JPH10163924A - 遅延相関基準送信スペクトル拡散信号方式用の直接変換受信器 - Google Patents

遅延相関基準送信スペクトル拡散信号方式用の直接変換受信器

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JPH10163924A
JPH10163924A JP9203675A JP20367597A JPH10163924A JP H10163924 A JPH10163924 A JP H10163924A JP 9203675 A JP9203675 A JP 9203675A JP 20367597 A JP20367597 A JP 20367597A JP H10163924 A JPH10163924 A JP H10163924A
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JP
Japan
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signal
output signal
delay
analog
digital converter
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JP9203675A
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Eugene Joesph Orlowski
ユージーン・ジョセフ・オーロウスキー
John Anderson Fergus Ross
ジョン・アンダーソン・ファーガス・ロス
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General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/70718—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation with asynchronous demodulation, i.e. not requiring code synchronisation

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複雑さを低減した遅延相関基準送信スペクト
ル拡散通信システム用の受信器を提供する。 【解決手段】 所定のチッピング速度を持つ受信した直
接拡散変調スペクトル拡散信号をベースバンドへ変換す
る変換手段（２２）、直接拡散変調スペクトル拡散信号
のチッピング速度よりも大きい速度で、ベースバンド信
号をサンプリングするアナログ−ディジタル変換器（２
４）、前記アナログ−ディジタル変換器の出力に結合さ
れていて、遅延した信号を生じる遅延手段（２５）、前
記アナログ−ディジタル変換器および前記遅延手段から
の出力信号を受け取って、制御出力信号を発生する乗算
論理回路（２６）、および前記制御出力信号に応答し
て、計数値を増減し又はリサイクリングするカウンタ
（２７）が設けられる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般にスペクトル拡
散（ＳＳ）通信システムに関するものであり、更に詳し
くは複雑さの低い基準送信（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ
ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）スペクトル拡散通信用の受信器に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散通信システムは高信頼性
を必要とする通信用途で幾つかの利点、例えば低密度パ
ワースペクトルおよび干渉排除の利点がある。干渉排除
に関して、干渉は偶発的であり、すなわち通信システム
の環境の一部に過ぎない。特定の用途では、通信環境は
重大な多経路干渉を生じるおそれのある多くの反射体を
含む。多経路干渉は、典型的には、周波数選択性フェー
ジングの形の大きな信号低下を招く。スペクトル拡散通
信はこの問題に対する理想的な解決法である。
【０００３】スペクトル拡散通信システムには幾つかの
タイプがあり、例えば、直接拡散ディジタル方式、周波
数ホッピング方式、時間ホッピング方式、パルス化周波
数変調（またはチャープ）方式、および種々のハイブリ
ッド方式がある。これらの中で、直接拡散ディジタル方
式および周波数ホッピング方式が他よりも広く実施され
ている。直接拡散ディジタル方式では、周波数変調され
た搬送波を変調するために疑似ランダム符号発生器が使
用される。周波数ホッピング方式では、コヒーレントな
局部発振器が一周波数から別の周波数へジャンプするよ
うに作られる。
【０００４】直接拡散変調は広帯域信号を狭帯域メッセ
ージ信号によって変調することを含む。従来の実施例で
は、原始多項式に従って２を法とする帰還を持つｎ段の
高速シフト・レジスタを使用することによって広帯域信
号が発生される。高速ディジタル系列（シーケンス）が
平衡変調器に供給され、この平衡変調器の別の入力信号
は狭帯域搬送波である。平衡変調器の出力信号は「広帯
域搬送波」と呼ばれる広帯域信号である。
【０００５】スペクトル拡散通信はしばしばコストと複
雑さが不釣り合いである。例えば、適当なスペクトル拡
散信号は比較的低い複雑さの回路で発生することができ
る。問題はこの様な信号を復調することである。通常、
狭帯域メッセージ信号を再生するために広帯域信号を発
生あるいは処理することのできる復調器を構成すること
が必要である。スペクトル拡散通信システムにおいてし
ばしば最も困難でコストのかかる問題は、同期化の問題
である。
【０００６】スペクトル拡散通信システムにおける受信
器を簡単化するために、受信器における同期化および追
跡（トラッキング）の代わりに使用し得る基準を送信す
ること、すなわち目的の情報信号と共に符号化された基
準を発生して送信することが知られている。局部的な基
準が送信器で発生されるので、受信器は符号系列（シー
ケンス）発生器または他の局部基準発生器を持つ必要は
ない。
【０００７】本発明は、基準送信を用いる直接拡散ディ
ジタル方式のスペクトル拡散通信システムに関するもの
である。同期化を達成するために遅延相関（ｄｅｌａｙ
−ａｎｄ−ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）受信器が使用される。
遅延相関受信器の数学的モデルによれば、アナログ遅延
乗算回路の使用が示唆されており、該回路は受信器のコ
ストのかなりの部分を占める。直接拡散ディジタル方式
のスペクトル拡散通信システムやその他の方式のスペク
トル拡散通信システムについての詳細は、例えば、ロバ
ート・シー・ディクソンの著書「Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅ
ｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ジョン・ワイリイ・ア
ンド・サンズ社発行（１９９４）、およびエム・ケー・
サイモン等の著書「Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＶｏＬ．ＩＩ」，コン
ピュータ・サイエンス・プレス社発行（１９８５）に記
載されている。
【０００８】
【発明の目的】本発明の目的は、遅延相関基準送信スペ
クトル拡散通信システム用の受信器の複雑さ、従ってそ
のコストを低減する方法および装置を提供することであ
る。
【０００９】
【発明の概要】本発明によれば、受信器で逆拡散（ｄｅ
ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）を行うために使用し得る基準を送
信することによって局部的な基準の必要性を無くす。本
発明の方法および装置は「基準送信」スペクトル拡散通
信システムとして知られている種類のスペクトル拡散通
信システムに属する。一般に、基準送信スペクトル拡散
通信システムは受信器へメッセージ信号と基準信号の両
方を送信する。メッセージ信号は通信しようとする情報
を含んでおり、広帯域「拡散波形」を乗算することによ
って拡散される。基準信号は、拡散波形自身で構成さ
れ、受信器でメッセージ信号を逆拡散して情報を再生す
るために使用することが出来る。
【００１０】本発明の方法および装置は、前述のアナロ
グ遅延乗算回路と置き換えられる最少部品数のディジタ
ル回路で実現される。本発明の方法では、ＲＦ（無線周
波）からベースバンドへの直接変換を行って、ＩＦ（中
間周波）段を無くすことができる。本発明では遅延相関
基準送信スペクトル拡散信号方式用の直接変換受信器を
提供し、該受信器は、受信した直接拡散変調スペクトル
拡散信号をベースバンドへ変換するＲＦ変換器を有す
る。アナログ−ディジタル変換器により、直接拡散変調
スペクトル拡散信号のチッピング（ｃｈｉｐｐｉｎｇ）
速度よりも大きい速度でベースバンド信号がサンプリン
グされる。サンプリングされた信号は、アナログ−ディ
ジタル変換器の出力に結合された遅延手段により遅延さ
れる。乗算論理回路が、アナログ−ディジタル変換器お
よび遅延手段からの出力信号を受け取って、制御出力信
号を発生する。制御出力信号に応答するカウンタが、復
号された制御出力信号に応じて、計数値を増減またはリ
サイクリングする。
【００１１】本発明の一態様によれば、アナログ−ディ
ジタル変換器は３つの異なる送信レベルのみをサンプリ
ングする。アナログ−ディジタル変換器は、ベースバン
ド信号を高い閾値と比較する高レベル比較器、およびベ
ースバンド信号を低い閾値と比較する低レベル比較器を
有する。遅延手段は並列の同じ構成の第１および第２の
遅延段を有し、第１の遅延段は高レベル比較器からの出
力信号を受け取るように結合され、また第２の遅延段は
低レベル比較器からの出力信号を受け取るように結合さ
れている。この場合、乗算論理回路への入力信号は、高
レベル比較器からの出力信号、低レベル比較器からの出
力信号、第１の遅延段からの出力信号および第２の遅延
段からの出力信号を有する。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の新規と考えられる特徴は
特許請求の範囲に記載してあるが、本発明の構成、その
他の目的および利点は、添付の図面を参照した以下の説
明から最も良く理解されよう。図１は本発明と共に用い
られる典型的な送信器を示す。データが排他的オア（Ｏ
Ｒ）ゲート１１の１つの入力に印加され、系列（シーケ
ンス）発生器１２によって発生された疑似ランダム符号
が排他的オア・ゲート１１の別の入力に印加される。排
他的オア・ゲート１１の出力信号はｎ段のシフトレジス
タ１３に供給される。シフトレジスタ１３は信号を所定
量だけ遅延させる。シフトレジスタ１３により遅延され
た信号は、加算器１４内で、系列発生器１２によって作
成された符号に加算される。その結果の加算信号は増幅
及び濾波装置１５に供給される。増幅及び濾波装置１５
によって生じた出力信号は、混合器１６において、局部
発振器（図示していない）からのＲＦ（無線周波）信号
と混合されて、送信信号を生じる。
【００１３】本発明による受信器が図２に示されてい
る。アンテナ２０からの受信信号は、ＲＦ増幅及び濾波
装置２１に供給される。増幅及び帯域通過濾波された
後、受信信号は混合器２２によってベースバンドに直接
変換される。そのベースバンド信号は利得制御回路２３
に供給され、その出力信号は、アナログ−ディジタル変
換器（ＡＤＣ）２４により、チッピング速度よりも大き
い速度でサンプリングされる。送信レベルが３つの異な
るレベルのみであるとき、簡単なアナログ−ディジタル
変換器を使用することが出来る。一般に送信器の局部発
振器と混合器２２にＲＦ信号を供給する受信器の局部発
振器（図示していない）との間に幾分かのずれがあるの
で、ベースバンド信号は正弦波変調されることがある。
しかし、この発振器のずれはチッピング速度よりずっと
小さくなるように設計されているので、正弦波のゼロ交
差時に生じるサインの変化は、遅延回路２５および乗算
論理回路２６より成る遅延相関装置に対するサンプルの
内のほんの僅かな一部分のサンプルにしか影響を及ぼさ
ない。遅延回路２５は、受信器局部クロック（図示して
いない）によってトリガされる一連のフリップフロップ
で構成されるシフトレジスタで実現され、その全遅延は
図１の送信器のシフトレジスタ１３による遅延に非常に
近い。アナログ−ディジタル変換器２４の出力信号と遅
延回路２５の出力信号は乗算論理回路２６に供給され
る。真の乗算は簡単な組合せ回路によって近似できる。
乗算論理回路２６の出力信号はカウンタ２７に供給さ
れ、カウンタは乗算論理回路の出力信号に従って増減し
又は変化しない。各々のメッセージ・シンボルの終わり
において、カウンタの最上位ビットが、「０」または
「１」が送られたか否か決定する。次いで、カウンタ２
７は次のメッセージ・シンボルのために００....０にク
リアされる。
【００１４】送信されたベースバンド信号が３つの異な
るレベルのみを利用するとき、図３に示すように、アナ
ログ−ディジタル変換器２４が特に簡単な構成で実現さ
れる。２つの比較器３１および３２がアナログ−ディジ
タル変換を行い、遅延回路２５はただ２つの遅延線３３
および３４を必要とする。遅延線は一連のフリップフロ
ップで構成しうる。比較器３１および３２の出力信号は
それぞれＣ1(ｔ) およびＣ2(ｔ) で示されており、各々
の信号は時間の関数である。シフトレジスタで構成され
る遅延線３３および３４の出力信号はそれぞれＣ1(ｔ−
ｄ) およびＣ2(ｔ−ｄ) で示されており、ｄは遅延線の
正味の遅延を表す。図４は、波形、高い閾値Ｃ1 および
低い閾値Ｃ2 を示している。乗算論理回路２６は、カウ
ンタ２７を制御する出力信号を発生して、計数値を増数
または減減し、或いはリサイクリングする（すなわち、
何もしない）。乗算論理回路２６についての真理値表を
下記の表に示す。
【００１５】
【表１】
【００１６】上記の表において、出力信号Ｘは、３つの
状態、すなわち増数、減減およびリサイクリング（すな
わち、何もしない）状態の内のいずれの状態を取っても
かまわないので、「ドント・ケア」信号と称することが
出来る。これらの３つの状態は下記の表に従って表され
る。
【００１７】
【表２】
【００１８】Ｘ0 ＝０のときは常に出力状態はリサイク
リング状態である。これらの入力信号がカウンタ２７に
供給され、カウンタは指令を復号する。Ｘ0 発生論理の
真理値表が下記の表に示される。
【００１９】
【表３】
【００２０】図５はＸ0 発生論理の真理値表を実現する
回路図である。図からわかるように、この実現のために
最少数のゲートしか必要とされない。具体的の説明する
と、２つのアンド（ＡＮＤ）ゲート５１および５２並び
に１つのノア（ＮＯＲ）ゲート５３しか必要とされな
い。アンド・ゲート５１は入力信号Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ
1(ｄ) およびＣ2(ｄ) を受けて、論理出力信号Ｃ1 ・Ｃ
2 ・Ｃ1(ｄ) ・Ｃ2(ｄ) を発生する。ノア・ゲート５３
は同じ入力信号Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ1(ｄ) およびＣ2(ｄ)
【００２１】
【外１】
【００２２】これらの２つの出力信号はアンド・ゲート
５２で組み合わされて、Ｘ0 を発生する。Ｘ1 発生論理
の真理値表が下記の表に示される。
【００２３】
【表４】
【００２４】図６はＸ1 発生論理の真理値表を実現する
回路図である。図からわかるように、この実現のために
最少数のゲート、具体的に説明すると、２つの排他的ノ
ア・ゲート６１および６２並びに１つのアンド・ゲート
６３しか必要とされない。排他的ノア・ゲート６１は入
力信号Ｃ1 およびＣ2 を受けて、出力信号Ｃ1 ・Ｃ2
【００２５】
【外２】
【００２６】これらの２つの出力信号はアンド・ゲート
６３で組み合わされて、出力信号としてＸ1 を発生す
る。本発明を特定の好ましい特徴について例示し説明し
たが、当業者には種々の変更および変形をなし得よう。
従って、特許請求の範囲が本発明の真の精神および趣旨
の範囲内にあるこの様な全ての変更および変形を包含し
ようとして記載してあることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明と共に用いられる典型的な送信器のブロ
ック図である。
【図２】本発明による受信器のブロック図である。
【図３】簡単なアナログ−ディジタル変換器を詳しく示
す図２の受信器のブロック図である。
【図４】サンプル入力波形のための比較器出力信号を例
示する波形図である。
【図５】カウンタへの入力信号の一部分を発生する回路
の論理図である。
【図６】カウンタへの入力信号の別の部分を発生する回
路の論理図である。
【符号の説明】 １１ 排他的オア・ゲート １２ 系列発生器 １３ シフトレジスタ １４ 加算器 １５ 増幅及び濾波装置 １６ 混合器 ２１ ＲＦ増幅及び濾波装置 ２２ 混合器 ２３ 利得制御回路 ２４ アナログ−ディジタル変換器 ２５ 遅延回路 ２６ 乗算論理回路 ２７ カウンタ ３１ 高レベル比較器 ３２ 低レベル比較器 ３３、３４ 遅延線

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 遅延相関基準送信スペクトル拡散信号方
    式用の直接変換受信器であって、 所定のチッピング速度を持つ受信した直接拡散変調スペ
    クトル拡散信号をベースバンドへ変換する変換手段、 直接拡散変調スペクトル拡散信号のチッピング速度より
    も大きい速度で、ベースバンド信号をサンプリングする
    アナログ−ディジタル変換器、 前記アナログ−ディジタル変換器の出力に結合されてい
    て、遅延した信号を生じる遅延手段、 前記アナログ−ディジタル変換器および前記遅延手段か
    らの出力信号を受け取って、制御出力信号を発生する乗
    算論理回路、および前記制御出力信号に応答して、計数
    値を増減し又はリサイクリングするカウンタを有してい
    る遅延相関基準送信スペクトル拡散信号方式用の直接変
    換受信器。
  2. 【請求項２】 前記アナログ−ディジタル変換器が３つ
    の異なる送信レベルのみをサンプリングする請求項１記
    載の直接変換受信器。
  3. 【請求項３】 前記アナログ−ディジタル変換器が、ベ
    ースバンド信号を高い閾値と比較する高レベル比較器、
    およびベースバンド信号を低い閾値と比較する低レベル
    比較器を有している請求項２記載の直接変換受信器。
  4. 【請求項４】 前記遅延手段が並列の同じ構成の第１お
    よび第２の遅延段を有し、前記第１の遅延段は前記高レ
    ベル比較器からの出力信号を受け取るように結合され、
    また前記第２の遅延段は前記低レベル比較器からの出力
    信号を受け取るように結合されており、前記乗算論理回
    路への入力信号が、前記高レベル比較器からの出力信
    号、前記低レベル比較器からの出力信号、前記第１の遅
    延段からの出力信号および前記第２の遅延段からの出力
    信号を有している請求項３記載の直接変換受信器。
JP9203675A 1996-08-02 1997-07-30 遅延相関基準送信スペクトル拡散信号方式用の直接変換受信器 Ceased JPH10163924A (ja)

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