JPH10189272A - 陰極予加熱作用を有するランプ用安定器回路 - Google Patents
陰極予加熱作用を有するランプ用安定器回路Info
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- JPH10189272A JPH10189272A JP9254015A JP25401597A JPH10189272A JP H10189272 A JPH10189272 A JP H10189272A JP 9254015 A JP9254015 A JP 9254015A JP 25401597 A JP25401597 A JP 25401597A JP H10189272 A JPH10189272 A JP H10189272A
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- signal
- lamp
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- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
- H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】陰極が十分加熱される前にランプが点弧するの
を防ぐガス放電ランプ用安定器回路を提供する。 【解決手段】電力スイッチを制御する構成において、比
較器１８回路が第一入力節点の信号を第二入力節点の周
期的基準信号と比較し、比較された第一の信号が比較さ
れた第二の信号より大きくなったとき状態を変え、且
つ、次いで、比較された第二の信号が比較された第一の
信号より大きくなったとき更に状態を変える比較器出力
信号を発生する。第一の回路が、ランプ陰極が加熱され
る間ランプの点弧を防ぐために、変換器を最初に付勢し
たとき第一入力節点に信号を発生する。第一入力節点に
ランプを点弧させる信号を発生する第二の回路が、共振
負荷回路の交流電流を検知し、交流電流に比例する帰還
信号を発生する帰還回路を含む。変換回路が最初に付勢
されてから、ランプ陰極が加熱される予定期間の後、帰
還信号が第一入力節点に結合される。
を防ぐガス放電ランプ用安定器回路を提供する。 【解決手段】電力スイッチを制御する構成において、比
較器１８回路が第一入力節点の信号を第二入力節点の周
期的基準信号と比較し、比較された第一の信号が比較さ
れた第二の信号より大きくなったとき状態を変え、且
つ、次いで、比較された第二の信号が比較された第一の
信号より大きくなったとき更に状態を変える比較器出力
信号を発生する。第一の回路が、ランプ陰極が加熱され
る間ランプの点弧を防ぐために、変換器を最初に付勢し
たとき第一入力節点に信号を発生する。第一入力節点に
ランプを点弧させる信号を発生する第二の回路が、共振
負荷回路の交流電流を検知し、交流電流に比例する帰還
信号を発生する帰還回路を含む。変換回路が最初に付勢
されてから、ランプ陰極が加熱される予定期間の後、帰
還信号が第一入力節点に結合される。
Description
【０００１】
【関連出願】本出願は、本出願と同一の発明者及び同一
の出願人による、米国出願番号０８／６４４、４６６、
１９９６年５月１０日出願及び米国出願番号０８／６４
４、３１８（平成９年特許願第１１８５３５号）と関連
する。
の出願人による、米国出願番号０８／６４４、４６６、
１９９６年５月１０日出願及び米国出願番号０８／６４
４、３１８（平成９年特許願第１１８５３５号）と関連
する。
【０００２】
【発明の属する技術分野】本発明はガス放電ランプ用の
安定器回路即ち電源回路に関するものである。更に詳し
くは再生式に制御される複数の電力スイッチを用い、陰
極予加熱作用を含む安定器回路に関するものである。
安定器回路即ち電源回路に関するものである。更に詳し
くは再生式に制御される複数の電力スイッチを用い、陰
極予加熱作用を含む安定器回路に関するものである。
【０００３】
【発明の背景】蛍光ランプのようなガス放電ランプは典
型的には、交流線路電圧を高周波交流電圧に変換して、
ガス放電ランプを含む共振負荷回路に印加する安定器回
路を利用する。共振負荷回路は、共振負荷回路に流れる
電流の共振周波数を定める共振インダクタおよび共振コ
ンデンサを含む。安定器回路は典型的には一対の電力ス
イッチを有する直列半ブリッジ形直流−交流変換器を含
み、該電力スイッチは共振負荷回路の一端を直流母線電
圧とアースとに交互に接続して、共振負荷回路に上述の
交流電圧を印加する。典型的には変換器のスイッチを再
生様式、即ち自己共振様式で制御するゲート駆動回路を
設ける。
型的には、交流線路電圧を高周波交流電圧に変換して、
ガス放電ランプを含む共振負荷回路に印加する安定器回
路を利用する。共振負荷回路は、共振負荷回路に流れる
電流の共振周波数を定める共振インダクタおよび共振コ
ンデンサを含む。安定器回路は典型的には一対の電力ス
イッチを有する直列半ブリッジ形直流−交流変換器を含
み、該電力スイッチは共振負荷回路の一端を直流母線電
圧とアースとに交互に接続して、共振負荷回路に上述の
交流電圧を印加する。典型的には変換器のスイッチを再
生様式、即ち自己共振様式で制御するゲート駆動回路を
設ける。
【０００４】前述の関連出願は、再生式ゲート駆動回路
を行うもので、静止的に行える利点がある。そのような
ものは、従来の回路の多くが必要とするような磁気変圧
器を用いる必要がなく、且つ、素子の多くは集積回路で
実現できる。しかし、前記関連出願のゲート駆動回路は
改良し、且つ、陰極予加熱作用を含ませるのが望まし
く、これにより、ランプの陰極は、ランプ点弧前に予定
の期間加熱される。陰極予加熱期間、陰極が十分加熱さ
れる前にランプが点弧するのを防ぐために低いランプ電
圧に維持するのが望ましい。
を行うもので、静止的に行える利点がある。そのような
ものは、従来の回路の多くが必要とするような磁気変圧
器を用いる必要がなく、且つ、素子の多くは集積回路で
実現できる。しかし、前記関連出願のゲート駆動回路は
改良し、且つ、陰極予加熱作用を含ませるのが望まし
く、これにより、ランプの陰極は、ランプ点弧前に予定
の期間加熱される。陰極予加熱期間、陰極が十分加熱さ
れる前にランプが点弧するのを防ぐために低いランプ電
圧に維持するのが望ましい。
【０００５】
【発明の目的】従って、本発明の目的は、一対の電力ス
イッチを制御する、磁気変圧器を必要としない再生式帰
還回路を含み、且つ、陰極予加熱作用を有するガス放電
ランプ用安定器回路を提供することである。本発明のも
う一つの目的は、上述の形式のガス放電ランプ用安定器
回路において、陰極予加熱期間、陰極が十分加熱される
前にランプが点弧するのを防ぐためにランプ電圧を十分
低くく維持する安定器回路を提供することである。
イッチを制御する、磁気変圧器を必要としない再生式帰
還回路を含み、且つ、陰極予加熱作用を有するガス放電
ランプ用安定器回路を提供することである。本発明のも
う一つの目的は、上述の形式のガス放電ランプ用安定器
回路において、陰極予加熱期間、陰極が十分加熱される
前にランプが点弧するのを防ぐためにランプ電圧を十分
低くく維持する安定器回路を提供することである。
【０００６】
【発明の概要】本発明の一態様によれば、共振負荷回路
内に含まれるガス放電ランプ用の安定器回路が抵抗加熱
陰極を有する。直流−交流変換回路が共振負荷回路に交
流電流を供給する。変換回路は、直流電圧母線導体と基
準導体との間に直列に接続された第１および第２のスイ
ッチを有し、交流電流が流れる共通接続点を有する。変
換スイッチを制御する装置において、比較器回路が第一
入力節点の信号を第二入力節点の周期的基準信号と比較
し、比較された第一の信号が比較された第二の信号より
大きくなったとき状態を変え、且つ、次いで、比較され
た第二の信号が比較された第一の信号より大きくなった
とき更に状態を変える比較器出力信号を発生する。比較
器出力信号に応答して周期的基準信号を発生する回路が
ある。第一の回路が、ランプ陰極が加熱される間ランプ
の点弧を防ぐために、変換器を最初に付勢したとき第一
入力節点に信号を発生する。ランプを点弧させる信号を
第一入力節点に発生する第二の回路が、共振負荷回路の
交流電流を検知し、交流電流に比例する帰還信号を発生
する帰還回路を含む。変換回路が最初に付勢されてか
ら、ランプ陰極が加熱される予定の期間後、帰還信号は
第一入力節点に結合される。
内に含まれるガス放電ランプ用の安定器回路が抵抗加熱
陰極を有する。直流−交流変換回路が共振負荷回路に交
流電流を供給する。変換回路は、直流電圧母線導体と基
準導体との間に直列に接続された第１および第２のスイ
ッチを有し、交流電流が流れる共通接続点を有する。変
換スイッチを制御する装置において、比較器回路が第一
入力節点の信号を第二入力節点の周期的基準信号と比較
し、比較された第一の信号が比較された第二の信号より
大きくなったとき状態を変え、且つ、次いで、比較され
た第二の信号が比較された第一の信号より大きくなった
とき更に状態を変える比較器出力信号を発生する。比較
器出力信号に応答して周期的基準信号を発生する回路が
ある。第一の回路が、ランプ陰極が加熱される間ランプ
の点弧を防ぐために、変換器を最初に付勢したとき第一
入力節点に信号を発生する。ランプを点弧させる信号を
第一入力節点に発生する第二の回路が、共振負荷回路の
交流電流を検知し、交流電流に比例する帰還信号を発生
する帰還回路を含む。変換回路が最初に付勢されてか
ら、ランプ陰極が加熱される予定の期間後、帰還信号は
第一入力節点に結合される。
【０００７】
【好適実施例の説明】図１は、小形蛍光ランプのような
ガス放電ランプ１２用電子式安定器の構成を示す。ラン
プ１２は抵抗加熱陰極１２Ａ及び１２Ｂを含む。変換回
路１４は共振負荷回路１６に交流電流を供給する。共振
負荷回路１６はランプ１２、共振インダクタＬR 、共振
コンデンサＣR1、及び、好ましくは、ランプ１２を分路
する別のコンデンサＣR2を含み、コンデンサＣR2の容量
は共振コンデンサＣR1の容量を増大する。電流検知帰還
抵抗ＲF は、実線で示す導体１３Ａか破線で示す導体１
３Ｂのいずれかによって陰極に接続され、その位置の選
択は共振負荷回路１６内に存在する電圧レベルによって
決めるのが普通である。変換回路１４の詳細は後述す
る。
ガス放電ランプ１２用電子式安定器の構成を示す。ラン
プ１２は抵抗加熱陰極１２Ａ及び１２Ｂを含む。変換回
路１４は共振負荷回路１６に交流電流を供給する。共振
負荷回路１６はランプ１２、共振インダクタＬR 、共振
コンデンサＣR1、及び、好ましくは、ランプ１２を分路
する別のコンデンサＣR2を含み、コンデンサＣR2の容量
は共振コンデンサＣR1の容量を増大する。電流検知帰還
抵抗ＲF は、実線で示す導体１３Ａか破線で示す導体１
３Ｂのいずれかによって陰極に接続され、その位置の選
択は共振負荷回路１６内に存在する電圧レベルによって
決めるのが普通である。変換回路１４の詳細は後述す
る。
【０００８】比較器１８は変換回路１４に対する制御信
号を生じ、この信号は最初に反転バッフア２０を通り、
次いで、線２２上に電圧信号Ｖ22として供給される。比
較器１８は入力電圧信号Ｖ- が存在する「−」の符号を
付した反転入力と入力電圧信号Ｖ+ が存在する「＋」の
符号を付した非反転入力を有する。後で述べる抵抗２４
及びＲ1 は、それぞれ出力信号Ｖ22から入力電圧信号Ｖ
+ 及びＶ- への帰還路となる。比較器１８の安定な動作
を確実にするために、反転バッフア２０は比較器から出
力信号Ｖ22までの伝播遅延を与える。従って、信号Ｖ22
は、入力電圧Ｖ + 及びＶ- が安定化した後でのみ状態を
変える。
号を生じ、この信号は最初に反転バッフア２０を通り、
次いで、線２２上に電圧信号Ｖ22として供給される。比
較器１８は入力電圧信号Ｖ- が存在する「−」の符号を
付した反転入力と入力電圧信号Ｖ+ が存在する「＋」の
符号を付した非反転入力を有する。後で述べる抵抗２４
及びＲ1 は、それぞれ出力信号Ｖ22から入力電圧信号Ｖ
+ 及びＶ- への帰還路となる。比較器１８の安定な動作
を確実にするために、反転バッフア２０は比較器から出
力信号Ｖ22までの伝播遅延を与える。従って、信号Ｖ22
は、入力電圧Ｖ + 及びＶ- が安定化した後でのみ状態を
変える。
【０００９】タイマ回路２５は、変換回路１４を付勢し
たときに、典型的には約１秒間スイッチ２６を開放、即
ち、非導通にする。変換回路１４が付勢したときに、基
準電圧ＶR が供給されて、抵抗３０を通してコンデンサ
２８を充電する。コンデンサ２８の電圧は、反転バッフ
ア３２の三角形の記号上にヒステリシス記号を付したよ
うに、ヒステリシス特性を有する直列結合の一対の反転
バッフア３２を駆動する。これらのバッフアは、典型的
には一秒間の予定の期間後に電圧を際立って上昇させ
て、スイッチ２６を閉じさせる。スイッチ２６は好まし
くはｎチャネルエンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴのよう
なアナログ・スイッチである。
たときに、典型的には約１秒間スイッチ２６を開放、即
ち、非導通にする。変換回路１４が付勢したときに、基
準電圧ＶR が供給されて、抵抗３０を通してコンデンサ
２８を充電する。コンデンサ２８の電圧は、反転バッフ
ア３２の三角形の記号上にヒステリシス記号を付したよ
うに、ヒステリシス特性を有する直列結合の一対の反転
バッフア３２を駆動する。これらのバッフアは、典型的
には一秒間の予定の期間後に電圧を際立って上昇させ
て、スイッチ２６を閉じさせる。スイッチ２６は好まし
くはｎチャネルエンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴのよう
なアナログ・スイッチである。
【００１０】陰極予加熱作用 変換回路１４が付勢後、スイッチ２６が開放している期
間の比較器１８の動作について記述する。図１に加え
て、図２をみると、これには出力電圧信号Ｖ22、入力電
圧信号Ｖ-、Ｖ+の簡略電圧波形が示されている。図２に
示すように、期間Ｔ1 は、変換回路１４が付勢された後
スイッチ２６が開放している期間である。この期間、陰
極１２Ａ及び１２Ｂは共振負荷回路１６の電流によって
加熱される。期間Ｔ1 の間、その電流の周波数は、例え
ば、ランプ１２の早すぎる点弧を防ぐために適当なレベ
ルに設定される。比較器１８に接続される回路は、負荷
回路１６の電流の周波数を決める。具体的には、負荷電
流周波数は、陰極予熱期間中は負荷回路１６の固有共振
周波数より２０乃至５０パーセント高く選択するのが普
通である。これにより、ランプ電圧を低く保って、ラン
プの早すぎる点弧を防ぎながら、ランプ陰極に十分な電
流を維持して、ランプ点弧前にランプ陰極を適当に加熱
させる。
間の比較器１８の動作について記述する。図１に加え
て、図２をみると、これには出力電圧信号Ｖ22、入力電
圧信号Ｖ-、Ｖ+の簡略電圧波形が示されている。図２に
示すように、期間Ｔ1 は、変換回路１４が付勢された後
スイッチ２６が開放している期間である。この期間、陰
極１２Ａ及び１２Ｂは共振負荷回路１６の電流によって
加熱される。期間Ｔ1 の間、その電流の周波数は、例え
ば、ランプ１２の早すぎる点弧を防ぐために適当なレベ
ルに設定される。比較器１８に接続される回路は、負荷
回路１６の電流の周波数を決める。具体的には、負荷電
流周波数は、陰極予熱期間中は負荷回路１６の固有共振
周波数より２０乃至５０パーセント高く選択するのが普
通である。これにより、ランプ電圧を低く保って、ラン
プの早すぎる点弧を防ぎながら、ランプ陰極に十分な電
流を維持して、ランプ点弧前にランプ陰極を適当に加熱
させる。
【００１１】図２から分かるように、出力電圧Ｖ22は高
値と零との間で矩形波状に変化する。図から分かるよう
に、信号Ｖ22が低状態から高状態へ切り替わる点は信号
Ｖ - が信号Ｖ+ を越えたときに生じる。信号Ｖ22が高状
態から低状態へ切り替わる点は信号Ｖ+ が信号Ｖ-を越
えたときに生じる。近似的な三角形信号Ｖ+ は、抵抗２
４を通してコンデンサ３４をそれぞれ充電或いは放電す
る高或いは低信号Ｖ 22から発生する。電圧信号Ｖ+ の上
向き及び下向きの傾斜をかなり直線的にして、信号Ｖ+
が信号Ｖ- の値を越えるとき、比較器１８の出力に明確
な変化を生じるようにするのが好ましい。例えば、信号
Ｖ+ の直線部分はコンデンサ３４（図１）の充電及び放
電の時定数の４分の１とするのが好ましい。
値と零との間で矩形波状に変化する。図から分かるよう
に、信号Ｖ22が低状態から高状態へ切り替わる点は信号
Ｖ - が信号Ｖ+ を越えたときに生じる。信号Ｖ22が高状
態から低状態へ切り替わる点は信号Ｖ+ が信号Ｖ-を越
えたときに生じる。近似的な三角形信号Ｖ+ は、抵抗２
４を通してコンデンサ３４をそれぞれ充電或いは放電す
る高或いは低信号Ｖ 22から発生する。電圧信号Ｖ+ の上
向き及び下向きの傾斜をかなり直線的にして、信号Ｖ+
が信号Ｖ- の値を越えるとき、比較器１８の出力に明確
な変化を生じるようにするのが好ましい。例えば、信号
Ｖ+ の直線部分はコンデンサ３４（図１）の充電及び放
電の時定数の４分の１とするのが好ましい。
【００１２】一方、時間スイッチ２６が開放している間
は、基準電圧ＶR で駆動される抵抗Ｒ2 及びＲ3 からな
る抵抗分圧器の動作によって近似的矩形信号Ｖ- が発生
する。そのような基準電圧は時間タイマ２４のコンデン
サ２８を充電する電圧と同じ電圧であるのが好ましい。
具体的にはその抵抗分圧器は節点３６上の電圧の直流成
分を与える。節点３６上の電圧の他の成分は、抵抗Ｒ1
の一端が節点３６に接続され、他端が節点２２に接続さ
れて信号Ｖ22を受ける動作により得られる。その結果、
節点３６上の電圧、即ち、Ｖ- は、図２に示す期間Ｔ1
の期間は矩形波である。このような矩形波信号の垂直方
向３８は信号Ｖ22が一つの状態から他の状態に変化する
ときを決め、そして、結果的には共振負荷回路１６の電
流の周波数を決める。垂直方向３８は次いで抵抗Ｒ1 の
値によって決まる。
は、基準電圧ＶR で駆動される抵抗Ｒ2 及びＲ3 からな
る抵抗分圧器の動作によって近似的矩形信号Ｖ- が発生
する。そのような基準電圧は時間タイマ２４のコンデン
サ２８を充電する電圧と同じ電圧であるのが好ましい。
具体的にはその抵抗分圧器は節点３６上の電圧の直流成
分を与える。節点３６上の電圧の他の成分は、抵抗Ｒ1
の一端が節点３６に接続され、他端が節点２２に接続さ
れて信号Ｖ22を受ける動作により得られる。その結果、
節点３６上の電圧、即ち、Ｖ- は、図２に示す期間Ｔ1
の期間は矩形波である。このような矩形波信号の垂直方
向３８は信号Ｖ22が一つの状態から他の状態に変化する
ときを決め、そして、結果的には共振負荷回路１６の電
流の周波数を決める。垂直方向３８は次いで抵抗Ｒ1 の
値によって決まる。
【００１３】同期動作 スイッチ２６が閉じると、タイマ回路２５の上述した動
作により帰還電圧ＶFは節点３６上の電圧を支配する電
圧となり、従って、比較器入力信号Ｖ- を実質的に決め
る。これは、帰還抵抗ＲF の値が抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、及び
Ｒ3 並びに抵抗Ｒ4 及びＲ5 の値よりもかなり小さいか
らである。後者の二つの抵抗、即ち、Ｒ 4 及びＲ5 の両
端に基準電圧ＶR が印加され、それらの共通接続節点４
０の電圧に直流レベルを与える。この直流レベルは抵抗
Ｒ2 及びＲ3 による節点３６に与えられる直流レベルと
同じであるのが好ましく、その結果、スイッチ２６が閉
じられる前はスイッチ２６の両端の電圧は近似的に零と
なる。帰還抵抗ＲF の両端に発生する電圧と回路網Ｒ4
及びＲ5 によって与えられる直流レベルとの適正な結合
を得るためにコンデンサ４２が用いられる。
作により帰還電圧ＶFは節点３６上の電圧を支配する電
圧となり、従って、比較器入力信号Ｖ- を実質的に決め
る。これは、帰還抵抗ＲF の値が抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、及び
Ｒ3 並びに抵抗Ｒ4 及びＲ5 の値よりもかなり小さいか
らである。後者の二つの抵抗、即ち、Ｒ 4 及びＲ5 の両
端に基準電圧ＶR が印加され、それらの共通接続節点４
０の電圧に直流レベルを与える。この直流レベルは抵抗
Ｒ2 及びＲ3 による節点３６に与えられる直流レベルと
同じであるのが好ましく、その結果、スイッチ２６が閉
じられる前はスイッチ２６の両端の電圧は近似的に零と
なる。帰還抵抗ＲF の両端に発生する電圧と回路網Ｒ4
及びＲ5 によって与えられる直流レベルとの適正な結合
を得るためにコンデンサ４２が用いられる。
【００１４】期間Ｔ2 の間、帰還電圧ＶF が実効的に比
較器入力電圧Ｖ- を決めるので、出力電圧Ｖ22が高値或
いは低値へ変移するときの転移点は期間Ｔ1 に対して表
した矩形波によってはもはや決まらない。むしろ、近似
的な正弦波形Ｖ- が三角形波Ｖ+ と交差して、共振負荷
回路１６の固有共振周波数と同期する傾向の周波数とな
る。従って、期間Ｔ2 の間に、共振負荷回路１６がその
共振周波数に自然に近づいてランプ点弧が生じさせられ
る。点弧後、ランプ１２の抵抗はかなり減少し、共振負
荷回路１６の動作周波数はそのために変化して、ランプ
点弧時のとは異なる定常状態の値となる。
較器入力電圧Ｖ- を決めるので、出力電圧Ｖ22が高値或
いは低値へ変移するときの転移点は期間Ｔ1 に対して表
した矩形波によってはもはや決まらない。むしろ、近似
的な正弦波形Ｖ- が三角形波Ｖ+ と交差して、共振負荷
回路１６の固有共振周波数と同期する傾向の周波数とな
る。従って、期間Ｔ2 の間に、共振負荷回路１６がその
共振周波数に自然に近づいてランプ点弧が生じさせられ
る。点弧後、ランプ１２の抵抗はかなり減少し、共振負
荷回路１６の動作周波数はそのために変化して、ランプ
点弧時のとは異なる定常状態の値となる。
【００１５】図３は、図１でブロックで表した変換回路
１４の好適実施例を示す。線２２上の出力電圧Ｖ22（図
１）は、図４に関連して後述する分相−不感時間−レベ
ルシフト回路５０によって受け取られる。回路５０は線
５０Ａ及び５０Ｂ上に適切な信号を供給し、これらは普
通のバッファ７０及び７２によってそれぞれ受け取られ
る。これらのバッファはＭＯＳＦＥＴスイッチＱ1 及び
Ｑ2 のゲートを低インピーダンスで駆動するのに用いら
れる。スイッチＱ1 及びＱ2 の共通接続が直流阻止コン
デンサ３９を介して共振インダクタＬR に接続され、基
準節点６０（例えば、アース）にあるスイッチＱ1 の下
側節点は帰還抵抗ＲF に接続される。
１４の好適実施例を示す。線２２上の出力電圧Ｖ22（図
１）は、図４に関連して後述する分相−不感時間−レベ
ルシフト回路５０によって受け取られる。回路５０は線
５０Ａ及び５０Ｂ上に適切な信号を供給し、これらは普
通のバッファ７０及び７２によってそれぞれ受け取られ
る。これらのバッファはＭＯＳＦＥＴスイッチＱ1 及び
Ｑ2 のゲートを低インピーダンスで駆動するのに用いら
れる。スイッチＱ1 及びＱ2 の共通接続が直流阻止コン
デンサ３９を介して共振インダクタＬR に接続され、基
準節点６０（例えば、アース）にあるスイッチＱ1 の下
側節点は帰還抵抗ＲF に接続される。
【００１６】図４は、図３の分相−不感時間−レベルシ
フト回路５０の実施例である。図４に示すように、出力
電圧Ｖ22は図５に一実施例を示す不感時間回路６０に印
加される。図５において、抵抗６３及びコンデンサ６５
を含む回路が出力電圧Ｖ22を受け取り、論理ＮＯＴゲー
ト６７に対する電圧Ｖ65のような遅延入力を与える。ゲ
ート６７は、ゲート６７の記号上にヒステリシス記号で
示したようにヒステリシス特性を有する形式のもので、
その入力閾値電圧はその出力電圧の状態の関数である。
ゲート６７は出力電圧Ｖ60を生じ、出力電圧Ｖ60は出力
電圧Ｖ22とは逆の態様で、しかし、それぞれの遅延（又
は、不感時間）間隔６１後にのみ、変化する。６５キロ
−ヘルツで動作するランプに対する典型的な遅延間隔６
１は１マイクロ秒である。
フト回路５０の実施例である。図４に示すように、出力
電圧Ｖ22は図５に一実施例を示す不感時間回路６０に印
加される。図５において、抵抗６３及びコンデンサ６５
を含む回路が出力電圧Ｖ22を受け取り、論理ＮＯＴゲー
ト６７に対する電圧Ｖ65のような遅延入力を与える。ゲ
ート６７は、ゲート６７の記号上にヒステリシス記号で
示したようにヒステリシス特性を有する形式のもので、
その入力閾値電圧はその出力電圧の状態の関数である。
ゲート６７は出力電圧Ｖ60を生じ、出力電圧Ｖ60は出力
電圧Ｖ22とは逆の態様で、しかし、それぞれの遅延（又
は、不感時間）間隔６１後にのみ、変化する。６５キロ
−ヘルツで動作するランプに対する典型的な遅延間隔６
１は１マイクロ秒である。
【００１７】図４に戻ると、不感時間回路の出力電圧Ｖ
60は次いで論理ＡＮＤゲート５１に入力される。ゲート
５１の他の入力は、出力電圧Ｖ22を反転する論理ＮＯＴ
ゲート５２の出力である。ＡＮＤゲート５１の出力であ
る電圧Ｖ51は図４に示されている。出力電圧Ｖ51は普通
のレベル・シフト５４によってレベルが変移され、バッ
ファ７０（図３）を通過してから図３の上側のＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 のゲートを駆動するために導体５０Ａに適切な
信号を与える。
60は次いで論理ＡＮＤゲート５１に入力される。ゲート
５１の他の入力は、出力電圧Ｖ22を反転する論理ＮＯＴ
ゲート５２の出力である。ＡＮＤゲート５１の出力であ
る電圧Ｖ51は図４に示されている。出力電圧Ｖ51は普通
のレベル・シフト５４によってレベルが変移され、バッ
ファ７０（図３）を通過してから図３の上側のＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 のゲートを駆動するために導体５０Ａに適切な
信号を与える。
【００１８】図３の下側のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲートを
駆動するために、図４の回路によってゲート駆動電圧Ｖ
58が作られる。そのために、最初に論理ＮＯＴゲート５
６が不感時間回路の出力電圧Ｖ60を反転し、その結果得
られた電圧を論理ＡＮＤゲート５８の入力として印加す
る。論理ＡＮＤゲート５８の他の入力は出力信号Ｖ22で
ある。ＮＯＴゲート５６を挿入したので、ＡＮＤゲート
５８のゲート駆動出力電圧Ｖ58は図に示すように現れ、
その位相はゲート駆動信号Ｖ51の位相から１８０度ずれ
ている。これが、回路５０の分相作用を実行することに
なる。
駆動するために、図４の回路によってゲート駆動電圧Ｖ
58が作られる。そのために、最初に論理ＮＯＴゲート５
６が不感時間回路の出力電圧Ｖ60を反転し、その結果得
られた電圧を論理ＡＮＤゲート５８の入力として印加す
る。論理ＡＮＤゲート５８の他の入力は出力信号Ｖ22で
ある。ＮＯＴゲート５６を挿入したので、ＡＮＤゲート
５８のゲート駆動出力電圧Ｖ58は図に示すように現れ、
その位相はゲート駆動信号Ｖ51の位相から１８０度ずれ
ている。これが、回路５０の分相作用を実行することに
なる。
【００１９】更に図４に示すように、ゲート駆動信号Ｖ
58の高状態はゲート駆動信号Ｖ51の高状態から、共に前
縁及び後縁が不感時間間隔６１だけ隔てられている。こ
れは、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ1 及びＱ2 の高速動作を
保証する、というのは、いわゆるソフト・スイッチング
法（例えば、零電圧スイッチング）を用いることができ
るからである。
58の高状態はゲート駆動信号Ｖ51の高状態から、共に前
縁及び後縁が不感時間間隔６１だけ隔てられている。こ
れは、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ1 及びＱ2 の高速動作を
保証する、というのは、いわゆるソフト・スイッチング
法（例えば、零電圧スイッチング）を用いることができ
るからである。
【００２０】図３および図４の分相−不感時間−レベル
・シフト回路５０の種々の機能、並びに、図２のバッフ
ァ７０および７２の機能は当業者には容易な方法で実施
できる。例えば、米国カリフォルニア州エルセグンド
（Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ）所在のインターナショナル・
レクティファイア社（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒ
ｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｐａｎｙ）から販売されてい
るＩＲ２１５５型自己発振電力ＭＯＳＦＥＴ／ＩＧＢＴ
ゲート駆動装置を利用して、１９９４年１月１３日付け
のその「プロビジョナル・データ・シート（Ｐｒｏｖｉ
ｓｉｏｎａｌ Ｄａｔａ Ｓｈｅｅｔ）６．０２９」に
例示されている「ブート・ストラップ動作」のための接
続を行うことができる。そのゲート駆動装置を利用する
場合、いわゆるＲＴ入力は開放したままにしておき、こ
こでの出力信号Ｖ22をゲート駆動装置のいわゆるＣＴ入
力に印加することができる。しかし、図４及び図５の不
感時間回路６０の不感時間を設定する能力は、先のゲー
ト駆動装置を用いた場合はない。
・シフト回路５０の種々の機能、並びに、図２のバッフ
ァ７０および７２の機能は当業者には容易な方法で実施
できる。例えば、米国カリフォルニア州エルセグンド
（Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ）所在のインターナショナル・
レクティファイア社（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒ
ｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｐａｎｙ）から販売されてい
るＩＲ２１５５型自己発振電力ＭＯＳＦＥＴ／ＩＧＢＴ
ゲート駆動装置を利用して、１９９４年１月１３日付け
のその「プロビジョナル・データ・シート（Ｐｒｏｖｉ
ｓｉｏｎａｌ Ｄａｔａ Ｓｈｅｅｔ）６．０２９」に
例示されている「ブート・ストラップ動作」のための接
続を行うことができる。そのゲート駆動装置を利用する
場合、いわゆるＲＴ入力は開放したままにしておき、こ
こでの出力信号Ｖ22をゲート駆動装置のいわゆるＣＴ入
力に印加することができる。しかし、図４及び図５の不
感時間回路６０の不感時間を設定する能力は、先のゲー
ト駆動装置を用いた場合はない。
【００２１】１６０ボルトの直流入力電圧で、６５キロ
・ヘルツの動作電流による２５ワットの蛍光ランプ１２
に対する回路の実施例値は次の通りである。共振インダ
クタＬR ・・・・・・・８００マイクロ・ヘンリイ 共振コンデンサＣR1・・・・・・・４．４ナノ・ファラ
ッド 共振コンデンサＣR2・・・・・・・３．３ナノ・ファラ
ッド 帰還抵抗ＲF ・・・・・・・・・・・・１オーム コンデンサ４２・・・・・・・・・３．３ナノ・ファラ
ッド 抵抗Ｒ4 及びＲ5 それぞれ・・・・・・１メガ・オーム 抵抗３０・・・・・・・・・・・・２．４メガ・オーム コンデンサ２８・・・・・・・・・１００ナノ・ファラ
ッド 電圧ＶR ・・・・・・・・・・・・・・５ボルト 抵抗Ｒ2 及びＲ3 それぞれ・・・・・１０キロ・オーム コンデンサ３４・・・・・・・・・３．３ナノ・ファラ
ッド 抵抗２４・・・・・・・・・・・・・１０キロ・オーム 抵抗Ｒ1 ・・・・・・・・・・・・・４７キロ・オーム 直流阻止コンデンサ３９（図３）・・・１マイクロ・フ
ァラッド その外に、インバータ（反転バッファ）３２はそれぞれ
フロリダ州メルボルン（Ｍｅｌｂｏｕｒｎｅ）所在のハ
リス・セミコンダクタ社（Ｈａｒｒｉｓ Ｓｅｍｉｃｏ
ｎｄｕｃｔｏｒ）から販売されている製品名ＣＤ４０１
０６Ｂとし、スイッチ２６は前記ハリス・セミコンダク
タ社によって販売されている製品名ＣＤ４０１６Ｂのｎ
チャネル・エンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴとすること
ができる。
・ヘルツの動作電流による２５ワットの蛍光ランプ１２
に対する回路の実施例値は次の通りである。共振インダ
クタＬR ・・・・・・・８００マイクロ・ヘンリイ 共振コンデンサＣR1・・・・・・・４．４ナノ・ファラ
ッド 共振コンデンサＣR2・・・・・・・３．３ナノ・ファラ
ッド 帰還抵抗ＲF ・・・・・・・・・・・・１オーム コンデンサ４２・・・・・・・・・３．３ナノ・ファラ
ッド 抵抗Ｒ4 及びＲ5 それぞれ・・・・・・１メガ・オーム 抵抗３０・・・・・・・・・・・・２．４メガ・オーム コンデンサ２８・・・・・・・・・１００ナノ・ファラ
ッド 電圧ＶR ・・・・・・・・・・・・・・５ボルト 抵抗Ｒ2 及びＲ3 それぞれ・・・・・１０キロ・オーム コンデンサ３４・・・・・・・・・３．３ナノ・ファラ
ッド 抵抗２４・・・・・・・・・・・・・１０キロ・オーム 抵抗Ｒ1 ・・・・・・・・・・・・・４７キロ・オーム 直流阻止コンデンサ３９（図３）・・・１マイクロ・フ
ァラッド その外に、インバータ（反転バッファ）３２はそれぞれ
フロリダ州メルボルン（Ｍｅｌｂｏｕｒｎｅ）所在のハ
リス・セミコンダクタ社（Ｈａｒｒｉｓ Ｓｅｍｉｃｏ
ｎｄｕｃｔｏｒ）から販売されている製品名ＣＤ４０１
０６Ｂとし、スイッチ２６は前記ハリス・セミコンダク
タ社によって販売されている製品名ＣＤ４０１６Ｂのｎ
チャネル・エンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴとすること
ができる。
【００２２】以上、一対の電力スイッチを制御する、磁
気変圧器を必要としない再生式帰還回路を含み、且つ、
陰極予加熱作用を有するガス放電ランプ用安定器回路を
説明した。有利なことに、陰極予加熱期間、陰極が十分
加熱される前にランプが点弧するのを防ぐためにランプ
電圧を十分低くく維持できる。本発明を特定の実施態様
について詳しく説明したが、当業者には種々の変形およ
び変更をなし得よう。従って、特許請求の範囲は本発明
の趣旨と範囲に合致するこのようなすべての変形および
変更を包含するものであることが理解されるはずであ
る。
気変圧器を必要としない再生式帰還回路を含み、且つ、
陰極予加熱作用を有するガス放電ランプ用安定器回路を
説明した。有利なことに、陰極予加熱期間、陰極が十分
加熱される前にランプが点弧するのを防ぐためにランプ
電圧を十分低くく維持できる。本発明を特定の実施態様
について詳しく説明したが、当業者には種々の変形およ
び変更をなし得よう。従って、特許請求の範囲は本発明
の趣旨と範囲に合致するこのようなすべての変形および
変更を包含するものであることが理解されるはずであ
る。
【図１】一対の電力スイッチの再生的制御を行うための
帰還回路に電子部品のみを使用し、且つ、陰極予加熱作
用を提供するようにしたガス放電ランプ用安定器回路を
部分的にブロックで示す概略図である。
帰還回路に電子部品のみを使用し、且つ、陰極予加熱作
用を提供するようにしたガス放電ランプ用安定器回路を
部分的にブロックで示す概略図である。
【図２】図１の電圧信号Ｖ22、Ｖ-、Ｖ+の簡略電圧波形
図である。
図である。
【図３】図１の変換回路１４の好適実施例を部分的にブ
ロックで示す概略図である。
ロックで示す概略図である。
【図４】図３の分相−不感時間−レベルシフト回路５０
の具体例を示す概略図である。
の具体例を示す概略図である。
【図５】図４の不感時間回路６０の具体例を示す概略図
である。
である。
１２ ランプ １４ 直流−交流変換回路 １６ 共振負荷回路 １８ 比較器 ２０ 反転バッフア ２５ タイマ回路 ２６ スイッチ ４４ 抵抗 ５０ 分相−不感時間−レベルシフト回路 ５４ レベル・シフト回路 ６０ 不感時間回路（遅延回路） ７０ バッファ ７２ バッファ ＬR 共振インダクタ ＣR1，ＣR2 共振コンデンサ Ｑ1 電力スイッチ Ｑ2 電力スイッチ ＲF 帰還抵抗
Claims (9)
- 【請求項１】 抵抗加熱陰極を有するガス放電ランプ用
の安定器回路において、 （ａ）ガス放電ランプを含み、共振インダクタ及び共振
コンデンサを含む共振負荷回路、 （ｂ）前記共振負荷回路に交流電流を供給するために前
記共振負荷回路に結合された直流−交流変換回路であっ
て、前記直流−交流変換回路が、直流電圧母線導体と基
準導体との間に直列接続され、前記交流電流が流れる共
通節点を有する第一および第二のスイッチを含む該直流
−交流変換回路、 （ｃ）前記第一および第二のスイッチを制御するスイッ
チ制御装置であって、（ｉ）第一入力節点の信号を第二
入力節点の周期的基準信号と比較し、比較された第一の
信号が比較された第二の信号より大きくなったとき状態
を変え、且つ、次いで、比較された第二の信号が比較さ
れた第一の信号より大きくなったとき更に状態を変える
比較器出力信号を発生する比較器回路と、（ｉｉ）前記
比較器出力信号に応答して前記周期的基準信号を発生す
る回路とを有する該スイッチ制御装置、 （ｄ）ランプ陰極が加熱される間ランプの点弧を防ぐよ
うに選ばれた信号を前記第一入力節点に、前記変換回路
を付勢したときランプの点弧前に前記第一入力節点に該
信号を発生する第一の回路、 （ｅ）ランプを点弧させ、次いで動作させる信号を前記
第一入力節点に発生する第二の回路であって、（ｉ）前
記共振負荷回路の交流電流を検知し、該交流電流に比例
する帰還信号を発生する帰還回路と、（ｉｉ）前記変換
回路が最初に付勢されてから、ランプ陰極が加熱される
予定の期間後、前記帰還信号を前記第一入力節点に結合
する回路とを含む該第二の回路、 （ｆ）前記第一および第二のスイッチを制御するために
前記比較器出力信号を受け取る条件付け回路、を含む安
定器回路。 - 【請求項２】前記条件付け回路が、前記第一および第二
のスイッチが共にオフで、前記第一のスイッチがオンに
転ずる直前、及び、前記第一および第二のスイッチが共
にオフで、前記第二のスイッチがオンに転ずる直前に不
感時間を作るための不感時間回路を含む請求項１記載の
安定器回路。 - 【請求項３】前記不感時間回路が、前記不感時間の期間
を選択範囲から選ぶ手段を含む請求項２記載の安定器回
路。 - 【請求項４】前記共振負荷回路内の前記交流電流を検知
し、帰還信号を発生する回路が、前記共振負荷回路内の
抵抗を含む請求項１記載の安定器回路。 - 【請求項５】ガス放電ランプ用の安定器回路において、 （ａ）ガス放電ランプを含み、共振インダクタ及び共振
コンデンサを含む共振負荷回路、 （ｂ）前記共振負荷回路に交流電流を供給するために前
記共振負荷回路に結合された直流−交流変換回路であっ
て、前記直流−交流変換回路が、直流電圧母線導体と基
準導体との間に直列接続され、前記交流電流が流れる共
通節点を有する第一および第二のスイッチを含む該直流
−交流変換回路、 （ｃ）前記第一および第二のスイッチを制御するスイッ
チ制御装置であって、（ｉ）第一入力節点の信号を第二
入力節点の近似的に三角形の周期的基準信号と比較し、
比較された第一の信号が比較された第二の信号より大き
くなったとき状態を変え、且つ、次いで、比較された第
二の信号が比較された第一の信号より大きくなったとき
更に状態を変える比較器出力信号を発生する比較器回路
と、（ｉｉ）前記比較器出力信号に応答して前記周期的
基準信号を発生する回路とを有する該スイッチ制御装
置、 （ｄ）ランプ陰極が加熱される間ランプの点弧を防ぐよ
うに選ばれた信号を前記第一入力節点に、前記変換回路
を付勢したときランプの点弧前に前記第一入力節点に該
信号を発生する第一の回路、 （ｅ）ランプを点弧させ、次いで動作させる信号を前記
第一入力節点に発生する第二の回路であって、（ｉ）前
記共振負荷回路の交流電流を検知し、該交流電流に比例
する帰還信号を発生する帰還回路と、（ｉｉ）前記変換
回路が最初に付勢されてから、ランプ陰極が加熱される
予定の期間後、前記帰還信号を前記第一入力節点に結合
する回路とを含む該第二の回路、 （ｆ）前記第一および第二のスイッチを制御するために
前記比較器出力信号を受け取る条件付け回路、を含む安
定器回路。 - 【請求項６】前記周期的基準信号を発生する回路が、前
記比較器回路の出力状態の安定な変化を確実にするため
に、前記周期的基準信号の前記主により高い方へ行く部
分と前記主により低い方へ行く部分との間の変移を遅延
させる遅延回路を含む請求項５記載の安定器回路。 - 【請求項７】前記スイッチ制御装置が、（ａ）反転した
比較器出力信号を発生するために、前記比較器出力信号
に応答する反転器、（ｂ）一端が前記反転した比較器出
力信号を受け取るように接続され、他端が前記比較器の
前記第二入力節点に接続された抵抗、（ｃ）前記第二入
力節点と基準電位の導体との間に接続されたコンデン
サ、を含み、（ｄ）（ｂ）に記載の抵抗及び（ｃ）に記
載のコンデンサの値から決まる抵抗ーコンデンサ時定数
で、該コンデンサの充電及び放電を交互にすることによ
り前記周期的基準信号を発生することからなる請求項５
記載の安定器回路。 - 【請求項８】前記条件付け回路が、前記第一および第二
のスイッチが共にオフで、前記第一のスイッチがオンに
転ずる直前及び、前記第一および第二のスイッチが共に
オフで、前記第二のスイッチがオンに転ずる直前に不感
時間を作るための不感時間回路を含む請求項５記載の安
定器回路。 - 【請求項９】前記不感時間回路が、前記不感時間の期間
を選択範囲から選ぶ手段を含む請求項８記載の安定器回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/724,629 US5859504A (en) | 1996-10-01 | 1996-10-01 | Lamp ballast circuit with cathode preheat function |
| US08/724629 | 1996-10-01 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10189272A true JPH10189272A (ja) | 1998-07-21 |
Family
ID=24911197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9254015A Withdrawn JPH10189272A (ja) | 1996-10-01 | 1997-09-19 | 陰極予加熱作用を有するランプ用安定器回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5859504A (ja) |
| EP (1) | EP0835044A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10189272A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100714379B1 (ko) | 2006-12-05 | 2007-05-04 | (주) 한사 | 램프 점등 제어방법 및 이를 이용한 램프용 전자식 안정기 |
Families Citing this family (9)
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|---|---|---|---|---|
| US6198226B1 (en) * | 1999-08-18 | 2001-03-06 | Astronics Corporation | Low-noise drive circuit for electroluminescent lamp, and electroluminescent lamp assembly comprising same |
| CN1282050C (zh) | 2000-06-19 | 2006-10-25 | 国际整流器有限公司 | 用于镇流控制集成电路中的电路 |
| US6813173B2 (en) * | 2000-10-26 | 2004-11-02 | 02Micro International Limited | DC-to-DC converter with improved transient response |
| US6459602B1 (en) | 2000-10-26 | 2002-10-01 | O2 Micro International Limited | DC-to-DC converter with improved transient response |
| TWI239135B (en) * | 2003-06-26 | 2005-09-01 | O2Micro Int Ltd | DC-to-DC converter with improved transient response |
| EP1991036A1 (en) | 2007-05-10 | 2008-11-12 | Flowil International Lighting (Holding) B.V. | Method of and circuit for driving a discharge lamp |
| DE102008009078A1 (de) | 2008-02-14 | 2009-08-27 | Vossloh-Schwabe Deutschland Gmbh | Einfaches fremdgesteuertes Vorschaltgerät für Leuchtstofflampen |
| DE102009019625B4 (de) * | 2009-04-30 | 2014-05-15 | Osram Gmbh | Verfahren zum Ermitteln eines Typs einer Gasentladungslampe und elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben von mindestens zwei unterschiedlichen Typen von Gasentladungslampen |
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| EP0059064B1 (en) * | 1981-02-21 | 1985-10-02 | THORN EMI plc | Lamp driver circuits |
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| KR960010713B1 (ko) * | 1993-08-17 | 1996-08-07 | 삼성전자 주식회사 | 공진형 컨버터의 영전압 스위칭 제어장치 및 이를 이용한 전자식 안정기 |
| US5414325A (en) * | 1994-04-13 | 1995-05-09 | General Electric Company | Gas discharge lamp ballast circuit with automatically calibrated light feedback control |
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-
1996
- 1996-10-01 US US08/724,629 patent/US5859504A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-09-19 JP JP9254015A patent/JPH10189272A/ja not_active Withdrawn
- 1997-09-30 EP EP97307673A patent/EP0835044A3/en not_active Withdrawn
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|---|---|---|---|---|
| KR100714379B1 (ko) | 2006-12-05 | 2007-05-04 | (주) 한사 | 램프 점등 제어방법 및 이를 이용한 램프용 전자식 안정기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0835044A3 (en) | 1999-06-30 |
| US5859504A (en) | 1999-01-12 |
| EP0835044A2 (en) | 1998-04-08 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20041207 |