JPH10173632A - 受信装置 - Google Patents
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- JPH10173632A JPH10173632A JP8329842A JP32984296A JPH10173632A JP H10173632 A JPH10173632 A JP H10173632A JP 8329842 A JP8329842 A JP 8329842A JP 32984296 A JP32984296 A JP 32984296A JP H10173632 A JPH10173632 A JP H10173632A
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- signals
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- band
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 遅延波が存在する場合、マッチドフィルタ出
力信号において誤同期の低減を図る。 【解決手段】 現時点でのマッチドフィルタ７、８の出
力信号１６、１７と、その前後の時間のマッチドフィル
タ出力信号２４、２５および２６、２７をそれぞれ加算
器２２、２３で加算した信号を、逆拡散信号２８、２９
として出力することにより、誤同期の低減を図る。
力信号において誤同期の低減を図る。 【解決手段】 現時点でのマッチドフィルタ７、８の出
力信号１６、１７と、その前後の時間のマッチドフィル
タ出力信号２４、２５および２６、２７をそれぞれ加算
器２２、２３で加算した信号を、逆拡散信号２８、２９
として出力することにより、誤同期の低減を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動体
通信等に使用する無線機に使用する受信装置に関する。
通信等に使用する無線機に使用する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１０は従来の受信装置の構成を示して
いる。図１０において、１は信号を受信する空中線、２
は入力信号に対し直交検波を行う直交検波器、３と４は
入力信号に対し帯域制限を行う帯域制限フィルタ（ルー
トナイキストフィルタ）、５と６はアナログ信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、７と８は入力信号
に対して逆拡散を行うマッチドフィルタである。
いる。図１０において、１は信号を受信する空中線、２
は入力信号に対し直交検波を行う直交検波器、３と４は
入力信号に対し帯域制限を行う帯域制限フィルタ（ルー
トナイキストフィルタ）、５と６はアナログ信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、７と８は入力信号
に対して逆拡散を行うマッチドフィルタである。
【０００３】以上のように構成された受信装置におい
て、まず空中線１によって受信された受信信号９は、直
交検波器２によって直交検波され、ベースバンドＩ信号
１０とベースバンドＱ信号１１が得られる。次に、ベー
スバンドＩ信号１０とベースバンドＱ信号１１は、それ
ぞれルートナイキストフィルタ３と４により帯域制限さ
れ、帯域制限されたベースバンドＩ信号１２と帯域制限
されたベースバンドＱ信号１３が得られる。これら帯域
制限されたベースバンドＩ信号１２とベースバンドＱ信
号１３は、それぞれＡ／Ｄ変換器５と６によりディジタ
ル信号に変換され、ディジタルＩ信号１４とディジタル
Ｑ信号１５が得られる。最後に、ディジタルＩ信号１４
とディジタルＱ信号１５は、それぞれマッチドフィルタ
７と８により逆拡散され、それぞれ逆拡散されたＩ信号
１６とＱ信号１７が得られる。
て、まず空中線１によって受信された受信信号９は、直
交検波器２によって直交検波され、ベースバンドＩ信号
１０とベースバンドＱ信号１１が得られる。次に、ベー
スバンドＩ信号１０とベースバンドＱ信号１１は、それ
ぞれルートナイキストフィルタ３と４により帯域制限さ
れ、帯域制限されたベースバンドＩ信号１２と帯域制限
されたベースバンドＱ信号１３が得られる。これら帯域
制限されたベースバンドＩ信号１２とベースバンドＱ信
号１３は、それぞれＡ／Ｄ変換器５と６によりディジタ
ル信号に変換され、ディジタルＩ信号１４とディジタル
Ｑ信号１５が得られる。最後に、ディジタルＩ信号１４
とディジタルＱ信号１５は、それぞれマッチドフィルタ
７と８により逆拡散され、それぞれ逆拡散されたＩ信号
１６とＱ信号１７が得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ように構成された従来の受信装置では、遅延波が存在す
る場合、マッチドフィルタの出力信号が最大となる時刻
がずれる場合があるため、誤同期が生じるという問題が
あった。
ように構成された従来の受信装置では、遅延波が存在す
る場合、マッチドフィルタの出力信号が最大となる時刻
がずれる場合があるため、誤同期が生じるという問題が
あった。
【０００５】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、誤同期の低減を図ることのできる受信装
置を提供することを目的とする。
るものであり、誤同期の低減を図ることのできる受信装
置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、現時点でのマッチドフィルタ出力信号
と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を加算
した信号を逆拡散信号として出力することにより、誤同
期の低減を図ることができる。
成するために、現時点でのマッチドフィルタ出力信号
と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を加算
した信号を逆拡散信号として出力することにより、誤同
期の低減を図ることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、受信した入力信号に対し直交検波を行ってベースバ
ンドＩ、Ｑ信号を得る直交検波器と、得られたベースバ
ンドＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ帯域制限を行う帯域制限
フィルタと、帯域制限されたＩ、Ｑ信号をそれぞれディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換
されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッチドフィル
タと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点でのマッチド
フィルタの出力とその前後の時間のマッチドフィルタの
出力とを加算して逆拡散信号として出力する加算器とを
備えた受信装置であり、現時点でのマッチドフィルタ出
力信号と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号
を加算した信号を逆拡散信号として出力することによ
り、誤同期の低減を図ることができる。
は、受信した入力信号に対し直交検波を行ってベースバ
ンドＩ、Ｑ信号を得る直交検波器と、得られたベースバ
ンドＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ帯域制限を行う帯域制限
フィルタと、帯域制限されたＩ、Ｑ信号をそれぞれディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換
されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッチドフィル
タと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点でのマッチド
フィルタの出力とその前後の時間のマッチドフィルタの
出力とを加算して逆拡散信号として出力する加算器とを
備えた受信装置であり、現時点でのマッチドフィルタ出
力信号と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号
を加算した信号を逆拡散信号として出力することによ
り、誤同期の低減を図ることができる。
【０００８】本発明の請求項２に記載の発明は、Ｉ、Ｑ
信号それぞれについて現時点でのマッチドフィルタの出
力と、その前後の時間のマッチドフィルタの出力とを重
み付けした後に加算して逆拡散信号として出力する請求
項１記載の受信装置であり、現時点でのマッチドフィル
タ出力信号と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力
信号を重み付けとして加算することによって、さらに逆
拡散信号の精度を向上させることができ、さらに誤同期
の低減を図ることができる。
信号それぞれについて現時点でのマッチドフィルタの出
力と、その前後の時間のマッチドフィルタの出力とを重
み付けした後に加算して逆拡散信号として出力する請求
項１記載の受信装置であり、現時点でのマッチドフィル
タ出力信号と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力
信号を重み付けとして加算することによって、さらに逆
拡散信号の精度を向上させることができ、さらに誤同期
の低減を図ることができる。
【０００９】本発明の請求項３に記載の発明は、受信し
た入力信号に対し直交検波を行ってベースバンドＩ、Ｑ
信号を得る直交検波器と、得られたベースバンドＩ、Ｑ
信号をそれぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、ディジタル変換されたＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ帯
域制限を行うディジタル帯域制限フィルタと、帯域制限
されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッチドフィル
タと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点でのマッチド
フィルタの出力とその前後の時間のマッチドフィルタの
出力とを加算して逆拡散信号として出力する加算器とを
備えた受信装置であり、帯域制限フィルタをディジタル
信号処理を用いて構成することによって、フィルタの精
度を高くすることができるので、フィルタによる符号間
干渉を削減することにより、請求項１または２記載の構
成よりもさらに逆拡散信号の精度を向上させることがで
き、さらに誤同期の低減を図ることができる。
た入力信号に対し直交検波を行ってベースバンドＩ、Ｑ
信号を得る直交検波器と、得られたベースバンドＩ、Ｑ
信号をそれぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、ディジタル変換されたＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ帯
域制限を行うディジタル帯域制限フィルタと、帯域制限
されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッチドフィル
タと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点でのマッチド
フィルタの出力とその前後の時間のマッチドフィルタの
出力とを加算して逆拡散信号として出力する加算器とを
備えた受信装置であり、帯域制限フィルタをディジタル
信号処理を用いて構成することによって、フィルタの精
度を高くすることができるので、フィルタによる符号間
干渉を削減することにより、請求項１または２記載の構
成よりもさらに逆拡散信号の精度を向上させることがで
き、さらに誤同期の低減を図ることができる。
【００１０】本発明の請求項４に記載の発明は、ディジ
タル信号処理によりＩ、Ｑ信号の直流オフセットを除去
する手段を備えた請求項１または２または３記載の受信
装置であり、ディジタル信号処理により直流オフセット
を除去することによって請求項１または２または３記載
の構成よりもさらに逆拡散信号の精度を向上させること
ができ、さらに誤同期の低減を図ることができる。
タル信号処理によりＩ、Ｑ信号の直流オフセットを除去
する手段を備えた請求項１または２または３記載の受信
装置であり、ディジタル信号処理により直流オフセット
を除去することによって請求項１または２または３記載
の構成よりもさらに逆拡散信号の精度を向上させること
ができ、さらに誤同期の低減を図ることができる。
【００１１】本発明の請求項５に記載の発明は、受信し
た入力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、ディジタル変換された入力信号に対し直交検波を行
ってベースバンドＩ、Ｑ信号を得るディジタル直交検波
器と、得られたベースバンドＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ
帯域制限を行うディジタル帯域制限フィルタと、帯域制
限されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッチドフィ
ルタと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点でのマッチ
ドフィルタの出力とその前後の時間のマッチドフィルタ
の出力とを加算して逆拡散信号として出力する加算器と
を備えた受信装置であり、直交検波器により構成するこ
とによって、請求項１から４記載の構成よりもさらに逆
拡散信号の精度を向上させることができ、さらに誤同期
の低減を図ることができる。
た入力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、ディジタル変換された入力信号に対し直交検波を行
ってベースバンドＩ、Ｑ信号を得るディジタル直交検波
器と、得られたベースバンドＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ
帯域制限を行うディジタル帯域制限フィルタと、帯域制
限されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッチドフィ
ルタと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点でのマッチ
ドフィルタの出力とその前後の時間のマッチドフィルタ
の出力とを加算して逆拡散信号として出力する加算器と
を備えた受信装置であり、直交検波器により構成するこ
とによって、請求項１から４記載の構成よりもさらに逆
拡散信号の精度を向上させることができ、さらに誤同期
の低減を図ることができる。
【００１２】本発明の請求項６に記載の発明は、ディジ
タル直交検波器が、２つのメモリにより構成された請求
項５記載の受信装置であり、直交検波器をメモリを用い
て構成することにより、請求項５記載の構成よりもさら
に演算量の低減を図ることができる。
タル直交検波器が、２つのメモリにより構成された請求
項５記載の受信装置であり、直交検波器をメモリを用い
て構成することにより、請求項５記載の構成よりもさら
に演算量の低減を図ることができる。
【００１３】本発明の請求項７に記載の発明は、ディジ
タル直交検波器が、２つの極性反転器と２つのマルチプ
レクサスイッチにより構成された請求項５記載の受信装
置であり、直交検波器を極性反転器とマルチプレクサス
イッチを用いて構成することにより、請求項６記載の構
成よりもさらに演算量の低減を図ることができる。
タル直交検波器が、２つの極性反転器と２つのマルチプ
レクサスイッチにより構成された請求項５記載の受信装
置であり、直交検波器を極性反転器とマルチプレクサス
イッチを用いて構成することにより、請求項６記載の構
成よりもさらに演算量の低減を図ることができる。
【００１４】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図９を用いて説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の第１の実施の形態を示
しており、図１０に示した従来例と同じ構成要素および
符号等には同じ符号を付してある。図１において、１は
信号を受信する空中線、２は入力信号に対して直交検波
を行う直交検波器、３と４は入力信号に対して帯域制限
を行う帯域制限フィルタ（ルートナイキストフィル
タ）、５と６はアナログ信号をディジタル信号に返還す
るＡ／Ｄ変換器、７と８は入力信号に対して逆拡散を行
うマッチドフィルタ、１８から２１はマッチドフィルタ
の出力を遅延させる遅延器、２２と２３はマッチドフィ
ルタの出力とその遅延信号を加算する加算器である。
から図９を用いて説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の第１の実施の形態を示
しており、図１０に示した従来例と同じ構成要素および
符号等には同じ符号を付してある。図１において、１は
信号を受信する空中線、２は入力信号に対して直交検波
を行う直交検波器、３と４は入力信号に対して帯域制限
を行う帯域制限フィルタ（ルートナイキストフィル
タ）、５と６はアナログ信号をディジタル信号に返還す
るＡ／Ｄ変換器、７と８は入力信号に対して逆拡散を行
うマッチドフィルタ、１８から２１はマッチドフィルタ
の出力を遅延させる遅延器、２２と２３はマッチドフィ
ルタの出力とその遅延信号を加算する加算器である。
【００１５】次に、以上のように構成された受信装置の
動作について説明する。まず、空中線１によって受信さ
れた受信信号９は、直交検波器２によって直交検波さ
れ、ベースバンドＩ信号１０とベースバンドＱ信号１１
が得られる。これらベースバンドＩ信号１０とベースバ
ンドＱ信号１１は、それぞれルートナイキストフィルタ
３と４により帯域制限され、帯域制限されたベースバン
ドＩ信号１２とベースバンドＱ信号１３が得られる。次
に、帯域制限されたベースバンドＩ信号１２とベースバ
ンドＱ信号１３は、それぞれＡ／Ｄ変換器５と６により
ディジタル信号に変換され、ディジタルＩ信号１４とデ
ィジタルＱ信号１５が得られる。ディジタルＩ信号１４
とディジタルＱ信号１５は、それぞれマッチドフィルタ
７と８により逆拡散され、それぞれ逆拡散されたＩ信号
１６とＱ信号１７が得られる。逆拡散されたＩ信号１６
は、それぞれ遅延器１８と２０によって、１／拡散時の
信号伝送速度、２／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
れ、それぞれ信号２４と信号２５が得られる。同様に、
逆拡散されたＱ信号１７は、それぞれ遅延器１９と２１
によって、１／拡散時の信号伝送速度、２／拡散時の信
号伝送速度だけ遅延され、それぞれ信号２６と信号２７
が得られる。最後に、信号１６と２４と２７が加算器２
２によって加算され、逆拡散出力Ｉ信号２８が得られ
る。同様に、信号１７と２６と２７が加算器２３によっ
て加算され、逆拡散出力Ｑ信号２９が得られる。
動作について説明する。まず、空中線１によって受信さ
れた受信信号９は、直交検波器２によって直交検波さ
れ、ベースバンドＩ信号１０とベースバンドＱ信号１１
が得られる。これらベースバンドＩ信号１０とベースバ
ンドＱ信号１１は、それぞれルートナイキストフィルタ
３と４により帯域制限され、帯域制限されたベースバン
ドＩ信号１２とベースバンドＱ信号１３が得られる。次
に、帯域制限されたベースバンドＩ信号１２とベースバ
ンドＱ信号１３は、それぞれＡ／Ｄ変換器５と６により
ディジタル信号に変換され、ディジタルＩ信号１４とデ
ィジタルＱ信号１５が得られる。ディジタルＩ信号１４
とディジタルＱ信号１５は、それぞれマッチドフィルタ
７と８により逆拡散され、それぞれ逆拡散されたＩ信号
１６とＱ信号１７が得られる。逆拡散されたＩ信号１６
は、それぞれ遅延器１８と２０によって、１／拡散時の
信号伝送速度、２／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
れ、それぞれ信号２４と信号２５が得られる。同様に、
逆拡散されたＱ信号１７は、それぞれ遅延器１９と２１
によって、１／拡散時の信号伝送速度、２／拡散時の信
号伝送速度だけ遅延され、それぞれ信号２６と信号２７
が得られる。最後に、信号１６と２４と２７が加算器２
２によって加算され、逆拡散出力Ｉ信号２８が得られ
る。同様に、信号１７と２６と２７が加算器２３によっ
て加算され、逆拡散出力Ｑ信号２９が得られる。
【００１６】以上のように、本発明の第１の実施の形態
においては、現時点でのマッチドフィルタ出力信号と、
その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を加算した
信号を逆拡散信号として出力することにより、誤同期を
低減することができる。
においては、現時点でのマッチドフィルタ出力信号と、
その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を加算した
信号を逆拡散信号として出力することにより、誤同期を
低減することができる。
【００１７】（実施の形態２）図２は本発明の第２の実
施の形態を示す。この第２の実施の形態が図１に示した
第１の実施の形態と異なるところは、乗算器３０から３
５を追加して、現時点でのマッチドフィルタ出力信号
と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を重み
付けして加算することにより、さらに誤同期を低減した
点にある。他の構成は第１の実施の形態と同じである。
施の形態を示す。この第２の実施の形態が図１に示した
第１の実施の形態と異なるところは、乗算器３０から３
５を追加して、現時点でのマッチドフィルタ出力信号
と、その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を重み
付けして加算することにより、さらに誤同期を低減した
点にある。他の構成は第１の実施の形態と同じである。
【００１８】以下、本実施の形態の動作について説明す
る。マッチドフィルタ７と８により逆拡散された信号を
遅延させた信号２４および２５と信号２６および２７を
得るまでは、第１の実施の形態と同じである。次に、逆
拡散Ｉ信号１６と２４と２５を乗算器３０と３４と３１
によって、また逆拡散Ｑ信号１７と２６と２７を乗算器
３２と３５と３３によって、例えば信号１６および２５
と信号１７おび２７に対しては×１の乗算、信号２４と
信号２６に対しては×２の乗算を行い、それぞれ信号３
６と３７と３８および信号３９と４０と４１とを得る。
最後に、信号３６と３７と３８を加算器２２によって加
算することにより、逆拡散出力Ｉ信号２８が得られる。
同様に、信号３９と４０と４１を加算器２３によって加
算することにより、逆拡散出力Ｑ信号２９が得られる。
る。マッチドフィルタ７と８により逆拡散された信号を
遅延させた信号２４および２５と信号２６および２７を
得るまでは、第１の実施の形態と同じである。次に、逆
拡散Ｉ信号１６と２４と２５を乗算器３０と３４と３１
によって、また逆拡散Ｑ信号１７と２６と２７を乗算器
３２と３５と３３によって、例えば信号１６および２５
と信号１７おび２７に対しては×１の乗算、信号２４と
信号２６に対しては×２の乗算を行い、それぞれ信号３
６と３７と３８および信号３９と４０と４１とを得る。
最後に、信号３６と３７と３８を加算器２２によって加
算することにより、逆拡散出力Ｉ信号２８が得られる。
同様に、信号３９と４０と４１を加算器２３によって加
算することにより、逆拡散出力Ｑ信号２９が得られる。
【００１９】以上のように、本発明の第２の実施の形態
においては、現時点でのマッチドフィルタ出力信号と、
その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を重み付け
して加算することにより、さらに誤同期を低減すること
ができる。
においては、現時点でのマッチドフィルタ出力信号と、
その前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を重み付け
して加算することにより、さらに誤同期を低減すること
ができる。
【００２０】（実施の形態３）図３は本発明の第３の実
施の形態を示す。この第３の実施の形態が図１に示した
第１の実施の形態と異なるところは、アナログルートナ
イキストフィルタ３と４の代わりに、ディジタルルート
ナイキストフィルタ４２と４３を備えた点にある。他の
構成は第１の実施の形態と同じである。
施の形態を示す。この第３の実施の形態が図１に示した
第１の実施の形態と異なるところは、アナログルートナ
イキストフィルタ３と４の代わりに、ディジタルルート
ナイキストフィルタ４２と４３を備えた点にある。他の
構成は第１の実施の形態と同じである。
【００２１】以下、本実施の形態の動作について説明す
る。直交検波した後のベースバンドＩ信号１０とベース
バンドＱ信号１１を得るまでは、第１の実施の形態と同
じである。ベースバンドＩ信号１０とベースバンドＱ信
号１１は、Ａ／Ｄ変換器５と６によってディジタル信号
に変換され、ディジタルＩ信号４４とディジタルＱ信号
４５が得られる。これらディジタルＩ信号４４とディジ
タルＱ信号４５は、ディジタルルートナイキストフィル
タ４２と４３により帯域制限され、それぞれ帯域制限さ
れたディジタルベースバンドＩ信号１４とディジタルベ
ースバンドＱ信号１５が得られる。以降、逆拡散後のＩ
信号２８とＱ信号２９を得るまでは、第１の実施の形態
と同じである。
る。直交検波した後のベースバンドＩ信号１０とベース
バンドＱ信号１１を得るまでは、第１の実施の形態と同
じである。ベースバンドＩ信号１０とベースバンドＱ信
号１１は、Ａ／Ｄ変換器５と６によってディジタル信号
に変換され、ディジタルＩ信号４４とディジタルＱ信号
４５が得られる。これらディジタルＩ信号４４とディジ
タルＱ信号４５は、ディジタルルートナイキストフィル
タ４２と４３により帯域制限され、それぞれ帯域制限さ
れたディジタルベースバンドＩ信号１４とディジタルベ
ースバンドＱ信号１５が得られる。以降、逆拡散後のＩ
信号２８とＱ信号２９を得るまでは、第１の実施の形態
と同じである。
【００２２】以上のように、本発明の第３の実施の形態
においては、ルートナイキストフィルタフィルタとして
ディジタルフィルタ４２と４３を使用して構成すること
により、第１の実施の形態よりもさらに高精度な帯域制
限フィルタを実現して符号間干渉を減らすことができ、
さらに高精度な逆拡散信号を得ることにより、誤同期を
一層低減することができる。
においては、ルートナイキストフィルタフィルタとして
ディジタルフィルタ４２と４３を使用して構成すること
により、第１の実施の形態よりもさらに高精度な帯域制
限フィルタを実現して符号間干渉を減らすことができ、
さらに高精度な逆拡散信号を得ることにより、誤同期を
一層低減することができる。
【００２３】（実施の形態４）図４は本発明の第４の実
施の形態を示す。この第４の実施の形態が図３に示した
第３の実施の形態と異なるところは、直流オフセット除
去回路４６と４７を備えた点にある。他の構成は第３の
実施の形態と同じである。
施の形態を示す。この第４の実施の形態が図３に示した
第３の実施の形態と異なるところは、直流オフセット除
去回路４６と４７を備えた点にある。他の構成は第３の
実施の形態と同じである。
【００２４】以下、本実施の形態の動作について説明す
る。Ａ／Ｄ変換後のディジタルベースバンドＩ信号４４
とディジタルベースバンドＱ信号４５を得るまでは、第
３の実施の形態と同じである。これらディジタルベース
バンドＩ信号４４とディジタルベースバンドＱ信号４５
は、それぞれ直流オフセット除去回路４６、４７によっ
て直流オフセット除去をされ、それぞれ信号４８と信号
４９が得られる。以降、逆拡散出力Ｉ信号２８と逆拡散
出力Ｑ信号２９を得るまでは、第３の実施の形態と同じ
である。
る。Ａ／Ｄ変換後のディジタルベースバンドＩ信号４４
とディジタルベースバンドＱ信号４５を得るまでは、第
３の実施の形態と同じである。これらディジタルベース
バンドＩ信号４４とディジタルベースバンドＱ信号４５
は、それぞれ直流オフセット除去回路４６、４７によっ
て直流オフセット除去をされ、それぞれ信号４８と信号
４９が得られる。以降、逆拡散出力Ｉ信号２８と逆拡散
出力Ｑ信号２９を得るまでは、第３の実施の形態と同じ
である。
【００２５】図５は本実施の形態における直流オフセッ
ト除去回路４６と４７の構成を示す。図５において、５
０は信号の＋Ｐｅａｋ値を検出する＋Ｐｅａｋ値検出
器、５７は信号の−Ｐｅａｋ値を検出する−Ｐｅａｋ値
検出器、５２はディジタル加算器、５３は１／２の乗算
を行うディジタル乗算器、５４はディジタル減算器であ
る。
ト除去回路４６と４７の構成を示す。図５において、５
０は信号の＋Ｐｅａｋ値を検出する＋Ｐｅａｋ値検出
器、５７は信号の−Ｐｅａｋ値を検出する−Ｐｅａｋ値
検出器、５２はディジタル加算器、５３は１／２の乗算
を行うディジタル乗算器、５４はディジタル減算器であ
る。
【００２６】Ａ／Ｄ変換器５また６から出力された信号
４４または４５は、それぞれ＋Ｐｅａｋ値検出器５０と
−Ｐｅａｋ値検出器５１によって、＋Ｐｅａｋ値および
−Ｐｅａｋ値が検出され、それぞれ＋Ｐｅａｋ値を表わ
す信号５５おびび−Ｐｅａｋ値を表わす信号５６が得ら
れる。これら＋Ｐｅａｋ値を表わす信号５５と−Ｐｅａ
ｋ値を表わす信号５６は、ディジタル加算器５２によっ
て加算されて信号５７が得られ、次いでディジタル乗算
器５３によって１／２の乗算をされ、直流オフセット５
８が得られる。最後に、信号４４または４５と直流オフ
セット５８が、ディジタル減算器５４によって減算さ
れ、直流オフセットされたベースバンドＩ信号４８また
はＱ信号４９が得られる。
４４または４５は、それぞれ＋Ｐｅａｋ値検出器５０と
−Ｐｅａｋ値検出器５１によって、＋Ｐｅａｋ値および
−Ｐｅａｋ値が検出され、それぞれ＋Ｐｅａｋ値を表わ
す信号５５おびび−Ｐｅａｋ値を表わす信号５６が得ら
れる。これら＋Ｐｅａｋ値を表わす信号５５と−Ｐｅａ
ｋ値を表わす信号５６は、ディジタル加算器５２によっ
て加算されて信号５７が得られ、次いでディジタル乗算
器５３によって１／２の乗算をされ、直流オフセット５
８が得られる。最後に、信号４４または４５と直流オフ
セット５８が、ディジタル減算器５４によって減算さ
れ、直流オフセットされたベースバンドＩ信号４８また
はＱ信号４９が得られる。
【００２７】以上のように、本発明の第４の実施の形態
においては、ディジタル信号処理により直流オフセット
除去を行うことにより、第１または第２または第３の実
施の形態よりもさらに高精度な逆拡散信号を得ることが
でき、誤同期を一層低減することができる。
においては、ディジタル信号処理により直流オフセット
除去を行うことにより、第１または第２または第３の実
施の形態よりもさらに高精度な逆拡散信号を得ることが
でき、誤同期を一層低減することができる。
【００２８】（実施の形態５）図６は本発明の第５の実
施の形態を示す。この第５の実施の形態が図３に示した
第３の実施の形態と異なるところは、Ａ／Ｄ変換後に直
交検波を行い、直交検波器としてディジタル直交検波器
を使用した点にある。他の構成は第３の実施の形態と同
じである。
施の形態を示す。この第５の実施の形態が図３に示した
第３の実施の形態と異なるところは、Ａ／Ｄ変換後に直
交検波を行い、直交検波器としてディジタル直交検波器
を使用した点にある。他の構成は第３の実施の形態と同
じである。
【００２９】以下、本実施の形態の動作について説明す
る。空中線１を通して受信信号９を得るまでは、第３の
実施の形態と同じである。受信信号９は、Ａ／Ｄ変換器
５９によってディジタル信号に変換され、信号６１が得
られる。この信号６１は、ディジタル直交検波器６０に
よって直交検波され、Ｉ信号６２とＱ信号６３が得られ
る。
る。空中線１を通して受信信号９を得るまでは、第３の
実施の形態と同じである。受信信号９は、Ａ／Ｄ変換器
５９によってディジタル信号に変換され、信号６１が得
られる。この信号６１は、ディジタル直交検波器６０に
よって直交検波され、Ｉ信号６２とＱ信号６３が得られ
る。
【００３０】図７は本実施の形態におけるディジタル直
交検波器６０の構成例を示す。図７において、６４と６
５はディジタル乗算器である。Ａ／Ｄ変換後の信号６１
は、それぞれディジタル乗算器６４と６５によって、そ
れぞれディジタルｃｏｓ信号とディジタルｓｉｎ信号６
７と乗算され、それぞれ信号６２と信号６３が得られ
る。
交検波器６０の構成例を示す。図７において、６４と６
５はディジタル乗算器である。Ａ／Ｄ変換後の信号６１
は、それぞれディジタル乗算器６４と６５によって、そ
れぞれディジタルｃｏｓ信号とディジタルｓｉｎ信号６
７と乗算され、それぞれ信号６２と信号６３が得られ
る。
【００３１】以上のように、本発明の第５の実施の形態
においては、直交検波器としてディジタル直交検波器６
０を使用することにより、第３の実施の形態よりもさら
に高精度な逆拡散信号を得ることができ、誤同期を一層
低減することができる。
においては、直交検波器としてディジタル直交検波器６
０を使用することにより、第３の実施の形態よりもさら
に高精度な逆拡散信号を得ることができ、誤同期を一層
低減することができる。
【００３２】（実施の形態６）図８は本発明の第６の実
施の形態におけるディジタル直交検波器の構成例を示
し、受信装置全体の構成は図６に示した第５の実施の形
態と同じである。この第６の実施の形態が第５の実施の
形態と異なるところは、ディジタル直交検波器をディジ
タル乗算器を用いずに、メモリを用いて構成した点にあ
る。
施の形態におけるディジタル直交検波器の構成例を示
し、受信装置全体の構成は図６に示した第５の実施の形
態と同じである。この第６の実施の形態が第５の実施の
形態と異なるところは、ディジタル直交検波器をディジ
タル乗算器を用いずに、メモリを用いて構成した点にあ
る。
【００３３】以下、本実施の形態におけるディジタル直
交検波器６０動作について説明する。Ａ／Ｄ変換後の信
号６１は、それぞれメモリ６８と６９に入力される。次
に、ディジタルｃｏｓ信号６６とディジタルｓｉｎ信号
６７がそれぞれメモリ６８と６９のメモリに入力さる。
メモリ６８には、信号６１とディジタルｃｏｓ信号６６
の乗算結果が格納され、メモリ６９には、信号６１とデ
ィジタルｓｉｎ信号６７の乗算結果が格納され、これら
の乗算結果として信号６２と信号６３が得られる。
交検波器６０動作について説明する。Ａ／Ｄ変換後の信
号６１は、それぞれメモリ６８と６９に入力される。次
に、ディジタルｃｏｓ信号６６とディジタルｓｉｎ信号
６７がそれぞれメモリ６８と６９のメモリに入力さる。
メモリ６８には、信号６１とディジタルｃｏｓ信号６６
の乗算結果が格納され、メモリ６９には、信号６１とデ
ィジタルｓｉｎ信号６７の乗算結果が格納され、これら
の乗算結果として信号６２と信号６３が得られる。
【００３４】以上のように、本発明の第６の実施の形態
においては、ディジタル直交検波器６０をメモリ６８と
６９を用いて構成することにより、第５の実施の形態よ
りもさらにベースバンド信号の伝送速度を高くすること
ができ、また演算量を削減することができる。
においては、ディジタル直交検波器６０をメモリ６８と
６９を用いて構成することにより、第５の実施の形態よ
りもさらにベースバンド信号の伝送速度を高くすること
ができ、また演算量を削減することができる。
【００３５】（実施の形態７）図９は本発明の第７の実
施の形態におけるディジタル直交検波器の別の構成例を
示し、受信装置全体の構成は図６に示した第５の実施の
形態と同じである。この第７の実施の形態が第５の実施
の形態と異なるところは、ディジタル直交検波器６０と
してディジタル乗算器を用いずに、極性反転器とマルチ
プレクサスイッチを用いた点にある。他の構成は第５の
実施の形態と同じである。
施の形態におけるディジタル直交検波器の別の構成例を
示し、受信装置全体の構成は図６に示した第５の実施の
形態と同じである。この第７の実施の形態が第５の実施
の形態と異なるところは、ディジタル直交検波器６０と
してディジタル乗算器を用いずに、極性反転器とマルチ
プレクサスイッチを用いた点にある。他の構成は第５の
実施の形態と同じである。
【００３６】以下、本実施の形態の動作について説明す
る。Ａ／Ｄ変換後の信号６１は、極性反転器７０と７１
によって極性反転され、それぞれ信号７４と７５が得ら
れる。次に、信号６１と信号７４は、マルチプレクサス
イッチ７２によってサンプリング周期のタイミングで時
間順に選択出力され、信号６２としてＩ1 （ｎＴ）が得
られる。この信号６２は次式で示される。 Ｉ1 （ｎＴ）＝Ｉ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ ０ ；ｎ＝４ｋ＋１ −Ｉ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ＋２ ０ ；ｎ＝４ｋ＋３ ・・・（１） ただし、ｋ＝０，１，２，・・・
る。Ａ／Ｄ変換後の信号６１は、極性反転器７０と７１
によって極性反転され、それぞれ信号７４と７５が得ら
れる。次に、信号６１と信号７４は、マルチプレクサス
イッチ７２によってサンプリング周期のタイミングで時
間順に選択出力され、信号６２としてＩ1 （ｎＴ）が得
られる。この信号６２は次式で示される。 Ｉ1 （ｎＴ）＝Ｉ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ ０ ；ｎ＝４ｋ＋１ −Ｉ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ＋２ ０ ；ｎ＝４ｋ＋３ ・・・（１） ただし、ｋ＝０，１，２，・・・
【００３７】ここで、信号Ｉ1 （ｎＴ）にｃｏｓ２πｆ
o ｎＴを乗算すると、Ｉ1 （ｎＴ）ｃｏｓ２πｆo ｎＴ
となるが、ｆo ＝１／４Ｔとした場合（ローカル信号の
１周期のオーバーサンプリングを４とした場合）の信号
Ｉ1 （ｎＴ）ｃｏｓ２πｆoｎＴは（２）式のように変
形できる。したがって、（２）式は信号Ｉ1 （ｎＴ）に
ｃｏｓ信号を乗算することと等価である。
o ｎＴを乗算すると、Ｉ1 （ｎＴ）ｃｏｓ２πｆo ｎＴ
となるが、ｆo ＝１／４Ｔとした場合（ローカル信号の
１周期のオーバーサンプリングを４とした場合）の信号
Ｉ1 （ｎＴ）ｃｏｓ２πｆoｎＴは（２）式のように変
形できる。したがって、（２）式は信号Ｉ1 （ｎＴ）に
ｃｏｓ信号を乗算することと等価である。
【００３８】同様にして、信号６１と信号７５は、マル
チプレクサスイッチ７３によってサンプリング周期のタ
イミングで時間順に選択出力され、信号６３としてＱ1
（ｎＴ）が得られる。この信号６３は次式で示される。 Ｑ1 （ｎＴ）＝０ ；ｎ＝４ｋ Ｑ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ＋１ ０ ；ｎ＝４ｋ＋２ −Ｑ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ＋３ ・・・（２）
チプレクサスイッチ７３によってサンプリング周期のタ
イミングで時間順に選択出力され、信号６３としてＱ1
（ｎＴ）が得られる。この信号６３は次式で示される。 Ｑ1 （ｎＴ）＝０ ；ｎ＝４ｋ Ｑ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ＋１ ０ ；ｎ＝４ｋ＋２ −Ｑ（ｎＴ）；ｎ＝４ｋ＋３ ・・・（２）
【００３９】以上のように、本発明の第７の実施の形態
においては、ディジタル直交検波器６０として極性反転
器７０、７１とマルチプレクサスイッチ７２、７３を用
いて構成することにより、第６の実施の形態よりもさら
に、ベースバンド信号の伝送速度を高くすることがで
き、また回路規模を削減することができる。
においては、ディジタル直交検波器６０として極性反転
器７０、７１とマルチプレクサスイッチ７２、７３を用
いて構成することにより、第６の実施の形態よりもさら
に、ベースバンド信号の伝送速度を高くすることがで
き、また回路規模を削減することができる。
【００４０】
【発明の効果】本発明は、上記各実施の形態から明らか
なように、現時点でのマッチドフィルタ出力信号と、そ
の前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を加算した信
号を逆拡散信号として出力することにより、誤同期の低
減を図ることができるという効果を有する。
なように、現時点でのマッチドフィルタ出力信号と、そ
の前後の時間のマッチドフィルタ出力信号を加算した信
号を逆拡散信号として出力することにより、誤同期の低
減を図ることができるという効果を有する。
【図１】本発明の第１の実施の形態における受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施の形態における受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図３】本発明の第３の実施の形態における受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図４】本発明の第４の実施の形態における受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図５】本発明の第４の実施の形態における直流オフセ
ット除去回路の構成を示すブロック図
ット除去回路の構成を示すブロック図
【図６】本発明の第５の実施の形態における受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図７】本発明の第５の実施の形態における直交検波器
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図８】本発明の第６の実施の形態における直交検波器
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図９】本発明の第７の実施の形態における直交検波器
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図１０】従来の受信装置の構成を示すブロック図
１ 空中線 ２ 直交検波器 ３、４ 帯域制限フィルタ（アナログルートナイキスト
フィルタ） ５、６、５９ Ａ／Ｄ変換器 ７、８ マッチドフィルタ ９ 受信信号 １０ ベースバンドＩ信号 １１ ベースバンドＱ信号 １２ 帯域制限されたベースバンドＩ信号 １３ 帯域制限されたベースバンドＱ信号 １４、１６、４４、６２ ディジタルＩ信号 １５、１７、４５、６３ ディジタルＱ信号 １８、１９、２０、２１ 遅延器 ２２、２３、５２ ディジタル加算器 ２４ 信号１６を１／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２５ 信号１６を２／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２６ 信号１７を１／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２７ 信号１７を２／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２８ 逆拡散出力Ｉ信号 ２９ 逆拡散出力Ｑ信号 ３０、３１、３２、３３、３４、３５、５３、６４、６
５ ディジタル乗算器 ３６ 信号１６に対し×１の演算を行った信号 ３７ 信号２４に対し×２の演算を行った信号 ３８ 信号２５に対し×１の演算を行った信号 ３９ 信号１７に対し×１の演算を行った信号 ４０ 信号２６に対し×２の演算を行った信号 ４１ 信号１７に対し×１の演算を行った信号 ５４ ディジタル減算器 ４２、４３ 帯域制限フィルタ（ディジタルルートナイ
キストフィルタ） ４６、４７ 直流オフセット除去回路 ４８ 直流オフセットを除去されたＩ信号 ４９ 直流オフセットを除去されたＱ信号 ５０ ＋Ｐｅａｋ値検出器 ５１ −Ｐｅａｋ値検出器 ５５ ＋Ｐｅａｋ値 ５６ −Ｐｅａｋ値 ５７ 信号５５と信号５６を加算した信号 ５８ 信号５７に対し１／２の乗算を行った信号 ６０ ディジタル直交検波器 ６１ 信号９をディジタル信号に変換した信号 ６６ ディジタルｃｏｓ波 ６７ ディジタルｓｉｎ波 ６８、６９ メモリ ７０、７１ 極性反転器 ７２、７３ マルチプレクサスイッチ ７４ 信号６１を極性反転した信号 ７５ 信号６１を極性反転した信号
フィルタ） ５、６、５９ Ａ／Ｄ変換器 ７、８ マッチドフィルタ ９ 受信信号 １０ ベースバンドＩ信号 １１ ベースバンドＱ信号 １２ 帯域制限されたベースバンドＩ信号 １３ 帯域制限されたベースバンドＱ信号 １４、１６、４４、６２ ディジタルＩ信号 １５、１７、４５、６３ ディジタルＱ信号 １８、１９、２０、２１ 遅延器 ２２、２３、５２ ディジタル加算器 ２４ 信号１６を１／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２５ 信号１６を２／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２６ 信号１７を１／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２７ 信号１７を２／拡散時の信号伝送速度だけ遅延さ
せた信号 ２８ 逆拡散出力Ｉ信号 ２９ 逆拡散出力Ｑ信号 ３０、３１、３２、３３、３４、３５、５３、６４、６
５ ディジタル乗算器 ３６ 信号１６に対し×１の演算を行った信号 ３７ 信号２４に対し×２の演算を行った信号 ３８ 信号２５に対し×１の演算を行った信号 ３９ 信号１７に対し×１の演算を行った信号 ４０ 信号２６に対し×２の演算を行った信号 ４１ 信号１７に対し×１の演算を行った信号 ５４ ディジタル減算器 ４２、４３ 帯域制限フィルタ（ディジタルルートナイ
キストフィルタ） ４６、４７ 直流オフセット除去回路 ４８ 直流オフセットを除去されたＩ信号 ４９ 直流オフセットを除去されたＱ信号 ５０ ＋Ｐｅａｋ値検出器 ５１ −Ｐｅａｋ値検出器 ５５ ＋Ｐｅａｋ値 ５６ −Ｐｅａｋ値 ５７ 信号５５と信号５６を加算した信号 ５８ 信号５７に対し１／２の乗算を行った信号 ６０ ディジタル直交検波器 ６１ 信号９をディジタル信号に変換した信号 ６６ ディジタルｃｏｓ波 ６７ ディジタルｓｉｎ波 ６８、６９ メモリ ７０、７１ 極性反転器 ７２、７３ マルチプレクサスイッチ ７４ 信号６１を極性反転した信号 ７５ 信号６１を極性反転した信号
Claims (7)
- 【請求項１】 受信した入力信号に対し直交検波を行っ
てベースバンドＩ、Ｑ信号を得る直交検波器と、得られ
たベースバンドＩ、Ｑ信号に対しそれぞれ帯域制限を行
う帯域制限フィルタと、帯域制限されたＩ、Ｑ信号をそ
れぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディ
ジタル変換されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡散するマッ
チドフィルタと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点で
のマッチドフィルタの出力とその前後の時間のマッチド
フィルタの出力とを加算して逆拡散信号として出力する
加算器とを備えた受信装置。 - 【請求項２】 Ｉ、Ｑ信号それぞれについて現時点での
マッチドフィルタの出力と、その前後の時間のマッチド
フィルタの出力とを重み付けした後に加算して逆拡散信
号として出力する請求項１記載の受信装置。 - 【請求項３】 受信した入力信号に対し直交検波を行っ
てベースバンドＩ、Ｑ信号を得る直交検波器と、得られ
たベースバンドＩ、Ｑ信号をそれぞれディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＩ、Ｑ
信号に対しそれぞれ帯域制限を行うディジタル帯域制限
フィルタと、帯域制限されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡
散するマッチドフィルタと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについ
て現時点でのマッチドフィルタの出力とその前後の時間
のマッチドフィルタの出力とを加算して逆拡散信号とし
て出力する加算器とを備えた受信装置。 - 【請求項４】 ディジタル信号処理によりＩ、Ｑ信号の
直流オフセットを除去する手段を備えた請求項１または
２または３記載の受信装置。 - 【請求項５】 受信した入力信号をディジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換された入力信号
に対し直交検波を行ってベースバンドＩ、Ｑ信号を得る
ディジタル直交検波器と、得られたベースバンドＩ、Ｑ
信号に対しそれぞれ帯域制限を行うディジタル帯域制限
フィルタと、帯域制限されたＩ、Ｑ信号をそれぞれ逆拡
散するマッチドフィルタと、Ｉ、Ｑ信号それぞれについ
て現時点でのマッチドフィルタの出力とその前後の時間
のマッチドフィルタの出力とを加算して逆拡散信号とし
て出力する加算器とを備えた受信装置。 - 【請求項６】 ディジタル直交検波器が、２つのメモリ
により構成された請求項５記載の受信装置。 - 【請求項７】 ディジタル直交検波器が、２つの極性反
転器と２つのマルチプレクサスイッチにより構成された
請求項５記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8329842A JPH10173632A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8329842A JPH10173632A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10173632A true JPH10173632A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18225850
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8329842A Pending JPH10173632A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10173632A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6462720B1 (en) | 1998-11-18 | 2002-10-08 | Konami Co. Ltd. | Light-emitting display device, target game apparatus using light-emitting display device, display switching method and target hit display method |
| JP2003526169A (ja) * | 2000-03-09 | 2003-09-02 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | データの存在を検出する方法及び受信器 |
| US7039100B2 (en) | 2000-11-27 | 2006-05-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Detection of correlation between detected transmissions from multiple base stations and a known code in a mobile telecommunications system |
| JP2007516638A (ja) * | 2003-07-16 | 2007-06-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 局所供給レプリカを利用してサンプル直接シーケンス拡散スペクトル信号を補正する方法 |
-
1996
- 1996-12-10 JP JP8329842A patent/JPH10173632A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6462720B1 (en) | 1998-11-18 | 2002-10-08 | Konami Co. Ltd. | Light-emitting display device, target game apparatus using light-emitting display device, display switching method and target hit display method |
| JP2003526169A (ja) * | 2000-03-09 | 2003-09-02 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | データの存在を検出する方法及び受信器 |
| US7039100B2 (en) | 2000-11-27 | 2006-05-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Detection of correlation between detected transmissions from multiple base stations and a known code in a mobile telecommunications system |
| JP2007516638A (ja) * | 2003-07-16 | 2007-06-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 局所供給レプリカを利用してサンプル直接シーケンス拡散スペクトル信号を補正する方法 |
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