JPH0837092A - 安定器回路用ｍｏｓゲート駆動装置 - Google Patents
安定器回路用ｍｏｓゲート駆動装置Info
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は放電管の安定回路のハイサイド及び
ローサイドのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動用モノリシック
ＭＯＳゲート駆動チップに関するものである。 【構成】 本チップは、ランプ安定器の共鳴する固有振
動数の方形波を発生するタイマー回路、及びハイサイド
及びローサイドのパワーＭＯＳＦＥＴの同時導通を防ぐ
ためのデッドタイム回路を含み、チップは軽いピン型Ｄ
ＩＰパッケージに装填できる。
ローサイドのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動用モノリシック
ＭＯＳゲート駆動チップに関するものである。 【構成】 本チップは、ランプ安定器の共鳴する固有振
動数の方形波を発生するタイマー回路、及びハイサイド
及びローサイドのパワーＭＯＳＦＥＴの同時導通を防ぐ
ためのデッドタイム回路を含み、チップは軽いピン型Ｄ
ＩＰパッケージに装填できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＭＯＳゲート素子用ゲー
ト駆動回路に関するものであり、更にＭＯＳゲート回路
素子用モノリシックゲート駆動回路に関するものであ
り、特に、放電管安定回路に用いられるものに関する。
ト駆動回路に関するものであり、更にＭＯＳゲート回路
素子用モノリシックゲート駆動回路に関するものであ
り、特に、放電管安定回路に用いられるものに関する。
【０００２】
【従来の技術】放電回路用電気安定器は、パワーバイポ
ーラトランジスタに代わってパワーＭＯＳＦＥＴスイッ
チング素子が用いられるようになり、広く用いられるよ
うになった。多くの電気安定器はトーテムポール（ハー
フブリッジ）構造に配置された２つのパワーＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチを用い、Ｌ−Ｃ回路のリアクタンスの１つを
横切るように接続されたランプを含むＬ−Ｃ直列共鳴回
路を含む放電管回路を備える。パワーＭＯＳＦＥＴスイ
ッチは、電流トランスの２次コイルからの入力により交
互に導通するように駆動し、電流トランスの１次コイル
はランプ回路の電流を導く。１次コイルの電流は共鳴回
路の共鳴周波数において交流する。
ーラトランジスタに代わってパワーＭＯＳＦＥＴスイッ
チング素子が用いられるようになり、広く用いられるよ
うになった。多くの電気安定器はトーテムポール（ハー
フブリッジ）構造に配置された２つのパワーＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチを用い、Ｌ−Ｃ回路のリアクタンスの１つを
横切るように接続されたランプを含むＬ−Ｃ直列共鳴回
路を含む放電管回路を備える。パワーＭＯＳＦＥＴスイ
ッチは、電流トランスの２次コイルからの入力により交
互に導通するように駆動し、電流トランスの１次コイル
はランプ回路の電流を導く。１次コイルの電流は共鳴回
路の共鳴周波数において交流する。
【０００３】図１に従来の電流トランス駆動を用いた安
定器を示す。回路は、トーテムポール、ハーフブリッジ
回路構造に接続され、端子２２、２３のＤ−Ｃ電力電源
で駆動される、パワーＭＯＳＦＥＴ２０、２１からな
る。出力回路は、インダクタ２５及びキャパシタ２６、
２７から構成される直列Ｌ−Ｃ回路と接続された様々な
所望の型の放電管２４を含む。電流トランス２８は、放
電管２４と直列に接続された１次コイル２９と、それぞ
れＭＯＳＦＥＴ２０、２１のゲートに接続された２次コ
イルを有する。ＤＩＡＣ３２は回路の振動を開始させる
ための起動パルスを供給するために、レジスタ３３、キ
ャパシタ３４及びＭＯＳＦＥＴ２１のゲートの間のノー
ドから接続されている。一旦起動すれば、インダクタ２
５及びキャパシタ２６の共鳴周波数で回路は動作する。
特に、ＭＯＳＦＥＴ２１がオン状態になった後は、発振
が続き、高周波（３０〜８０ｋＨｚ）がＬ−Ｃ回路を励
起する。キャパシタ２７を横切った正弦波電圧は、Ｑで
共鳴する回路で拡大され、ランプ２４を点灯するのに十
分な大きさとなる。図１の回路は良く知られたバイポー
ラトランジスタを用いた安定器の図であり、波形が良好
でないために、パワーＭＯＳＦＥＴには適していない。
定器を示す。回路は、トーテムポール、ハーフブリッジ
回路構造に接続され、端子２２、２３のＤ−Ｃ電力電源
で駆動される、パワーＭＯＳＦＥＴ２０、２１からな
る。出力回路は、インダクタ２５及びキャパシタ２６、
２７から構成される直列Ｌ−Ｃ回路と接続された様々な
所望の型の放電管２４を含む。電流トランス２８は、放
電管２４と直列に接続された１次コイル２９と、それぞ
れＭＯＳＦＥＴ２０、２１のゲートに接続された２次コ
イルを有する。ＤＩＡＣ３２は回路の振動を開始させる
ための起動パルスを供給するために、レジスタ３３、キ
ャパシタ３４及びＭＯＳＦＥＴ２１のゲートの間のノー
ドから接続されている。一旦起動すれば、インダクタ２
５及びキャパシタ２６の共鳴周波数で回路は動作する。
特に、ＭＯＳＦＥＴ２１がオン状態になった後は、発振
が続き、高周波（３０〜８０ｋＨｚ）がＬ−Ｃ回路を励
起する。キャパシタ２７を横切った正弦波電圧は、Ｑで
共鳴する回路で拡大され、ランプ２４を点灯するのに十
分な大きさとなる。図１の回路は良く知られたバイポー
ラトランジスタを用いた安定器の図であり、波形が良好
でないために、パワーＭＯＳＦＥＴには適していない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記回路においては、
以下のような多くの欠点があった。即ち、第１に上記回
路ではセルフスタートできず、ＤＩＡＣ型素子により起
動用パルスを最初に与える必要があった。第２にスイッ
チング時間が遅かった。第３にドーナツ状電流トランス
が必要であり、労働集約的であった。第４に上記回路で
は光量を落とすことができなかった。第５に上記回路は
大量生産に向いていなかった。そこで、本発明は、セル
フスタートによる放電回路の駆動が可能であり、スイッ
チング時間が改良され、光量を落とすことが可能であ
り、電流トランスのようなインダクタの使用を避けた、
新しいモノリシックチップを提供することを目的とす
る。
以下のような多くの欠点があった。即ち、第１に上記回
路ではセルフスタートできず、ＤＩＡＣ型素子により起
動用パルスを最初に与える必要があった。第２にスイッ
チング時間が遅かった。第３にドーナツ状電流トランス
が必要であり、労働集約的であった。第４に上記回路で
は光量を落とすことができなかった。第５に上記回路は
大量生産に向いていなかった。そこで、本発明は、セル
フスタートによる放電回路の駆動が可能であり、スイッ
チング時間が改良され、光量を落とすことが可能であ
り、電流トランスのようなインダクタの使用を避けた、
新しいモノリシックチップを提供することを目的とす
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】そこで、発明者らは鋭意
研究の結果、従来の電流トランス装置にかえて図５に示
すようなモノリシックゲート駆動装置を用いることによ
り、上記目的を達成することができることを見出し、本
発明を完成した。
研究の結果、従来の電流トランス装置にかえて図５に示
すようなモノリシックゲート駆動装置を用いることによ
り、上記目的を達成することができることを見出し、本
発明を完成した。
【０００６】即ち、本発明は、論理レベルのグラウンド
参照入力からローサイド及びハイサイドパワーＭＯＳＦ
ＥＴまたはＩＧＢＴ（または他のＭＯＳゲートタイプ装
置）の駆動を可能にする一般的なモノリシックＭＯＳゲ
ート駆動装置を提供するものである。このような回路は
特に放電ランプ安定器回路に適している。特に、本発明
のＭＯＳゲート駆動装置は、ランプの安定器駆動用にま
たは所望のＭＯＳゲート回路に用いることが可能であ
り、以下の特徴を有する。第１に、本発明では、一方が
ローサイドスイッチ、他方がハイサイドスイッチとして
設計されたパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のような２
つのＭＯＳゲートの電力用半導体にゲート駆動電圧信号
を供給する。かかる２つのパワースイッチは一般にはト
ーテムポールまたはハーフブリッジ構造に接続される。
第２に、本発明はハイサイドスイッチの駆動機能を容易
にするため、シリコン基板のアイソレートされた部分を
通して、グラウンド参照信号を６００ボルト以上変化さ
せるオフセット能力を持つレベルシフト回路を提供す
る。第３に、論理回路は、比較器、正常でないＤ−Ｃ電
圧がドライバに供給された時に出力信号の大きさを制御
するレギュレータ、ローサイド、ハイサイド双方のＭＯ
Ｓパワースイッチの限界を越えた動作を防止するための
アンダーボルテージロックアウト回路、ＭＯＳパワース
イッチの貫通電流を防止するためのデッドバンドディレ
イ回路、及びハイサイドとローサイドの駆動出力を５０
％ずつの時間で交流出力する論理機能からなる基板を参
照電位する。第４に、付加的論理回路出力は、以下の関
係より定義される周波数で駆動装置が自己発振できるよ
うに供給される。ここでＲT、ＣT、ｆ0はそれぞれ外部
抵抗、容量、振動周波数である。 ｆ0＝１／（１．４ＲT・ＣT） 第５にモノリシック回路は一般的な８ピンのＤＩＰまた
はＳＭＤパッケージに装填される。
参照入力からローサイド及びハイサイドパワーＭＯＳＦ
ＥＴまたはＩＧＢＴ（または他のＭＯＳゲートタイプ装
置）の駆動を可能にする一般的なモノリシックＭＯＳゲ
ート駆動装置を提供するものである。このような回路は
特に放電ランプ安定器回路に適している。特に、本発明
のＭＯＳゲート駆動装置は、ランプの安定器駆動用にま
たは所望のＭＯＳゲート回路に用いることが可能であ
り、以下の特徴を有する。第１に、本発明では、一方が
ローサイドスイッチ、他方がハイサイドスイッチとして
設計されたパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のような２
つのＭＯＳゲートの電力用半導体にゲート駆動電圧信号
を供給する。かかる２つのパワースイッチは一般にはト
ーテムポールまたはハーフブリッジ構造に接続される。
第２に、本発明はハイサイドスイッチの駆動機能を容易
にするため、シリコン基板のアイソレートされた部分を
通して、グラウンド参照信号を６００ボルト以上変化さ
せるオフセット能力を持つレベルシフト回路を提供す
る。第３に、論理回路は、比較器、正常でないＤ−Ｃ電
圧がドライバに供給された時に出力信号の大きさを制御
するレギュレータ、ローサイド、ハイサイド双方のＭＯ
Ｓパワースイッチの限界を越えた動作を防止するための
アンダーボルテージロックアウト回路、ＭＯＳパワース
イッチの貫通電流を防止するためのデッドバンドディレ
イ回路、及びハイサイドとローサイドの駆動出力を５０
％ずつの時間で交流出力する論理機能からなる基板を参
照電位する。第４に、付加的論理回路出力は、以下の関
係より定義される周波数で駆動装置が自己発振できるよ
うに供給される。ここでＲT、ＣT、ｆ0はそれぞれ外部
抵抗、容量、振動周波数である。 ｆ0＝１／（１．４ＲT・ＣT） 第５にモノリシック回路は一般的な８ピンのＤＩＰまた
はＳＭＤパッケージに装填される。
【０００７】
【作用及び発明の効果】本発明によれば、自己発振周波
数で同期する共鳴回路を用いることにより、他の点灯器
を用いることなく点灯電圧をランプに供給でき、ランプ
のセルフスタートが可能となる（図４）。また、本発明
では従来の電流トランス装置のかわりに、モノリシック
ゲート駆動装置（図５）を用いるため、スイッチング速
度が速くなり、ランプの光量も変化させることが可能と
なる。従って、従来の安定器電流トランス装置で用いて
いたドーナツ状電流トランスも不要となり、大量生産も
可能となる。また本発明にかかるモノリシック集積回路
は、一般的な８ピンのＤＩＰまたはＳＭＤパッケージに
装填することも可能である。さらに本発明では、従来の
電流トランス装置に比べて奇麗な教科書的な波形の電流
が供給できるため、スイッチ損失を低減でき、より小さ
なＭＯＳＦＥＴの選択が可能となるとともに、ヒートシ
ンクの減少あるいは削除も可能となる。
数で同期する共鳴回路を用いることにより、他の点灯器
を用いることなく点灯電圧をランプに供給でき、ランプ
のセルフスタートが可能となる（図４）。また、本発明
では従来の電流トランス装置のかわりに、モノリシック
ゲート駆動装置（図５）を用いるため、スイッチング速
度が速くなり、ランプの光量も変化させることが可能と
なる。従って、従来の安定器電流トランス装置で用いて
いたドーナツ状電流トランスも不要となり、大量生産も
可能となる。また本発明にかかるモノリシック集積回路
は、一般的な８ピンのＤＩＰまたはＳＭＤパッケージに
装填することも可能である。さらに本発明では、従来の
電流トランス装置に比べて奇麗な教科書的な波形の電流
が供給できるため、スイッチ損失を低減でき、より小さ
なＭＯＳＦＥＴの選択が可能となるとともに、ヒートシ
ンクの減少あるいは削除も可能となる。
【０００８】
（実施例１）図２に、放電ランプの安定回路にかかる、
本発明の新しいモノリシックＭＯＳゲート駆動装置４０
を示す。特に図２の回路は、図１と同様に直列Ｌ−Ｃ回
路２５、２６、２７と接続する放電ランプ２４を有す
る。２つのパワーＭＯＳＦＥＴ２０及び２１は、図１同
様Ｄ−Ｃ電源端子２２、２３に接続される。パワーＭＯ
ＳＦＥＴ２０及び２１は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳゲー
トサイリスタのようなＭＯＳゲートを有する他のパワー
デバイスでも良い。図２のチップ４０は、図１の従来の
回路の欠点を避けるＭＯＳＦＥＴ２０及び２１に駆動信
号を供給する。
本発明の新しいモノリシックＭＯＳゲート駆動装置４０
を示す。特に図２の回路は、図１と同様に直列Ｌ−Ｃ回
路２５、２６、２７と接続する放電ランプ２４を有す
る。２つのパワーＭＯＳＦＥＴ２０及び２１は、図１同
様Ｄ−Ｃ電源端子２２、２３に接続される。パワーＭＯ
ＳＦＥＴ２０及び２１は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳゲー
トサイリスタのようなＭＯＳゲートを有する他のパワー
デバイスでも良い。図２のチップ４０は、図１の従来の
回路の欠点を避けるＭＯＳＦＥＴ２０及び２１に駆動信
号を供給する。
【０００９】特に、チップ４０は、８ピンＤＩＰや面実
装パッケージに実装することにより、以下のようなピン
出力を有する。ここで、Ｈ0はハイサイドＭＯＳＦＥＴ
２０のゲートへの出力ピン、ＶSはトーテムポールある
いはハーフブリッジ接続のＭＯＳＦＥＴ２０、２１のセ
ンタータップへのピン、Ｌ0はローサイドＭＯＳＦＥＴ
２０のゲートへの出力ピン、ＧはＤ−Ｃ電源の負端子２
３と接続されたピン、ＣTは時限キャパシタＣTと時限レ
ジスタＲTの間のノードと接続されたシングル入力制御
ピンであり、ＣTの反対側はインダクタ２５に接続され
ており、シングルピンＣTへの制御信号は、出力Ｈ0及び
Ｌ0双方を制御し、ＲTは時限レジスタＲTの他の端子に
接続されたピンであり、ＶCCはレジスタ４１及びキャパ
シタ４２の間のノードからのチップ動作電源を受けるピ
ンであり、ＶBはダイオード４３及びキャパシタ４４の
間のノードに接続したピンであり、ハイサイドスイッチ
の制御のための電力を供給するブートストラップ回路と
して振舞う。
装パッケージに実装することにより、以下のようなピン
出力を有する。ここで、Ｈ0はハイサイドＭＯＳＦＥＴ
２０のゲートへの出力ピン、ＶSはトーテムポールある
いはハーフブリッジ接続のＭＯＳＦＥＴ２０、２１のセ
ンタータップへのピン、Ｌ0はローサイドＭＯＳＦＥＴ
２０のゲートへの出力ピン、ＧはＤ−Ｃ電源の負端子２
３と接続されたピン、ＣTは時限キャパシタＣTと時限レ
ジスタＲTの間のノードと接続されたシングル入力制御
ピンであり、ＣTの反対側はインダクタ２５に接続され
ており、シングルピンＣTへの制御信号は、出力Ｈ0及び
Ｌ0双方を制御し、ＲTは時限レジスタＲTの他の端子に
接続されたピンであり、ＶCCはレジスタ４１及びキャパ
シタ４２の間のノードからのチップ動作電源を受けるピ
ンであり、ＶBはダイオード４３及びキャパシタ４４の
間のノードに接続したピンであり、ハイサイドスイッチ
の制御のための電力を供給するブートストラップ回路と
して振舞う。
【００１０】さらに図２は、ランプ回路と直列にそれぞ
れ逆向きに接続した２つのダイオード５０、５１を有
し、これらのダイオード５０、５１はランプ２４のゼロ
クロス検出器となる。動作において、ランプ２４が点灯
する前は、共鳴回路はインダクタ２５及びキャパシタ２
６、２７から構成される。キャパシタ２７の容量はキャ
パシタ２６の容量より低く、キャパシタ２７はキャパシ
タ２６より高いＡ−Ｃ電圧を有する。このキャパシタ２
７の電圧がランプ２４を点灯させる。ランプ２４が点灯
した後は、ランプによる電圧降下により有効に短絡し、
共鳴ランプ回路の周波数はインダクタ２５及びキャパシ
タ２６に依存するようになる。これにより正常動作中
は、ダイオード５０および５１におけるＡ−Ｃ電流のゼ
ロクロスにより同期した、チップ４０の中の振動器を制
御するための合成電圧を用いた、低い共鳴周波数に移行
する。このように、回路の振動周波数はレジスタＲT及
びキャパシタＣTの付加により同期させられる。
れ逆向きに接続した２つのダイオード５０、５１を有
し、これらのダイオード５０、５１はランプ２４のゼロ
クロス検出器となる。動作において、ランプ２４が点灯
する前は、共鳴回路はインダクタ２５及びキャパシタ２
６、２７から構成される。キャパシタ２７の容量はキャ
パシタ２６の容量より低く、キャパシタ２７はキャパシ
タ２６より高いＡ−Ｃ電圧を有する。このキャパシタ２
７の電圧がランプ２４を点灯させる。ランプ２４が点灯
した後は、ランプによる電圧降下により有効に短絡し、
共鳴ランプ回路の周波数はインダクタ２５及びキャパシ
タ２６に依存するようになる。これにより正常動作中
は、ダイオード５０および５１におけるＡ−Ｃ電流のゼ
ロクロスにより同期した、チップ４０の中の振動器を制
御するための合成電圧を用いた、低い共鳴周波数に移行
する。このように、回路の振動周波数はレジスタＲT及
びキャパシタＣTの付加により同期させられる。
【００１１】チップ４０は、６００Ｄ−Ｃボルト以上の
またはより高いオフセット電圧ケイパビリティを有し、
良く知られたＣＭＯＳ５５５タイマーの機能に類似した
第１段ケイパビリティを有する。チップ４０はまた駆動
スイッチ２０、２１への高低の交流出力の間のデッドタ
イムが僅か１マイクロ秒で供給できる。後で述べるよう
に、チップ４０は端子２２において、整流されたＡ−Ｃ
電圧が供給され、最小静止電流で設計され、１５ボルト
間隔の分岐レギュレータを備えている。このように単体
の０．５ワット降下用レジスタ４１を使うことができ
る。静止電流に加えて、現実に回路を動作させる他の２
つのＤ−Ｃ供給電流成分が存在する。１つはパワースイ
ッチの入力キャパシタンスを充電するための電流であ
り、他の１つはゲート駆動チップのジャンクション分離
キャパシタンスを充放電するための電流である。両電流
成分は以下の関係により充電を行う。 Ｑ＝Ｃ・Ｖ 従って、パワースイッチ入力キャパシタンスの充放電の
ために必要な電荷は、ゲート駆動電圧と現実の入力キャ
パシタンスとにより生じ、必要とされる入力電力は以下
のように電荷、周波数及び電圧の２乗に直接比例する。 Ｐｏｗｅｒ＝（Ｃ・Ｖ２・ｆ）／２ 安定回路を設計する時は、上記関係より、以下の点に留
意すべきである。１つ目は、最小のインダクタサイズと
なるような最も低い動作周波数を選ぶこと、２つ目は、
低い導電損失（これにより必要な電荷を減少させること
ができる）となるようにパワースイッチの大きさを最小
にすること、３つ目は、最も低いＤ−Ｃ電圧を用いるこ
とである。
またはより高いオフセット電圧ケイパビリティを有し、
良く知られたＣＭＯＳ５５５タイマーの機能に類似した
第１段ケイパビリティを有する。チップ４０はまた駆動
スイッチ２０、２１への高低の交流出力の間のデッドタ
イムが僅か１マイクロ秒で供給できる。後で述べるよう
に、チップ４０は端子２２において、整流されたＡ−Ｃ
電圧が供給され、最小静止電流で設計され、１５ボルト
間隔の分岐レギュレータを備えている。このように単体
の０．５ワット降下用レジスタ４１を使うことができ
る。静止電流に加えて、現実に回路を動作させる他の２
つのＤ−Ｃ供給電流成分が存在する。１つはパワースイ
ッチの入力キャパシタンスを充電するための電流であ
り、他の１つはゲート駆動チップのジャンクション分離
キャパシタンスを充放電するための電流である。両電流
成分は以下の関係により充電を行う。 Ｑ＝Ｃ・Ｖ 従って、パワースイッチ入力キャパシタンスの充放電の
ために必要な電荷は、ゲート駆動電圧と現実の入力キャ
パシタンスとにより生じ、必要とされる入力電力は以下
のように電荷、周波数及び電圧の２乗に直接比例する。 Ｐｏｗｅｒ＝（Ｃ・Ｖ２・ｆ）／２ 安定回路を設計する時は、上記関係より、以下の点に留
意すべきである。１つ目は、最小のインダクタサイズと
なるような最も低い動作周波数を選ぶこと、２つ目は、
低い導電損失（これにより必要な電荷を減少させること
ができる）となるようにパワースイッチの大きさを最小
にすること、３つ目は、最も低いＤ−Ｃ電圧を用いるこ
とである。
【００１２】まとめると、チップ４０により駆動された
時は、図２の回路は、ＭＯＳゲート素子に対し、デッド
タイム制御およびレベルシフティングを有する自己発振
方形波を供給する。従来の電流トランス装置と異なり、
本発明では、スイッチ損失を最低にするために、奇麗な
教科書的な波形を供給する。多くの場合、より小さなＭ
ＯＳＦＥＴが選択でき、ヒートシンクも減少あるいは削
除することができるかもしれない。
時は、図２の回路は、ＭＯＳゲート素子に対し、デッド
タイム制御およびレベルシフティングを有する自己発振
方形波を供給する。従来の電流トランス装置と異なり、
本発明では、スイッチ損失を最低にするために、奇麗な
教科書的な波形を供給する。多くの場合、より小さなＭ
ＯＳＦＥＴが選択でき、ヒートシンクも減少あるいは削
除することができるかもしれない。
【００１３】（実施例２）図３に、ダブル４０蛍光ラン
プ安定器用に、図２のチップ４０を用いた、典型的な安
定回路を示す。図３で、図２と同じ構成要素は同じ符号
を打ってある。図３のランプ回路は一般的な反射板を有
する２つの４０ワット蛍光ランプ６０、６１を持ち、そ
れぞれ、直列インダクタ６２、６３及び直列キャパシタ
６４を有する。各の蛍光ランプ６０、６１は並列キャパ
シタ６６、６７及び、正の温度係数を持つ並列サーミス
タ６８、６９をそれぞれ有する。キャパシタ７０とレジ
スタ７０ａからなる緩衝器は、ＭＯＳＦＥＴ２０、２１
の間のノードからセンタラインに接続されている。
プ安定器用に、図２のチップ４０を用いた、典型的な安
定回路を示す。図３で、図２と同じ構成要素は同じ符号
を打ってある。図３のランプ回路は一般的な反射板を有
する２つの４０ワット蛍光ランプ６０、６１を持ち、そ
れぞれ、直列インダクタ６２、６３及び直列キャパシタ
６４を有する。各の蛍光ランプ６０、６１は並列キャパ
シタ６６、６７及び、正の温度係数を持つ並列サーミス
タ６８、６９をそれぞれ有する。キャパシタ７０とレジ
スタ７０ａからなる緩衝器は、ＭＯＳＦＥＴ２０、２１
の間のノードからセンタラインに接続されている。
【００１４】入力Ａ−Ｃ回路は、２つのＡ−Ｃ端子Ｌ
１、Ｌ２及び中立端子Ｎを有するＡ−Ｃ電源を含む。従
来どおりのフィルタ回路は、レジスタ４１に接続したプ
ラス端子及びキャパシタ４２に接続したマイナス端子を
有し、２２０ボルトのＡ−Ｃ入力から３２０ボルトのＤ
−Ｃ出力を供給できる単相全波整流器に接続された３０
マイクロヘンリーのインダクタ７１ａ、７１ｂを含む。
入力フィルタはまたＤ−Ｃキャパシタ７８同様、キャパ
シタ７５、７６及び７７を含む。
１、Ｌ２及び中立端子Ｎを有するＡ−Ｃ電源を含む。従
来どおりのフィルタ回路は、レジスタ４１に接続したプ
ラス端子及びキャパシタ４２に接続したマイナス端子を
有し、２２０ボルトのＡ−Ｃ入力から３２０ボルトのＤ
−Ｃ出力を供給できる単相全波整流器に接続された３０
マイクロヘンリーのインダクタ７１ａ、７１ｂを含む。
入力フィルタはまたＤ−Ｃキャパシタ７８同様、キャパ
シタ７５、７６及び７７を含む。
【００１５】図３のチップ４０はドロッピングレジスタ
４１を通して直接Ｄ−Ｃバス外で動作し、以下の関係に
従って４５ｋＨｚ前後で振動する。 ｆOSC＝１／（１．４・ＲT・ＣT） ハイサイドスイッチのゲート駆動電力は、ピンＶSがロ
ーサイドパワースイッチに接続されてロー状態の場合で
も約に１４ボルトに蓄電されているブートスターキャパ
シタ４４（０．１μＦ）から供給される。ブートスター
ダイオード４３（１１ＤＦ４）はハイサイドスイッチに
接続された時のＤ−Ｃバス電圧を阻止する。ダイオード
４３が回復し高電圧バスを阻止する時にブートスターキ
ャパシタ４４が部分的に放電しないことを保証するため
に、ダイオード４３には速く回復するダイオード（＜１
００ｎＳｅｃ）が用いられている。ハーフブリッジ２０
−２１からの高周波出力は、大変速い遷移時間（約５０
ｎＳｅｃ）を有する方形波である。かかる高周波からの
過剰な放出ノイズを避けるため、０．５ワットの緩衝器
７１−７０ａ（１０Ω、０．００１μＦ）が用いられ、
スイッチ時間を約０．５μＳｅｃに落としている。ここ
で、ハーフブリッジの通過電流を避けるために、約１μ
Ｓｅｃの遅延時間が設けられている。蛍光ランプ６０、
６１は並列に接続され、それぞれＬ−Ｃ共鳴回路を有し
ている。幾つの蛍光ランプ回路でも、電力レベルを合わ
せて作製された１組のＭＯＳＦＥＴ２０、２１で駆動さ
せることができる。ランプ回路の共鳴値は、Ｌ−Ｃ共鳴
表や直列共鳴の以下の式によって選択される。 ｆ＝１／２π√（ＬＣ） ＲT及びＣTの公差により変動する固定周波数からの動作
の必要性から、ランプ回路のＱ値は相当に低い値であ
る。蛍光ランプは通常高い点灯電圧を必要としないた
め、Ｑ値は２または３で十分である。フラットなＱ値
は、以下のように大きなインダクタ値と小さなキャパシ
タ値の比により得られる。そして、Ｒは巻き数を大きく
すれば、大きな値が得られる。 ｆ＝２πｆＬ／Ｒ 予備加熱フィラメントを用いたソフトスタートは、それ
ぞれのランプを横切って接続されているＰ．Ｔ．Ｃ．サ
ーミスタ６８及び６９で可能となる。この方法では、ラ
ンプへの電圧は、Ｐ．Ｔ．Ｃ．サーミスタにより点灯電
圧に達するまで序徐に増加し、ランプを点灯させる。
４１を通して直接Ｄ−Ｃバス外で動作し、以下の関係に
従って４５ｋＨｚ前後で振動する。 ｆOSC＝１／（１．４・ＲT・ＣT） ハイサイドスイッチのゲート駆動電力は、ピンＶSがロ
ーサイドパワースイッチに接続されてロー状態の場合で
も約に１４ボルトに蓄電されているブートスターキャパ
シタ４４（０．１μＦ）から供給される。ブートスター
ダイオード４３（１１ＤＦ４）はハイサイドスイッチに
接続された時のＤ−Ｃバス電圧を阻止する。ダイオード
４３が回復し高電圧バスを阻止する時にブートスターキ
ャパシタ４４が部分的に放電しないことを保証するため
に、ダイオード４３には速く回復するダイオード（＜１
００ｎＳｅｃ）が用いられている。ハーフブリッジ２０
−２１からの高周波出力は、大変速い遷移時間（約５０
ｎＳｅｃ）を有する方形波である。かかる高周波からの
過剰な放出ノイズを避けるため、０．５ワットの緩衝器
７１−７０ａ（１０Ω、０．００１μＦ）が用いられ、
スイッチ時間を約０．５μＳｅｃに落としている。ここ
で、ハーフブリッジの通過電流を避けるために、約１μ
Ｓｅｃの遅延時間が設けられている。蛍光ランプ６０、
６１は並列に接続され、それぞれＬ−Ｃ共鳴回路を有し
ている。幾つの蛍光ランプ回路でも、電力レベルを合わ
せて作製された１組のＭＯＳＦＥＴ２０、２１で駆動さ
せることができる。ランプ回路の共鳴値は、Ｌ−Ｃ共鳴
表や直列共鳴の以下の式によって選択される。 ｆ＝１／２π√（ＬＣ） ＲT及びＣTの公差により変動する固定周波数からの動作
の必要性から、ランプ回路のＱ値は相当に低い値であ
る。蛍光ランプは通常高い点灯電圧を必要としないた
め、Ｑ値は２または３で十分である。フラットなＱ値
は、以下のように大きなインダクタ値と小さなキャパシ
タ値の比により得られる。そして、Ｒは巻き数を大きく
すれば、大きな値が得られる。 ｆ＝２πｆＬ／Ｒ 予備加熱フィラメントを用いたソフトスタートは、それ
ぞれのランプを横切って接続されているＰ．Ｔ．Ｃ．サ
ーミスタ６８及び６９で可能となる。この方法では、ラ
ンプへの電圧は、Ｐ．Ｔ．Ｃ．サーミスタにより点灯電
圧に達するまで序徐に増加し、ランプを点灯させる。
【００１６】以下は実施例３に用いられた各構成要素の
値を示す。 ＭＯＳＦＥＴ ２０，２１ ＩＲＦ型７２０ （International Rectifier社） ＰＴＣ ６８、６９ ＴＤＫ９１１Ｐ９７ＥＳ０１４Ｕ１０ ブリッジ ７４ ４×ＩＮ４００７ ダイオード ４３ １１ＤＦ４ レジスタ ４１ ９１ KOHMS、１／２ watt レジスタ ７０ａ １０ OHMS、１／２ watt レジスタ ＲＴ １５ KOHMS キャパシタ ４２ ４７μｆ、２０Ｖ キャパシタ ６４ １ μｆ、４００Ｖ キャパシタ ６６、６７ ０．０１μｆ、６００Ｖ ７０ ０．００１μｆ、６００Ｖ ７５、７６、７７ ０．２２μｆ、２５０Ｖ Ａ−Ｃ ７８、７９ １００μｆ、２００Ｖ ＣＴ ０．００１μｆ インダクタ ６２、６３ １．３５ millihenry
値を示す。 ＭＯＳＦＥＴ ２０，２１ ＩＲＦ型７２０ （International Rectifier社） ＰＴＣ ６８、６９ ＴＤＫ９１１Ｐ９７ＥＳ０１４Ｕ１０ ブリッジ ７４ ４×ＩＮ４００７ ダイオード ４３ １１ＤＦ４ レジスタ ４１ ９１ KOHMS、１／２ watt レジスタ ７０ａ １０ OHMS、１／２ watt レジスタ ＲＴ １５ KOHMS キャパシタ ４２ ４７μｆ、２０Ｖ キャパシタ ６４ １ μｆ、４００Ｖ キャパシタ ６６、６７ ０．０１μｆ、６００Ｖ ７０ ０．００１μｆ、６００Ｖ ７５、７６、７７ ０．２２μｆ、２５０Ｖ Ａ−Ｃ ７８、７９ １００μｆ、２００Ｖ ＣＴ ０．００１μｆ インダクタ ６２、６３ １．３５ millihenry
【００１７】（実施例３）図４は、本発明を高圧ソディ
ウムランプ安定器駆動用に用いた実施を示す。図４の回
路は図２の同調回路と更に自動シャットダウン回路を備
える。図４において、図２、３と同様の構成要素は同一
の符号を打ってある。図４において、ランプは高圧ソデ
ィウムランプ９０であり、並列に接続されたキャパシタ
９１及びインダクタ９２を有する。インダクタ９２はシ
ャットダウン回路の一部であるタップを有し、レジスタ
９３、ダイオード９４、９５及びキャパシタ９６を含
む。
ウムランプ安定器駆動用に用いた実施を示す。図４の回
路は図２の同調回路と更に自動シャットダウン回路を備
える。図４において、図２、３と同様の構成要素は同一
の符号を打ってある。図４において、ランプは高圧ソデ
ィウムランプ９０であり、並列に接続されたキャパシタ
９１及びインダクタ９２を有する。インダクタ９２はシ
ャットダウン回路の一部であるタップを有し、レジスタ
９３、ダイオード９４、９５及びキャパシタ９６を含
む。
【００１８】図４において、同期回路は、自己発信周波
数をＬＣ回路９１、９２の真共鳴値に同期させるゼロク
ロス検出ダイオード５０、５１からなる。直列共鳴回路
のＱ値は約２０程度で、ランプ９０を点灯するのに十分
な電圧を供給する。チップ４０の同期能力は、図４の直
列回路を高Ｑ値での共鳴させ、他の点灯器を用いること
なく３ｋＶの点灯電圧をランプ９０に供給できる。即再
点灯を行う場合は、Ｑは再点灯に必要な電圧を与えるに
は不十分であるため、ダイオード９５、９６を含むシャ
ットダウン回路から、ピンＣTにおける電圧が、ＶCCの
バレースイッチングポイントの１／３に達するのを妨げ
るようなＤ−Ｃバイアス電圧が供給される。このように
再点灯するまでシャットダウン回路は電圧を送り（約９
０秒間）、急に破壊的な高ＭＯＳＦＥＴ電流が流れるこ
とを防止している。
数をＬＣ回路９１、９２の真共鳴値に同期させるゼロク
ロス検出ダイオード５０、５１からなる。直列共鳴回路
のＱ値は約２０程度で、ランプ９０を点灯するのに十分
な電圧を供給する。チップ４０の同期能力は、図４の直
列回路を高Ｑ値での共鳴させ、他の点灯器を用いること
なく３ｋＶの点灯電圧をランプ９０に供給できる。即再
点灯を行う場合は、Ｑは再点灯に必要な電圧を与えるに
は不十分であるため、ダイオード９５、９６を含むシャ
ットダウン回路から、ピンＣTにおける電圧が、ＶCCの
バレースイッチングポイントの１／３に達するのを妨げ
るようなＤ−Ｃバイアス電圧が供給される。このように
再点灯するまでシャットダウン回路は電圧を送り（約９
０秒間）、急に破壊的な高ＭＯＳＦＥＴ電流が流れるこ
とを防止している。
【００１９】（実施例４）図５は前述の図２、３及び４
のチップ４０の回路のブロックダイアグラムである。チ
ップ４０の８つの出力ピンが、図５に再度示されてい
る。図５に書かれている全ての回路は一般的なシリコン
チップ上に集積されている。第１の回路ブロックはクラ
ンプ回路１００で、複数のツェナーダイオードからな
る。これらは、チップグラウンドとして機能するシリコ
ン基板と接続されたピンＶCC及びピンＶSSから接続され
ている。ディジタル供給ライン及びアナログ供給ライン
はピンＶCCから分かれて供給される。ディジタル供給ラ
インとアナログ供給ラインはピンＶCCから拡がる。アナ
ロググラウンドライン及びディジタルグラウンドライン
はいずれもピンＶSSに接続されている。
のチップ４０の回路のブロックダイアグラムである。チ
ップ４０の８つの出力ピンが、図５に再度示されてい
る。図５に書かれている全ての回路は一般的なシリコン
チップ上に集積されている。第１の回路ブロックはクラ
ンプ回路１００で、複数のツェナーダイオードからな
る。これらは、チップグラウンドとして機能するシリコ
ン基板と接続されたピンＶCC及びピンＶSSから接続され
ている。ディジタル供給ライン及びアナログ供給ライン
はピンＶCCから分かれて供給される。ディジタル供給ラ
インとアナログ供給ラインはピンＶCCから拡がる。アナ
ロググラウンドライン及びディジタルグラウンドライン
はいずれもピンＶSSに接続されている。
【００２０】第２の回路ブロックはタイマー回路を構成
する。かかる回路は、アナロググラウンドラインを経由
してアナロググラウンドに接続された駆動回路１０１、
Ｎ比較器１０２、Ｐ比較器１０３及びＲＳラッチ１０４
を含む。ディバイダ１０１の２つのタップは比較器１０
２、１０３のプラス入力に接続されている。入力ピンＣ
Tは比較器１０３のマイナス出力と接続されている。比
較器１０２、１０３の出力は示したようにＲＳラッチ１
０４に接続されている。また、ＲＳラッチ１０４は、チ
ップ回路に組み込まれたアンダーボルテージロックアウ
ト回路１０５と接続されている。このように、もしＶCC
が低くなった場合は、ＲＳラッチ１０４が遮断される。
する。かかる回路は、アナロググラウンドラインを経由
してアナロググラウンドに接続された駆動回路１０１、
Ｎ比較器１０２、Ｐ比較器１０３及びＲＳラッチ１０４
を含む。ディバイダ１０１の２つのタップは比較器１０
２、１０３のプラス入力に接続されている。入力ピンＣ
Tは比較器１０３のマイナス出力と接続されている。比
較器１０２、１０３の出力は示したようにＲＳラッチ１
０４に接続されている。また、ＲＳラッチ１０４は、チ
ップ回路に組み込まれたアンダーボルテージロックアウ
ト回路１０５と接続されている。このように、もしＶCC
が低くなった場合は、ＲＳラッチ１０４が遮断される。
【００２１】バイアス回路１０６は、ＲＳラッチ１０
４、ロックアウト回路１０５及びハイサイド及びローサ
イドラインにあるデッドタイムディレイ回路１０７、１
０８に、バイアス出力を供給する。タイムディレイ回路
１０７及び１０８は、ハイサイドまたはローサイドのス
イッチの一方がオフとなった後、他方がオンになるまで
の間に、約１マイクロ秒のデッドタイムまたは遅れを供
給する。この遅れ時間は、パワーＭＯＳＦＥＴ２０、２
１が同時にオンになることにより形成される、いわゆる
シュートスルー回路の発生を阻止する。
４、ロックアウト回路１０５及びハイサイド及びローサ
イドラインにあるデッドタイムディレイ回路１０７、１
０８に、バイアス出力を供給する。タイムディレイ回路
１０７及び１０８は、ハイサイドまたはローサイドのス
イッチの一方がオフとなった後、他方がオンになるまで
の間に、約１マイクロ秒のデッドタイムまたは遅れを供
給する。この遅れ時間は、パワーＭＯＳＦＥＴ２０、２
１が同時にオンになることにより形成される、いわゆる
シュートスルー回路の発生を阻止する。
【００２２】デッドタイム回路１０８の出力は、ローサ
イドディレイ回路１０９、及びピンＬ0に接続されたロ
ーサイド駆動装置１１０に適合している。デッドタイム
回路１０７の出力は、ハイサイドの出力ラインにあるレ
ベルシフトパルス発生器１１１に適合している。ハイサ
イドラインはまた、回路１１３を通過するパルスからの
ノイズ用のｄｖ／ｄｔフィルター回路１１３を駆動する
ためのハイサイドバイアス供給回路１１２、及びアンダ
ーボルテージアナログロックアウト回路１１４を含む。
ハイサイドバイアス回路１１２への入力はピンＶBに接
続されている。
イドディレイ回路１０９、及びピンＬ0に接続されたロ
ーサイド駆動装置１１０に適合している。デッドタイム
回路１０７の出力は、ハイサイドの出力ラインにあるレ
ベルシフトパルス発生器１１１に適合している。ハイサ
イドラインはまた、回路１１３を通過するパルスからの
ノイズ用のｄｖ／ｄｔフィルター回路１１３を駆動する
ためのハイサイドバイアス供給回路１１２、及びアンダ
ーボルテージアナログロックアウト回路１１４を含む。
ハイサイドバイアス回路１１２への入力はピンＶBに接
続されている。
【００２３】ロックアウト回路１１４及びｄｖ／ｄｔフ
ィルタ回路１１３の出力は、ラッチ回路１１５に適合
し、その出力は、ゲインステージ及び駆動ピンＨ0を有
するバッファ１１６と接続されている。ここで、ピンＶ
Sは回路１１３、１１４、１１５、及び１１６に接続し
ている。以上、本発明を特に実施例との関係で述べてき
たが、多くの他の実施態様や実施形式、他の使用方法
が、発明の利用とともに明らかになるであろう。それゆ
えに、本発明は、かかる実施例の態様によって限定され
るものではなく、特許請求の範囲によって決められるも
のである
ィルタ回路１１３の出力は、ラッチ回路１１５に適合
し、その出力は、ゲインステージ及び駆動ピンＨ0を有
するバッファ１１６と接続されている。ここで、ピンＶ
Sは回路１１３、１１４、１１５、及び１１６に接続し
ている。以上、本発明を特に実施例との関係で述べてき
たが、多くの他の実施態様や実施形式、他の使用方法
が、発明の利用とともに明らかになるであろう。それゆ
えに、本発明は、かかる実施例の態様によって限定され
るものではなく、特許請求の範囲によって決められるも
のである
【図１】 従来の電流トランス装置を用いた、電気安定
器である。
器である。
【図２】 本発明にかかるモノリシック回路を用いた、
一般的な放電ランプ用電気安定器である。
一般的な放電ランプ用電気安定器である。
【図３】 本発明のモノリシックＭＯＳゲート駆動装置
を用いた、ダブル４０蛍光安定器の回路図である。
を用いた、ダブル４０蛍光安定器の回路図である。
【図４】 本発明の新しいＭＯＳゲート駆動装置を用い
た、高圧ソディウム用安定器の回路図である。
た、高圧ソディウム用安定器の回路図である。
【図５】 図２、３及び４に示した新しいモノリシック
ゲート駆動装置の回路図である。
ゲート駆動装置の回路図である。
１００ クランプ回路 １０１ 駆動回路 １０２ Ｎ比較器 １０３ Ｐ比較器 １０４ ＲＳラッチ １０５ 低電圧ロックアウト回路 １０６ バイアス回路 １０７ デッドタイムディレイ回路 １０８ デッドタイムディレイ回路 １０９ ローサイドディレイ回路 １１０ ローサイド駆動装置 １１１ パルス発生器 １１２ ハイサイドバイアス回路 １１３ ｄｖ／ｄｔフィルタ回路 １１４ ロックアウト回路 １１５ ラッチ回路 １１６ バッファ回路
Claims (22)
- 【請求項１】 シリコン基板上に作製された、 第１及び第２のＤ−Ｃ端子と第１及び第２のＭＯＳゲー
トパワー半導体装置の間のノードにおける共通端子とを
有するハーフブリッジ回路で接続されている第１及び第
２のＭＯＳゲートパワーデバイスの駆動用集積回路であ
って、 該集積回路が、基板電位に比べて低い論理信号と接続可
能な出力制御用端子ＣTを有するタイマー回路手段と、 該タイマー回路手段に接続され、第１及び第２のＭＯＳ
デバイスのオン、オフ用周波数の制御を行い、かつ上記
出力制御端子に適用される所定の信号に応じて切替わる
出力を有するラッチ回路手段と、 各々が上記ラッチ回路手段に接続され、該ラッチ回路の
出力の切替に続いて、ある遅延時間でラッチ回路の出力
を遅らせて伝達するためのハイサイドのデッドタイムデ
ィレイ回路とローサイドのデッドタイムディレイ回路手
段と、 ハイサイドのレベルシフト手段、ハイサイドの駆動回路
手段及び、ローサイドの駆動回路手段を含み、 上記ハイサイド駆動回路手段及びローサイド駆動回路手
段が、上記ハイサイドのデッドタイムディレイ回路とロ
ーサイドのデッドタイムディレイ回路手段にそれぞれ接
続され、該入力制御端子ＣTの制御信号に従って、該第
１及び第２のＭＯＳゲートパワーデバイスをオン、オフ
するための信号をそれぞれ出力するためのハイサイド及
びローサイドの出力ピンを有し、 上記デッドタイム遅延回路が該第１及び第２のＭＯＳゲ
ートパワーデバイスの同時導通を防止するようになって
いることを特徴とする集積回路。 - 【請求項２】 上記ＭＯＳゲートパワーデバイスが、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ及びＭＯＳゲートサイリス
タからなる群より選ばれるＭＯＳデバイスである請求項
１記載の集積回路。 - 【請求項３】 上記所定の遅延時間が１マイクロ秒であ
る請求項１記載の集積回路。 - 【請求項４】 更に、上記集積回路中の各回路手段に動
作電力を供給するための第１及び第２のＤ−Ｃ端子と接
続した動作電圧ＶCC電源を含み、上記集積回路が該第１
または第２のＤ−Ｃ端子の少なくとも１つに接続するた
め、そこから延びるＶCCピンを有している請求項１記載
の集積回路。 - 【請求項５】 更に、上記回路が第１Ｄ−Ｃ端子に接続
させるためのレジスタ手段を有する請求項４記載の集積
回路。 - 【請求項６】 上記所定の遅延時間が約１マイクロ秒で
ある請求項４記載の集積回路。 - 【請求項７】 上記所定の遅延時間が約１マイクロ秒で
ある請求項６記載の集積回路。 - 【請求項８】 更に、上記ＶCCピンに接続され、そのＶ
CCピン位置の電圧を測定し、上記ラッチ回路手段及びハ
イサイド及びローサイドのデッドタイム回路に接続さ
れ、該ＶCCピンの電圧が一定値以下になった時ラッチ回
路手段及びディレイ回路を作動しないようにするための
低電圧トリップ回路手段を含む請求項４記載の集積回
路。 - 【請求項９】 所定の遅延時間が約１マイクロ秒である
請求項８記載の集積回路。 - 【請求項１０】 上記集積回路中の各回路手段に動作電
力を供給するための第１及び第２のＤ−Ｃ端子と接続し
た動作電圧ＶCC電源を含み、上記集積回路が該第１また
は第２のＤ−Ｃ端子の少なくとも１つに接続するため、
そこから延びるＶCCピンを有している請求項９記載の集
積回路。 - 【請求項１１】 更に上記該ＶCCピンを該第１Ｄ−Ｃ端
子に接続させるためのレジスタ手段を有する請求項７記
載の集積回路。 - 【請求項１２】 上記ＶCCピンを上記プラス端子に接続
させるためのレジスタ手段を有する請求項７記載の集積
回路。 - 【請求項１３】 上記タイマー回路がＭＯＳゲートデバ
イスをオン、オフさせるための周波数制御用の第２の入
力端子ＲTを有し、 該ＣT及びＲT端子が、式ｆ0＝１／（１．４・ＲT・
ＣT）で示されるタイミング回路の振動周波数ｆ0を設定
するために、容量値ＣTである外部タイミングキャパシ
タ及び抵抗値ＲTである外部タイミングレジスタに接続
している請求項１記載の集積回路。 - 【請求項１４】 所定の遅延時間が約１マイクロ秒であ
る請求項１３記載の集積回路。 - 【請求項１５】 上記集積回路中の各回路手段に動作電
力を供給するための第１及び第２のＤ−Ｃ端子と接続し
た動作電圧ＶCC電源を含み、上記集積回路が該第１また
は第２のＤ−Ｃ端子の少なくとも１つに接続するため、
そこから延びるＶCCピンを有している請求項１３記載の
集積回路。 - 【請求項１６】 上記ＶCCピンを該第１Ｄ−Ｃ端子に接
続させるためのレジスタ手段を有する請求項１３記載の
集積回路。 - 【請求項１７】 更に、上記ＶCCピンに接続され、ＶCC
ピン位置における電圧を測定し、上記ラッチ回路手段及
びハイサイド及びローサイドのデッドタイム回路に接続
され、該ＶCCピンの電圧が一定値以下になった時ラッチ
回路手段及びディレイ回路を作動しないようにするため
の低電圧トリップ回路手段を含む請求項１３記載の集積
回路。 - 【請求項１８】 少なくとも１つの放電管と、該放電管
に直列に接続された少なくとも１つのＬ−Ｃ回路と、そ
れぞれゲート端子を有し、ハーフブリッジ回路構成に接
続された第１及び第２の直列接続ＭＯＳゲートパワース
イッチング素子と、上記第１及び第２の直列接続スイッ
チング素子と直列接続された１対のＤ−Ｃ電力端子の組
み合わせからなり、 上記ランプとＬ−Ｃの直列回路が第２のパワースイッチ
ング素子を横切って接続され、ゲート駆動用回路が該第
１及び第２のＭＯＳゲート素子双方を所定の振動周波数
で交互にスイッチングさせるための論理レベル信号を受
けるための入力端子を有し、 該ゲート駆動回路が上記単体素子のそれぞれのゲートに
接続された出力端子Ｈ0及びＬ0を有し、 上記ゲート駆動回路が、その内部回路に動作電圧を供給
するための端子ＶCCを有し、 該端子ＶCCを該１組の端子の一方に接続するための外部
抵抗とを有することを特徴とする電気安定器回路。 - 【請求項１９】 少なくとも１つの放電管と、該放電管
に直列に接続された少なくとも１つのＬ−Ｃ回路と、そ
れぞれゲート端子を有し、ハーフブリッジ回路構成に接
続された第１及び第２の直列接続ＭＯＳゲートパワース
イッチング素子と、該第１及び第２の直列接続スイッチ
ング素子と直列に接続された１対のＤ−Ｃ電力端子の組
み合わせからなり、 上記ランプとＬ−Ｃの直列回路が第２のパワースイッチ
ング素子を横切って接続され、ゲート駆動用回路が該第
１及び第２のＭＯＳゲート素子双方をある所定の振動周
波数で交互にスイッチングさせるための入力論理レベル
信号を受けるための入力端子を有し、 該ゲート駆動回路が該パワースイッチング素子のそれぞ
れのゲートに接続された出力端子Ｈ0及びＬ0を有し、 該ゲート駆動回路が、第１及び第２の入力ピンＲT及び
ＣTをそれぞれ有する振動タイマー回路を有し、単体レ
ジスタ及び単体キャパシタが、所定の振動周波数及びＬ
−Ｃ回路の振動周波数において、所定の振動周波数を設
定するためにピンＲT及びＣTにそれぞれ接続されている
ことを特徴とする電気安定器回路。 - 【請求項２０】 少なくとも１つの放電管と、該放電管
に直列に接続された少なくとも１つのＬ−Ｃ回路と、そ
れぞれゲート端子を有し、ハーフブリッジ回路構成に接
続された第１及び第２の直列接続ＭＯＳゲートパワース
イッチング素子と、該第１及び第２の直列接続スイッチ
ング素子と直列に接続された１対のＤ−Ｃ電力端子の組
み合わせからなり、 上記ランプとＬ−Ｃの直列回路が第２のパワースイッチ
ング素子を横切って接続され、ゲート駆動用回路が該第
１及び第２のＭＯＳゲート素子双方をある所定の振動周
波数で交互にスイッチングさせるための入力論理レベル
信号を受けるための入力端子を有し、 該ゲート駆動回路が該パワースイッチング素子のそれぞ
れのゲートに接続された出力端子Ｈ0及びＬ0を有し、 該ゲート駆動回路が、その内部回路に駆動パワーを供給
するための端子ＶCCを有し、 該端子ＶCCを該１組の端子の１つに接続させるための該
レジスタを有し、 該ゲート駆動回路が、第１及び第２の入力ピンＲT及び
ＣTをそれぞれ有する振動タイマー回路を有し、単体レ
ジスタ及び単体キャパシタが、所定の振動周波数及びＬ
−Ｃ回路の振動周波数において、所定の振動周波数を設
定するためにピンＲT及びＣTにそれぞれ接続されている
ことを特徴とする電気安定器回路。 - 【請求項２１】 少なくとも１つの放電管と、該放電管
に直列に接続された少なくとも１つのＬ−Ｃ回路と、そ
れぞれゲート端子を有し、ハーフブリッジ回路構成に接
続された第１及び第２の直列接続ＭＯＳゲートパワース
イッチング素子と、上記第１及び第２の直列接続スイッ
チング素子と直列接続された１対のＤ−Ｃ電力端子の組
み合わせからなり、 上記ランプとＬ−Ｃの直列回路が第２のパワースイッチ
ング素子を横切って接続され、ゲート駆動用回路が該第
１及び第２のＭＯＳゲート素子双方を所定の振動周波数
で交互にスイッチングさせるための論理レベル信号を受
けるための入力端子を有し、 該ゲート駆動回路が上記単体素子のそれぞれのゲートに
接続された出力端子Ｈ0及びＬ0を有し、 上記ゲート駆動回路が、その内部回路に動作電圧を供給
するための端子ＶCCを有し、 該端子ＶCCを該１組の端子の一方に接続するための外部
抵抗とを有することを特徴とし、 該集積回路が、基板電位に比べて低い論理信号と接続可
能な出力制御用端子ＣTを有するタイマー回路手段と、 該タイマー回路手段に接続され、第１及び第２のパワー
スイッチングデバイスのオン、オフ用周波数の制御を行
い、かつ上記出力制御端子に適用される所定の信号に応
じて切替わる出力を有するラッチ回路手段と、 各々が上記ラッチ回路手段に接続され、該ラッチ回路の
出力の切替に続いて、ある遅延時間でラッチ回路の出力
を遅らせて伝達するためのハイサイドのデッドタイムデ
ィレイ回路とローサイドのデッドタイムディレイ回路手
段と、 ハイサイドのレベルシフト手段、ハイサイドの駆動回路
手段及び、ローサイドの駆動回路手段を含み、 上記ハイサイド駆動回路手段及びローサイド駆動回路手
段が、上記ハイサイドのデッドタイムディレイ回路とロ
ーサイドのデッドタイムディレイ回路手段にそれぞれ接
続され、該入力制御端子ＣTの制御信号に従って、該第
１及び第２のＭＯＳゲートパワーデバイスをオン、オフ
するための信号をそれぞれ出力するためのハイサイド及
びローサイドの出力ピンを有し、 上記デッドタイム遅延回路が該第１及び第２のＭＯＳゲ
ートパワーデバイスの同時導通を防止するようになって
いることを特徴とする集積回路。 - 【請求項２２】 少なくとも１つの放電管と、該放電管
に直列に接続された少なくとも１つのＬ−Ｃ回路と、そ
れぞれゲート端子を有し、ハーフブリッジ回路構成に接
続された第１及び第２の直列接続ＭＯＳゲートパワース
イッチング素子と、該第１及び第２の直列接続スイッチ
ング素子と直列に接続された１対のＤ−Ｃ電力端子の組
み合わせからなり、 上記ランプとＬ−Ｃの直列回路が第２のパワースイッチ
ング素子を横切って接続され、ゲート駆動用回路が該第
１及び第２のＭＯＳゲート素子双方をある所定の振動周
波数で交互にスイッチングさせるための入力論理レベル
信号を受けるための入力端子を有し、 該ゲート駆動回路が該ＭＯＳパワースイッチング素子の
それぞれのゲートに接続された出力端子Ｈ0及びＬ0を有
し、 該ゲート駆動回路が、第１及び第２の入力ピンＲT及び
ＣTをそれぞれ有する振動タイマー回路を有し、単体レ
ジスタ及び単体キャパシタが、所定の振動周波数及びＬ
−Ｃ回路の振動周波数において、所定の振動周波数を設
定するためにピンＲT及びＣTにそれぞれ接続され、 該集積回路が、基板電位に比べて低い論理信号と接続可
能な出力制御用端子ＣTを有するタイマー回路手段と、 該タイマー回路手段に接続され、第１及び第２の単体デ
バイスのオン、オフ用周波数の制御を行い、かつ上記出
力制御端子に適用される所定の信号に応じて切替わる出
力を有するラッチ回路手段と、 各々が上記ＲＳラッチ回路手段に接続され、該ラッチ回
路の出力の切替につずいて、ある遅延時間でラッチ回路
の出力を遅らせて伝達するためのハイサイドのデッドタ
イムディレイ回路とローサイドのデッドタイムディレイ
回路手段と、 ハイサイドのレベルシフト手段、ハイサイドの駆動回路
手段及び、ローサイドの駆動回路手段を含み、 上記ハイサイド駆動回路手段及びローサイド駆動回路手
段が、上記ハイサイドのデッドタイムディレイ回路とロ
ーサイドのデッドタイムディレイ回路手段にそれぞれ接
続され、該入力制御端子ＣTの制御信号に従って、該第
１及び第２のＭＯＳゲートパワーデバイスをオン、オフ
するための信号をそれぞれ出力するためのハイサイド及
びローサイドの出力ピンを有し、 上記デッドタイム遅延回路が該第１及び第２のＭＯＳゲ
ートパワーデバイスの同時導通を防止するようになって
いることを特徴とする集積回路。
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