JPH10173453A - 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置 - Google Patents

高周波可変利得増幅装置および無線通信装置

Info

Publication number
JPH10173453A
JPH10173453A JP8344664A JP34466496A JPH10173453A JP H10173453 A JPH10173453 A JP H10173453A JP 8344664 A JP8344664 A JP 8344664A JP 34466496 A JP34466496 A JP 34466496A JP H10173453 A JPH10173453 A JP H10173453A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
switch circuit
power supply
frequency
variable gain
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8344664A
Other languages
English (en)
Inventor
Masami Abe
雅美 阿部
Katsuyuki Oshiba
克幸 大芝
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP8344664A priority Critical patent/JPH10173453A/ja
Priority to US08/974,623 priority patent/US6118989A/en
Priority to KR1019970062840A priority patent/KR100479974B1/ko
Priority to EP97309816A priority patent/EP0847135A3/en
Priority to CNB97129738XA priority patent/CN1139182C/zh
Publication of JPH10173453A publication Critical patent/JPH10173453A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q11/00—Electrically-long antennas having dimensions more than twice the shortest operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q11/12—Resonant antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0244—Stepped control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. Transmission Power Control [TPC] or power classes
    • H04W52/02—Power saving arrangements
    • H04W52/0209—Power saving arrangements in terminal devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/301—Indexing scheme relating to amplifiers the loading circuit of an amplifying stage comprising a coil
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/507—A switch being used for switching on or off a supply or supplying circuit in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/54—Two or more capacitor coupled amplifier stages in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7227—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by a switch in the supply circuit of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7239—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers and shunting lines by one or more switch(es)
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高周波可変利得増幅装置において、利得制御
用の回路規模が小さく、簡単な構成で、格段の利得制御
幅を安定に得ると共に、消費電力を節減する。 【解決手段】 高周波可変利得増幅回路１００Ａは、ト
ランジスタ増幅回路１１０，１２０，１３０と、電源Ｖ
ddの供給・遮断を制御する切換えスイッチ回路１０５
と、入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとの間のバイパス路１
０３の途中に介挿されたゲート接地接続のＦＥＴスイッ
チ回路１０２Ｑとを有する。このＦＥＴスイッチ回路１
０２Ｑのソースは、終段トランジスタ増幅回路１３０の
ＦＥＴ１３１のドレインと直流的に接続されて、切換え
スイッチ回路１０５を通じて、各トランジスタ増幅回路
１１０〜１３０に電源Ｖddが供給されるときには、ＦＥ
Ｔスイッチ回路１０２Ｑが「オフ」となり、電源Ｖddが
遮断されるときは、ＦＥＴスイッチ回路１０２Ｑが「オ
ン」となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば、コード
レス電話や携帯電話などに好適な、高周波可変利得増幅
装置および無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば携帯電話機のような、移動可能の
無線通信装置では、相手局との距離が近い場合、送信電
力を節約する、相手局の高周波増幅回路の飽和を避け
る、他局との干渉を低減するなどのために、送信回路に
おいて送信電力制御が行われる。特に、セルラー多元接
続方式の１つとして、近時注目されているＣＤＭＡ方式
では、回線容量を確保するために、広い制御幅で、か
つ、高精度に、送信電力制御が行われる。
【０００３】一方、受信回路においては、相手局との距
離の変化やフェージングの影響などによる、受信信号レ
ベルの変動を抑えるために、また、高レベルの入力信号
による高周波増幅回路の飽和を避けるために、利得制御
が行われる。
【０００４】まず、図６を参照しながら、無線送受信装
置の一例としての携帯電話機の構成例について説明す
る。図６において、送受信用のアンテナ１１が、アンテ
ナ共用回路１２のアンテナポート１２ａに接続される。
このアンテナ共用回路１２は、送信側および受信側のポ
ート１２ｔ，１２ｒを備え、所定の特性の帯域通過フィ
ルタ（図示は省略）が、アンテナ側および送信側のポー
ト１２ａ，１２ｔの間と、アンテナ側および受信側のポ
ート１２ａ，１２ｒの間とに、それぞれ接続される。
【０００５】アンテナ共用回路１２の受信ポート１２ｒ
からの高周波信号が、受信回路２０の低雑音高周波増幅
回路２１を通じて、混合回路２２に供給される。この混
合回路２２には、局部発振回路２３からの局部発振信号
が供給されており、低雑音増幅回路２１からの高周波信
号は中間周波信号に変換され、中間周波増幅回路２４を
通じて、復調回路２５に供給されると共に、受信電力検
知回路２６に供給される。
【０００６】この受信電力検知回路２６の出力が中間周
波増幅回路２４と低雑音高周波増幅回路２１とに負帰還
されて、それぞれの利得が自動的に制御されると共に、
復調回路２５の出力はベースバンド信号処理回路３１に
供給されて、所定の信号処理が施され、音声信号などの
受信情報が再生される。再生された受信情報には、基地
局などからの送信電力指示情報が含まれており、この指
示情報がマイクロコンピュータ３０に取り込まれる。
【０００７】また、ベースバンド信号処理回路３１にお
いては、音声信号などの送信情報に所定の信号処理が施
されて、ベースバンド信号処理回路３１の出力信号が、
送信回路４０の変調回路４１に供給され、変調回路４１
の出力が、中間周波増幅回路４２を通じて、混合回路４
３に供給される。
【０００８】この混合回路４３には、局部発振回路２３
からの局部発振信号が供給されて、中間周波増幅回路４
２からの中間周波信号が高周波信号に変換され、駆動増
幅回路４４および高周波電力増幅回路４５を通じて、ア
ンテナ共用回路１２の送信ポート１２ｔに供給される。
【０００９】なお、中間周波増幅回路４２、駆動増幅回
路４４および高周波電力増幅回路４５には、送信電力制
御回路４６からの送信電力制御信号が供給されて、それ
ぞれの利得が制御される。この送信電力制御信号は、受
信電力検知回路２６からの受信電力検知情報と、マイク
ロコンピュータ３０からの送信電力指示情報とに基づい
て生成される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】前述のような、送信電
力制御においては、低送信出力時の高周波電力増幅回路
の効率を向上させるために、この高周波電力増幅回路に
電源から供給される直流電力を、送信電力制御情報に応
じて制御するように構成されている。
【００１１】一方、受信回路の高周波増幅回路では、高
レベルの入力信号に対しても所望の受信性能が得られる
ように構成されると共に、入力信号が低レベルのときに
は、この高周波増幅回路に電源から供給される直流電力
を、受信信号レベルに応じて制御することにより、節減
するように構成されている。
【００１２】一般に、携帯通信端末では、待受状態が長
時間連続するので、この期間の受信側の高周波増幅回路
の消費電流節減量が、例えば、たかだか数ミリアンペア
と、送信側の高周波電力増幅回路の節減量に比べて少な
くても、累積では、かなりの消費電力量が節減されるこ
とになる。
【００１３】従来の高周波可変利得増幅回路では、増幅
回路の入カレベル（送信回路では送信電力制御情報、受
信回路では受信信号レベル）に応じて、例えば、増幅回
路を構成する電界効果トランジスタのゲートバイアス電
圧、あるいは、ドレインバイアス電圧を制御することに
より、いずれもドレイン電流を低減して、増幅回路の利
得を変化させると共に、消費電力の低減を行なってい
た。
【００１４】ところが、上述のような従来技術では、半
導体プロセスのばらつきなどによって、制御電圧値およ
び範囲を調整する必要があり、大きな利得制御幅を安定
して得ることが難しいという問題があった。
【００１５】このような問題を解消するため、本出願人
は、特願平７−２４８６９７号（平成７年８月３１日出
願）などにおいて、増幅利得が異なる伝送路を複数個、
用意しておき、高周波切換えスイッチ回路で、その内の
一つを切換え選択するようにすると共に、他の伝送路の
増幅回路の電源はオフにして、大きな利得制御幅を安定
して得ることができ、消費電力の低減も図れる可変利得
増幅回路を提案している。
【００１６】図７は、この先に提案している可変利得増
幅回路の一例を示すもので、この例の可変利得増幅回路
５０においては、例えば、電界効果トランジスタ（この
明細書ではＦＥＴと略称する）を能動素子とする、所定
利得Ｇ51の高周波増幅回路５１を含む伝送路と、利得が
０dBのスルーライン５２の伝送路とを設け、この２つの
伝送路を高周波切換えスイッチ回路５３、５４で切換え
選択できるように構成している。したがって、入力端子
Ｔｉからの高周波信号は、スイッチ回路５３、５４の切
換え状態に応じて、いずれかの伝送路を通じて出力端子
Ｔｏに導出される。
【００１７】また、高周波増幅回路５１の電源電圧Ｖdd
は、給電スイッチ回路５５を介して供給されるように構
成している。
【００１８】そして、この既提案例では、前述のような
送信電力制御情報もしくは受信信号レベルに応動して、
制御回路６０により、高周波切換えスイッチ５３，５４
と、給電切換えスイッチ５５とが連動して制御され、高
周波信号がスルーライン５２に供給されて、トランジス
タ増幅回路５１が機能しない場合は、給電切換えスイッ
チ５５により、トランジスタ増幅回路５１への給電が停
止されて、増幅回路５１での無駄な電力消費が回避され
る。
【００１９】この場合、制御回路６０は、出力端子Ｔｏ
が無信号状態にならないように、スイッチ回路５３、５
４、５５の切換えに関してタイミング制御するようにし
ている。例えば、スルーライン５２の伝送路に切換える
ときに、スイッチ回路５５を先に端子ｎ側に切換えた後
に、スイッチ回路５３、５４の切換えを行うと、出力端
子Ｔｏが浮いた状態が生じ、好ましくないからである。
【００２０】また、図７の既提案例の高周波切換えスイ
ッチ回路５３，５４のそれぞれは、例えば、図８に示す
ように、４個のＦＥＴＱａ〜Ｑｄで構成される。すなわ
ち、第１および第２のＦＥＴＱａ，Ｑｂのソース・ドレ
インが、共通端子Ｔｃと第１および第２の端子Ｔａ，Ｔ
ｂとの間に直列に挿入されると共に、第３および第４の
ＦＥＴＱｃ，Ｑｄのソース・ドレインが、共通端子Ｔｃ
とグラウンドとの間に接続される。
【００２１】そして、例えば、ＦＥＴＱａ，Ｑｄのゲー
トに制御用の直流電圧［−Ｖｇ］が供給されると共に、
ＦＥＴＱｂ，Ｑｃのゲートに制御用の直流電圧［０］Ｖ
が供給された場合は、第１および第３のＦＥＴＱａ，Ｑ
ｃが「オン」となると共に、第２および第４のＦＥＴＱ
ｂ，Ｑｄが「オフ」となって、共通端子Ｔｃと第２の端
子Ｔｂとの間に信号伝送路が形成される。
【００２２】また、各ＦＥＴＱａ〜Ｑｄのゲートに供給
される制御電圧を上述とは逆にすることにより、ＦＥＴ
Ｑａ〜Ｑｄの「オン」・「オフ」が反転して、共通端子
Ｔｃと第１の端子Ｔａとの間に信号伝送路が形成され
る。
【００２３】ところで、図７の既提案例では、スイッチ
回路５３、５４、５５を切り換えるタイミング制御が厄
介である。また、切換スイッチ５３，５４を構成するＦ
ＥＴＱａ〜Ｑｄのうち、ＦＥＴＱａ，Ｑｂに起因する、
切換スイッチ５３，５４の挿入損（Ｌｓ53＋Ｌｓ54）が
生じて、その分だけ、増幅回路５１の利得Ｇ51が減殺さ
れるという問題があった。
【００２４】また、切換スイッチ５３，５４が、それぞ
れ４個のＦＥＴＱａ〜Ｑｄから構成されるため、回路規
模が大きく、コスト高となって、特に、小型化・低価格
化の要求の厳しい携帯通信端末で問題となってしまう。
【００２５】この発明は、以上の問題点にかんがみ、利
得制御用の回路規模が小さく、簡単な構成で、格段の利
得制御幅を安定に得ることができると共に、消費電力を
節減することができる、高周波可変利得増幅装置および
無線通信装置を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、この発明による高周波可変利得増幅装置は、高周波
信号が供給されるトランジスタ増幅回路と、このトラン
ジスタ増幅回路に対する電源の供給および遮断を制御す
る給電制御手段と、上記トランジスタ増幅回路の入力端
子と出力端子との間を接続するバイパス路の途中に挿入
され、このバイパス路の形成を制御するバイパススイッ
チ回路と、を備え、上記給電制御手段による上記電源の
遮断に対応して、上記バイパススイッチ回路により上記
バイパス路を形成すると共に、上記給電制御手段による
上記電源の供給に対応して、上記バイパススイッチ回路
により上記バイパス路を遮断するようにしたことを特徴
とする。
【００２７】また、この発明による高周波可変利得増幅
装置は、上記給電制御手段が、上記電源電圧の上記トラ
ンジスタ増幅回路に対する供給路中に設けられる給電ス
イッチ回路を含むと共に、この給電スイッチ回路の出力
により、上記バイパススイッチ回路を制御して、上記バ
イパス路の遮断および形成を行うことを特徴とする。
【００２８】この発明による無線通信装置は、さらに、
高周波信号が供給されるトランジスタ増幅回路と、この
トランジスタ増幅回路に対する電源電圧の供給路中に設
けられる給電スイッチ回路と、上記トランジスタ増幅回
路の入力端子と出力端子との間を接続するバイパス路の
途中に挿入され、このバイパス路の形成を制御するバイ
パススイッチ回路と、上記給電スイッチ回路を切換え制
御するための第１のスイッチ制御手段と、上記バイパス
スイッチ回路を切換え制御するための第２のスイッチ制
御手段とを備え、上記バイパススイッチ回路による上記
バイパス路の形成に対応して、上記給電スイッチ回路に
より上記電源の遮断をするようにし、上記給電スイッチ
回路の切換え制御による上記電源の供給に対応して、上
記バイパススイッチ回路により上記バイパス路を遮断す
るように、上記第１および第２のスイッチ制御手段によ
り上記給電スイッチ回路およびバイパススイッチ回路を
制御するようにすることを特徴とする。
【００２９】この発明においては、トランジスタ増幅回
路を伝送路と、バイパス路とを、バイパス路の途中に設
けたバイパススイッチ回路と、トランジスタ増幅回路へ
の給電スイッチ回路の、オン・オフにより切り換える。
バイパス路の途中に設けるスイッチ回路は、図７の例の
ような選択スイッチ回路ではないので、構成が簡単にな
る。トランジスタ増幅回路に対しては、電源の供給を制
御するだけであり、その入出力には、スイッチ回路は設
けられないので、図７の例のような挿入損は生じない。
【００３０】バイパススイッチ回路と、給電スイッチ回
路の切換え制御タイミングを制御するだけでよいので、
切換え制御タイミングの制御は容易である。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下、図１〜図５を参照しなが
ら、この発明による高周波可変利得増幅装置の実施の形
態について説明する。この例は、前述した図６の無線通
信装置の送信側の増幅回路４４、４５あるいは受信側の
増幅回路２１に適用することができる高周波可変利得増
幅装置の場合の例である。
【００３２】［実施の形態の基本的構成と動作］この発
明の実施の形態の基本的構成を図１に示す。
【００３３】図１において、可変利得増幅回路１００
は、高周波増幅回路１０１と、この増幅回路１０１に対
する信号バイパス路の断続を制御するスイッチ回路１０
２とを含んで構成される。
【００３４】入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとの間に、例
えば、ＦＥＴを能動素子とする、高周波増幅回路１０１
が接続される。そして、この高周波増幅回路１０１の入
出力端間を接続するスルーライン１０３の途中に、例え
ばＦＥＴスイッチからなるスイッチ回路１０２が接続さ
れる。
【００３５】また、例えば複数個のＦＥＴで構成され
て、給電スイッチ回路を構成する切換えスイッチ回路１
０５が、電源電圧Ｖddが得られるラインと、高周波増幅
回路１０１の電源ラインとの間に接続される。この場
合、この切換えスイッチ回路１０５の入力端子ａ側が電
源電圧Ｖddが得られるラインに接続されると共に、切換
えスイッチ回路１０５の入力端子ｇ側が接地される。そ
して、切換えスイッチ回路１０５の出力端子が、スイッ
チ回路１０２の切換え制御端子に接続される。
【００３６】そして、切換えスイッチ回路１０５は、前
述のような送信電力制御情報もしくは受信信号レベルに
応動する、給電制御回路３０１に制御される。
【００３７】給電制御回路３０１の制御の下に、図１に
示すように、切換えスイッチ回路１０５が入力端子ａ側
に接続される場合は、この切換えスイッチ回路１０５を
通じて、高周波増幅回路１０１に電源電圧Ｖddが供給さ
れ、高周波増幅回路１０１が動作状態になる。
【００３８】同時に、切換えスイッチ回路１０５を通じ
た電源電圧Ｖddが、制御信号としてスイッチ回路１０２
に供給されて、このスイッチ回路１０２がオフとなり、
スルーライン１０３を通じての、入力端子Ｔｉと出力端
子Ｔｏの間の接続が開放される。
【００３９】この状態では、出力端子Ｔｏにおける出力
高周波信号のレベルが、高周波増幅回路１０１の利得Ｇ
101 だけ、入力端子Ｔｉにおける入力高周波信号のレベ
ルより高くなる。
【００４０】一方、切換えスイッチ回路１０５が図示と
は逆の状態に切り換えられた場合には、電源電圧Ｖddの
供給が断たれて、高周波増幅回路１０１の動作が停止す
ると共に、切換えスイッチ回路１０５を通じた接地電位
が、制御信号として供給されて、スイッチ回路１０２が
オンとなり、スルーライン１０３を通じて、入力端子Ｔ
ｉと出力端子Ｔｏとが接続される。
【００４１】この状態では、出力端子Ｔｏにおける出力
高周波信号のレベルが、スイッチ回路１０２の挿入損と
入力端子Ｔｉにおける不整合損との和の損失Ｌｓ102 だ
け、入力端子Ｔｉにおける入力高周波信号のレベルより
低くなる。
【００４２】従って、スイッチ回路１０５の切り換えに
よる可変利得増幅回路１００の利得制御幅は、Ｇ101 ＋
｜Ｌｓ102 ｜となって、高周波増幅回路１０１の利得Ｇ
101よりも広くなる。
【００４３】上述のように、この実施の形態では、高周
波増幅回路１０１に対する給電制御用のスイッチ回路１
０５の切り換えに応動して、スイッチ回路１０２が信号
バイパス路の断続を制御するようにしたので、増幅回路
１０１の機能が停止された場合、この増幅回路１０１へ
の給電が停止されて、無駄な電力消費が回避されると共
に、格段の利得制御幅を安定に得ることができる。
【００４４】また、この実施の形態のスイッチ回路１０
２は、後述のように、単一の、もしくは、直列接続され
た複数のＦＥＴによる簡単な回路構成であって、前出図
８に示すような、既提案例の高周波切換えスイッチ回路
５３，５４よりも、回路規模とコストを低減することが
できる。
【００４５】［実施の形態の具体的構成］この発明の実
施の形態の具体的構成を図２に示す。この図２におい
て、前出図１に対応する部分には同一の符号を付ける。
【００４６】図２において、可変利得増幅回路１００Ａ
は、３段の単位増幅回路１１０，１２０，１３０と、こ
れらの増幅回路１１０〜１３０に対する信号バイパス路
の断続を制御する高周波スイッチ回路としての、ＦＥＴ
１０２Ｑとを含んで構成される。
【００４７】入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとの間に、コ
ンデンサＣｉ，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｏと、単位増幅回路１１
０，１２０，１３０とが、交互かつ縦続に接続される。
各単位増幅回路１１０，１２０，１３０は、いずれもソ
ース接地接続のＦＥＴ１１１，１２１，１３１を含ん
で、同一に構成される。
【００４８】初段の単位増幅回路１１０のＦＥＴ１１１
のゲートには、入力側の整合回路１１２とコンデンサＣ
ｉとを通じて、入力端子Ｔｉからの高周波信号が供給さ
れると共に、抵抗器１１３を通じて、所定のゲートバイ
アス電圧Ｖggが供給される。
【００４９】ＦＥＴ１１１のドレインは、整合回路１１
５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路１１
６の高周波チョークコイル１１７を通じて、切換えスイ
ッチ回路１０５に接続される。
【００５０】前述のように、この切換えスイッチ回路１
０５は、その入力端子ａ側が電源電圧Ｖddラインに接続
されると共に、入力端子ｇ側が接地され、切換は、送信
電力制御情報もしくは受信信号レベルに応動する、給電
制御回路３０１により制御される。
【００５１】そして、出力側の整合回路１１５を通じて
導出された、単位増幅回路１１０の高周波出力が、結合
コンデンサＣａを通じて、次段の単位増幅回路１２０に
供給される。
【００５２】初段の単位増幅回路１１０と同様に、次段
の単位増幅回路１２０のＦＥＴ１２１のゲートには、入
力側の整合回路１２２とコンデンサＣａとを通じて、単
位増幅回路１１０からの高周波信号が供給されると共
に、抵抗器１２３を通じて、所定のゲートバイアス電圧
Ｖggが供給される。
【００５３】ＦＥＴ１２１のドレインは、整合回路１２
５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路１２
６の高周波チョークコイル１２７を通じて、切換えスイ
ッチ回路１０５に接続される。
【００５４】そして、出力側の整合回路１２５を通じて
導出された、単位増幅回路１２０の高周波出力が、結合
コンデンサＣｂを通じて、終段の単位増幅回路１３０に
供給される。
【００５５】初段および次段の単位増幅回路１１０，１
２０と同様に、終段の単位増幅回路１３０のＦＥＴ１３
１のゲートには、入力側の整合回路１３２とコンデンサ
Ｃｂとを通じて、単位増幅回路１２０からの高周波信号
が供給されると共に、抵抗器１３３を通じて、所定のゲ
ートバイアス電圧Ｖggが供給される。
【００５６】ＦＥＴ１３１のドレインは、整合回路１３
５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路１３
６の高周波チョークコイル１３７を通じて、切換えスイ
ッチ回路１０５に接続される。
【００５７】そして、出力側の整合回路１３５からの、
単位増幅回路１３０の高周波出力が、コンデンサＣｏを
通じて、出力端子Ｔｏに導出される。
【００５８】この実施の形態では、前述のように、高周
波スイッチ回路１０２として、ディプレッション型のＦ
ＥＴ１０２Ｑが用いられる。このＦＥＴ１０２Ｑのドレ
インは、直流遮断用のコンデンサ１０３ｃを通じて、入
力端子Ｔｉに接続されると共に、このＦＥＴ１０２Ｑの
ソースが、終段の単位増幅回路１３０のＦＥＴ１３１の
ドレインに接続される。ＦＥＴ１０２Ｑのゲートは、抵
抗器１０６を通じて、グラウンドに接続される。
【００５９】なお、整合回路１１２，１１５などは、適
宜の公知の構成とされる。また、ドレインバイアス供給
回路１１６などでは、発振防止のために、高周波チョー
クコイル１１７などにシャントに、直列接続された抵抗
器とコンデンサ（図示は省略）が接続されることもあ
る。
【００６０】図２において、抵抗１１３、１２３、１３
３は高周波的にアイソレーションをトルコとを目的と
し、十分に大きいインダクタを用いることも可能であ
る。また、上記インダクタ１１７、１２７、１３７を分
布定数線路に置き換えてもよい。
【００６１】［図２の実施の形態の動作］次に、図２の
実施の形態の動作について説明する。
【００６２】給電制御回路３０１の制御の下に、切換え
スイッチ回路１０５が図示のような接続状態にある場合
は、ドレインバイアス供給回路１１６，１２６，１３６
を通じて、ドレインバイアス電圧Ｖddが供給されて、単
位増幅回路１１０，１２０，１３０が動作状態になる。
【００６３】同時に、ドレインバイアス電圧Ｖddが、ゲ
ート接地接続のＦＥＴ１０２Ｑのソースに供給され、Ｆ
ＥＴ１０２Ｑのゲート・ソース間に［−Ｖdd］の電圧が
印加されることになる。
【００６４】このＦＥＴ１０２Ｑのピンチオフ電圧Ｖpf
は、 Ｖpf＞−Ｖdd であって、切換えスイッチ回路１０５が図示のような接
続状態では、ＦＥＴ１０２Ｑのドレイン・ソース間が
「オフ」となり、スルーライン１０３，１０４を通じて
の、入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏの間の接続が開放され
る。
【００６５】この状態では、端子Ｔｏにおける出力高周
波信号のレベルは、単位増幅回路１１０，１２０，１３
０の総合利得Ｇ110 ＋Ｇ120 ＋Ｇ130 だけ、端子Ｔｉに
おける入力高周波信号のレベルより高くなる。
【００６６】一方、切換えスイッチ回路１０５が図示と
は逆の状態に切り換えられた場合には、ドレインバイア
ス電圧Ｖddの供給が断たれて、単位増幅回路１１０〜１
３０の動作が停止する。
【００６７】同時に、切換えスイッチ回路１０５と、高
周波チョークコイル１３７を通じて、ＦＥＴ１０２Ｑの
ソースが接地され、このＦＥＴ１０２Ｑのゲート・ソー
ス間には［０］Ｖの電圧が印加されることになって、Ｆ
ＥＴ１０２Ｑのドレイン・ソース間が「オン」となり、
スルーライン１０３，１０４を通じて、入力端子Ｔｉと
出力端子Ｔｏとが接続される。
【００６８】この状態では、入力端子Ｔｉ側の不整合損
を無視すれば、出力端子Ｔｏにおける出力高周波信号の
レベルは、ＦＥＴ１０２Ｑの挿入損Ｌｓ102Qだけ、入力
端子Ｔｉにおける入力高周波信号のレベルより低くな
る。
【００６９】従って、スイッチ回路１０５の切り換えに
よる、可変利得増幅回路１００Ａの利得制御幅は、Ｇ11
0 ＋Ｇ120 ＋Ｇ130 ＋｜Ｌｓ102Q｜となって、単位増幅
回路１１０，１２０，１３０の総合利得Ｇ110 ＋Ｇ120
＋Ｇ130 よりも広くなる。
【００７０】上述のように、この実施の形態では、単位
増幅回路１１０〜１３０に対する給電制御用のスイッチ
回路１０５の切り換えに応動して、ＦＥＴ１０２Ｑが信
号バイパスの断続を制御するようにしたので、単位増幅
回路１１０〜１３０の機能が停止された場合、これらの
増幅回路１１０〜１３０への給電が停止されて、無駄な
電力消費が回避されると共に、格段の利得制御幅を安定
に得ることができる。
【００７１】また、この実施の形態の高周波スイッチ回
路は、単一のＦＥＴ１０２Ｑによる簡単な回路構成であ
って、前出図８に示すような、既提案例の高周波切換え
スイッチ回路５３，５４よりも、回路規模とコストを低
減することができる。
【００７２】また、給電スイッチ回路としての切換えス
イッチ回路１０５を切換え制御するだけで自動的にバイ
パススイッチ回路としてのＦＥＴ１０２Ｑがオン・オフ
するので、図７の例のようなスイッチ回路の複雑な切換
えタイミング制御は不要である。
【００７３】［他の実施の形態］次に、図３および図４
を参照しながら、この発明による高周波可変利得増幅装
置を、前述のような送信回路の電力増幅器に適用した実
施の形態について説明する。
【００７４】この発明の他の実施の形態の構成を図３に
示す。この図３において、前出図２に対応する部分に
は、同一の、もしくは［１０］の位と［１］の位の数字
が同一の符号を付ける。
【００７５】図３において、可変利得増幅回路４５００
は、２段の単位増幅回路４５１０，４５２０と、これら
の単位増幅回路４５１０，４５２０に対する信号バイパ
スの断続を制御する高周波スイッチ回路としての、２個
のＦＥＴ４５０２ａ，４５０２ｂとを含んで構成され
る。
【００７６】単位増幅回路４５１０，４５２０は、いず
れもソース接地接続のＦＥＴ４５１１，４５２１を含ん
で、同一に構成され、コンデンサＣｉ，Ｃｃ，Ｃｏと、
交互かつ縦続に接続されて、入力端子Ｔｉと出力端子Ｔ
ｏとの間に介挿される。
【００７７】初段の単位増幅回路４５１０のＦＥＴ４５
１１のゲートには、入力側の整合回路４５１２とコンデ
ンサＣｉとを通じて、端子Ｔｉからの高周波信号が供給
されると共に、抵抗器４５１３を通じて、所定のゲート
バイアス電圧Ｖggが供給される。
【００７８】ＦＥＴ４５１１のドレインは、整合回路４
５１５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路
４５１６の高周波チョークコイル４５１７を通じて、切
換えスイッチ回路４５０５に接続される。
【００７９】前述の実施の形態と同様に、この切換えス
イッチ回路４５０５は、その入力端子ａ側が電源電圧Ｖ
ddラインに接続されると共に、入力端子ｇ側が接地さ
れ、切換制御は、前述のような送信電力制御情報に応動
する、給電制御回路３０１により行われる。
【００８０】そして、出力側の整合回路４５１５を通じ
て導出された、単位増幅回路４５１０の高周波出力が、
結合コンデンサＣｃを通じて、次段の単位増幅回路４５
２０に供給される。
【００８１】初段の単位増幅回路４５１０と同様に、次
段の単位増幅回路４５２０のＦＥＴ４５２１のゲートに
は、入力側の整合回路４５２２とコンデンサＣｃとを通
じて、単位増幅回路４５１０からの高周波信号が供給さ
れると共に、抵抗器４５２３を通じて、所定のゲートバ
イアス電圧Ｖggが供給される。
【００８２】ＦＥＴ４５２１のドレインは、整合回路４
５２５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路
４５２６の高周波チョークコイル４５２７を通じて、切
換えスイッチ回路４５０５に接続される。
【００８３】そして、出力側の整合回路４５２５を通じ
て導出された、単位増幅回路４５２０の高周波出力が、
コンデンサＣｏを通じて、出力端子Ｔｏに導出される。
【００８４】図３の実施の形態では、前述のように、高
周波バイパススイッチ回路として、ディプレッション型
の２個のＦＥＴ４５０２ａ，４５０２ｂが、一方のＦＥ
Ｔ４５０２ａのソースと他方のＦＥＴ４５０２ｂのドレ
インを接続されて直列に用いられて、スルーライン４５
０３の途中に挿入されている。
【００８５】一方のＦＥＴ４５０２ａのドレインが、直
流遮断用のコンデンサ４５０３ｃを通じて、入力端子Ｔ
ｉに接続されると共に、他方のＦＥＴ４５０２ｂのソー
スが、単位増幅回路４５２０のＦＥＴ４５２１のドレイ
ンに接続される。また、ＦＥＴ４５０２ａ，４５０２ｂ
のゲートは、抵抗器４５０６ａ，４５０６ｂを通じて、
グラウンドに接続される。
【００８６】また、終段の単位増幅回路４５２０の出力
側の整合回路４５２５は、動作周波数、用途などに応じ
て様々な構成がとられる。一例として、図４を示す。こ
の図４の例のように、整合回路４５２５の内部まで、ド
レイン電圧と等電位にある場合、ＦＥＴ４５０２ｂのソ
ースと接続する点を整合回路４５２５の内部に置くこと
が可能になる。
【００８７】このように、整合回路４５２５の内部に接
続点を設けることにより、高周波バイパススイッチ回路
４５０２ａ，４５０２ｂがオンの場合の出力端子Ｔｏか
らみたインピーダンスを調整することが可能になる。最
適なインピーダンスに調整することにより、負荷変動に
よる出力端子Ｔｏに接続される回路の特性変動を抑制す
ることができる。
【００８８】なお、この図４は、整合回路４５２５の具
体的構成を明示した他は、前出図３と全く同様であるの
で、その余の部分の説明は省略する。
【００８９】［図３の実施の形態の動作］次に、図３の
実施の形態の動作について説明する。
【００９０】前述のような送信電力制御情報に基づい
て、送信出力を高くする場合は、給電制御回路３０１の
制御の下に、切換えスイッチ回路４５０５が図示のよう
な接続状態とされ、ドレインバイアス供給回路４５１
６，４５２６を通じて、ドレインバイアス電圧Ｖddが供
給されて、両単位増幅回路４５１０，４５２０が動作状
態になる。
【００９１】同時に、単位増幅回路４５２０のドレイン
バイアス電圧Ｖddが、ゲート接地接続のＦＥＴ４５０２
ｂのソースに供給されて、このＦＥＴ４５０２ｂのゲー
ト・ソース間には［−Ｖdd］の電圧が印加されることに
なる。
【００９２】このＦＥＴ４５０２ｂのピンチオフ電圧Ｖ
pfは、 Ｖpf＞−Ｖdd であって、切換えスイッチ回路４５０５が図示のような
接続状態では、ＦＥＴ４５０２ｂのドレイン・ソース間
が「オフ」となり、これに直列接続のＦＥＴ４５０２ａ
のドレイン・ソース間も「オフ」となって、コンデンサ
４５０３ｃ、スルーライン４５０３を通じての、入力端
子Ｔｉと出力端子Ｔｏの間の接続が開放される。
【００９３】この状態では、端子Ｔｏにおける出力高周
波信号のレベルは、両単位増幅回路４５１０，４５２０
の利得Ｇ4510＋Ｇ4520(dB)だけ、端子Ｔｉにおける入力
高周波信号のレベルより高くなる。
【００９４】一方、送信出力を低くする場合には、切換
えスイッチ回路４５０５が図示とは逆の状態に切り換え
られ、ドレインバイアス電圧Ｖddの供給が断たれて、両
単位増幅回路４５１０，４５２０の動作が停止する。
【００９５】同時に、切換えスイッチ回路４５０５と、
高周波チョークコイル４５２７とを通じて、ＦＥＴ４５
０２ｂのソースが接地され、このＦＥＴ４５０２ｂのゲ
ート・ソース間には［０］Ｖの電圧が印加されることに
なって、ＦＥＴ４５０２ｂのドレイン・ソース間が「オ
ン」となる。
【００９６】これに伴い、ＦＥＴ４５０２ａのゲート・
ソース間にも［０］Ｖの電圧が印加されることになり、
ＦＥＴ４５０２ｂのドレイン・ソース間も「オン」とな
って、スルーライン４５０３，４５０４を通じて、入力
端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとが接続される。
【００９７】この状態では、入力端子Ｔｉ側の不整合損
を無視すれば、端子Ｔｏにおける出力高周波信号のレベ
ルは、ＦＥＴ４５０２ａ，４５０２ｂの挿入損Ｌｓ4502
a ＋Ｌｓ4502b だけ、端子Ｔｉにおける入力高周波信号
のレベルより低くなる。
【００９８】従って、スイッチ回路４５０５の切り換え
による、可変利得増幅回路４５００の利得制御幅は、Ｇ
4510＋Ｇ4520＋｜Ｌｓ4502a ＋Ｌｓ4502b ｜となって、
単位増幅回路４５１０，４５２０の総合利得Ｇ4510＋Ｇ
4520よりも広くなる。
【００９９】なお、例えば、２ＧＨｚの周波数帯で、２
段の単位増幅回路の場合、２５ｄＢの総合利得が得られ
る。また、「オン」状態の２個のスイッチ回路ＦＥＴを
通じる信号経路の損失分は、入力側の不整合損を含め
て、約３ｄＢとなる。
【０１００】上述のように、この実施の形態では、単位
増幅回路４５１０，４５２０に対する給電制御用のスイ
ッチ回路４５０５の切り換えに応動して、ＦＥＴ４５０
２ａ，４５０２ｂが信号バイパスの断続を制御するよう
にしたので、単位増幅回路４５１０，４５２０の機能が
停止された場合、これらの増幅回路４５１０，４５２０
への給電が停止されて、無駄な電力消費が回避されると
共に、格段の利得制御幅を安定に得ることができる。
【０１０１】特に、送信回路の電力増幅回路は取り扱う
電力が大きいので、消費電力の削減に顕著な効果を奏す
る。
【０１０２】また、この実施の形態の高周波スイッチ回
路は、直列接続された２個のＦＥＴ４５０２ａ，４５０
２ｂによる簡単な回路構成であって、前出図８に示すよ
うな、既提案例の高周波切換えスイッチ回路５３，５４
よりも、回路規模とコストを低減することができる。
【０１０３】そして、この実施の形態の高周波スイッチ
回路は、２個のＦＥＴ４５０２ａ，４５０２ｂを直列接
続しているので、「オフ」状態でのアイソレーションを
大きくすることができる。
【０１０４】［他の実施の形態］次に、図５を参照しな
がら、この発明による高周波可変利得増幅装置を、前述
のような受信回路の初段増幅回路に適用した実施の形態
について説明する。
【０１０５】この発明の他の実施の形態の構成を図５に
示す。この図５において、前出図２に対応する部分に
は、同一の、もしくは［１０］の位と［１］の位の数字
が同一の符号を付ける。
【０１０６】図５において、可変利得増幅回路２１００
は、２段の単位増幅回路２１１０，２１２０と、これら
の単位増幅回路２１１０，２１２０に対する信号バイパ
ス路２１０３の断続を制御する高周波バイパススイッチ
回路としての、２個のＦＥＴ２１０２ａ，２１０２ｂと
を含んで構成される。
【０１０７】単位増幅回路２１１０，２１２０は、いず
れもソース接地接続のＦＥＴ２１１１，２１２１を含ん
で、同一に構成され、コンデンサＣｉ，Ｃｃ，Ｃｏと、
交互かつ縦続に接続されて、入力端子Ｔｉと出力端子Ｔ
ｏとの間に介挿される。
【０１０８】初段の単位増幅回路２１１０のＦＥＴ２１
１１のゲートには、入力側の整合回路２１１２とコンデ
ンサＣｉとを通じて、端子Ｔｉからの高周波信号が供給
されると共に、抵抗器２１１３を通じて、所定のゲート
バイアス電圧Ｖggが供給される。
【０１０９】ＦＥＴ２１１１のドレインは、整合回路２
１１５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路
２１１６の高周波チョークコイル２１１７を通じて、切
換えスイッチ回路２１０５に接続される。
【０１１０】前述の実施の形態と同様に、この切換えス
イッチ回路２１０５は、その入力端子ａ側が電源ライン
Ｖddに接続されると共に、入力端子ｇ側が接地され、切
換制御は、前述のような受信信号レベルに応動する、給
電制御回路３０１により実行される。
【０１１１】そして、出力側の整合回路２１１５を通じ
て導出された、単位増幅回路２１１０の高周波出力が、
結合コンデンサＣｃを通じて、次段の単位増幅回路２１
２０に供給される。
【０１１２】初段の単位増幅回路２１１０と同様に、次
段の単位増幅回路２１２０のＦＥＴ２１２１のゲートに
は、入力側の整合回路２１２２とコンデンサＣｃとを通
じて、単位増幅回路２１１０からの高周波信号が供給さ
れると共に、抵抗器２１２３を通じて、所定のゲートバ
イアス電圧Ｖggが供給される。
【０１１３】ＦＥＴ２１２１のドレインは、整合回路２
１２５に接続されると共に、ドレインバイアス供給回路
２１２６の高周波チョークコイル２１２７を通じて、切
換えスイッチ回路２１０５に接続される。
【０１１４】そして、出力側の整合回路２１２５を通じ
て導出された、単位増幅回路２１２０の高周波出力が、
コンデンサＣｏを通じて、出力端子Ｔｏに導出される。
【０１１５】前出図３の実施の形態と同様に、この実施
の形態でも、高周波スイッチ回路として、２個のＦＥＴ
２１０２ａ，２１０２ｂが、一方のＦＥＴ２１０２ａの
ドレインと他方のＦＥＴ２１０２ｂのソースを接続され
て、直列に用いられる。
【０１１６】そして、図５の実施の形態では、一方のＦ
ＥＴ２１０２ａのソースが、直流遮断用のコンデンサ２
１０３ｃを通じて、入力端子Ｔｉに接続されると共に、
高周波チョークコイル２１０７を通じて、グラウンドに
接続され、他方のＦＥＴ２１０２ｂのドレインが、直流
遮断用のコンデンサ２１０４ｃを通じて、終段の単位増
幅回路２１２０のドレインに接続される。
【０１１７】また、図５の実施の形態では、前述のよう
な受信レベルに応動する、切換制御回路３０２から、所
定の制御信号Ｓ３０２が、抵抗器２１０６ａ，２１０６
ｂを通じて、ＦＥＴ２１０２ａ，２１０２ｂのゲートに
並列に供給される。
【０１１８】上述のような構成により、図５の実施の形
態では、前出図３の実施の形態のように、ＦＥＴ２１０
２ａのソースの接続先が、例えば、単位増幅回路２１２
０のような、ドレインバイアス電圧Ｖddが供給される部
分に限定されることなく、適宜の範囲で選定することが
できる。また、ＦＥＴ２１０２は、前出図３の場合のよ
うなディプレッション型に限定されず、エンハンスメン
ト型でも動作できる。
【０１１９】［図５の実施の形態の動作］次に、図５の
実施の形態の動作について説明する。この実施の形態で
は、受信信号レベルが低い場合、給電制御回路３０１の
制御の下に、切換えスイッチ回路２１０５が図示のよう
な接続状態にされると共に、切換制御回路３０２からの
制御信号Ｓ３０２の直流レベルが、ＦＥＴ２１０２ａ，
２１０２ｂのピンチオフ電圧Ｖpfよりも低い［Ｖgg］と
なる。
【０１２０】両単位増幅回路２１１０，２１２０は、切
換えスイッチ回路２１０５とドレインバイアス供給回路
２１１６，２１２６とを通じて、ドレインバイアス電圧
Ｖddを供給されて、動作状態になる。
【０１２１】また、ＦＥＴ２１０２ａのドレイン・ソー
ス間が「オフ」となり、これに直列接続のＦＥＴ２１０
２ｂのドレイン・ソース間も「オフ」となって、コンデ
ンサ２１０３ｃ、スルーライン２１０３，２１０４およ
びコンデンサ２１０４ｃを通じての、入力端子Ｔｉと出
力端子Ｔｏの間の接続が開放される。
【０１２２】この状態では、出力端子Ｔｏにおける出力
高周波信号のレベルは、両単位増幅回路２１１０，２１
２０の利得Ｇ2110＋Ｇ2120だけ、入力端子Ｔｉにおける
入力高周波信号のレベルより高くなる。
【０１２３】一方、受信信号レベルが高い場合には、切
換えスイッチ回路２１０５が図示とは逆の状態に切り換
えられると共に、切換制御回路３０２からの制御信号Ｓ
３０２の直流レベルが、グラウンド電位に切り換えられ
る。
【０１２４】両単位増幅回路２１１０，２１２０は、ド
レインバイアス電圧Ｖddの供給を断たれて、その動作が
停止する。
【０１２５】また、ゲート・ソースが同電位となって、
ＦＥＴ２１０２ａのドレイン・ソース間が「オン」とな
り、これに伴って、直列接続のＦＥＴ２１０２ｂのゲー
ト・ソースも同電位となり、ＦＥＴ２１０２ｂのドレイ
ン・ソース間も「オフ」となって、コンデンサ２１０３
ｃ、スルーライン２１０３，２１０４およびコンデンサ
２１０４ｃを通じて、入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとが
接続される。
【０１２６】この状態では、入力端子Ｔｉ側の不整合損
を無視すれば、端子Ｔｏにおける出力高周波信号のレベ
ルは、ＦＥＴ２１０２ａ，２１０２ｂの挿入損Ｌｓ2102
a ＋Ｌｓ2102b だけ、端子Ｔｉにおける入力高周波信号
のレベルより低くなる。
【０１２７】従って、スイッチ回路２１０５の切り換え
による、可変利得増幅回路２１００の利得制御幅は、Ｇ
2110＋Ｇ2120＋｜Ｌｓ2102a ＋Ｌｓ2102b ｜となって、
単位増幅回路４５１０，４５２０の総合利得Ｇ2110＋Ｇ
2120よりも広くなる。
【０１２８】上述のように、この実施の形態では、制御
回路３０１，３０２の制御の下に、単位増幅回路２１１
０，２１２０に対する給電制御用のスイッチ回路２１０
５の切り換えに連動して、ＦＥＴ２１０２ａ，２１０２
ｂが信号バイパスの断続を制御するようにしたので、単
位増幅回路２１１０，２１２０の機能が停止された場
合、これらの増幅回路２１１０，２１２０への給電が停
止されて、無駄な電力消費が回避されると共に、格段の
利得制御幅を安定に得ることができる。
【０１２９】また、この実施の形態の高周波スイッチ回
路は、直列接続された２個のＦＥＴ２１０２ａ，２１０
２ｂによる簡単な回路構成であって、前出図８に示すよ
うな、既提案例の高周波切換えスイッチ回路５３，５４
よりも、回路規模とコストを低減することができる。
【０１３０】そして、この実施の形態の高周波スイッチ
回路は、２個のＦＥＴ２１０２ａ，２１０２ｂを直列接
続しているので、「オフ」状態でのアイソレーションを
大きくすることができる。
【０１３１】なお、上述の各実施の形態では、増幅回路
の能動素子や高周波スイッチ回路には、いずれもＦＥＴ
を用いたが、この発明は、ＦＥＴの使用に限定されるも
のではなく、バイポーラ型のトランジスタを使用するこ
ともできる。
【０１３２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、簡単な構成で、格段の利得制御幅を安定に得ること
ができると共に、消費電力を節減することができ、ま
た、利得制御用の回路規模を小さくすることができる。
【０１３３】また、給電スイッチ回路とバイパススイッ
チ回路の切換え制御タイミングの制御も不要であるの
で、制御がしやすい。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による高周波可変利得増幅装置の実施
の形態の基本的構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態の具体的構成を示す結線
図である。
【図３】この発明の他の実施の形態の構成を示す結線図
である。
【図４】この発明の他の実施の形態の構成を示す結線図
である。
【図５】この発明の他の実施の形態の構成を示す結線図
である。
【図６】従来の無線通信装置の構成例を示すブロック図
である。
【図７】既提案の高周波可変利得増幅装置の構成例を示
すブロック図である。
【図８】図７の既提案例の要部の構成を示す結線図であ
る。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…アンテナ共用回路、２０…受信
回路、２１…高周波増幅回路、２５…復調回路、２６…
受信電力検知回路、３０…マイクロコンピュータ、３１
…ベースバンド信号処理回路、４０…送信回路、４１…
変調回路、４４…駆動増幅回路、４５…高周波電力増幅
回路、４６…送信電力制御回路、１００，１００Ａ…可
変利得増幅回路、１０１…高周波増幅回路、１０２…高
周波スイッチ回路、１０２Ｑ…スイッチ回路ＦＥＴ、１
０３，１０４…スルーライン、１０５…給電スイッチ回
路、１１０…単位増幅回路、１１１…ＦＥＴ、１１２…
整合回路、１１４…インダクタ（共振用）、１１５…整
合回路、１１６…ドレインバイアス供給回路、１１７…
高周波チョークコイル、１２０，１３０…単位増幅回
路、３０１…給電制御回路、３０２…切換制御回路、２
１００…可変利得増幅回路、２１０２ａ，２１０２ｂ…
スイッチ回路ＦＥＴ、２１０３，２１０４…スルーライ
ン、２１０５…給電スイッチ回路、２１０７…高周波チ
ョークコイル、２１１０…単位増幅回路、２１１１…Ｆ
ＥＴ、２１１２…整合回路、２１１４…インダクタ（共
振用）、２１１５…整合回路、２１１６…ドレインバイ
アス供給回路、２１１７…高周波チョークコイル、４５
００…可変利得増幅回路、４５０２ａ，４５０２ｂ…ス
イッチ回路ＦＥＴ、４５０３，４５０４…スルーライ
ン、４５０５…給電スイッチ回路、４５１０…単位増幅
回路、４５１１…ＦＥＴ、４５１２…整合回路、４５１
４…インダクタ（共振用）、４５１５…整合回路、４５
１６…ドレインバイアス供給回路、４５１７…高周波チ
ョークコイル

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】高周波信号が供給されるトランジスタ増幅
    回路と、 このトランジスタ増幅回路に対する電源の供給および遮
    断を制御する給電制御手段と、 上記トランジスタ増幅回路の入力端子と出力端子との間
    を接続するバイパス路の途中に挿入され、このバイパス
    路の形成を制御するバイパススイッチ回路と、 を備え、 上記給電制御手段による上記電源の遮断に対応して、上
    記バイパススイッチ回路により上記バイパス路を形成す
    ると共に、 上記給電制御手段による上記電源の供給に対応して、上
    記バイパススイッチ回路により上記バイパス路を遮断す
    るようにしたことを特徴とする高周波可変利得増幅装
    置。
  2. 【請求項２】上記給電制御手段は、上記電源電圧の上記
    トランジスタ増幅回路に対する供給路中に設けられる給
    電スイッチ回路を含むと共に、この給電スイッチ回路の
    出力により、上記バイパススイッチ回路を制御して、上
    記バイパス路の遮断および形成を行うことを特徴とする
    請求項１に記載の高周波可変利得増幅装置。
  3. 【請求項３】高周波信号が供給されるトランジスタ増幅
    回路と、 このトランジスタ増幅回路に対する電源電圧の供給路中
    に設けられる給電スイッチ回路と、 上記トランジスタ増幅回路の入力端子と出力端子との間
    を接続するバイパス路の途中に挿入され、このバイパス
    路の形成を制御するバイパススイッチ回路と、 上記給電スイッチ回路を切換え制御するための第１のス
    イッチ制御手段と、 上記バイパススイッチ回路を切換え制御するための第２
    のスイッチ制御手段とを備え、 上記バイパススイッチ回路による上記バイパス路の形成
    に対応して、上記給電スイッチ回路により上記電源の遮
    断をするようにし、上記給電スイッチ回路の切換え制御
    による上記電源の供給に対応して、上記バイパススイッ
    チ回路により上記バイパス路を遮断するように、上記第
    １および第２のスイッチ制御手段により上記給電スイッ
    チ回路およびバイパススイッチ回路を制御するようにす
    ることを特徴とする高周波可変利得増幅装置。
  4. 【請求項４】請求項１に記載の高周波信号可変利得増幅
    装置を、送信信号の出力段側に備える無線通信装置。
  5. 【請求項５】請求項２に記載の高周波信号可変利得増幅
    装置を、送信信号の出力段側に備える無線通信装置。
  6. 【請求項６】請求項３に記載の高周波信号可変利得増幅
    装置を、送信信号の出力段側に備える無線通信装置。
  7. 【請求項７】請求項１に記載の高周波信号可変利得増幅
    装置を、受信側に備える無線通信装置。
  8. 【請求項８】請求項２に記載の高周波信号可変利得増幅
    装置を、受信側に備える無線通信装置。
  9. 【請求項９】請求項３に記載の高周波信号可変利得増幅
    装置を、受信側に備える無線通信装置。
JP8344664A 1996-12-09 1996-12-09 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置 Pending JPH10173453A (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP8344664A JPH10173453A (ja) 1996-12-09 1996-12-09 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置
US08/974,623 US6118989A (en) 1996-12-09 1997-11-19 High frequency variable gain amplifier device and wireless communications terminal
KR1019970062840A KR100479974B1 (ko) 1996-12-09 1997-11-25 고주파가변이득증폭기장치와무선통신단말기
EP97309816A EP0847135A3 (en) 1996-12-09 1997-12-04 High frequency variable gain amplifier device
CNB97129738XA CN1139182C (zh) 1996-12-09 1997-12-09 高频可变增益放大器装置和无线通信终端

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP8344664A JPH10173453A (ja) 1996-12-09 1996-12-09 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH10173453A true JPH10173453A (ja) 1998-06-26

Family

ID=18371031

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8344664A Pending JPH10173453A (ja) 1996-12-09 1996-12-09 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6118989A (ja)
EP (1) EP0847135A3 (ja)
JP (1) JPH10173453A (ja)
KR (1) KR100479974B1 (ja)
CN (1) CN1139182C (ja)

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6667657B2 (en) 2001-03-27 2003-12-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. RF variable gain amplifying device
JP2005516448A (ja) * 2002-01-18 2005-06-02 ソニー エレクトロニクス インク 低電力高線形直線性受信機の直接変換
JP2006005839A (ja) * 2004-06-21 2006-01-05 Samsung Electronics Co Ltd 増幅器
JP2007081535A (ja) * 2005-09-12 2007-03-29 Toshiba Corp 可変利得増幅器
KR100816217B1 (ko) 2002-12-12 2008-03-24 신니혼무센 가부시키가이샤 이득 가변형 증폭기
JP2009188962A (ja) * 2008-02-09 2009-08-20 New Japan Radio Co Ltd 増幅器
JP2012023649A (ja) * 2010-07-16 2012-02-02 New Japan Radio Co Ltd 利得可変型増幅器
WO2013157039A1 (ja) * 2012-04-18 2013-10-24 三菱電機株式会社 経路切替電力増幅器
JP2015154443A (ja) * 2014-02-19 2015-08-24 新日本無線株式会社 利得可変型増幅器
JPWO2013157039A1 (ja) * 2012-04-18 2015-12-21 三菱電機株式会社 経路切替電力増幅器
WO2016125424A1 (ja) * 2015-02-06 2016-08-11 日本電気株式会社 電源供給回路、増幅器、通信装置、基地局、電源供給方法
JP2023554295A (ja) * 2020-12-18 2023-12-27 ノースロップ グラマン システムズ コーポレーション 選択的に切替可能なワイドバンドｒｆ加算器

Families Citing this family (66)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6127886A (en) * 1997-10-30 2000-10-03 The Whitaker Corporation Switched amplifying device
JP3587346B2 (ja) * 1998-08-07 2004-11-10 松下電器産業株式会社 無線通信装置および無線通信装置における送信電力制御方法
JP2002525952A (ja) * 1998-09-21 2002-08-13 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 増幅器
DE29819009U1 (de) * 1998-10-26 1999-01-28 Spaun-electronic GmbH, 78224 Singen Verstärkereinrichtung für HF-Signale
KR100556470B1 (ko) * 1998-12-31 2006-05-25 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기용 전력증폭기의 구동 제어회로
EP1022848B1 (en) * 1999-01-19 2010-05-05 Panasonic Corporation Amplifier and radio communication apparatus using the same
EP1032120A3 (en) * 1999-02-26 2003-07-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power amplifier, power control method for power amplifier, and communication equipment
TW512595B (en) * 1999-03-04 2002-12-01 Benq Corp Signal transmission circuit for wireless cellular phone
US6463267B1 (en) 1999-04-21 2002-10-08 Hitachi, Ltd. High frequency power amplifying apparatus having amplifying stages with gain control signals of lower amplitudes applied to earlier preceding stages
US6211729B1 (en) * 1999-09-07 2001-04-03 Agilent Technologies, Inc. Amplifier circuit with a switch bypass
US6271722B1 (en) * 1999-09-28 2001-08-07 Qualcomm Inc. Partial or complete amplifier bypass
US6473600B1 (en) 1999-12-13 2002-10-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Mobile phone with increased transmitter efficiency employing two transmit antennas
US6625238B2 (en) * 2000-03-29 2003-09-23 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
US6668028B1 (en) * 2000-03-29 2003-12-23 Sony Corporation Low-power CDMA receiver
US6782062B1 (en) * 2000-03-29 2004-08-24 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
JP2001352222A (ja) * 2000-06-08 2001-12-21 Sumitomo Electric Ind Ltd マイクロ波増幅回路、マイクロ波増幅装置、歪み補償回路
JP2002050976A (ja) * 2000-08-07 2002-02-15 Sony Corp アンテナユニットおよび受信機
WO2002015397A2 (en) * 2000-08-16 2002-02-21 Maxim Integrated Products, Inc. Low-loss bypass mode of an amplifier with high linearity and matched impedance
FI114261B (fi) * 2000-09-12 2004-09-15 Nokia Corp Lähetin ja langaton viestintälaite
US6734724B1 (en) 2000-10-06 2004-05-11 Tropian, Inc. Power control and modulation of switched-mode power amplifiers with one or more stages
US6586993B2 (en) * 2000-11-08 2003-07-01 Research In Motion Limited Impedance matching low noise amplifier having a bypass switch
DE10056877B4 (de) * 2000-11-16 2006-08-10 Robert Bosch Gmbh Empfängerempfindlichkeit
KR100487813B1 (ko) * 2001-01-19 2005-05-10 인티그런트 테크놀로지즈(주) 상보 소자를 이용한 싱글엔드형 차동 회로
EP1386237A4 (en) * 2001-04-20 2007-10-17 American Express Travel Relate SYSTEM AND METHOD FOR MANAGING AND OPTIMIZING TRAVEL ORGANIZATION CONTRACTS
US7856359B2 (en) * 2001-07-02 2010-12-21 American Express Travel Related Services Company, Inc. System and method for airline purchasing program management
DE10132800C1 (de) 2001-07-06 2003-01-30 Infineon Technologies Ag Rauscharme Verstärkerschaltung
DE10133862A1 (de) 2001-07-12 2003-02-06 Kathrein Werke Kg Verstärkerumschaltung
US6680652B2 (en) 2001-08-06 2004-01-20 Rf Micro Devices, Inc. Load switching for transmissions with different peak-to-average power ratios
US20050288974A1 (en) * 2001-08-23 2005-12-29 American Express Travel Related Services Company, Inc. Travel service broker system and method
US7539620B2 (en) * 2002-07-02 2009-05-26 American Express Travel Related Services Company, Inc. System and method for facilitating transactions among consumers and providers of travel services
US20040260581A1 (en) * 2001-08-23 2004-12-23 American Express Travel Related Services Company, Inc. Travel market broker system
US7499864B2 (en) * 2002-01-25 2009-03-03 American Express Travel Related Services Company, Inc. Integrated travel industry system
US7061993B2 (en) * 2001-08-29 2006-06-13 Sony Corporation CDMA receiver architecture for lower bypass switch point
US6819941B2 (en) 2001-10-11 2004-11-16 Rf Micro Devices, Inc. Single output stage power amplification for multimode applications
EP1309083A1 (en) * 2001-11-06 2003-05-07 Siemens Aktiengesellschaft Method for switching the gain of an amplifier and a switched gain low noise amplifier
US6680647B2 (en) * 2001-12-13 2004-01-20 Agilent Technologies, Inc. Low noise amplifier circuit with phase matched switch topology
US7805323B2 (en) 2002-01-25 2010-09-28 American Express Travel Related Services Company, Inc. System and method for processing trip requests
US7235050B2 (en) * 2002-04-11 2007-06-26 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Implantable device for processing neurological signals
JP4050096B2 (ja) * 2002-05-31 2008-02-20 松下電器産業株式会社 高周波スイッチ回路および移動体通信端末装置
US6806767B2 (en) * 2002-07-09 2004-10-19 Anadigics, Inc. Power amplifier with load switching circuit
US7317903B2 (en) 2003-09-30 2008-01-08 Sharp Kabushiki Kaisha Wireless communication circuit, wireless communication apparatus, and wireless communication system
US20050104766A1 (en) * 2003-11-14 2005-05-19 Brian Bandhauer Radar detection zone pattern shaping
US7161427B2 (en) * 2003-12-22 2007-01-09 Silicon Laboratories Inc. Input structure for a power amplifier and associated methods
US7212070B2 (en) * 2003-12-22 2007-05-01 Silicon Laboratories Inc. Circuit and method of reducing noise in an RF power amplifier
US7113045B2 (en) * 2003-12-22 2006-09-26 Silicon Laboratories Inc. Power amplifier input structure having a differential output
US7064605B2 (en) * 2003-12-22 2006-06-20 Silicon Laboratories Inc. Circuit and method of establishing DC bias levels in an RF power amplifier
JP4137814B2 (ja) * 2004-02-19 2008-08-20 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 スイッチ装置、スイッチ付電力増幅装置及び携帯通信端末装置
JP2006135518A (ja) * 2004-11-04 2006-05-25 Alps Electric Co Ltd 高周波増幅器
KR100644273B1 (ko) * 2004-12-21 2006-11-10 한국전자통신연구원 광대역 가변 입력 매칭 저잡음 증폭기
US7345542B2 (en) * 2005-01-10 2008-03-18 Texas Instruments Incorporated Circuit and method for avoiding circuit performance degradation caused by time-variable thermal imbalances
JP4725962B2 (ja) * 2005-12-16 2011-07-13 株式会社ソニー・コンピュータエンタテインメント 通信端末装置および送信電力制御方法
KR100739778B1 (ko) * 2005-12-23 2007-07-13 삼성전자주식회사 전력 소모를 최적화하기 위한 디지털 방송 수신기 및 방법
KR101125948B1 (ko) * 2005-12-28 2012-03-21 엘지전자 주식회사 다단계의 가변이득을 갖는 저잡음 증폭장치 및 그 방법
TWI318498B (en) * 2006-05-08 2009-12-11 Novatek Microelectronics Corp Variable gain amplifying circuit and method of changing the gain amplifying path
CN101207399B (zh) * 2006-12-06 2014-06-04 美国博通公司 在发射器中控制电路的方法和系统
US8095082B2 (en) * 2007-10-10 2012-01-10 Qualcomm, Incorporated Dual band radio frequency transmitter
US8536950B2 (en) * 2009-08-03 2013-09-17 Qualcomm Incorporated Multi-stage impedance matching
US8102205B2 (en) 2009-08-04 2012-01-24 Qualcomm, Incorporated Amplifier module with multiple operating modes
RU2561029C1 (ru) * 2011-06-27 2015-08-20 Хьюлетт-Паккард Дивелопмент Компани, Л.П. Датчик уровня чернил и относящиеся к нему способы
CN104158505A (zh) * 2013-05-14 2014-11-19 中兴通讯股份有限公司 一种射频功放电路、控制方法及终端
CN104167991B (zh) * 2013-05-17 2017-10-24 日月光半导体制造股份有限公司 可变增益低噪声放大电路及其可变增益方法与接收机
JP6103005B2 (ja) * 2015-09-01 2017-03-29 オンキヨー株式会社 音楽再生装置
TWI617131B (zh) * 2016-12-30 2018-03-01 立積電子股份有限公司 放大電路
JP7234177B2 (ja) * 2020-03-17 2023-03-07 株式会社東芝 半導体装置
CN120569902A (zh) * 2023-02-14 2025-08-29 高通股份有限公司 用于堆叠晶体管结构的头开关
CN116979911B (zh) * 2023-09-20 2023-12-15 中科海高(成都)电子技术有限公司 一种放大器结构、控制方法、芯片及电子设备

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI81931C (fi) * 1989-05-12 1990-12-10 Nokia Mobira Oy Foerfarande foer alstring av laoga effektnivaoer i saendaren av en radiotelefon.
EP0462782B1 (en) * 1990-06-16 1995-03-01 Nec Corporation Receiver for a cellular mobile radio communication system
US5060294A (en) * 1990-07-05 1991-10-22 Motorola, Inc. Dual mode power amplifier for radiotelephone
US5216378A (en) * 1992-03-02 1993-06-01 Motorola, Inc. Switch adaptable radio frequency amplifier
US5432473A (en) * 1993-07-14 1995-07-11 Nokia Mobile Phones, Limited Dual mode amplifier with bias control
US5399927A (en) * 1993-12-03 1995-03-21 Itt Corporation Solid state bypass circuit for RF and microwave active circuits
JP3432262B2 (ja) * 1994-01-19 2003-08-04 株式会社東芝 無線電話装置
US5661434A (en) * 1995-05-12 1997-08-26 Fujitsu Compound Semiconductor, Inc. High efficiency multiple power level amplifier circuit
JPH09135127A (ja) * 1995-11-07 1997-05-20 Nec Corp 電力増幅器
JPH09148852A (ja) * 1995-11-24 1997-06-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信出力可変装置
JPH09162773A (ja) * 1995-12-07 1997-06-20 Nec Corp 消費電流低減機能付無線送受信装置
JP2877081B2 (ja) * 1996-06-26 1999-03-31 日本電気株式会社 移動体通信装置

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6667657B2 (en) 2001-03-27 2003-12-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. RF variable gain amplifying device
KR100851702B1 (ko) * 2001-03-27 2008-08-11 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 고주파 가변이득 증폭장치
JP2005516448A (ja) * 2002-01-18 2005-06-02 ソニー エレクトロニクス インク 低電力高線形直線性受信機の直接変換
KR100816217B1 (ko) 2002-12-12 2008-03-24 신니혼무센 가부시키가이샤 이득 가변형 증폭기
JP2006005839A (ja) * 2004-06-21 2006-01-05 Samsung Electronics Co Ltd 増幅器
JP2007081535A (ja) * 2005-09-12 2007-03-29 Toshiba Corp 可変利得増幅器
JP2009188962A (ja) * 2008-02-09 2009-08-20 New Japan Radio Co Ltd 増幅器
JP2012023649A (ja) * 2010-07-16 2012-02-02 New Japan Radio Co Ltd 利得可変型増幅器
WO2013157039A1 (ja) * 2012-04-18 2013-10-24 三菱電機株式会社 経路切替電力増幅器
JPWO2013157039A1 (ja) * 2012-04-18 2015-12-21 三菱電機株式会社 経路切替電力増幅器
JP2015154443A (ja) * 2014-02-19 2015-08-24 新日本無線株式会社 利得可変型増幅器
WO2016125424A1 (ja) * 2015-02-06 2016-08-11 日本電気株式会社 電源供給回路、増幅器、通信装置、基地局、電源供給方法
JPWO2016125424A1 (ja) * 2015-02-06 2017-11-16 日本電気株式会社 電源供給回路、増幅器、通信装置、基地局、電源供給方法
US10361693B2 (en) 2015-02-06 2019-07-23 Nec Corporation Power source supply circuit, amplifier, communication device, base station, and power source supply method
JP2023554295A (ja) * 2020-12-18 2023-12-27 ノースロップ グラマン システムズ コーポレーション 選択的に切替可能なワイドバンドｒｆ加算器

Also Published As

Publication number Publication date
US6118989A (en) 2000-09-12
EP0847135A3 (en) 1999-12-22
CN1139182C (zh) 2004-02-18
KR100479974B1 (ko) 2005-07-25
KR19980063611A (ko) 1998-10-07
EP0847135A2 (en) 1998-06-10
CN1193844A (zh) 1998-09-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH10173453A (ja) 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置
US6556848B2 (en) Power amplifier
US6188877B1 (en) Dual-band, dual-mode power amplifier with reduced power loss
EP0883250B1 (en) Mobile communication transmitter capable of selectively activating amplifiers
US5661434A (en) High efficiency multiple power level amplifier circuit
US6215355B1 (en) Constant impedance for switchable amplifier with power control
US20080137566A1 (en) Method and System for Shared High-Power Transmit Path for a Multi-Protocol Transceiver
CN111510089A (zh) 一种带旁路功能的低噪声放大模块及控制方法
US6144254A (en) Low-noise amplifier with switched gain and method
US6853235B2 (en) High frequency switch, amplifying circuit, and mobile communication terminal
US6472936B1 (en) Low-noise gain switching circuit using tapped inductor
CN111769840B (zh) 具有多种工作模式的射频信号处理电路和射频前端单元
KR100471157B1 (ko) 증폭기능을 구비한 안테나 스위칭 모듈
JP2003087060A (ja) 高周波増幅装置及び送受信装置
US6999740B2 (en) Semiconductor integrated circuit and radio communication apparatus using same
JPWO2000055967A1 (ja) 半導体装置及び通信装置
JP3393441B2 (ja) 通信端末装置
JP2001102877A (ja) 増幅回路およびこれを用いた無線装置
KR100703784B1 (ko) 가변 이득 증폭기와 이를 포함하는 무선 통신 장치
JPH11145748A (ja) 電力増幅回路
Morkner et al. A 1.7 mA low noise amplifier with integrated bypass switch for wireless 0.05-6 GHz portable applications
US20050134373A1 (en) Switchable gain amplifier
JPH08148953A (ja) 増幅器及び通信装置
JPH118564A (ja) 通信装置
JPH07115381A (ja) 携帯電話端末の送信電力制御回路