JP2000252866A - マルチキャリアスペクトル拡散通信における受信機、及び受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】マルチキャリアＣＤＭＡ信号の受信機におい
て、構成が簡単でハードウェア量の小さい回路構成を提
供する。 【解決手段】アンテナ１で受信されたマルチキャリアの
信号はＲＸ２でＩＦ帯域の信号に変換され、直交検波器
３でＩ信号とＱ信号に変換される。該Ｉ信号、Ｑ信号を
マルチキャリアの信号のままＡ／Ｄ変換器４−１、４−
２でデジタル信号に変換し、複素フィルタ６−１〜６−
ｋに入力させる。複素フィルタ６−１〜６−ｋでは、所
望のキャリアの複素信号を抽出する。そして、複素乗算
部７−１〜７−ｋで、該抽出された複素信号の中心周波
数を０Ｈｚにシフトする。このようにして得られたベー
スバンド信号をフィンガ８−１〜８−ｋに入力し、逆拡
散・復調する。該逆拡散・復調された信号は合成部９で
ＲＡＫＥ合成され、信号判定部（不図示）に送られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリアＣ
ＤＭＡ信号の受信機及び受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】次世代の移動通信方式として、直接スペ
クトラム拡散変調（ＤＳ−ＳＳ）を用いた符号分割多重
接続（ＣＤＭＡ）方式の開発が行われている。ＣＤＭＡ
では同一キャリア内の各ユーザの信号は異なる符号によ
り拡散されて符号多重される。そして、該符号多重され
た複数のキャリア信号を周波数多重することにより、シ
ステムに与えられた周波数帯域を使用する。この場合、
基地局受信装置は複数キャリアのＣＤＭＡ信号を復調す
る必要がある。

【０００３】図１９は、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ
信号の受信機の構成を示す図である。同図の構成は、１
セクタ、かつ、１ブランチに対応する構成である。各キ
ャリア信号はそれぞれの個別の受信器（ＲＸ）１９０
（１９０−１、１９０−２、・・・、１９０−ｎ）で受
信され、フィルタ処理、逆拡散、復調が行われる。セル
ラ方式の基地局の場合、システム容量を増加するためセ
クタ化が行われる。セクタとは、１つの基地局がカバー
するセルを更に小さな領域に分割したものであって、セ
ルが基地局を中心とする該円形領域であるとすると、例
えば、基地局を中心に円形領域を扇形に区分けしたもの
である。各セクタに配置されるＲＸはそれぞれマルチキ
ャリア信号を受信する。ＤＳ−ＳＳ受信機ではマルチパ
スを合成するＲＡＫＥ受信機が用いられる。ＣＤＭＡ方
式基地局のＲＡＫＥ受信では、複数のセクタからの信号
をＲＡＫＥ合成する事により、移動機がセクタ間を移動
する場合に接続を保ったままセクタを切り替えるハンド
オーバー機能を実現する。この場合、移動機がセクタ間
を移動するトラフィックの変動に柔軟に対応するため、
逆拡散、復調、ＲＡＫＥ合成を行う処理部はセクタに依
存しない構成（セクタフリー）をとられる。セクタフリ
ーとは、移動機がセクタ間を移動しても、、基地局が移
動機の信号をセクタ間の移動を気にすることなく、移動
機がセクタ内にいる場合と同様に処理ができるというこ
とである。

【０００４】図１９の従来のマルチキャリアＣＤＭＡ信
号の受信機の構成・動作を説明する。同図において、ア
ンテナ１９００から受信された信号は、各ＲＸ１９０１
−１〜１９０１−ｎに入力される。そして、局部発振器
１９０２−１〜１９０２−ｎから出力される周波数ｆ１
〜ｆｎの周期波と乗算器１９０３−１〜１９０３−ｎに
おいて乗算され、ＩＦ信号に変換される。そして、帯域
制限フィルタ１９０４−１〜１９０４−ｎにより、帯域
制限された後、直交検波器１９０５−１〜１９０５−ｎ
において、直交検波され、Ｉ信号とＱ信号が生成され
る。アナログ信号であるＩ信号とＱ信号は、Ｉ信号用の
Ａ／Ｄ変換器１９０６ＡとＱ信号用のＡ／Ｄ変換器１９
０６ＢからなるＡ／Ｄ変換器１９０６−１〜１９０６−
ｎにおいて、デジタル信号に変換され、インタフェース
１９０７を介してフィンガ１９０８−１〜１９０８−ｎ
に入力される。フィンガ１９０８−１〜１９０８−ｎで
は、受信したデジタルのＩ信号及びＱ信号を逆拡散器１
９０８Ａにより逆拡散し、復調器１９０８Ｂにより復調
して合成部１９０９に出力する。合成部１９０９では、
各フィンガ１９０８−１〜１９０８−ｎによって復調さ
れた信号をＲＡＫＥ合成し、後段の信号判定部（不図
示）に送る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】（１）インタフェース
信号線数に関する問題点 逆拡散、復調処理以降をデジタル処理で行う構成の場
合、各ＲＸ１９０１の受信信号はＡ／Ｄ変換された後、
デジタル信号として、インタフェース１９０７を介して
ベースバンド処理部１９１１に入力される。デジタルイ
ンタフェース１９０７でセクタフリー構成を実現するた
めには、全ての逆拡散器１９０８Ａ（フィンガ）が任意
のセクタ、ブランチ（アンテナによるダイバーシチ受信
を行うために設けられている複数の独立な受信系統）、
キャリアからの信号を選択し、ＲＡＫＥ合成できる接続
が必要となる。このため、ＲＦ部１９１０とベースバン
ド処理部１９１１のインタフェース１９０７には、以下
の信号線数が必要となる。 信号線数＝セクタ数×ブランチ数×キャリア数×Ａ／Ｄ
ビット数×２ なお、最後の項の“２”はＩ信号、Ｑ信号用の信号線の
数を表す。

【０００６】例えば、セクタ数６、ブランチ数２、キャ
リア数４、Ａ／Ｄビット数８とした場合、信号線数は７
６８本が必要となる。Ｗ−ＣＤＭＡではＡ／Ｄ変換後に
得られるデジタル信号の周波数が高い（例えば、数１０
ＭＨｚ）ため、高速、大容量のバスインタフェース１９
０７が必要となり、ハードウェア実現の大きな障害とな
っている。 （２）マルチチップレートへの対応における問題点 ＣＤＭＡ方式では、様々な伝送レートの情報信号を柔軟
に収容する方法として、複数チップレートを用いるシス
テムが検討されている。この場合、各キャリア信号を個
別のＲＸ１９０１で受信する方式では、各チップレート
毎に専用のフィルタ１９０４、逆拡散器１９０８Ａ、及
び復調器１９０８Ｂを設けることが必要となる。

【０００７】本発明の課題は、マルチキャリアスペクト
ル拡散通信の受信機において、構成が簡単でハードウェ
ア量の小さい回路構成及びマルチチップレートへの対応
が容易な回路構成を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の受信機は、複数
のキャリア周波数に変調されたスペクトラム拡散信号を
復調する受信機において、複数のチャネルのキャリア信
号が多重化された信号を一括して所定の周波数帯域の多
重信号に変換する検波手段と、該検波手段により得られ
た信号に対し、キャリア分離と、周波数シフトとを施す
キャリア分離手段と、該分離及び、周波数シフトにより
得られた各チャネルのベースバンド信号に対して逆拡
散、復調を行う逆拡散復調手段とを備えることを特徴と
する。

【０００９】本発明の受信方法は、複数のキャリア周波
数に変調されたスペクトラム拡散信号を復調する受信方
法において、（ａ）複数のチャネルのキャリア信号が多
重化された信号を、一括して所定の周波数帯域の多重信
号に変換するステップと、（ｂ）該ステップ（ａ）によ
り得られた多重信号に対し、キャリア分離と、周波数シ
フトとを施すステップと、（ｃ）該分離及び、周波数シ
フトにより得られた各チャネルのベースバンド信号に対
して逆拡散、復調を行うステップとを備えることを特徴
とする。

【００１０】本発明によれば、複数のキャリアにのせら
れた信号を一度に検波し、その後に各キャリアの信号を
抽出するように構成したので、検波手段までのＲＦ帯域
あるいはＩＦ帯域の信号の伝送速度に対応して動作する
回路と、逆拡散復調手段以降のチップレートあるいはシ
ンボルレートに対応して動作する回路とのインタフェー
ス部における信号線の数を少なくすることができる。

【００１１】また、複数のキャリアを一度に検波し、複
数の逆拡散復調手段に該検波後の信号を分配することが
できるので、セクタフリーの受信機を容易に構成するこ
とができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明の実施形態においては、複
数キャリアの信号を１つのＲＸで受信する。受信信号は
直交検波器により複素狭帯域信号に変換され、その同相
／直交成分が各々Ａ／Ｄ変換され、デジタルフィルタに
より個別キャリアに分離される。そして、該分離後のそ
れぞれの信号に対して、逆拡散、復調を行う。

【００１３】また、他の側面においては、受信信号はア
ンダーサンプリング技術により、一つのＡ／Ｄ変換器に
よりＡ／Ｄ変換と同時に直交検波される。このとき、サ
ンプリング値は同相／直交成分に変換され、デジタルフ
ィルタにより個別キャリアに分離される。そして、該分
離後のそれぞれの信号に対して、逆拡散、復調を行う。
この場合、復調するキャリアとチップレートは、受信フ
ィルタ（キャリア分離フィルタ）として用いるデジタル
フィルタのタップ係数と逆拡散器の積分時間で決定され
る。

【００１４】本実施形態においては、インタフェースの
信号線数がキャリア数に依存しなくなるため、以下のよ
うに削減される。 信号線数＝セクタ数×ブランチ数×Ａ／Ｄビット数×２ となる。

【００１５】本実施形態の他の側面ではインタフェース
が複素ベースバンドとならないため、信号線数は以下の
通りとなる。 信号線数＝セクタ数×ブランチ数×Ａ／Ｄビット数 例えば、セクタ数６、ブランチ数２，キャリア数４、Ａ
／Ｄビット数８の場合には、インタフェースの信号線
は、前者の場合１９２本に、後者の場合９６本に削減さ
れる。

【００１６】更に、本実施形態においては、ベースバン
ドのデジタル処理の切り替えにより、復調信号のチップ
レートを選択できるため、一つのハードウェアで複数の
チップレートに柔軟に対応できる。

【００１７】図１は、本発明の第１の実施形態を示すブ
ロック図である。同図の構成は、１つのセクタ、かつ、
１つのブランチに対応する構成である。アンテナ１で受
信された複数のキャリアが多重された信号は、ＲＸ２に
おいて受信され、直交検波器３に入力される。直交検波
器３では、複数のキャリアが多重された信号を直交検波
により複素狭帯域信号（Ｉ信号及びＱ信号）に変換す
る。次に、得られた同相、直交成分（Ｉ信号成分、Ｑ信
号成分）はそれぞれＡ／Ｄ変換器４−１、４−２でＡ／
Ｄ変換され、複素フィルタ６−１〜６−ｋへ入力され
る。複素フィルタ６−１〜６−ｋは複素数のタップ係数
を持つＦＩＲ（FiniteImpulse Response）フィルタで
構成されており、正負の周波数に対して非対称なフィル
タ特性を実現する。

【００１８】複素フィルタ６−１〜６−ｋは受信したマ
ルチキャリア信号から所望のキャリア信号を分離する。
送受信の帯域制限においてロールオフ特性を満たす構成
のシステムでは、キャリア分離フィルタは受信ルートロ
ールオフフィルタの機能を兼ねるのが望ましい。分離さ
れたシングルキャリア信号に対して、複素乗算部７−１
〜７−ｋにおいて周波数シフトを施し、複素ベースバン
ド信号に変換する。すなわち、複素フィルタ６−１〜６
−ｋで抽出された所望のキャリアの複素信号は、中心周
波数が０Ｈｚとはなっていない。すなわち、ベースバン
ド信号となっていない。これを、複素乗算部７−１〜７
−ｋで周波数変換し、中心周波数が０Ｈｚのベースバン
ド信号に変換するものである。得られた複素ベースバン
ド信号に、フィンガ８−１〜８−ｋの逆拡散部８ａにお
いて適切なタイミングで当該拡散符号を乗算し、積分す
ることにより逆拡散を行う。逆拡散により希望信号がシ
ンボルとして抽出され、干渉信号は拡散率分の１に抑圧
される。該逆拡散により得られた複素シンボルに対して
フィンガ８−１〜８−ｋの復調部８ｂにおいて同期検波
あるいは遅延検波などを行い、複数の復調部８ｂの検波
出力を合成部９において合成する。以上のようにして、
ＲＡＫＥ受信機を構成する。

【００１９】合成部９における合成は、各フィンガ８−
１〜８−ｋからの信号を、適当な重み付けをして加算す
ることにより行う。例えば、最大比合成などを行う。重
み付けの係数としては、フィンガ８−１〜８−ｋの出力
の電力、信号対干渉雑音電力比（Ｓ／（Ｉ＋Ｎ））など
を使う。

【００２０】図２は、図１の複素フィルタ７（７−１〜
７−ｋ）の構成例を示したブロック図である。入力され
る複素受信信号は直交変調により得られた変調波の複素
包絡線の実数成分であるＩ信号と虚数成分であるＱ信号
とからなっており、複素信号とは該Ｉ信号と該Ｑ信号を
合わせて呼ぶときの呼称である。従って、同図で複素数
の値が入力される装置、あるいは伝送される信号線は、
それぞれＩ信号用とＱ信号用とに分かれている。この場
合、Ｉ信号とＱ信号をある複素係数と演算する場合に
は、Ｉ信号を実数成分、Ｑ信号を虚数成分と見なして、
複素演算が成り立つように回路を構成する。複素信号と
は以上のような意味を持つが、以下において、複素信号
あるいは、複素係数などと表現する場合には、上記のよ
うな意味が常に含まれている。

【００２１】複素受信信号は、まず乗算器１３−１に入
力され、実数係数ｘ０と乗算され、加算器１４に入力さ
れる。同時に複素受信信号は、遅延器１０−１に入力さ
れ、該遅延器１０−１から所定時間分Δｔだけ遅延され
て出力される。遅延器１０−１から出力された複素信号
は、乗算器１３−２に入力され、乗算器１３−２におい
て複素係数ｘ１・ｅｘｐ（ｊω０Δｔ）と乗算される。
ここで、ω０は、抽出したい信号の中心周波数を角周波
数で表したものであり、例えば、複素フィルタ７−１の
場合は、ω０＝２πｆ１である。乗算器１３−２におけ
る乗算結果は、加算器１４に入力される。また、遅延器
１０−１の出力は、遅延器１０−２に入力される。そし
て、遅延器１０−２から再び所定時間Δｔだけ遅延され
て出力される。遅延器１０−２の出力は、乗算器１３−
３に入力され、乗算器１３−３において複素係数ｘ２・
ｅｘｐ（ｊω０・２Δｔ）と乗算される。この乗算結果
は、加算器１４に入力される。更に、遅延器１０−２の
出力は遅延器１０−３に入力され、遅延器１０−３にお
いて同様に遅延処理される。このような処理を任意のタ
ップ数ｎだけ行って、乗算器１３−１〜１３−ｎの乗算
結果を加算器１４で加算し、その加算結果を複素フィル
タ７の出力とする。

【００２２】なお、同図の複素フィルタ７において、ω
０は抽出すべき信号の中心周波数を特定するものである
が、ｘ０〜ｘｎ−１は複素フィルタ７の透過特性を決定
するものであり、ルートナイキストの係数である。

【００２３】図３は、本発明の第２の実施形態を示すブ
ロック図である。なお、同図において、図１と同じ構成
要素には同じ参照符号を付してある。同図の構成は、１
セクタ、かつ、１ブランチに対応する構成である。上記
第１の実施形態との違いは、フィルタの構成方法にあ
る。本実施形態では、複素キャリアが周波数多重された
複素信号に対して、抽出したいキャリアをベースバンド
（中心周波数を０Ｈｚ）に周波数シフトする。周波数シ
フトは、周波数シフト量に対応した位相回転を、サンプ
ル周期毎に入力信号に複素乗算することにより実現す
る。次に、中心周波数が０Ｈｚに配置された複素信号に
対してフィルタによりフィルタリング処理を施す。ここ
で該フィルタは実数タップのデジタルフィルタで構成さ
れ、正負の周波数に対して対称な特性を持つ。そして、
該フィルタリング処理後のシングルキャリアのベースバ
ンド信号を、逆拡散、検波、合成する。上記のようにし
てＲＡＫＥ受信機を構成する。

【００２４】図３を参照しながら、上記動作を詳細に説
明する。まず、アンテナ１で受信された信号は、ＲＸ２
で受信され、直交検波器３に入力される。直交検波器３
によって生成されたＩ信号とＱ信号は、それぞれ、Ａ／
Ｄ変換器４−１、４−２によってデジタル信号に変換さ
れ、複素信号としてインタフェース２２を介し複素乗算
部２０−１〜２０−ｋに入力される。

【００２５】複素乗算部２０−１〜２０−ｋでは、抽出
すべき信号のキャリアの周波数ｆ₁〜ｆ_k と同じ周波数
の周期波を用いて、入力された複素信号の周波数シフト
を行う。複素乗算部２０−１〜２０−ｋにおいて周波数
シフトされた複素信号は、フィルタ２１−１〜２１−ｋ
に入力され、フィルタ２１−１〜２１−ｋにより所望の
キャリアにのせられた信号が抽出される。抽出されたキ
ャリアの信号は、フィンガ８−１〜８−ｋに入力され、
逆拡散及び復調が行われた後、合成部９において合成さ
れてＲＡＫＥ受信される。

【００２６】図４は、第２の実施形態における周波数シ
フトのための構成例と実数フィルタの構成例を示すブロ
ック図である。入力された複素受信信号は、乗算器２５
において、抽出すべきキャリアの周波数に対応する角周
波数ω０を有する周期波と乗算され、周波数シフトを受
ける。周波数シフトを受けた後、複素受信信号は、カス
ケード接続された遅延器２６−１〜２６−（ｎ−１）に
よって遅延されながら乗算器２９−１〜２９−ｎに入力
される。遅延器２６−１〜２６−（ｎ−１）によって、
それぞれ、遅延させられた複素受信信号は、それぞれ、
乗算器２９−２〜２９−ｎにおいて、ルートナイキスト
の係数ｘ１、ｘ２、・・・、ｘｎ−１と乗算される。ま
た、乗算器２５から出力された複素受信信号は、乗算器
２９−１においてルートナイキストの係数ｘ０と乗算さ
れる。第２の実施形態においては、乗算器２９−１〜２
９−ｎに入力されるタップ係数（ルートナイキストの係
数）ｘ０、ｘ１、ｘ２、・・・、っｘｎは実数であり、
乗算器２９−１〜２９−ｎにおいては複素数と実数との
乗算が行われる。これらの乗算結果は、加算器３０に入
力され、フィルタ２１（２１−１〜２１−ｋ）の出力と
して出力される。これにより、抽出したいキャリアをも
つ信号が抽出される。

【００２７】図５は、図３の複素乗算部２０（２０−１
〜２０−ｋ）に該当する周波数シフト器の構成例を示す
ブロック図である。周波数シフトを施す複素受信信号を
ｖ（ｔ）、周波数シフト後の信号をｖ’（ｔ）、シフト
する周波数をｆとすると、 ｖ’（ｔ）＝ｖ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）・・・・（１） で表される。受信信号のサンプル周期をＴ_s とした場
合、離散サンプル値に対する周波数シフトは次式で与え
られる（ｉは自然数）。

【００２８】 ｖ’（ｉＴ_s ）＝ｖ（ｉＴ_s ）ｅｘｐ（ｊφ_i ）・・・（２） ｅｘｐ（ｊφ_i ）＝ｅｘｐ（ｊφ_i-1 ）ｅｘｐ（ｊ２πｆＴ_s ）・・・（３） ただし、ｅｘｐ（ｊφ₀ ）＝１、すなわち、φ₀ ＝０で
ある。

【００２９】式（２）の演算は、乗算器３１によって実
行される。式（３）で与えられる位相回転量ｅｘｐ（ｊ
φ_i ）を、図５に示す複素乗算器３２と遅延器３３のル
ープ回路により生成し、乗算器３１に入力させる。ここ
で有限の精度で位相回転演算を繰り返すことによる誤差
の増大を防ぐため、φ_i ＝２ｎπ（ｎは整数）になる周
期で遅延器３３の値を初期化する。

【００３０】例えば、信号の最初が入力された場合に
は、ｉ＝０であるから、 ｖ’（０）＝ｖ（０）ｅｘｐ（ｊφ₀ ）＝ｖ（０） 次の信号が入力されるのは、サンプル周期Ｔ_s 後の信号
であるので、 ｖ’（Ｔ_s ）＝ｖ（Ｔ_s ）ｅｘｐ（ｊφ₁ ） ＝ｖ（Ｔ_s ）ｅｘｐ（ｊ（φ₀ ＋２πｆＴ_s ）） ＝ｖ（Ｔ_s ）ｅｘｐ（ｊ２πｆＴ_s ） 従って、上記式（２）、及び（３）は、以下のようにな
る。

【００３１】ｖ’（ｉＴ_s ）＝ｖ（ｉＴ_s ）ｅｘｐ（ｊ
２πｆ（ｉＴ_s ）） これは、式（１）を離散化したものである。図６は、本
発明の第３の実施形態を示すブロック図である。

【００３２】なお、同図において、図３と同じ構成要素
には同じ参照符号を付している。また、同図の構成は、
１セクタ、１ブランチ単位の構成を示している。本実施
形態においては、キャリア分離フィルタの出力をセレク
タを介して逆拡散復調器（フィンガ）に分配する。セレ
クタは各フィンガが任意のセクタ、任意のブランチ、任
意のキャリアの信号を逆拡散復調できるように、フィル
タ出力とフィンガ入力をスイッチングする。一般的に１
系統のフィルタ出力は複数のフィンガに分配される。

【００３３】上記動作を、図６を参照しながら説明する
と、まず、アンテナ１で受信された受信信号は、ＲＦ２
において受信され、直交検波器３において、直交検波さ
れ、Ｉ信号とＱ信号が生成される。該Ｉ信号及びＱ信号
は、それぞれＡ／Ｄ変換器４−１、４−２において、デ
ジタル信号に変換され、複数設けられている複素フィル
タ３５−１〜３５−ｋに入力され、複素フィルタ３５−
１〜３５−ｋにおいて、所望のキャリアの信号が抽出さ
れる。該抽出された各キャリアの信号は、それぞれ、複
素演算部３６−１〜３６−ｋにおいて、周波数シフトが
施され、ベースバンド信号に変換される。このようにし
てベースバンド信号に変換された各キャリアの受信信号
は、複素演算部３６−１〜３６−ｋからセレクタ３７に
入力される。セレクタ３７は、各チャネル（キャリア）
の信号を各フィンガ８−１〜８−ｋに割り振り、それぞ
れに逆拡散及び復調処理を行わせる。そして、合成部９
で各フィンガ８−１〜８−ｋから出力される信号を合成
してＲＡＫＥ受信を行う。

【００３４】同図の場合には、１つのセクタの１つのブ
ランチの信号をセレクタ３７でフィンガ８−１〜８−ｋ
に振り分けるようにしているが、複数のセクタの複数の
ブランチに対応するセレクタを設け、各セクタの各ブラ
ンチ毎に設けられた図６に示す構成のＲＡＫＥ受信機の
周波数シフト後の各チャネルの信号を、該セレクタによ
り、適宜フィンガに振り分けるようにすることにより、
移動機がセクタ間を移動しようとしている場合などにお
いて、２つのセクタからの信号を１つの合成部９に入力
させてＲＡＫＥ受信することにより、セクタフリーの受
信機を構成することができる。セレクタ３７の動作につ
いては後述する。

【００３５】図７は、本発明の第４の実施形態を示すブ
ロック図である。なお、同図において図６と同じ構成要
素には同じ参照符号を付している。本実施形態において
は、各セクタ、各ブランチからの受信信号は、セレクタ
を介してキャリア分離用複素フィルタ、または周波数シ
フタ（複素乗算部）の入力に接続される。一つのキャリ
ア分離フィルタの出力は一つのフィンガに固定的に接続
される。セレクタは各フィンガが任意のセクタ、任意の
ブランチの信号を逆拡散復調できるように、各Ａ／Ｄ変
換器出力と各複素フィルタ入力、または各Ａ／Ｄ変換器
出力と周波数シフタ入力の接続をスイッチングする。

【００３６】すなわち、本実施形態においては、任意の
セクタの任意のブランチからの受信信号をＲＡＫＥ受信
可能である。図７において、アンテナ１−１はセクタ＃
１、ブランチ＃１に対応し、アンテナ１−２はセクタ＃
１、ブランチ＃２に対応し、アンテナ１−ｎｍはセクタ
＃ｎ、ブランチ＃ｍに対応する。また、同図には示して
いないが、各セクタ＃１〜＃ｎの各ブランチ＃１〜＃ｍ
毎に、個別に、アンテナが設けられている。これらのア
ンテナ１−１〜１−ｎｍで受信された信号は、ＲＸ２−
１〜２−ｎｍにおいて受信され、直交検波器３−１〜３
−ｎｍでそれぞれの信号のＩ信号とＱ信号が生成され
る。これらの各ブランチからのＩ信号とＱ信号は、Ａ／
Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍにおいてデジタル信号に
変換され、セレクタ４１に入力される。セレクタ４１に
は、各セクタのＲＡＫＥ受信部４２（４２−１〜４２−
ｎ）が接続される。ＲＡＫＥ受信部はセクタ＃１用から
セクタ＃ｎ用までのｎ個のＲＡＫＥ受信部４２−１〜４
２−ｎのそれぞれの構成は基本的に皆同じである。ただ
し、周波数シフトする場合に使用する周期波の周波数や
逆拡散符号はそれぞれ適切なものが使用される。

【００３７】セレクタ４１は、入力されたＩ信号及びＱ
信号からなる複素受信信号を、それぞれのセクタ毎にＲ
ＡＫＥ受信部４２に出力する。このとき、どのブランチ
からの複素狭帯域信号を採用するかは、不図示の干渉電
力測定装置等から得られる受信信号の品質情報に基づい
て決定する。ＲＡＫＥ受信部４２には、あるブランチか
らの受信信号が入力されるが、この受信信号は複数のキ
ャリアに乗せられてきた信号が多重されたものである。
従って、ＲＡＫＥ受信する際は、この多重信号からそれ
ぞれの希望するキャリアに対応する信号を抽出して逆拡
散する必要がある。

【００３８】各ＲＡＫＥ受信部４２において、まず、複
素フィルタ３５−１〜３５−ｋが第１の実施形態で説明
したように、各キャリアの信号を抽出する。ただし、こ
の場合、キャリアの中心周波数が０Ｈｚにシフトされて
いないので、狭帯域信号となった後にも、中心周波数の
ずれが生じている。複素フィルタ３５−１〜３５−ｋで
抽出された各キャリアに対応する信号は、複素乗算部３
６−１〜３６−ｋにおいて、周波数シフトされ、中心周
波数のずれが補正されて、本来のベースバンド信号に変
換される。このようにして抽出された各キャリアの信号
はフィンガ８−１〜８−ｋで逆拡散・復調され、合成部
９で合成されてＲＡＫＥ受信される。

【００３９】なお、同図においては、ＲＡＫＥ受信部４
２は、各セクタ毎に設けられているが、移動機がセクタ
間をハンドオーバーする場合などは、セクタ＃１用のＲ
ＡＫＥ受信部４２−１にセクタ＃１からの信号とセクタ
＃２からの信号を入力させて、ＲＡＫＥ受信を行うこと
により、セクタフリーの受信を行うことができる。

【００４０】図８は、本発明の第５の実施形態を示すブ
ロック図である。なお、同図においては、図６と同じ構
成要素には同じ参照符号を付している。本実施形態にお
いては、キャリア分離フィルタの出力をセレクタを介し
て逆拡散復調器（フィンガ）に分配する。セレクタは各
フィンガが任意のセクタ、任意のブランチ、任意のキャ
リアの信号を逆拡散復調できるように、フィルタ出力と
フィンガ入力をスイッチング接続する。一般的に１系統
のフィルタ出力は複数のフィンガに分配される。

【００４１】図８において、アンテナ１で受信された信
号は、複数のキャリアを含んだものである。この複数の
キャリアを含んだ信号をＲＸ２で受信し、直交検波器３
で直交検波し、該直交検波により得られたＩ信号、Ｑ信
号を、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器４−１、４−２でデジタ
ル信号に変換する。デジタル信号に変換された該Ｉ信号
と該Ｑ信号は１組で１つの複素信号とみなされ処理され
る。該デジタル化された複素信号は、複素乗算部３６−
１〜３６−ｋに入力される。複素乗算部３６−１〜３６
−ｋは、抽出すべき複素信号の周波数に対応する周期波
を複素信号に乗算し、周波数シフトを行う。これによ
り、直交検波器３において複数のキャリアを一度に検波
した結果得られた信号に含まれている、希望しないキャ
リアの周波数成分を取り除いて、中心周波数が０Ｈｚの
ベースバンド信号に変換される。この受信信号は、フィ
ルタ４５−１〜４５−ｋに入力される。フィルタ４５−
１〜４５−ｋは、中心周波数を０Ｈｚとするベースバン
ド信号を抽出できるようになっていれば良く、複素フィ
ルタのようにフィルタ自身にキャリア分離機能を設ける
必要はない。

【００４２】フィルタ４５−１〜４５−ｋの出力は、セ
レクタ３７に入力され、セレクタ３７によりフィンガ８
−１〜８−ｋに分配される。なお、同図では、１セク
タ、１ブランチ分の構成のみを示しているが、同様の構
成のＲＡＫＥ受信機は、全セクタの全ブランチに対して
設けられる。このような、全セクタの全ブランチのＲＡ
ＫＥ受信機のセレクタ３７のフィルタ４５−１〜４５−
ｋの出力をセレクタ３７に入力させる構成にすることに
より、セレクタ３７を介して任意のセクタの任意のブラ
ンチの信号を任意のフィンガに入力することができるの
で、セクタフリーの構成を実現することができる。

【００４３】図９は、本発明の第６の実施形態を示すブ
ロック図である。なお、同図において、図７、図８と同
じ構成要素には同じ参照符号を付してある。

【００４４】本実施形態においては、各セクタ、各ブラ
ンチからの受信信号は、セレクタを介して周波数シフタ
の入力に接続される。一つのキャリア分離フィルタの出
力は一つのフィンガに固定的に接続される。セレクタは
各フィンガが任意のセクタ、任意のブランチの信号を逆
拡散復調できるように、Ａ／Ｄ変換器出力と複素フィル
タ入力、またはＡ／Ｄ変換器出力と周波数シフタ入力を
スイッチング接続する。

【００４５】アンテナ１−１〜１−ｎｍにおいて受信さ
れた信号は、それぞれ、ＲＸ２−１〜２−ｎｍで受信さ
れ、直交検波器３−１〜３−ｎｍで直交検波される。該
直交検波により得られた、アナログのＩ信号及びＱ信号
は、Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍでデジタル信号
に変換され、複素信号としてセレクタ４１に入力され
る。セレクタ４１は、不図示のシステムが提供する移動
機の位置情報などを元に、受信複素信号をＲＡＫＥ受信
部４７に出力する。なお、同図では、便宜上、セクタ毎
にＲＡＫＥ受信部４７が１つづつ設けられるように示し
ているが、必ずしもセクタ毎に設けられる必要はなく、
１つの移動機からの信号が１つのＲＡＫＥ受信部におい
てＲＡＫＥ受信できるように受信複素信号を切り替える
ようにすれば、該ＲＡＫＥ受信部の任意のフィンガに受
信複素信号を入力することができる。

【００４６】セレクタ４１から出力された受信複素信号
は、複素乗算部３６−１〜３６−ｋに入力され、周波数
シフトされる。周波数シフトされることによって、希望
受信複素信号は中心周波数が０Ｈｚのベースバンド信号
にシフトされる。このように周波数シフトされた希望受
信複素信号をフィルタ４５−１〜４５−ｋで信号抽出
し、フィンガ８−１〜８−ｋに入力させて逆拡散復調を
行う。そして、フィンガ８−１〜８−ｋの出力を合成部
９で合成して、ＲＡＫＥ受信を行う。

【００４７】図１０は、本発明の第７の実施形態を示す
ブロック図である。なお、同図において、図９と同じ構
成要素には同じ参照符号を付している。本実施形態にお
いては、各フィンガの入力信号として復調するパスの逆
拡散タイミングのサンプル値のみを供給する。このため
フィンガに接続されているキャリア分離フィルタは、チ
ップレートのオーバサンプル倍のタップから、必要なサ
ンプルタイミングに対応したタップのみを演算する構成
となり、回路規模が削減される。また、フィルタ演算を
ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などにより処理
する場合には、演算量を削減することができる。

【００４８】アンテナ１−１〜１−ｎｍで受信された信
号は、ＲＸ２−１〜２−ｎｍにより受信され、直交検波
器３−１〜３−ｎｍで直交検波される。該直交検波によ
って生成されたＩ信号とＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器４０−
１〜４０−ｎｍによってデジタル信号に変換される。デ
ジタル信号に変換されたＩ信号とＱ信号は、セレクタ４
１に入力され、適切なＲＡＫＥ受信部に入力される。Ｒ
ＡＫＥ受信部では、入力された複素信号を複素乗算器３
６−１〜３６−ｋで周波数シフトし、中心周波数が０Ｈ
ｚの狭帯域信号に変換する。そして、該狭帯域に変換さ
れた信号は、タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−ｋ
に入力される。タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−
ｋは、通常のＦＩＲフィルタから複数のタップを取り除
いた構成をしている。そして、タップ間引きフィルタ５
０−１〜５０−ｋから出力される信号はフィンガ８−１
〜８−ｋに入力され、逆拡散復調される。ここで、上記
したように、タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−ｋ
から出力される信号は、タップが間引きされているの
で、フィルタの特性は変わらないものの、離散化の割合
が小さくなっている。しかし、この離散化の低減結果が
逆拡散タイミングに合致していれば問題は生じない。

【００４９】なお、図６〜図１０の各実施形態における
セレクタは以下の動作により、所望の逆拡散タイミング
の受信信号をＲＡＫＥ合成を行う各フィンガ入力へ接続
する。

【００５０】（１）サーチャ（不図示）を用いて、各セ
クタ、各ブランチの希望受信信号に対する伝送路の遅延
プロファイルを求める。遅延プロファイルはチップレー
トのｍ倍のオーバサンプル信号として得る。

【００５１】（２）得られた遅延プロファイルから、帯
域制限フィルタによって生じる電力の時間方向への広が
りを考慮して、各パス（フェージングを生じさせるマル
チパスのそれぞれのパス）から来た信号を分離する。具
体的には、例えば、検出するパスの前後±ｋサンプルは
マスクするなどの処理を行う。

【００５２】（３）ＲＡＫＥ合成するフィンガ数に相当
する数のパスを、電力の大きい順、あるいはＳ／Ｎの高
い順に検出する。 （４）検出されたパスが含まれているセクタ、ブランチ
からの受信信号を、セレクタにより各フィンガ入力へ接
続する。

【００５３】（５）（タップ間引き）フィルタの演算タ
イミング、逆拡散タイミングを、各パスのタイミングに
従って制御して、所望の逆拡散信号を得る。 （６）手順（１）〜（５）をパス更新周期毎に繰り返
す。

【００５４】図１１は、図１０のタップ間引きフィルタ
５０（５０−１〜５０−ｋ）の構成例を示すブロック図
である。タップ間引きフィルタ５０は、複数の遅延器５
０１（５０１−１〜５０１−Ｎ）（同図中、「Ｔ」が書
き込まれた四角で示されている；ここで、「Ｔ」は遅延
時間を示している）と、所定の遅延器５０１−４、５０
１−８、・・・、５０１−Ｎの出力を取り出し、乗算器
５０３（５０４−０、５０４−４、５０４−８、・・
・、５０４−Ｎ）において、入力ｘ（ｔ）、遅延器５０
１−４、・・・、５０１−Ｎの出力とタップ係数ｈ
（０）、・・・、ｈ（Ｎ）を乗算させるためのタップ
と、それらの乗算結果を加算する加算器５０５とからな
っている。加算器５０５の加算結果は出力ｙ（ｔ）とし
て出力される。同図では、４個の遅延器毎にタップを設
けている。最初のタップは遅延なしで乗算器５０３−０
に入力ｘ（ｔ）を入力し、該入力ｘ（ｔ）とタップ係数
ｈ（０）との乗算を行うように設けられている。遅延器
の遅延時間Ｔは通常Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍ
のサンプリング周期である。従って、タップを間引きす
ることは、Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍのサンプ
リングレートを下げることに対応する。タップ係数ｈ
（０）〜ｈ（Ｎ）を、間引きしない場合のタップ係数の
内、対応する係数値（４個飛びのタップ係数）に設定す
れば、フィルタの特性は、間引きしないものと同じもの
が得られる。ただし、周波数の折り返しを防ぐため、フ
ィルタ入力信号の帯域は４分の１（同図の場合）に制限
される。後段の各パスの逆拡散処理においては、サンプ
リングレートより遅い速度で処理しており、該逆拡散処
理においては、全てのサンプリング値が必要でないの
で、各フィンガ８−１〜８−ｋに接続されている間引き
フィルタは、必要なサンプリングタイミングに対応した
他のみを演算すれば良いので、その回路規模が削減され
る。

【００５５】図１２は、本発明の第８の実施形態を示す
ブロック図である。なお、同図において、図１と同じ構
成要素には同じ参照符号を付してある。同図の構成は、
１セクタ、１ブランチに対応する構成であり、複数のセ
クタ及び複数のブランチをカバーしようとする場合に
は、同図の構成をセクタ数×ブランチ数だけ設ける。

【００５６】アンテナ１で受信された受信信号はＲＸ２
で受信され、デジタル直交検波器５５によって、直接Ｉ
Ｆ帯域のデジタル信号のＩ信号とＱ信号に変換される。
デジタル直交検波器５５は、受信信号をＩＦ周波数に変
換後、Ａ／Ｄ変換器（不図示）でサンプリングされる。
このとき、下式（４）の条件を満たすようにＩＦ周波数
ｆ_IFとサンプリング周波数ｆ_sampleを選ぶことにより、
直交復調を行う。

【００５７】 ｆ_sample＝４ｆ_IF／（４ｍ＋１）・・・（４） ここで、ｍは、１以上の整数である。この条件で得られ
るサンプル値は同相成分をｖ_I、直交成分をｖ_Q とし
て、例えば、ｖ_I 、ｖ_Q 、−ｖ_I 、−ｖ_Q の順番に従っ
て出力される。よって、出力のサンプル系列を偶数サン
プル、奇数サンプルに分け、それぞれに対して交互に符
号反転を施すことにより、直交復調結果であるｖ_I 、ｖ
_Q を得ることができる。本デジタル直交検波器５５をキ
ャリア分離用フィルタ５７あるいは周波数シフタ５６の
前に配置する（図１２では、後者の配置構成を示してい
る）。本構成により、上記第１〜第７の実施形態のよう
に、直交検波後の複素ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を別
々にＡ／Ｄ変換してベースバンド処理部に接続する方法
に比較して、インタフェースに必要な信号線数を半分に
削減できる。ただし、本構成の場合、インタフェースの
信号速度は２倍になる。

【００５８】デジタル直交検波器５５の出力は、周波数
シフタ（複素乗算部）５６において周波数シフトされ、
所望の信号の中心周波数が０Ｈｚに変換される。その
後、フィルタ５７を通過して、所望のキャリアにのせら
れてきた信号のみが抽出され、各フィンガ８−１〜８−
ｋに入力される。フィンガ８−１〜８−ｋは、同じ該希
望キャリアに乗せられてきた、拡散タイミングの異なる
信号をそれぞれ逆拡散復調し、合成部９に入力する。合
成部９では、各フィンガ８−１〜８−ｋからの信号を合
成し、ＲＡＫＥ受信を行う。

【００５９】図１３は、図１２の実施形態におけるデジ
タル直交検波器５５の構成例を示すブロック図である。
アンテナ１で受信された信号は、ＲＸ２で受信され、デ
ジタル直交検波器５５に入力される。該デジタル直交検
波器５５においては、入力された信号をまず、式（４）
で決定されるようなサンプリング周波数ｆ_sampleでサン
プリングし、その離散値をＡ／Ｄ変換器６０によりデジ
タル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換器６０から、
所定のサンプリングレートで、逐次出力されるデジタル
信号はセレクタ６１により、偶数番目がＩ信号として、
奇数番目がＱ信号として、それぞれ符号変換器６２−
１、６２−２に切り替え出力される。符号変換器６２−
１は、入力されるサンプル値の同相成分ｖ_I 、−ｖ_I の
内、−ｖ_I については、符号を反転させて出力する。ｖ
_I については、そのまま出力する。一方、符号変換器６
２−２は、入力されるサンプル値の直交成分ｖ_Q 、−ｖ
_Q の内、−ｖ_Q については符号を反転させて出力する。
ｖ_Q については、そのまま出力する。式（４）によれ
ば、ＲＸ２からのＩＦ帯域の信号のサンプリング周波数
は、ＩＦ信号の周波数の５分の４あるいは、９分の４等
に設定される。このように、サンプリング周波数を設定
した場合、最初のサンプリングポイント（０番目のポイ
ント）をＩＦ信号の周期との開始と一致させると、最初
のサンプリング値はＩ信号となる。次のサンプリングポ
イント（１番目のポイント）は、ＩＦ信号の１周期の例
えば、４分の５の周期のポイントとなるので、ＩＦ信号
の第２周期の９０°の位相の信号をサンプリングするこ
とになる。従って、１番目のポイントのサンプリング値
はＱ信号となる。このようにして、ｎ番目のサンプリン
グされるサンプリング値は、ＩＦ信号の位相が（ｎ＋
１）π／２の値となる。ただし、０番目のサンプリング
の位相を０とする。また、ｎは０及び自然数である。そ
して、ＩＦ信号のキャリアが正から負の値に変化した後
にサンプリングした値は、それぞれ、マイナスのＩ信号
（−ｖ_I ）あるいはＱ信号（−ｖ_Q ）となる。ＩＦ周波
数はベースバンド信号の周波数よりも高いので、ベース
バンド信号の帯域をサンプルするために必要なＩ信号と
Ｑ信号をサンプリングできるように、式（４）を用い
て、サンプリングレートを適切に決定する。

【００６０】このようにして、抽出されたベースバンド
のＩ信号とＱ信号は、それぞれ、符号変換器６２−１、
６２−２に入力され、符号変換器６２−１、６２−２に
おいて符号が適切に変換された後、出力される。

【００６１】図１４は、本発明の第９の実施形態を示す
ブロック図である。なお、同図において、図１２と同じ
構成要素には同じ参照符号を付してある。第８の実施形
態のデジタル直交検波器５５の出力は、サンプリングレ
ート変換器７０に入力される。デジタル信号の情報速度
をｍ／ｎ倍に変換するサンプリングレート変換器７０
は、入力サンプル値の間にｍ−１個の“０”を挿入する
インターポレータ、該インタポレータの出力からエイリ
アスを除去するフィルタ、該フィルタ出力のサンプル列
からｎ個おきに必要なサンプルタイミングの値を取り出
すデシメータで構成される。ｍ／ｎ倍のサンプリングレ
ート変換器７０は、デジタル直交検波器５５の同相、直
交出力として得られるサンプル速度ｆ_sample／２のデジ
タル信号を、チップレートあるいはチップレートの整数
倍のサンプル速度に変換する。そして、サンプリングレ
ート変換器７０により得られたチップレートあるいはチ
ップレートの整数倍の信号を、第１の実施形態のチャネ
ル分離複素フィルタ６、あるいは第２の実施形態の周波
数シフト部である複素乗算部２０へ入力させる。

【００６２】図１４において、アンテナ１で受信された
信号はＲＸ２によって受信されＩＦ信号に変換される。
そして、デジタル直交検波器５５によって直交検波され
る。デジタル直交検波器５５から出力される複素信号の
レートは、デジタル直交検波器５５のＡ／Ｄ変換器６０
のサンプリングレートｆ_sampleの１／２となっている。
しかし、後段のフィンガ８−１〜８−ｋは、チップレー
トやシンボルレートに基づいて処理を行う。上記サンプ
リングレートｆ_sampleの１／２がチップレートやシンボ
ルレートの整数倍となっていれば問題はないが、一般に
は、整数倍にはなっていない。従って、インタフェース
の前段側と後段側、それぞれので動作タイミングの基に
なるレートが異なるため、装置全体の製造を困難にして
いる。そこで、本実施形態では、サンプリングレート変
換器７０を設け、サンプリングレート変換器７０によ
り、デジタル直交検波器５５においてサンプリングされ
たデジタルＩ、Ｑ信号のサンプリングレートを変換し、
それらのサンプリングレートがチップレートやシンボル
レートの整数倍となるように変換する。そして、該サン
プリングレート変換後、複素乗算部５６で所望のキャリ
アの信号をベースバンドに変換し、キャリア分離フィル
タ５７で、複素乗算部５６によりベースバンドに変換さ
れた所望のキャリアの信号のみを抽出して、該抽出信号
を各フィンガ８−１〜８−ｋに入力させる。各フィンガ
８−１〜８−ｋにおける逆拡散や復調の処理は、チップ
レートあるいはシンボルレートを基に行われるが、サン
プリングレート変換部７０において、サンプリングレー
トを変換したことにより、フィンガ８−１〜８−ｋに入
力されるＩ信号、Ｑ信号のそれぞれのサンプリングレー
トがチップレートあるいはシンボルレートの整数倍とな
っているので、フィンガ８−１〜８−ｋを容易に構成す
ることができる。そして、フィンガ８−１〜８−ｋから
出力された信号は、合成部９で、ＲＡＫＥ合成されて後
段の信号判定部（不図示）に送られる。

【００６３】図１５は、サンプリングレート変換器７０
の構成を示すブロック図である。同図（ａ）は、サンプ
リングレート変換器７０の原理構成図である。まず、イ
ンタポレータ７５にサンプリングレートｆｓの信号が入
力されると、そのサンプル周期間に信号値“０”の信号
を所定数埋め込み、該入力信号の見かけ上のサンプリン
グレートをｍ倍にする。次に、フィルタ７６で、見かけ
上、ｍ倍のサンプリングレートになった信号のスペクト
ルから、エイリアスを含む、メインローブ以外のスペク
トル成分を除去する。これにより、最初信号値“０”で
あった、上記新たに、サンプル周期間に挿入されたサン
プリングポイントの信号値は、入力された信号の該サン
プリングポイントにおける信号値を内挿したものとな
る。そして、フィルタ７６を通過した後の信号は、デシ
メータ７７において、所望の間隔でサンプリング値が取
得され、サンプリングレートがｎ分の１にされる。この
ようにして、サンプリングレート変換器７０から出力さ
れる信号のサンプリングレートはｍ／ｎ・ｆｓとなる。

【００６４】同図（ｂ）は、サンプリングレート変換器
７０の具体的な構成例を示すブロック図である。サンプ
リングレートの変換にはＦＩＲフィルタを使用する。

【００６５】サンプリングレート変換を行うＦＩＲフィ
ルタの入出力関係式は次式（５）で与えられる。

【００６６】

【数１】

【００６７】（ｎ）_m ＝ｎ modulo ｍ [ ａ] ：ａを越えない最大の整数 ここで、ｉは時刻、ｘ（ｉ）はフィルタ入力の離散時間
信号、ｙ（ｉ）はフィルタ出力の離散時間信号、ｈ
（ｋ）はｍ倍オーバサンプル、タップ長Ｎ_tap で設計し
たエイリアス除去フィルタのインパルスレスポンスであ
る。

【００６８】例としてｍ＝４、ｎ＝３、Ｎ_tap ＝８の場
合について、同図（ｂ）の構成におけるタップ係数ｈ
（ｋ）の切り替え制御を以下に示す。タップ係数はｈ
（−１６）〜ｈ（１５）の３２個（ｍ×Ｎ_tap 個）を式
（５）の規則に従って切り替えることにより得られる。 時刻ｉ＝０：ｈ（−１６） ｈ（−１２） ｈ（−８）
ｈ（−４） ｈ（０）ｈ（４） ｈ（８） ｈ（１
２） 時刻ｉ＝１：ｈ（−１３） ｈ（−９） ｈ（−５）
ｈ（−１） ｈ（３）ｈ（７） ｈ（１１） ｈ（１
５） 時刻ｉ＝２：ｈ（−１４） ｈ（−１０） ｈ（−６）
ｈ（−２） ｈ（２）ｈ（６） ｈ（１０） ｈ（１
４） 時刻ｉ＝３：ｈ（−１５） ｈ（−１１） ｈ（−７）
ｈ（−３） ｈ（１）ｈ（５） ｈ（９） ｈ（１
３） 時刻ｉ＝４：ｈ（−１６） ｈ（−１２） ｈ（−８）
ｈ（−４） ｈ（０）ｈ（４） ｈ（８） ｈ（１
２） 時刻ｉ＝１：ｈ（−１３） ｈ（−９） ｈ（−５）
ｈ（−１） ｈ（３）ｈ（７） ｈ（１１） ｈ（１
５） ・ ・ ・ ・ ・ ここで、タップ係数ｈ（ｋ）の具体的数値は、通常のロ
ーパスフィルタなどにＦＩＲフィルタを使用する場合の
タップ係数を用いる。ただし、この場合、上記したよう
に、タップ係数ｈ（ｋ）を全てのタップに与えるのでは
なく、これらのタップ係数を、時刻毎に、順次切り替え
て使用することにより、サンプリングレート変換機能が
得られる。

【００６９】図１６は、本発明の第１０の実施形態を示
すブロック図である。なお、同図において、図１４と同
じ構成要素には同じ参照符号を付している。本実施形態
においては、図１４の受信機とは異なり、サンプリング
レート変換器７０を、周波数シフト部（複素乗算部）５
６とチャネル（キャリア分離）フィルタ５７の間に配置
する。これにより周波数シフト部５６の位相回転をＩＦ
周波数ｆ_IFの整数倍のサンプル間隔で演算できる。これ
により、周波数シフト部５６の乗算係数ｅｘｐ（ｊ
φ_i ）（ｉ＝０〜Ｎ−１）をテーブル化して実装する場
合に、φ_N ＝２ｎπを与えるＮを小さくできるため、上
記乗算係数ｅｘｐ（ｊφ_i）を格納するテーブルを、小
さなテーブルで実現することが可能となる。すなわち、
デジタル直交検波器出力信号のサンプリングレートがＩ
Ｆ周波数と対応しているので、ＩＦ周波数の周期と一致
するような位相が乗算係数で得られやすくなるのであ
る。そして、小さなＮで乗算係数をリセットすることが
可能となれば、テーブルに記憶しておくべき乗算係数ｅ
ｘｐ（ｊφ_i ）の数も少なくなる。この乗算係数の与え
方は、図５で説明した通りである。

【００７０】図１６において、アンテナ１で受信された
信号は、ＲＸ２でＩＦ信号に変換され、デジタル直交検
波器５５によって検波される。このとき、デジタル直交
検波器５５から出力される複素（Ｉ、Ｑ）信号はデジタ
ル直交検波器５５のサンプリングレートｆ_sampleの１／
２となっている。これに複素乗算部（周波数シフト部）
５６で、所定の周波数の周期波を乗算し、所望のキャリ
アにのせて伝送されてきたベースバンド信号の中心周波
数を０Ｈｚとなるように、周波数シフトする。次に、サ
ンプリングレート変換器７０でサンプリングレートの変
換を行い、キャリア分離フィルタ５７で所望のキャリア
の信号のみを抽出し、フィンガ８−１〜８−ｋに入力す
る。フィンガ８−１〜８−ｋによって逆拡散復調された
信号は、合成部９でＲＡＫＥ合成され、後段の信号判定
部（不図示）に送られる。

【００７１】図１７は、本発明の第１１の実施形態を示
すブロック図である。なお、同図において、図１６と同
じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態
においては、サンプリングレート変換器とそれに接続さ
れるキャリア分離フィルタを共用化する。図１５（ｂ）
に示すとおり、サンプリングレート変換器はタップ係数
を所定の規則に従って切り替えるＦＩＲフィルタとして
実現できる。このフィルタはインターポレーションによ
って生じるエイリアスを除去する特性を持つ。一方、キ
ャリア分離フィルタは隣接するキャリア信号を除去する
と共に、通常はルートロールオフ特性などの受信フィル
タとしての機能をもつ。本実施形態では、上記のサンプ
リングレート変換器としてのフィルタ、エイリアス除去
フィルタ、及びキャリア分離フィルタを、一つのデジタ
ルフィルタで実現する。この共用化において、通常はキ
ャリア分離フィルタの方がエイリアス除去フィルタより
狭い帯域特性を要求されるため、サンプリングレート変
換に伴うエイリアスの除去はキャリア分離フィルタの特
性で兼用する。具体的にはキャリア分離フィルタを、図
１５（ｂ）に示すようなタップ係数切り替え型のフィル
タで構成する。

【００７２】図１７において、アンテナ１で受信された
信号はＲＸ２でＩＦ信号に変換され、デジタル直交検波
器５５で、直交検波された後、複素乗算部５６で周波数
シフトを受ける。そして、サンプリングレート変換＆キ
ャリア分離フィルタ８５でサンプリングレートの変換
と、キャリア分離が行われた後、フィンガ８−１〜８−
ｋで逆拡散・復調され、合成部９でＲＡＫＥ合成され
て、後段の信号判定部（不図示）に送られる。

【００７３】本実施形態のサンプリングレート変換＆キ
ャリア分離フィルタ８５の構成は図１５（ｂ）のサンプ
リングレート変換器と同様であり、タップ制御方法は図
１５（ｂ）の説明で述べた方法と同様である。サンプリ
ングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５と図１６の
サンプリングレート変換器７０との相違点は、タップ係
数ｈ（ｋ）とタップ数Ｎ_tap のパラメータの違いであ
る。

【００７４】すなわち、図１６のサンプリングレート変
換器７０は、フィルタタップ係数は、サンプリングレー
ト変換時のインターポレーション処理で生じるエイリア
スを除去する帯域特性を持つ、ローパスフィルタの伝達
関数Ｈ₂ （ω）で決定される。タップ数はＮ_tap2で構成
される。

【００７５】これに対し、図１７のサンプリングレート
変換＆キャリア分離フィルタ８５のフィルタタップ係数
は、サンプリングレート変換のエイリアス除去よりも、
より狭帯域な特性を要求されるキャリア分離フィルタの
伝達関数Ｈ₁ （ω）で決定される。タップ数はＮ
_tap1（一般的にＮ_tap1＞Ｎ_tap2）で構成される。

【００７６】図１８は、図１６のサンプリングレート変
換器７０の伝達関数と図１７のサンプリングレート変換
＆キャリア分離フィルタ８５の伝達関数の一例を示す図
である。同図において、実線がＨ₁ （ω）、破線がＨ₂
（ω）である。

【００７７】同図はＨ₁ （ω）の受信ルートロールオフ
特性、Ｈ₂ （ω）は８倍オーバサンプルで生じたエイリ
アスを除去するための、カットオフ周波数ｆ＝２のロー
パスフィルタ特性を示す。横軸の周波数はチップレート
で正規化して表している。同図に示すように、Ｈ
₁ （ω）の方が、Ｈ₂ （ω）よりも伝達特性の幅が小さ
いため、サンプリングレート変換器のエイリアス除去機
能をキャリア分離フィルタの機能で代用することが可能
である。従って、図１７のサンプリングレート変換＆キ
ャリア分離フィルタ８５の伝達関数は、図１６のキャリ
ア分離フィルタ５７と同じになるように設定し、かつ、
図１５で説明したような方法で、タップ係数の切り替え
を行うようにすれば、サンプリングレート変換機能とキ
ャリア分離機能の両方を１つのＦＩＲフィルタで実現す
ることが可能となる。

【００７８】以上述べたように、本発明の実施形態によ
れば、セルラＣＤＭＡ基地局の受信装置において、ＲＦ
部とベースバンド処理部を接続するインタフェースの信
号線数を削減することができる。また、複数キャリアを
受信するセクタフリー構成のＣＤＭＡ基地局の実現を容
易にする。

【００７９】更に、上記インタフェースの信号線がキャ
リア数に依存しないため、同一インタフェースを用いて
ベースバンド処理部をモジュール化することが可能とな
る。これにより基地局に収容するチャネル数を段階的に
増大する構成を実現できる。

【００８０】また、更に、複数のチップレートを収容す
るＣＤＭＡシステムにおいて、ベースバンド処理の切り
替えによりチップレートの変更が可能となる。これによ
りマルチチップレートに柔軟に対応可能な構成を実現で
きる。

【００８１】また、更に、デジタル直交検波により、高
精度、高安定、無調整でバラツキのない直交復調特性を
実現する。そして、サンプリングレート変換器との併用
により、チップレートに依存せずに、所望のチップレー
トを選択できるため、装置設計の自由度が高い構成が可
能となる。

【００８２】

【発明の効果】本発明によれば、ＣＤＭＡ信号の受信機
において、ＲＦ帯域の信号のレートで動作する回路とベ
ースバンド帯域の信号のレートで動作する回路を接続す
るインタフェースの信号線を削減することができる。ま
た、該受信機において、セクタフリー構成を容易に実現
可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図であ
る。

【図２】複素フィルタの構成例を示したブロック図であ
る。

【図３】本発明の第２の実施形態を示すブロック図であ
る。

【図４】第２の実施形態における周波数シフトのための
構成例と実数フィルタの構成例を示すブロック図であ
る。

【図５】周波数シフト器の構成例を示すブロック図であ
る。

【図６】本発明の第３の実施形態を示すブロック図であ
る。

【図７】本発明の第４の実施形態を示すブロック図であ
る。

【図８】本発明の第５の実施形態を示すブロック図であ
る。

【図９】本発明の第６の実施形態を示すブロック図であ
る。

【図１０】本発明の第７の実施形態を示すブロック図で
ある。

【図１１】タップ間引きフィルタの構成例を示すブロッ
ク図である。

【図１２】本発明の第８の実施形態を示すブロック図で
ある。

【図１３】図１２の実施形態におけるデジタル直交検波
器の構成を示すブロック図である。

【図１４】本発明の第９の実施形態を示すブロック図で
ある。

【図１５】サンプリングレート変換器の構成を示すブロ
ック図である。

【図１６】本発明の第１０の実施形態を示すブロック図
である。

【図１７】本発明の第１１の実施形態を示すブロック図
である。

【図１８】図１６のサンプリングレート変換器の伝達関
数と図１７のサンプリングレート変換＆キャリア分離フ
ィルタの伝達関数の例を示す図である。

【図１９】従来のマルチキャリアＣＤＭＡ信号の受信機
の構成を示す図である。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ ＲＸ（受信器） ３ 直交検波器 ４−１、４−２、４０−１〜４０−ｎｍ、６０ Ａ
／Ｄ変換器 ５ インタフェース ６−１〜６−ｋ、３５−１〜３５−ｋ 複素フィル
タ ７−１〜７−ｋ、２０−１〜２０−ｋ、３６−１〜３６
−ｋ、５６ 複素乗算部 ８−１〜８−ｋ フィンガ ９ 合成部 １０、２６ 遅延器 １３−１〜１３−ｎ、２５、２９−１〜２９−ｎ
乗算器 １４、３０ 加算器 ２１−１〜２１−ｋ、４５−１〜４５−ｋ、５７
（キャリア分離）フィルタ ３１、３２ 乗算器 ３３ 遅延器 ３７、４１、６１ セレクタ ４２−１〜４２−ｎ、４７ ＲＡＫＥ受信部 ５０−１〜５０−ｋ タップ間引きフィルタ ５５ デジタル直交検波器 ６２−１、６２−２ 符号変換器 ７０ サンプリングレート変換器 ７５ インターポレータ ７６ フィルタ ７７ デシメータ ８５ サンプリングレート変換＆キャリア分離フィ
ルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長谷 和男 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 浜田 一 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 浅野 賢彦 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE32

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数のキャリア周波数に変調されたスペク
   トラム拡散信号を復調する受信機において、 複数のチャネルのキャリア信号が多重化された信号を一
   括して所定の周波数帯域の多重信号に変換する検波手段
   と、 該検波手段により得られた信号に対し、キャリア分離
   と、周波数シフトとを施すキャリア分離手段と、 該分離及び、周波数シフトにより得られた各チャネルの
   ベースバンド信号に対して逆拡散、復調を行う逆拡散復
   調手段と、を備えることを特徴とする受信機。
2. 【請求項２】前記キャリア分離手段は、 前記キャリア分離を行うキャリア分離フィルタ手段と、 該分離された各チャネルのキャリア信号の中心周波数を
   ０Ｈｚに変換する周波数シフト手段とを備えることを特
   徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 【請求項３】前記周波数シフト手段は、位相回転量を生
   成する複素乗算器と遅延器のループを有し、所定の周期
   で該遅延器の値を初期化することを特徴とする請求項２
   に記載の受信機。
4. 【請求項４】前記キャリア分離手段は、 前記多重信号に含まれる所望のチャネルのキャリアの信
   号の中心周波数を０Ｈｚにシフトする周波数シフト手段
   と、 該周波数シフト手段によって中心周波数が０Ｈｚにシフ
   トされたキャリア信号のみを、複数のキャリアの信号が
   含まれる該多重信号から抽出するフィルタ手段とを備え
   ることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
5. 【請求項５】更に、前記フィルタ手段の出力を、複数の
   前記逆拡散復調手段の入力に接続するセレクタ手段を備
   え、該複数の逆拡散復調手段の出力を合成してＲＡＫＥ
   受信を行うことを特徴とする請求項４に記載の受信機。
6. 【請求項６】更に、前記キャリア分離フィルタ手段の１
   つの出力を、一つの前記逆拡散復調手段の入力に接続す
   るセレクタ手段を備え、該逆拡散復調手段の出力を合成
   してＲＡＫＥ受信を行うことを特徴とする請求項２に記
   載の受信機。
7. 【請求項７】前記検波手段、前記キャリア分離手段、及
   び前記逆拡散復調手段は、それぞれ複数系統設けられて
   おり、該各系統のキャリア分離手段の出力を任意の該逆
   拡散復調手段の入力に接続可能なセレクタ手段を更に備
   えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
8. 【請求項８】前記検波手段、前記キャリア分離手段、及
   び前記逆拡散復調手段は、それぞれ複数系統設けられて
   おり、該各系統の検波手段から受け取った信号を任意の
   該キャリア分離手段に接続可能なセレクタ手段を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
9. 【請求項９】前記キャリア分離手段は、前記キャリア分
   離を実行するデジタルフィルタを有し、該デジタルフィ
   ルタは前記逆拡散復調手段における逆拡散タイミングに
   対応するタップのみを演算することを特徴とする請求項
   １に記載の受信機。
10. 【請求項１０】前記検波手段は、受信信号をＡ／Ｄ変換
    器でサンプリングし、該サンプリングにより得られたデ
    ジタル値をデジタル処理することにより直交検波を行う
    ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
11. 【請求項１１】前記キャリア分離手段は、前記デジタル
    処理による直交検波により得られる信号のレートを、チ
    ップレート／シンボルレート、または、チップレート／
    シンボルレートの整数倍に変換するサンプリングレート
    変換手段を備えることを特徴とする請求項１０に記載の
    受信機。
12. 【請求項１２】前記キャリア分離手段は、所望のキャリ
    アの信号の中心周波数を０Ｈｚに周波数シフトした後、
    該所望のキャリアの信号に対して前記サンプリングレー
    ト変換手段によりサンプリングレートの変換を行い、該
    サンプリングレート変換後の信号から該所望のキャリア
    の信号を分離することを特徴とする請求項１１に記載の
    受信機。
13. 【請求項１３】前記サンプリングレート変換手段の機能
    と前記キャリア分離機能とを、タップ係数の切り替え機
    能を持つ１つのデジタルフィルタにより実現することを
    特徴とする請求項１１に記載の受信機。
14. 【請求項１４】複数のキャリア周波数に変調されたスペ
    クトラム拡散信号を復調する受信方法において、 （ａ）複数のチャネルのキャリア信号が多重化された信
    号を、一括して所定の周波数帯域の多重信号に変換する
    ステップと、 （ｂ）該ステップ（ａ）により得られた多重信号に対
    し、キャリア分離と、周波数シフトとを施すステップ
    と、 （ｃ）該分離及び、周波数シフトにより得られた各チャ
    ネルのベースバンド信号に対して逆拡散、復調を行うス
    テップと、を備えることを特徴とする受信方法。
15. 【請求項１５】前記ステップ（ｂ）は、 前記多重信号から所望のキャリア信号を分離した後、該
    分離された各チャネルのキャリア信号の中心周波数を０
    Ｈｚに変換することを特徴とする請求項１４に記載の受
    信方法。
16. 【請求項１６】前記ステップ（ｂ）は、 前記多重信号に含まれる所望のチャネルのキャリア信号
    の中心周波数を０Ｈｚにシフトした後、中心周波数が０
    Ｈｚにシフトされたキャリア信号のみを、複数のキャリ
    アの信号が含まれる該多重信号から抽出することを特徴
    とする請求項１４に記載の受信方法。
17. 【請求項１７】前記受信方法は、ＲＡＫＥ受信を行うこ
    とを特徴とする請求項１４に記載の受信方法。
18. 【請求項１８】前記ステップ（ｂ）では、デジタルフィ
    ルタを使用し、前記ステップ（ｃ）における逆拡散タイ
    ミングに対応するタップのみを演算することを特徴とす
    る請求項１４に記載の受信方法。
19. 【請求項１９】前記ステップ（ａ）は、受信信号をＡ／
    Ｄ変換器でサンプリングし、該サンプリングにより得ら
    れたデジタル値をデジタル処理することにより直交検波
    を行うことを特徴とする請求項１４に記載の受信方法。
20. 【請求項２０】前記ステップ（ｂ）は、前記デジタル処
    理による直交検波により得られる信号のレートを、チッ
    プレート／シンボルレート、または、チップレート／シ
    ンボルレートの整数倍に変換することを特徴とする請求
    項１９に記載の受信方法。
21. 【請求項２１】前記ステップ（ｂ）は、所望のキャリア
    の信号の中心周波数を０Ｈｚに周波数シフトした後、該
    所望のキャリアの信号に対して前記サンプリングレート
    変換手段によりサンプリングレートの変換を行い、該サ
    ンプリングレート変換後の信号から該所望のキャリアの
    信号を分離することを特徴とする請求項２０に記載の受
    信方法。
22. 【請求項２２】前記サンプリングレート変換機能と前記
    キャリア分離機能とを、タップ係数の切り替え機能を持
    つ１つのデジタルフィルタにより実現することを特徴と
    する請求項２０に記載の受信方法。