JPH10190609A - 直交周波数多重変調信号復調方法 - Google Patents
直交周波数多重変調信号復調方法Info
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- JPH10190609A JPH10190609A JP8343204A JP34320496A JPH10190609A JP H10190609 A JPH10190609 A JP H10190609A JP 8343204 A JP8343204 A JP 8343204A JP 34320496 A JP34320496 A JP 34320496A JP H10190609 A JPH10190609 A JP H10190609A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の直交周波数多重変調信号の復調方法で
は、送受信機間の周波数オフセットや、伝搬路により受
ける振幅及び位相の時間変動により伝送特性が著しく劣
化する。周波数オフセットや、比較的低速の位相の時間
変動に対しては、様々な周波数同期方法が検討されてお
り、その有効性が示されているが、従来の方法では、周
波数同期の確立に非常に長い時間がかかるため、高速の
位相変動に対しては有効ではない。また、マルチパスフ
ェージング伝搬路において、コヒーレンス帯域幅を超え
る伝送を行うと、伝送帯域内で受ける振幅及び位相の時
間変動は周波数帯域ごとに異なるため、従来の周波数同
期方法ではその補償を行うことは不可能である。 【解決手段】 本発明では、直交周波数多重変調方法の
この特徴に着目し、直交周波数多重変調信号を複数の周
波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとにガード
区間波形を用いて、マルチパスフェージングによる位相
変動量を推定し、補償を行うものである。
は、送受信機間の周波数オフセットや、伝搬路により受
ける振幅及び位相の時間変動により伝送特性が著しく劣
化する。周波数オフセットや、比較的低速の位相の時間
変動に対しては、様々な周波数同期方法が検討されてお
り、その有効性が示されているが、従来の方法では、周
波数同期の確立に非常に長い時間がかかるため、高速の
位相変動に対しては有効ではない。また、マルチパスフ
ェージング伝搬路において、コヒーレンス帯域幅を超え
る伝送を行うと、伝送帯域内で受ける振幅及び位相の時
間変動は周波数帯域ごとに異なるため、従来の周波数同
期方法ではその補償を行うことは不可能である。 【解決手段】 本発明では、直交周波数多重変調方法の
この特徴に着目し、直交周波数多重変調信号を複数の周
波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとにガード
区間波形を用いて、マルチパスフェージングによる位相
変動量を推定し、補償を行うものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
伝送における、直交周波数多重変調方法の復調方法に関
するものである。
伝送における、直交周波数多重変調方法の復調方法に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】地上波ディジタル放送、高速ディジタル
移動無線伝送、あるいは、サブキャリア伝送において、
マルチパスひずみに強い直交周波数多重変調方法が検討
されている。直交周波数多重変調方法は、伝送ディジタ
ルデータをシンボル期間の逆数の周波数間隔で並ぶ複数
の搬送波を用いて周波数多重する方法である。
移動無線伝送、あるいは、サブキャリア伝送において、
マルチパスひずみに強い直交周波数多重変調方法が検討
されている。直交周波数多重変調方法は、伝送ディジタ
ルデータをシンボル期間の逆数の周波数間隔で並ぶ複数
の搬送波を用いて周波数多重する方法である。
【０００３】図８は、従来の直交周波数多重変調方法の
構成を示している。以下、従来の直交周波数多重変調方
法の動作について、図８を参照して説明する。
構成を示している。以下、従来の直交周波数多重変調方
法の動作について、図８を参照して説明する。
【０００４】送信機１０における、入力端子１から入力
された２進ディジタル信号は、ディジタル変調器１１に
より位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅ
ｙｉｎｇ）または直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａ
ｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ）信号の等価低域シンボルに変換される。
された２進ディジタル信号は、ディジタル変調器１１に
より位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅ
ｙｉｎｇ）または直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａ
ｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ）信号の等価低域シンボルに変換される。
【０００５】変調シンボルは直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１
２に入力され、伝送速度が入力シンボル系列の伝送速度
の１／ＮであるＮ個のシンボル系列に変換される。この
系列は、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒ
ｓｅｄ ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍｅｒ）１３により対応する周波数の副搬送波を
変調し、合成されて、出力される。
２に入力され、伝送速度が入力シンボル系列の伝送速度
の１／ＮであるＮ個のシンボル系列に変換される。この
系列は、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒ
ｓｅｄ ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍｅｒ）１３により対応する周波数の副搬送波を
変調し、合成されて、出力される。
【０００６】出力信号は、シンボル周期の逆数の周波数
間隔で並ぶ複数の変調信号の和の信号となっている。Ｉ
ＤＦＴ出力信号１３の出力は並列−直列変換器１４によ
りシリアルデータに変換される。変換されたデータはガ
ード区間挿入器１５によりガード区間が挿入される。
間隔で並ぶ複数の変調信号の和の信号となっている。Ｉ
ＤＦＴ出力信号１３の出力は並列−直列変換器１４によ
りシリアルデータに変換される。変換されたデータはガ
ード区間挿入器１５によりガード区間が挿入される。
【０００７】ガード区間が挿入された信号は直交変調器
１６により直交変調され、変調信号信号出力端子２より
出力され、送信される。
１６により直交変調され、変調信号信号出力端子２より
出力され、送信される。
【０００８】一方、受信機２０では、送信機１０と逆の
操作を行い、送信データ系列の推定を行う。まず、受信
信号は入力端子３より入力され、直交復調器２１により
直交復調される。直交復調された信号はシンボル同期信
号に基づいて、ガード区間除去器２２においてガード区
間信号が取り除かれる。
操作を行い、送信データ系列の推定を行う。まず、受信
信号は入力端子３より入力され、直交復調器２１により
直交復調される。直交復調された信号はシンボル同期信
号に基づいて、ガード区間除去器２２においてガード区
間信号が取り除かれる。
【０００９】シンボル同期信号はシンボル同期信号生成
回路２７により生成される。ガード区間が取り除かれた
信号は直並列変換回路２３により並列データに変換され
る。変換されたデータは離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
２４に入力される。ＤＦＴ回路２４では、受信信号が各
サブチャネルに対応する等価低域受信信号に分離され、
Ｎ個のシンボルからなる並列データとして出力される。
回路２７により生成される。ガード区間が取り除かれた
信号は直並列変換回路２３により並列データに変換され
る。変換されたデータは離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
２４に入力される。ＤＦＴ回路２４では、受信信号が各
サブチャネルに対応する等価低域受信信号に分離され、
Ｎ個のシンボルからなる並列データとして出力される。
【００１０】このシンボルは並直列変換器（Ｐ／Ｓ）２
５により、もとの直列データに変換され、ディジタル復
調器２６により、ＰＳＫまたはＱＡＭ信号の判定が行わ
れる。この結果が受信データ出力端子より出力される。
５により、もとの直列データに変換され、ディジタル復
調器２６により、ＰＳＫまたはＱＡＭ信号の判定が行わ
れる。この結果が受信データ出力端子より出力される。
【００１１】直交周波数多重変調方法では、各サブチャ
ネルの伝送速度が十分小さいため、マルチパス遅延波に
よる影響を受けにくい。また、遅延波による符号間干渉
を完全に取り除くため、ガード区間を設けている。図７
に直交周波数多重方法の変調信号波形の概形を示す。
ネルの伝送速度が十分小さいため、マルチパス遅延波に
よる影響を受けにくい。また、遅延波による符号間干渉
を完全に取り除くため、ガード区間を設けている。図７
に直交周波数多重方法の変調信号波形の概形を示す。
【００１２】図７からわかるように、ガード区間には観
測区間信号の末尾と同じ波形が挿入されている。このガ
ード区間を設けることにより、ガード区間長以内の遅延
時間の遅延波による干渉を防ぎ、伝送特性の劣化を抑え
ることができる。
測区間信号の末尾と同じ波形が挿入されている。このガ
ード区間を設けることにより、ガード区間長以内の遅延
時間の遅延波による干渉を防ぎ、伝送特性の劣化を抑え
ることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】一方、直交周波数多重
変調信号は、送受信機間の周波数オフセットや、伝搬路
により受ける振幅及び位相の時間変動により伝送特性が
著しく劣化する。
変調信号は、送受信機間の周波数オフセットや、伝搬路
により受ける振幅及び位相の時間変動により伝送特性が
著しく劣化する。
【００１４】周波数オフセットや、比較的低速の位相の
時間変動に対しては、様々な周波数同期方法が検討され
ており、その有効性が示されているが、従来の方法で
は、周波数同期の確立に非常に長い時間がかかるため、
高速の位相変動に対しては有効ではない。
時間変動に対しては、様々な周波数同期方法が検討され
ており、その有効性が示されているが、従来の方法で
は、周波数同期の確立に非常に長い時間がかかるため、
高速の位相変動に対しては有効ではない。
【００１５】また、マルチパスフェージング伝搬路にお
いて、コヒーレンス帯域幅を超える伝送を行うと、伝送
帯域内で受ける振幅及び位相の時間変動は周波数帯域ご
とに異なるため、従来の周波数同期方法ではその補償を
行うことは不可能である。
いて、コヒーレンス帯域幅を超える伝送を行うと、伝送
帯域内で受ける振幅及び位相の時間変動は周波数帯域ご
とに異なるため、従来の周波数同期方法ではその補償を
行うことは不可能である。
【００１６】従って、高速かつ周波数選択性を有するフ
ェージングを受けた直交周波数多重変調信号を受信する
場合、伝搬路により受けた振幅及び位相の時間変動を周
波数帯域ごとに補償し、復調を行う必要がある。
ェージングを受けた直交周波数多重変調信号を受信する
場合、伝搬路により受けた振幅及び位相の時間変動を周
波数帯域ごとに補償し、復調を行う必要がある。
【００１７】この発明は、高速かつ周波数選択性を有す
るフェージングによるひずみを補償し、直交周波数多重
変調信号の受信を可能にすることを目的とする。
るフェージングによるひずみを補償し、直交周波数多重
変調信号の受信を可能にすることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】直交周波数多重変調方法
では、ガード区間と観測区間の末尾で同一波形が送信さ
れるため、この部分の波形を比較することにより、振幅
及び位相の高速変動を推定することができる。
では、ガード区間と観測区間の末尾で同一波形が送信さ
れるため、この部分の波形を比較することにより、振幅
及び位相の高速変動を推定することができる。
【００１９】また、直交周波数多重変調方法では、伝送
帯域を複数の周波数帯域に分割しても、分割された帯域
に属する副搬送波の変調信号だけを復調することが可能
である。
帯域を複数の周波数帯域に分割しても、分割された帯域
に属する副搬送波の変調信号だけを復調することが可能
である。
【００２０】本発明では、直交周波数多重変調方法のこ
の特徴に着目し、直交周波数多重変調信号を複数の周波
数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとにガード区
間波形を用いて、マルチパスフェージングによる位相変
動量を推定し、補償を行うものである。
の特徴に着目し、直交周波数多重変調信号を複数の周波
数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとにガード区
間波形を用いて、マルチパスフェージングによる位相変
動量を推定し、補償を行うものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。
施の形態について説明する。
【００２２】図１は、この発明の受信機のブロック図で
ある。図において入力端子３０より入力された受信信号
は、タイミング・周波数オフセット推定部３１および遅
延部３２に入力される。
ある。図において入力端子３０より入力された受信信号
は、タイミング・周波数オフセット推定部３１および遅
延部３２に入力される。
【００２３】タイミング・周波数オフセット推定部３２
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。図１の遅延部３２では、受信信号を、タ
イミング・周波数オフセット推定に必要な時間だけ遅延
し、周波数補償器３３に入力される。
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。図１の遅延部３２では、受信信号を、タ
イミング・周波数オフセット推定に必要な時間だけ遅延
し、周波数補償器３３に入力される。
【００２４】周波数補償器３３では、タイミング・周波
数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセット
の推定値により周波数オフセットの補償を行う。
数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセット
の推定値により周波数オフセットの補償を行う。
【００２５】ここでの周波数オフセットの補償は、送信
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。
【００２６】周波数オフセット補償後の受信信号はｎ個
の帯域通過フィルタ４０、４１、４２に入力され、ｎ個
の帯域に分割される。各帯域通過フィルタの周波数特性
を図２に示す。
の帯域通過フィルタ４０、４１、４２に入力され、ｎ個
の帯域に分割される。各帯域通過フィルタの周波数特性
を図２に示す。
【００２７】各帯域通過フィルタの帯域は、伝搬路のコ
ヒーレンス帯域幅程度以下となるように設定する。分割
後の信号はそれぞれ変動推定器４３、４４、４５および
遅延部４６、４７、４８に入力される。変動推定器で
は、フェージング伝搬路の時間変動を推定する。
ヒーレンス帯域幅程度以下となるように設定する。分割
後の信号はそれぞれ変動推定器４３、４４、４５および
遅延部４６、４７、４８に入力される。変動推定器で
は、フェージング伝搬路の時間変動を推定する。
【００２８】遅延部では、推定に要する時間だけ信号を
遅延させ変動補償器５１、５２、５３に入力する。変動
補償器５１、５２、５３では、推定して伝搬路変動に応
じて信号の時間変動を補償する。
遅延させ変動補償器５１、５２、５３に入力する。変動
補償器５１、５２、５３では、推定して伝搬路変動に応
じて信号の時間変動を補償する。
【００２９】補償後の信号は、離散フーリエ変換器６
１、６２、６３において各サブチャネル毎の信号に分割
し、並直列変換器６４、６５、６６で直列データに変換
し、マルチプレックス回路３７で多重化を行う。
１、６２、６３において各サブチャネル毎の信号に分割
し、並直列変換器６４、６５、６６で直列データに変換
し、マルチプレックス回路３７で多重化を行う。
【００３０】マルチプレックス回路３７で多重化された
信号は復調器３８で判定を行い、送信データを再生す
る。データ系列は、出力端子３９から出力される。
信号は復調器３８で判定を行い、送信データを再生す
る。データ系列は、出力端子３９から出力される。
【００３１】次に、上記実施の形態において用いられて
いるタイミング・周波数オフセット推定部のブロック図
を図３に示す。図３において入力端子３０より入力され
た受信信号は、遅延器７０において観測時間ｔsだけ遅
延を加えられる。
いるタイミング・周波数オフセット推定部のブロック図
を図３に示す。図３において入力端子３０より入力され
た受信信号は、遅延器７０において観測時間ｔsだけ遅
延を加えられる。
【００３２】遅延器７０の出力信号は複素共役演算部７
１に入力されて複素共役信号が求められる。複素共役演
算部７１の出力信号は、入力端子３０から入力された受
信信号と共に複素乗算器７２に入力される。乗算器出力
信号は、幅Δの矩形インパルス応答を有する矩形窓フィ
ルタ７３に入力される。矩形窓フィルタ７３の出力は、
分配スイッチ７５に入力される。
１に入力されて複素共役信号が求められる。複素共役演
算部７１の出力信号は、入力端子３０から入力された受
信信号と共に複素乗算器７２に入力される。乗算器出力
信号は、幅Δの矩形インパルス応答を有する矩形窓フィ
ルタ７３に入力される。矩形窓フィルタ７３の出力は、
分配スイッチ７５に入力される。
【００３３】サンプリングクロック７４の出力信号は、
分配スイッチ７５に入力され、矩形窓フィルタ７３の出
力をこのクロックタイミングでｎ個の積分器７６、７
７、７８に分配する。各積分器では、入力された信号を
直交周波数多重信号のＭシンボル区間にわたって積分を
行う。これにより、数１で表される尤度関数が求められ
る。
分配スイッチ７５に入力され、矩形窓フィルタ７３の出
力をこのクロックタイミングでｎ個の積分器７６、７
７、７８に分配する。各積分器では、入力された信号を
直交周波数多重信号のＭシンボル区間にわたって積分を
行う。これにより、数１で表される尤度関数が求められ
る。
【００３４】
【数１】
【００３５】ここで、ｔsampは、サンプリング周期、ｔ
sは観測区間長、Δはガード区間長、Ｔs＝ｔs＋Δはシ
ンボル長である。各積分器出力は、ピーク検出器８０に
入力され、いずれの積分器出力の振幅が最大であるかが
検出される。ピーク検出器８０の出力は、シンボルタイ
ミング信号出力端子８２より出力される。
sは観測区間長、Δはガード区間長、Ｔs＝ｔs＋Δはシ
ンボル長である。各積分器出力は、ピーク検出器８０に
入力され、いずれの積分器出力の振幅が最大であるかが
検出される。ピーク検出器８０の出力は、シンボルタイ
ミング信号出力端子８２より出力される。
【００３６】また、同時にセレクタスイッチ７９に入力
されて、最大振幅を有する積分器７６、７７、７８の出
力が選択されて偏角計算部７９に入力される。偏角計算
部８１においては積分器７６、７７、７８の出力信号の
位相が計算される。偏角計算部８１の出力信号は周波数
オフセット推定値出力端子８３より出力される。
されて、最大振幅を有する積分器７６、７７、７８の出
力が選択されて偏角計算部７９に入力される。偏角計算
部８１においては積分器７６、７７、７８の出力信号の
位相が計算される。偏角計算部８１の出力信号は周波数
オフセット推定値出力端子８３より出力される。
【００３７】図４にこの発明において用いられている周
波数オフセット補償器３３の構成を示す。図４では、周
波数オフセット推定値入力端子９０より入力された周波
数オフセット推定値を電圧制御発振器９１に入力し、周
波数オフセットに応じた周波数の正弦波信号を生成す
る。
波数オフセット補償器３３の構成を示す。図４では、周
波数オフセット推定値入力端子９０より入力された周波
数オフセット推定値を電圧制御発振器９１に入力し、周
波数オフセットに応じた周波数の正弦波信号を生成す
る。
【００３８】発振器出力信号は、受信信号入力端子９２
より入力された受信信号と共に乗算器９３に入力され
る。乗算器９３で複素乗算が行われ、周波数オフセット
の補償が行われる。乗算器９３の出力は周波数補償受信
信号出力端子９４より出力される。
より入力された受信信号と共に乗算器９３に入力され
る。乗算器９３で複素乗算が行われ、周波数オフセット
の補償が行われる。乗算器９３の出力は周波数補償受信
信号出力端子９４より出力される。
【００３９】図５にこの発明において用いられている伝
搬路変動推定器４３、４４、４５の構成を示す。図５で
は、受信信号入力端子１００より入力された受信信号
は、遅延器１０２に入力され、時間ｔsだけ遅延され
る。遅延器出力は複素共役演算部１０３に入力され、複
素共役信号が求められる。複素共役演算部１０３出力信
号は、受信信号入力端子１００より入力された信号と共
に乗算器１０４に入力され、複素乗算が行われる。
搬路変動推定器４３、４４、４５の構成を示す。図５で
は、受信信号入力端子１００より入力された受信信号
は、遅延器１０２に入力され、時間ｔsだけ遅延され
る。遅延器出力は複素共役演算部１０３に入力され、複
素共役信号が求められる。複素共役演算部１０３出力信
号は、受信信号入力端子１００より入力された信号と共
に乗算器１０４に入力され、複素乗算が行われる。
【００４０】乗算器１０４出力は積分放電フィルタ１０
５に入力され、シンボルタイミング信号入力端子１０１
より入力されたシンボルタイミングにより積分が行われ
る。さらに、積分放電フィルタ出力信号は、偏角計算部
１０６に入力される。偏角計算部１０６の出力信号は数
２で示される１シンボル区間にわたる位相の変動であ
る。
５に入力され、シンボルタイミング信号入力端子１０１
より入力されたシンボルタイミングにより積分が行われ
る。さらに、積分放電フィルタ出力信号は、偏角計算部
１０６に入力される。偏角計算部１０６の出力信号は数
２で示される１シンボル区間にわたる位相の変動であ
る。
【００４１】
【数２】
【００４２】受信信号入力端子１００より入力された受
信信号および、遅延器１０２の出力はまた、包絡線検波
器１０７および１０８にそれぞれ入力され、受信信号振
幅が計算される。
信信号および、遅延器１０２の出力はまた、包絡線検波
器１０７および１０８にそれぞれ入力され、受信信号振
幅が計算される。
【００４３】包絡線検波器１０７および１０８の出力は
それぞれ積分放電フィルタ１０９および１１０に入力さ
れて、シンボルタイミング信号入力端子１０１より入力
されたシンボルタイミングにより積分が行われる。さら
に、積分放電フィルタ１１０の出力は逆数演算部１１１
に入力され、逆数が計算される。積分放電フィルタ１１
０の出力と逆数演算部１１１の出力は、乗算器１１２に
入力される。
それぞれ積分放電フィルタ１０９および１１０に入力さ
れて、シンボルタイミング信号入力端子１０１より入力
されたシンボルタイミングにより積分が行われる。さら
に、積分放電フィルタ１１０の出力は逆数演算部１１１
に入力され、逆数が計算される。積分放電フィルタ１１
０の出力と逆数演算部１１１の出力は、乗算器１１２に
入力される。
【００４４】乗算器１１２の出力は、数３により求める
ところの、振幅の１シンボル区間にわたる変動の割合の
推定値である。
ところの、振幅の１シンボル区間にわたる変動の割合の
推定値である。
【００４５】
【数３】
【００４６】この乗算器１１２の出力および、前記偏角
計算部１０６の出力信号は極座標直交座標変換部１１３
に入力され、振幅及び位相の変動量を表す複素数に変換
され推定値出力端子１１４から出力される。
計算部１０６の出力信号は極座標直交座標変換部１１３
に入力され、振幅及び位相の変動量を表す複素数に変換
され推定値出力端子１１４から出力される。
【００４７】この発明において用いられる伝搬路変動補
償回路について図６に示す。シンボルタイミング信号入
力端子１２０から入力されたタイミング信号は、サンプ
リングクロック発振器１２４により生成されたクロック
パルス信号とともにカウンタ１２５に入力される。
償回路について図６に示す。シンボルタイミング信号入
力端子１２０から入力されたタイミング信号は、サンプ
リングクロック発振器１２４により生成されたクロック
パルス信号とともにカウンタ１２５に入力される。
【００４８】カウンタ１２５では、シンボルタイミング
信号でリセットされる時刻信号が生成される。カウンタ
１２５の出力信号は内挿演算部１２６に入力される。伝
搬路変動推定信号入力端子１２１より入力された伝搬路
変動の区間ｔsにおける推定値は、内挿演算部１２６に
入力される。内挿演算部１２６においては、数４により
内挿演算が行われ、シンボル区間内での伝搬路による振
幅及び位相変動の推定値が求められる。
信号でリセットされる時刻信号が生成される。カウンタ
１２５の出力信号は内挿演算部１２６に入力される。伝
搬路変動推定信号入力端子１２１より入力された伝搬路
変動の区間ｔsにおける推定値は、内挿演算部１２６に
入力される。内挿演算部１２６においては、数４により
内挿演算が行われ、シンボル区間内での伝搬路による振
幅及び位相変動の推定値が求められる。
【００４９】
【数４】
【００５０】数３により求められた伝搬路変動の推定値
は逆数演算部１２７に入力されて逆数が求められる。逆
数演算部１２７の出力信号は受信信号入力端子１２２か
ら入力された受信信号とともに乗算器１２８に入力さ
れ、乗算演算が行われる。乗算器出力信号は、補償後信
号出力端子１２３より出力される。
は逆数演算部１２７に入力されて逆数が求められる。逆
数演算部１２７の出力信号は受信信号入力端子１２２か
ら入力された受信信号とともに乗算器１２８に入力さ
れ、乗算演算が行われる。乗算器出力信号は、補償後信
号出力端子１２３より出力される。
【００５１】図９は本発明の別の実施の形態を示してお
り、以下この図を用いて動作を説明する。図において入
力端子３０より入力された受信信号は、タイミング・周
波数オフセット推定部３１および遅延部３２に入力され
る。
り、以下この図を用いて動作を説明する。図において入
力端子３０より入力された受信信号は、タイミング・周
波数オフセット推定部３１および遅延部３２に入力され
る。
【００５２】タイミング・周波数オフセット推定部３２
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。図９の遅延部３２では、受信信号を、タ
イミング・周波数オフセット推定に必要な時間だけ遅延
し、周波数補償器３３に入力される。周波数補償器３３
では、タイミング・周波数オフセット推定部３１で推定
された周波数オフセットの推定値により周波数オフセッ
トの補償を行う。
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。図９の遅延部３２では、受信信号を、タ
イミング・周波数オフセット推定に必要な時間だけ遅延
し、周波数補償器３３に入力される。周波数補償器３３
では、タイミング・周波数オフセット推定部３１で推定
された周波数オフセットの推定値により周波数オフセッ
トの補償を行う。
【００５３】ここでの周波数オフセットの補償は、送信
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。周波数オフセット補償後の受信信号はＤＦＴ１
６７に入力され、ｎ個の帯域に分割される。ＤＦＴ１６
７により分割された信号はそれぞれ変動推定器４３、４
４、４５および遅延部４６、４７、４８に入力される。
変動推定器では、フェージング伝搬路の時間変動を推定
する。
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。周波数オフセット補償後の受信信号はＤＦＴ１
６７に入力され、ｎ個の帯域に分割される。ＤＦＴ１６
７により分割された信号はそれぞれ変動推定器４３、４
４、４５および遅延部４６、４７、４８に入力される。
変動推定器では、フェージング伝搬路の時間変動を推定
する。
【００５４】遅延部では、推定に要する時間だけ信号を
遅延させ変動補償器５１、５２、５３に入力する。変動
補償器５１、５２、５３では、推定して伝搬路変動に応
じて信号の時間変動を補償する。補償後の信号は、離散
フーリエ変換器６１、６２、６３において各サブチャネ
ル毎の信号に分割し、並直列変換器６４、６５、６６で
直列データに変換し、マルチプレックス回路３７で多重
化を行う。マルチプレックス回路３７で多重化された信
号は復調器３８で判定を行い、送信データを再生する。
データ系列は、出力端子３９から出力される。
遅延させ変動補償器５１、５２、５３に入力する。変動
補償器５１、５２、５３では、推定して伝搬路変動に応
じて信号の時間変動を補償する。補償後の信号は、離散
フーリエ変換器６１、６２、６３において各サブチャネ
ル毎の信号に分割し、並直列変換器６４、６５、６６で
直列データに変換し、マルチプレックス回路３７で多重
化を行う。マルチプレックス回路３７で多重化された信
号は復調器３８で判定を行い、送信データを再生する。
データ系列は、出力端子３９から出力される。
【００５５】図１０は本発明の別の実施の形態を示す。
以下図１０を用いて動作説明をする。
以下図１０を用いて動作説明をする。
【００５６】図において入力端子３０より入力された受
信信号は、周波数補償器３３に入力する。周波数補償器
３３の出力はタイミング・周波数オフセット推定部３１
および遅延部３２に入力される。
信信号は、周波数補償器３３に入力する。周波数補償器
３３の出力はタイミング・周波数オフセット推定部３１
および遅延部３２に入力される。
【００５７】タイミング・周波数オフセット推定部３２
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。周波数補償器３３では、タイミング・周
波数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセッ
トの推定値により周波数オフセットの補償を行う（フィ
ードバック方法）。
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。周波数補償器３３では、タイミング・周
波数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセッ
トの推定値により周波数オフセットの補償を行う（フィ
ードバック方法）。
【００５８】ここでの周波数オフセットの補償は、送信
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。以降の動作は図１における実施の形態と同様で
ある。
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。以降の動作は図１における実施の形態と同様で
ある。
【００５９】以上説明したように、本発明では周波数オ
フセット部はフィードフォアード方法及びフィードバッ
ク方法のどちらでも可能である。
フセット部はフィードフォアード方法及びフィードバッ
ク方法のどちらでも可能である。
【００６０】また本発明は上記実施の形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変形し
たり、組み合わせを変えたりして実施することが可能で
ある。
ものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変形し
たり、組み合わせを変えたりして実施することが可能で
ある。
【００６１】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、直交
周波数多重変調信号がマルチパスフェージング伝搬路に
より振幅および位相が高速に変動しても、変動を補償す
ることが可能となり、その結果、伝搬路変動による伝送
特性の劣化を改善する効果がある。
周波数多重変調信号がマルチパスフェージング伝搬路に
より振幅および位相が高速に変動しても、変動を補償す
ることが可能となり、その結果、伝搬路変動による伝送
特性の劣化を改善する効果がある。
【００６２】特に、この発明は、一様フェージングによ
る振幅及び位相の時間変動だけではなく、周波数選択性
フェージングを受け、周波数毎に異なる振幅及び位相変
動を受けた場合においてもその補償を行うことができ
る。
る振幅及び位相の時間変動だけではなく、周波数選択性
フェージングを受け、周波数毎に異なる振幅及び位相変
動を受けた場合においてもその補償を行うことができ
る。
【００６３】これにより信号を移動しながら受信する場
合においても、良好に信号を再生することできる。
合においても、良好に信号を再生することできる。
【図１】本発明の実施の形態１における受信機の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】図１の２１〜２ｎの帯域通過フィルタの周波数
特性の概形を示す特性図である。
特性の概形を示す特性図である。
【図３】この発明のシンボルタイミングおよび周波数オ
フセット推定器を示すブロック図である。
フセット推定器を示すブロック図である。
【図４】この発明の周波数オフセット補償器を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】この発明の伝搬路変動推定器の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】この発明の伝搬路変動補償器の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】直交マルチキャリヤ変調信号の信号波形であ
る。
る。
【図８】従来の直交マルチキャリヤ変調方法の送信機お
よび受信機の構成を示すブロック図である。
よび受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態２における受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態３における受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
１ 送信データ入力端子 ２ 送信信号 ３ 受信信号 ４ 受信データ出力端子 １０ 送信機 １１ ディジタル変調器 １２ 直並列変換器 １３ 離散逆フーリエ変換器 １４ 並列直列変換器 １５ ガード区間挿入部 １６ 直交変調 ２０ 受信機 ２１ 直交復調 ２２ ガード区間削除部 ２３ 直列並列変換 ２４ 離散フーリエ変換器 ２５ 並列−直列変換器 ２６ ディジタル復調器 ２７ シンボル同期回路 ３０ 受信信号入力端子 ３１ タイミング・周波数オフセット推定部 ３２ 遅延部 ３３ 周波数補償器 ３４、３５、３６ 帯域復調部 ３７ マルチプレックス ３８ ディジタル復調器 ３９ 受信データ出力端子 ４０、４１、４２ 帯域通過フィルタ ４３、４４、４５ 変動推定器 ４６、４７、４８ 遅延部 ５１、５２、５３ 変動補償器 ６１、６２、６３ 第２の離散フーリエ変換器 ６４、６５、６６ 並直列変換器 ６７ 第１の離散フーリエ変換器
Claims (3)
- 【請求項１】 複数の周波数多重された信号を用いてデ
ータを伝送する方法において、 直交周波数多重された変調信号を入力し平均的な周波数
偏移を推定する周波数偏移推定手段と、前記周波数偏移
推定手段により推定された周波数偏移量を入力し、前記
直交周波数多重変更信号の周波数偏移を補償する周波数
偏移補償手段と前記周波数偏移補償手段により周波数偏
移を補償された周波数多重変調信号をその周波数成分に
応じて分割する帯域フィルタ群と、 前記帯域フィルタ群により分割された各変調信号の伝搬
路変動をそれぞれ推定する伝搬路変動推定手段と、 前記位相変動推定手段により推定された伝搬路変動量を
入力して、前記の分割された各変調信号の伝搬路変動を
補償する伝搬路変動補償手段と、 前記伝搬路変動補償手段の出力を入力して、周波数直交
多重された変調信号を復号する復号手段を備えたことを
特徴とする直交周波数多重変調信号復調方法。 - 【請求項２】 複数の周波数多重された信号を用いてデ
ータを伝送する方法において、 直交周波数多重された変調信号を入力とし、前記変調信
号を遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段出力信号と前記入力信号との除算を行うこ
とにより変調信号が通信路により受けた振幅及び位相の
時間変動を推定する除算手段と、 前記除算手段出力信号を平滑化する平滑化手段と、 前記平滑化手段により得られた推定出力信号を用いて受
信信号の受けた振幅及び位相の時間変動を補償する補償
手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の直交周波
数多重変調信号復調方法。 - 【請求項３】 複数の周波数多重された信号を用いてデ
ータを伝送する方法において、 変調信号と変調信号が受けた振幅及び位相の時間変動の
推定値を入力し、 内挿により、より短い区間での振幅及び位相の時間変動
の推定値を求める内挿手段と、 内挿手段により求めた推定値で変調信号を割ることによ
り時間変動による変調信号が受けたひずみを補償する補
償手段を有することを特徴するとする請求項１記載の直
交周波数多重変調信号復調方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34320496A JP3431785B2 (ja) | 1996-12-24 | 1996-12-24 | 直交周波数多重変調信号復調装置 |
| US08/988,934 US6058145A (en) | 1996-12-24 | 1997-12-11 | Method of demodulating a multi-frequency quadrature modulated signal |
| EP97310598A EP0851642B1 (en) | 1996-12-24 | 1997-12-24 | Multicarrier receiver with compensation for frequency offset and for frequency-dependent distortion |
| ES97310598T ES2270450T3 (es) | 1996-12-24 | 1997-12-24 | Receptor multiportadora con compesacion del desplazamiento de frecuencia y de la distorsion dependiente de la frecuencia. |
| DE69736659T DE69736659T2 (de) | 1996-12-24 | 1997-12-24 | Mehrträgerempfänger mit Ausgleich von Frequenzverschiebungen und von frequenzabhängigen Verzerrungen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34320496A JP3431785B2 (ja) | 1996-12-24 | 1996-12-24 | 直交周波数多重変調信号復調装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002282504A Division JP2003152673A (ja) | 2002-09-27 | 2002-09-27 | 直交周波数多重変調信号復調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190609A true JPH10190609A (ja) | 1998-07-21 |
| JP3431785B2 JP3431785B2 (ja) | 2003-07-28 |
Family
ID=18359727
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34320496A Expired - Lifetime JP3431785B2 (ja) | 1996-12-24 | 1996-12-24 | 直交周波数多重変調信号復調装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6058145A (ja) |
| EP (1) | EP0851642B1 (ja) |
| JP (1) | JP3431785B2 (ja) |
| DE (1) | DE69736659T2 (ja) |
| ES (1) | ES2270450T3 (ja) |
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| US9224516B2 (en) | 2004-07-22 | 2015-12-29 | Solicore, Inc. | Battery tab and packaging frame design |
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- 1996-12-24 JP JP34320496A patent/JP3431785B2/ja not_active Expired - Lifetime
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