及ぼすことがない。このため上記条件を検
出するための判定回路および演算器２２Ａの出力を遮断
するためのスイッチ回路を必要としない。したがって、
図２（ａ）に示した周波数誤差検出回路１８に比較し
て、周波数誤差検出回路１８Ａの回路構成を簡略化でき
るという利点がある。
の値が不定となる ｛（Ｉ0 2 ＋Ｑ0 2 ）−（Ｉ1 2 ＋Ｑ1 2 ）｝＝０ の条件においては、Ｓ′＝０となるため、周波数誤差検
出に悪影響を及ぼすことがない。このため上記条件を検
出するための判定回路および演算器２２Ａの出力を遮断
するためのスイッチ回路を必要としない。したがって、
図２（ａ）に示した周波数誤差検出回路１８に比較し
て、周波数誤差検出回路１８Ａの回路構成を簡略化でき
るという利点がある。
【００５０】次に、図５を参照して、本発明の第３の実
施の形態に係る搬送波再生回路につて説明する。第３の
実施の形態に係る搬送波再生回路は、第２の低域通過ろ
波器１９の代わりに演算器２５と積分器２６とを使用し
ている点を除いて、図１に示した第１の実施の形態に係
る搬送波再生回路と同様の構成を有する。すなわち、周
波数誤差検出回路１８の出力ｌが演算器２５に供給さ
れ、演算器２５の出力が積分器２６を通って合成器２９
に供給される。演算器２５では下記の数式２０で表され
る演算を行う。
施の形態に係る搬送波再生回路につて説明する。第３の
実施の形態に係る搬送波再生回路は、第２の低域通過ろ
波器１９の代わりに演算器２５と積分器２６とを使用し
ている点を除いて、図１に示した第１の実施の形態に係
る搬送波再生回路と同様の構成を有する。すなわち、周
波数誤差検出回路１８の出力ｌが演算器２５に供給さ
れ、演算器２５の出力が積分器２６を通って合成器２９
に供給される。演算器２５では下記の数式２０で表され
る演算を行う。
【００５１】
【数２０】 ここで、Ｋa は電圧制御発振器１５の変調感度すなわち
制御電圧ｎの変化に対する発振周波数の変化の比であ
る。上記数式８および数式１８より、−π＜θ＜πの範
囲においてＦが、周波数ずれｆd を補正する為に必要な
電圧制御発振器１５の制御電圧と等しいことが分かる。
制御電圧ｎの変化に対する発振周波数の変化の比であ
る。上記数式８および数式１８より、−π＜θ＜πの範
囲においてＦが、周波数ずれｆd を補正する為に必要な
電圧制御発振器１５の制御電圧と等しいことが分かる。
【００５２】図５に示す構成によれば、演算器２５の出
力信号ｏが積分器２６及び合成器２０により電圧制御発
振器１５の主制御電圧ｄに加算されることにより、主制
御電圧ｄの補正が即座に完了し、引き込み時間が大幅に
短縮できるという利点を有する。
力信号ｏが積分器２６及び合成器２０により電圧制御発
振器１５の主制御電圧ｄに加算されることにより、主制
御電圧ｄの補正が即座に完了し、引き込み時間が大幅に
短縮できるという利点を有する。
【００５３】本発明は上述した実施形態に限定せず、本
発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の変更・変形が可
能である。
発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の変更・変形が可
能である。
【００５４】
【発明の効果】以上に説明した本発明には次に述べるよ
うな効果を奏する。
うな効果を奏する。
【００５５】第１の効果は、高多値直交振幅変調方式に
ついて効率よく周波数誤差情報が取り出せることであ
る。その理由は、隣接する２シンボル間の移動の内、位
相平面上の振幅が等しいシンボル間の移動以外の全ての
移動について周波数誤差情報が取り出せるからである。
ついて効率よく周波数誤差情報が取り出せることであ
る。その理由は、隣接する２シンボル間の移動の内、位
相平面上の振幅が等しいシンボル間の移動以外の全ての
移動について周波数誤差情報が取り出せるからである。
【００５６】第２の効果は、位相同期が確立していない
場合でも周波数誤差情報が取り出せることである。その
理由は、周波数検出に用いる信号点のサンプリングタイ
ミングが正しければ、再生搬送波の位相に関わり無く周
波数誤差情報が取り出せるからである。
場合でも周波数誤差情報が取り出せることである。その
理由は、周波数検出に用いる信号点のサンプリングタイ
ミングが正しければ、再生搬送波の位相に関わり無く周
波数誤差情報が取り出せるからである。
【００５７】第３の効果は、引き込み時間を短縮できる
ことである。その理由は、周波数ずれの方向以外に、ず
れの量をも検出することができるため、補正の完了まで
の時間を大幅に短縮できるからである。
ことである。その理由は、周波数ずれの方向以外に、ず
れの量をも検出することができるため、補正の完了まで
の時間を大幅に短縮できるからである。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る搬送波再生回
路の構成を示すブロック図である。
路の構成を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は本発明の第１の実施の形態に係る搬送
波再生回路に使用される周波数誤差検出回路の詳細な構
成を示すブロック図、（ｂ）は本発明の第２の実施の形
態に係る搬送波再生回路に使用される周波数誤差検出回
路の詳細な構成を示すブロック図である。
波再生回路に使用される周波数誤差検出回路の詳細な構
成を示すブロック図、（ｂ）は本発明の第２の実施の形
態に係る搬送波再生回路に使用される周波数誤差検出回
路の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３】ＣＬＫサンプリングポイントを示す図である。
【図４】復調軌跡を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る搬送波再生回
路の構成を示すブロック図である。
路の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のＡＦＣ機能つき搬送波再生回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
１１ 直交検波器 １２ 識別回路 １３ 位相誤差検出回路 １４ 第１の低域通過ろ波器 １５ 電圧制御発振器 １６ 第１のレベル保持回路 １７ 第２のレベル保持回路 １８，１８Ａ 周波数誤差検出回路 １９ 第２の低域通過ろ波器 ２０ 合成器 ２１ 遅延回路 ２２，２２Ａ 演算器 ２３ 判定回路 ２４ スイッチ回路 ２５ 演算器 ２６ 積分器
Claims (8)
- 【請求項１】 多値直交振幅変調方式に用いられる自動
周波数制御（ＡＦＣ）機能付き搬送波再生回路であっ
て、 アイパターンの２つの連続する開口部における復調信号
の位相平面上の位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，
Ｑ1 ）と、その中間の時点における復調信号の位相平面
上の位置情報（Ｉ1/2 ，Ｑ1/2 ）をサンプリングして、
それらサンプリングした信号のレベルを保持するレベル
保持回路と、 前記レベル保持回路の出力を用いて予測される信号軌跡
からのずれに基づき周波数誤差を検出する周波数誤差検
出回路と、 を備えることを特徴とする搬送波再生回路。 - 【請求項２】 前記周波数誤差検出回路は周波数誤差Ｓ
を下記の数式１ 【数１】 を使用して求めること、を特徴とする請求項１に記載の
搬送波再生回路。 - 【請求項３】 前記周波数誤差検出回路は周波数誤差
Ｓ′を下記の数式２ 【数２】 を使用して求めること、を特徴とする請求項１に記載の
搬送波再生回路。 - 【請求項４】 更に、前記周波数誤差検出回路から出力
される前記周波数誤差を周波数誤差量に変換する演算器
を備えること、特徴とする請求項１に記載の搬送波再生
回路。 - 【請求項５】 多値直交振幅変調方式に用いられる自動
周波数制御（ＡＦＣ）機能付き搬送波再生回路において
周波数誤差を検出する方法であって、 ２つの連続するアイパターンの開口部における復調信号
の位相平面上の位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，
Ｑ1 ）と、その中間の時点における復調信号の位相平面
上の位置情報（Ｉ1/2 ，Ｑ1/2 ）をサンプリングするス
テップと、 前記位置情報（Ｉ0 ，Ｑ0 ），（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ
1/2 ，Ｑ1/2 ）を用いて、予測される信号軌跡からのず
れに基づき、周波数誤差を検出するステップとを含むこ
とを特徴とする周波数誤差検出方法。 - 【請求項６】 前記周波数誤差を周波数誤差量に変換す
るステップを更に含む請求項５に記載の周波数誤差検出
方法。 - 【請求項７】 自動周波数制御（ＡＦＣ）機能を備えた
多値直交振幅復調装置において、 多値直交振幅変調波を再生搬送波により直交復調する直
交検波器と、 該直交検波器の出力をアイパターンの開口部でサンプリ
ングして、該サンプリングした値のレベルを保持する第
１のレベル保持回路と、 前記直交検波器の出力をアイパターンの２つの連続する
開口部の中間の時点でサプリングして、該サンプリング
した値のレベルを保持する第２のレベル保持回路と、 前記第１のレベル保持回路の出力から主信号と誤差信号
とを識別する識別回路と、 前記第１のレベル保持回路の出力と前記第２のレベル保
持回路の出力より周波数誤差を検出する周波数誤差検出
回路と、 前記主信号と前記誤差信号とを論理処理して位相誤差を
検出する位相誤差検出回路と、 前記周波数誤差と前記位相誤差とを合成して制御電圧を
出力する合成器と、 前記制御電圧に応答して前記再生搬送波を前記直交検波
器へ供給する電圧制御発振器とを有することを特徴とす
る多値直交振幅復調装置。 - 【請求項８】 自動周波数制御（ＡＦＣ）機能を備えた
多値直交振幅復調装置において、 多値直交振幅変調波を再生搬送波により直交復調する直
交検波器と、 該直交検波器の出力をアイパターンの開口部でサンプリ
ングして、該サンプリングした値のレベルを保持する第
１のレベル保持回路と、 前記直交検波器の出力をアイパターンの２つの連続する
開口部の中間の時点でサプリングして、該サンプリング
した値のレベルを保持する第２のレベル保持回路と、 前記第１のレベル保持回路の出力から主信号と誤差信号
とを識別する識別回路と、 前記第１のレベル保持回路の出力と前記第２のレベル保
持回路の出力より周波数誤差を検出する周波数誤差検出
回路と、 前記主信号と前記誤差信号とを論理処理して位相誤差を
検出する位相誤差検出回路と、 前記周波数誤差から周波数ずれを補正するために必要な
周波数誤差量を求める演算手段と、 前記周波数誤差量と前記位相誤差とを合成して制御電圧
を出力する合成器と、 前記制御電圧に応答して前記再生搬送波を前記直交検波
器へ供給する電圧制御発振器とを有することを特徴とす
る多値直交振幅復調装置。
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