JPH10207973A - 振動ミラー形走査装置用駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 振動ミラー形走査装置において、センサを使
用することなしに、駆動電源の周波数及び位相を、振動
ミラーの機械的共振周波数及び位相に自動的に追従させ
ること。消費電力を最小化し、動作電圧の範囲を拡大す
ること。 【解決手段】 自励式のパルス幅変調発振器１に接続さ
れた振動ミラーコイル励振回路３から、振動ミラーコイ
ル４に対して、励振パルスを繰返し印加する。パルス立
上り時点決定回路７は、電圧サンプラ５の検出電圧に基
づいて振動ミラーの角速度ゼロの瞬間を検知して、発振
パルスを立ち上がらせる。これによって、励振パルスを
最良のタイミングで印加することが出来る。パルス立下
り時点決定回路９は、内蔵する目標値（電圧）と検出さ
れたピーク値（電圧）との電圧差に比例する発振パルス
幅を決定し、発振パルスを立ち下がらせる。これによっ
て振動ミラーの回動範囲が自動的に調節される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この出願の発明は、光学的情
報読取装置に使用される振動ミラー形走査装置を駆動す
るための、振動ミラー形走査装置用駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】光学的情報読取装置に使用される回動形
ミラーは、非振動ミラーと振動ミラーとに大別される。
ここに、非振動ミラーとは、光学的情報の読取り動作
中、回動−停止−回動−停止を繰返すタイプのミラーの
ことであり、振動ミラーとは、同読取り動作中、停止す
ることなく連続的に振動し続けるミラーのことである。
光学的情報読取装置に使用される振動ミラーは、固有の
機械的共振周波数を有する。かかる振動ミラーの駆動方
法は、非同期式と同期式とに大別される。ここに、非同
期式駆動方法とは、振動ミラー走査装置に印加（供給）
すべき電圧（電流）の周波数を、振動ミラーの機械的共
振周波数から大きく離調させて置く（離隔させて置く）
方法のことであり、同期式駆動方法とは、振動ミラー走
査装置に印加すべき電圧の周波数及び位相を振動ミラー
の機械的周波数及び位相にそれぞれ合致させる方法のこ
とである。後者の駆動方法においては、印加電圧とし
て、正弦波電圧乃至鋸歯状波電圧等を用いるアナログ式
が提案されている。又、当該振動ミラーの回動位置及び
角速度を直接的に検出する為のセンサを導入し、同セン
サの検出出力を利用して、当該振動ミラーの走査装置に
対して印加すべき駆動電圧の周波数を、振動ミラーの機
械的共振周波数に自動的に追従せしめることが提案され
ている。

【０００３】

【従来の技術の問題点】然しながら、この出願の発明者
の研究によれば、上記従来の駆動方法には、下記の様な
欠点乃至問題点の存在することが明らかになった。第一
に、振動ミラーの回動位置及び角速度を直接検出する為
のセンサを導入すると、製品コストが増大する。第二
に、上記センサの検出出力を利用して、駆動電圧の周波
数を、振動ミラーの固有共振周波数に自動的に追従せし
めようとすると、上記センサを組込んだ後に、改めて回
路全体の調整が必要となる。第三に、上記アナログ式の
駆動方法（駆動電圧として、例えば正弦波電圧乃至鋸歯
状波電圧を用いる駆動方法）では、電流乃至電力の消費
が少なくなく、為に使用電池の長寿命化が困難である。
第四に、駆動電圧として、正弦波電圧乃至鋸歯状波電圧
を用いるときは、動作電圧の範囲を極限まで広くするこ
とが困難である。

【０００４】

【発明の目的】それ故、この出願の発明の第一の目的
は、振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動作せしめるこ
とが出来、しかも同振動ミラー（ＶＭ）の回動位置及び
角速度を直接検出する為のセンサを必要としない、振動
ミラー形走査装置用駆動回路を提供することにある。こ
の出願の発明の第二の目的は、振動ミラー（ＶＭ）を共
振モードで動作せしめると共に、同振動ミラー（ＶＭ）
の回動位置及び角速度を直接検出するセンサを使用する
こと無しに、駆動電圧の周波数及び位相を、同振動ミラ
ー（ＶＭ）の機械的共振周波数及び位相に自動的に追従
せしめることが出来る、調整不要の、振動ミラー形走査
装置用駆動回路を提供することにある。この出願の発明
の第三の目的は、パルス電圧で振動ミラーコイルを励振
すると共に、当該パルス電圧を同振動ミラー（ＶＭ）の
機械的振動に自動的に同期させることより、消費電流及
び消費電力を最小化し、以って使用電池の長寿命化を実
現することが出来る、振動ミラー形走査装置用駆動回路
を提供することにある。この出願の発明の第四の目的
は、パルス電圧で振動ミラーコイルを励振することによ
って、動作電圧の範囲を極限まで拡大することが出来
る、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することに
ある。

【０００５】

【目的を達成するための手段】前記の課題を解決し、前
記の目的を達成する為に、この出願の発明の第１の実施
の形態の振動ミラー形走査装置用駆動回路は、パルス幅
変調発振器１_１と、振動ミラーコイル励振回路３と、振
動ミラーコイル４と、電圧サンプラ５_１と、パルス立上
り時点決定回路７と、ピークホルダ８と、パルス立下り
時点決定回路９とを含有し、パルス幅変調発振器１
_１は、自励発振時には、回動形振動ミラー（ＶＭ）の機
械的共振周波数Ｆよりも若干低いパルス繰返し周波数の
発振パルス列ｂ_１を出力するように、他励発振時には、
同振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆに追従する
パルス繰返し周波数の発振パルス列ｂ_１を出力すること
が出来るように、構成され、振動ミラーコイル励振回路
３_１は、振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大
点に到達した直後に、振動ミラーコイル４の第１の入力
端子Ａ_４に対して、発振パルス列ｂ_１に基づいて正極性
の励振パルスを印加するように構成され、振動ミラーコ
イル４は、第１の入力端子Ａ_４に対して正極性の励振パ
ルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した正
方向の角運動量を振動ミラー（ＶＭ）に対してを与える
ように構成され、電圧サンプラ５_１は、励振パルスの非
印加時に、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動に起因する逆
起電圧の負極性の半波の絶対値を、振動ミラーコイル４
の第１の入力端子Ａ_４において検出するように構成さ
れ、パルス立上り時点決定回路７は、電圧サンプラ５_１
の出力レベルがピークからゼロに到達した時点を検出し
て、休止中のパルス幅変調発振器１_１の次なる発振パル
スの立上り時点を決定し、同発振器１_１の第１の変調信
号入力端子（ａ_１）に対して、同発振パルスを立ち上が
らせるための負極性の変調電圧（ｑ）を印加するよう
に、構成され、ピークホルダ８は、毎周期、上記サンプ
ラ５_１の出力電圧におけるピーク値（ｐ_ｍ）を検出し、
且つ保持するように、構成され、パルス立下り時点決定
回路９は、パルス幅変調発振器１_１からの発振パルス持
続信号（ｊ）とピークホルダ８からのピーク値ｐ_ｍとを
受けて、振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅に対応する目
標値ｖ_ｒと上記ピーク値ｐ_ｍとの電圧差に比例する発振
パルス持続時間、従って又発振パルス立下り時点を決定
し、同発振器１_１の第２の変調信号入力端子ａ_２に対し
て、持続中の発振パルスを立ち下がらせるための、正極
性の変調電圧ｒを印加するように、構成されている。

【０００６】この出願の発明の第１の実施の形態の振動
ミラー形走査装置用駆動回路によれば、パルス幅変調発
振器１_１は、定常状態では、振動ミラー（ＶＭ）の機械
的共振周波数Ｆに追従するパルス繰返し周波数の発振パ
ルスを出力する。振動ミラー（ＶＭ）は、回動角θが逆
方向の最大点に到達した直後に、振動ミラーコイル４に
よって、正方向の角運動量が与えられ、その後は固有の
機械的共振周波数Ｆで、自由振動を続行する（図２参
照）。振動ミラー（ＶＭ）の自由振動による逆起電圧
は、同ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の最大点
θ_ａ、及び逆方向の最大点−θ_ａに到達した時点で、瞬
間的にゼロとなる。パルス立上り時点決定回路７は、振
動ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点−θ_ａに
到達した時点（従って電圧サンプラ５_１の出力レベルが
ゼロに到達した時点）で、パルス幅変調発振器１_１の第
１の変調信号入力端子ａ_１に対して負極性の変調電圧ｑ
を印加して、発振パルスを立ち上がらせる。かくして、
パルス幅変調発振器１_１のパルス繰返し周波数は、振動
ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆに自動的に追従す
ることとなる。

【０００７】振動ミラー（ＶＭ）の振幅（回動範囲）θ
_ａは、自由振動時には、角速度θ′の最大値θ′_ｍａｘ
（θ＝０において現れる。）に比例する。振動ミラー
（ＶＭ）の角速度θ′が最大値θ′_ｍａｘに達すると、
逆起電圧もピークに達する。逆起電圧のピーク値は、電
圧サンプラ５_１を経てピークホルダ８から出力される。
パルス立下り時点決定回路９は、発振パルスの立上り時
点に対して、所望の振幅と実際の振幅θ_ａとの振幅差
（所望の振幅に対応する目標値（電圧）ｖ_ｍとピークホ
ルダ８から出力されたピーク電圧ｐ_ｍとの電圧差）に略
比例するパルス持続時間を加算して、同発振パルスの立
下り時点を決定し、同発振器１_１の第２の変調信号入力
端子ａ_２に対して、正極性の変調電圧ｒを印加して、持
続中の発振パルスを立ち下がらせる。即ち、振動ミラー
（ＶＭ）の実際の振幅θ_ａが所望の振幅よりも小さけれ
ば小さい程、励振パルスの持続時間を延長して、より大
きな角運動量を、従って又より大きな運動エネルギを、
振動ミラー（ＶＭ）に与えるのである。かくして、発振
パルスの持続時間、従って又励振パルスの持続時間は、
パルス立下り時点決定回路９によって自動的に調整さ
れ、その結果、振動ミラー（ＶＭ）の回動範囲（振幅）
も、自動的に調整されることとなる。

【０００８】この出願の発明の第２の実施の形態の振動
ミラー形走査装置用駆動回路は、パルス幅変調発振器１
_２と、パルス列変換回路２と、振動ミラーコイル励振回
路３_２と、振動ミラーコイル４と、電圧サンプラ５
_２と、パルス立上り時点決定回路７と、ピークホルダ８
と、パルス立下り時点決定回路９とを含有し、上記パル
ス幅変調発振器１_２は、自励発振時には、パルス繰返し
周波数が回動形振動ミラーの機械的共振周波数Ｆの２倍
の周波数２Ｆよりも若干低く、デューティ率が２分の１
よりも小なる発振パルス列ｂ_２を出力するように、他励
発振時には、パルス繰返し周波数が同振動ミラーの機械
的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに追従し、デューテ
ィ率が自励発振時のそれよりも更に小なる発振パルス列
ｂ_２を出力することが出来るように、構成され、上記パ
ルス列変換回路２は、上記発振パルス列ｂ_２を受けて、
第１の変換パルス列ｄ、第２の変換パルス列ｅ、第３の
変換パルス列ｆ、第４の変換パルス列ｇ、第５の変換パ
ルス列ｈ、第６の変換パルス列ｉ及び第７の変換パルス
列ｊを出力するように構成され、上記第１〜第６の変換
パルス列の周期は、定常状態においては、上記発振パル
ス列ｂ_２の周期（Ｔ／２，Ｔ＝１／Ｆ）の２倍（Ｔ）で
あり、上記第１の変換パルス列ｄの各週期は、励振期間
と非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は前の半
週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも
小であり、上記第４の変換パルス列ｇの各週期は、接地
期間と非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は前
の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１で
あり、上記第３の変換パルス列ｆの各週期は、励振期間
と非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は後の半
週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも
小であり、上記第２の変換パルス列ｅの各週期は、接地
期間と非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は後
の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１で
あり、上記第５の変換パルス列ｈの各週期は、サンプリ
ング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上
記サンプリング許容期間は、上記第１の変換パルス列ｄ
の励振期間の終了と共に開始し、前の半週期の終了と共
に終了し、上記第６の変換パルス列ｉの各週期は、サン
プリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成
り、上記サンプリング許容期間は、上記第３の変換パル
ス列ｆの励振期間の終了と共に開始し、後の半週期の終
了と共に終了し、上記第７の変換パルス列ｊの各週期
は、上記パルス立下り時点決定回路９に対する動作許容
期間と動作非許容期間とから成り、上記動作許容期間
は、上記発振パルス列ｂ_２の持続期間と同一であり、上
記振動ミラーコイル励振回路３_２は、上記振動ミラーの
回動角θが逆方向の最大点に到達した直後に、上記振動
ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ_４に対して上記第１
の変換パルス列ｄに基づいて正極性の励振パルスを印加
すると共に、同ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ_４に
対して上記第４の変換パルス列ｇに基づいて接地電位を
供給するように、又、上記振動ミラーの回動角θが正方
向の最大点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル４
の第２の入力端子Ｃ_４に対して上記第３の変換パルス列
ｆに基づいて正極性の励振パルスを印加し、同ミラーコ
イル４の第１の入力端子Ａ_４に対して上記第２の変換パ
ルス列ｅに基づいて接地電位を供給するように、構成さ
れ、上記振動ミラーコイル４は、上記第１の入力端子Ａ
_４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パル
スの持続時間に比例した正方向の角運動量を上記振動ミ
ラーに対して与えるように、又、上記第２の入力端子Ｃ
_４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パル
スの持続時間に比例した負方向の角運動量を上記振動ミ
ラーに対して与えるように、構成され、上記電圧サンプ
ラ５_２は、上記第５のパルス列ｈの各サンプリング許容
期間中に上記振動ミラーの自由振動に起因する逆起電圧
の正極性の半波の絶対値を上記振動ミラーコイル４の第
１の入力端子Ａ_４において検出し、上記第６のパルス列
ｈの各サンプリング許容期間中に上記逆起電圧の負極性
の半波の絶対値を、同第２の入力端子Ｃ_４において検出
し、且つそれらを時間軸上で合成するように、構成さ
れ、上記パルス立上り時点決定回路７は、上記電圧サン
プラ５_２の出力レベルがピークからゼロに到達した時点
を検出し、休止中のパルス幅変調発振器１_２の次なる発
振パルスの立上り時点を決定し、同発振器１_２の第１の
変調信号入力端子ａ_１に対して、同発振パルスを立ち上
がらせるための、負極性の変調電圧ｑを印加するよう
に、構成され、上記ピークホルダ８は、上記電圧サンプ
ラ５_２の半周期毎に、その出力のピーク値ｐ_ｍを検出し
且つ保持するように構成され、上記パルス立下り時点決
定回路９は、上記パルス列変換回路２からの動作許容信
号（ｊ）と上記ピークホルダ８からのピーク値ｐ_ｍとを
受けて、上記振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅に対応す
る目標値ｖ_ｍと上記ピーク値ｐ_ｍとの電圧差に比例する
発振パルス持続時間、従って又、発振パルス立下り時点
を決定し、同発振器１_２の第２の変調信号入力端子ａ_２
に対して、持続中の上記発振パルスを立ち下がらせるた
めの、正極性の変調電圧ｒを印加するように、構成され
ている。

【０００９】この出願の発明の第２の実施の形態の振動
ミラー形走査装置用駆動回路によれば、パルス幅変調発
振器１_２は、定常状態では、振動ミラー（ＶＭ）の機械
的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに追従するパルス繰
返し周波数の発振パルスを出力する。振動ミラー（Ｖ
Ｍ）は、回動角θが逆方向の最大点−θ_ａに到達した直
後に、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ_４に対し
て印加された正極性の励振パルスによって、正方向の角
運動量が与えられ、又、回動角θが正方向の最大点θ_ａ
に到達した直後に、振動ミラーコイル４の第２の入力端
子Ｃ_４に印加される正極性の励振パルスによって、逆方
向の角運動量が与えられ、固有の機械的共振周波数Ｆ
で、自由振動を続行する（図５参照）。振動ミラー（Ｖ
Ｍ）の自由振動による逆起電圧は、同ミラー（ＶＭ）の
回動角θが正方向の最大点θ_ａに到達した時点で、又、
逆方向の最大点−θ_ａに到達した時点で、瞬間的にゼロ
となる。パルス立上り時点決定回路７は、電圧サンプラ
５_２の出力レベル（絶対値）がゼロになった時点（振動
ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点−θ_ａ又は
正方向の最大点θ_ａに到達した時点）で、パルス幅変調
発振器１_２の第１の変調信号入力端子ａ_１に対して負極
性の変調電圧ｑを印加して、次なる発振パルスを立ち上
がらせる。かくして、パルス幅変調発振器１_２のパルス
繰返し周波数は、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波
数Ｆの２倍の周波数２Ｆに自動的に追従することとな
る。

【００１０】振動ミラー（ＶＭ）の振幅（回動範囲）θ
_ａは、自由振動時には、角速度θ′の最大値θ′_ｍａｘ
（θ＝０において現れる。）に比例する。振動ミラー
（ＶＭ）の角速度θ′が最大値θ′_ｍａｘに達すると、
逆起電圧もピークに達する。逆起電圧のピーク値は、電
圧サンプラ５_２を経てピークホルダ８から出力される。
パルス立下り時点決定回路９は、パルス幅変調発振器１
_２の発振パルスの立上り時点に対して、所望の振幅と実
際の振幅θ_ａとの振幅差（所望の振幅に対応する目標値
ｖ_ｍ（電圧）と、ピークホルダ８から出力されるピーク
電圧ｐ_ｍとの、電圧差）に略比例するパルス持続時間を
加算して、持続中の発振パルスの立下り時点を決定し、
同発振器１_２の第２の変調信号入力端子ａ_２に対して、
正極性の変調電圧ｒを印加して、持続中の発振パルスを
立ち下がらせる。即ち、振動ミラー（ＶＭ）の実際の振
幅θ_ａが所望の振幅よりも小さければ小さい程、励振パ
ルスの持続時間を延長して、より大きな角運動量を、従
って又、より大きな運動エネルギを、振動ミラー（Ｖ
Ｍ）に与えるのである。かくして、発振パルスの持続時
間、従って、又励振パルスの持続時間は、パルス立下り
時点決定回路９によって自動的に調整され、その結果、
振動ミラー（ＶＭ）の回動範囲（振幅）も、自動的に調
整されることとなる。

【００１１】

【発明の実施の形態】この出願の発明の第１の実施の形
態による振動ミラー形走査装置用駆動回路の構成につい
て説明する。同第１の実施の形態は、回動共振形の振動
ミラー（ＶＭ）を内包する振動ミラー形走査装置（例え
ば特開平７−２６１１０９号公報参照）を前提する。回
動共振形の振動ミラー（ＶＭ）は、例えば、振動ミラー
コイルを流れる駆動電流によって回転力を受ける。他方
で、機械的バネ力若しくは磁気バネ力によって復元力を
受ける。回動共振形の振動ミラー（ＶＭ）は、一度角運
動量が与えられると、機械的共振周波数Ｆの自由振動が
発生し、回動角θが、周期Ｔ（＝１／Ｆ）で、図２の第
１段に図示した様に、正弦波状に変化する。そして、そ
の際、振動ミラーコイルの端子間には、電磁誘導によっ
て、図２の最下段に図示した通り、正弦波状に変化する
逆起電圧が出現する。図１は、この出願の発明の第１の
実施の形態を説明するためのブロック図である。同図に
おいて、１_１はパルス幅変調発振器、３_１は振動ミラー
コイル励振回路、４は振動ミラーコイル（ＶＭコイ
ル）、５_１は電圧サンプラ、６はリニヤ増幅器、７はパ
ルス立上り時点決定回路、８はピークホルダ、９はパル
ス立下り時点決定回路である。

【００１２】先ず、上記諸要素１_１〜９の構成及び動作
について説明する。パルス幅変調発振器１_１は、第１の
変調信号入力端子ａ_１、及び第２の変調信号入力端子ａ
_２、並びに１個の出力端子ｂを有する。変調信号が印加
されない場合には、自励式パルス発振器として動作す
る。パルス幅変調発振器１_１の自励発振時のパルス繰返
し周波数は、第１の実施の形態では、振動ミラー（Ｖ
Ｍ）の機械的共振周波数Ｆよりも若干低くしておく。第
１の実施の形態が前提する振動ミラー（ＶＭ）の共振周
波数は５０Ｈｚであるから、パルス幅変調発振器１_１の
自励発振時のパルス繰返し周波数は、４０Ｈｚ程度にし
ておく。この周波数については、格別の精度は必要でな
い。パルス幅変調発振器１_１の発振パルス列ｂ_１の波形
は、図２の第３段に図示した励振パルスの電圧波形と同
様である。第１の変調信号入力端子ａ_１に負極性の変調
電圧ｑが印加された時は、発振パルスが立ち上がるよう
に、第２の変調信号入力端子ａ_２に正極性の変調電圧ｒ
が印加された時は、発振パルスが立ち下がるように、構
成される。この様なパルス幅変調発振器１_１は、例え
ば、シュミットトリガインバータと、帰還回路と、時定
数回路とを組合せることによって、実現される。（詳し
くは後述する。）

【００１３】振動ミラーコイル励振回路３_１は、振動ミ
ラーコイル４の第１の入力端子Ａ_４に対して、励振パル
ス電圧を印加する。振動ミラーコイル４を流れるパルス
電流は、振動ミラー（ＶＭ）に対して、印加時間に比例
した角運動量を与える。励振パルス電圧の印加開始のタ
イミングは、図２の第１〜第３段に図示した様に、振動
ミラーの回動角θが最大点に到達した直後を選択する。
励振パルス電圧の印加極性、或は振動ミラーコイル４の
接続極性は、励振パルス電圧に基づくトルクが復元力と
して作用する方向を選択する。振動ミラーコイル励振回
路３_１は、増幅及びバッファ作用を有する。この回路３
をスイッチング素子、例えばＣ−ＭＯＳ・ＦＥＴを用い
て構成するときは、動作電圧範囲を最大限まで拡大する
ことが出来る。振動ミラーコイル４は、第１の入力端子
Ａ_４に対して正極性の励振パルスが印加され、第２の入
力端子Ｃ_４に対して接地電位が供給されている時、振動
ミラー（ＶＭ）に対して、同パルスの持続時間に比例し
た正方向の角運動量を与えるように、構成される。

【００１４】電圧サンプラ５_１は、励振パルスの非印加
時において、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動に起因する
逆起電圧（電磁誘導電圧）を振動ミラーコイル４の第１
の入力端子Ａ_４において、検出する。かかる機能は、パ
ルス幅変調発振器１_１の発振パルス列ｂ_１によって制御
される禁止ゲートによって実現される。或いは、ダイオ
ードによっても、実現される（この場合、ダイオードの
極性と入力端子とは、励振パルス電圧を検出しないよう
に選択される）。

【００１５】リニヤ増幅器６の主な役割は、電圧サンプ
ラ５_１の出力（振動ミラーコイル４中に誘起された逆起
電圧に比例する。）を、後段の諸回路で処理可能な振幅
とするために、増幅することにある。第２の役割は、電
圧サンプラ５_１の出力における、有害なノイズ成分を除
去することにある。即ち、ノイズフィルタとしても機能
することにある。第３の役割は、増幅率を可変とするこ
とによって、振動ミラー（ＶＭ）の走査振幅を調整する
ことにある。

【００１６】パルス立上り時点決定回路７は、ゼロ電圧
検出回路を包含する。この回路は、電圧サンプラ５_１の
出力電圧（即ち振動ミラー（ＶＭ）による逆起電圧の絶
対値）ｋが、ピークからゼロになったことを検出する
（図２参照）。かかる機能は、比較回路を使用すること
によって、実現される。しかして、パルス立上り時点決
定回路７は、ゼロ電圧を検出するや否や、パルス幅変調
発振器１_１の第１の変調信号入力端子ａ_１に対して、負
極性の変調電圧ｑを印加して、同発振器１_１の出力電圧
をゼロレベル又は低レベル（以下単に「ゼロレベル」と
いう。）から高レベルへと反転させる。即ち、同発振器
１_１の発振パルス列ｂ_１中の各個のパルスの立上り時点
を決定する。

【００１７】ピークホルダ８は、電圧サンプラ５_１の各
周期毎に、増幅器６の出力電圧ｍのピーク値を検出し且
つ保持する。そして、次の励振パルスの立下り時点で、
一旦ゼロレベルに復帰する。パルス立下り時点決定回路
９は、振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅に対応する目標
値（電圧）ｖ_ｍとピークホルダ８から出力されたピーク
電圧ｐ_ｍとの間の電圧差を、時間差（持続時間）に変換
する機能を有する。かかる機能は、時定数回路と比較回
路とを用いて実現される。（詳細は後述する。） 故に、パルス立下り時点決定回路９は、パルス幅変調発
振器１_１の発振パルスの立上り時点を始点とし、これに
時間差（持続時間）を加えて、立下り時点を決定する。
そして、同発振器１_１の第２の変調信号入力端子ａ_２に
対して、同発振パルスを立ち下がらせるための、正極性
の変調電圧ｒを印加する。（詳細は後述する。）

【００１８】次に、第１の実施の形態の全体的動作につ
いて説明する。パルス幅変調発振器１_１は、電源が投入
されると、本来のパルス繰返し周波数で発振を開始し、
最初の発振パルスを出力する。振動ミラーコイル励振回
路３_１は、パルス幅変調発振器１_１から受け取った最初
の発振パルスに基づいて、最初の励振パルス電圧を、振
動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ_４に印加する。電
源投入前例えば原点（θ＝０）にあった振動ミラー（Ｖ
Ｍ）は、振動ミラーコイル４に流れる最初の励振パルス
電流によって、正方向の角運動量が与えられる（回動角
θの正・逆方向の決め方については図２参照）。振動ミ
ラー（ＶＭ）の角速度θ′が連続的に増大し、励振パル
スの終了時点で極大となる。振動ミラー（ＶＭ）は、最
初の励振パルスの終了時点で、振動モードが強制振動か
ら自由振動に移行し、復元ばねのバネ力によって減速さ
れながら、正方向の回動を続ける。

【００１９】最初の励振パルス電流によって振動ミラー
（ＶＭ）に与えられた運動エネルギが全部復元ばね中の
機械的歪みエネルギ又は磁気的ポテンシャルエネルギに
変換され尽くした時点で、振動ミラー（ＶＭ）の角速度
θ′は瞬間的にゼロ（静止状態）となり、その回動角θ
は極大値となる。振動ミラー（ＶＭ）は、その回動角θ
が極大値に達した時点で復元ばねの復元力によってその
回動方向が反転せしめられ、加速されながら逆方向の回
動を続ける。そして、原点（θ＝０）を通過して、逆方
向の極大値に達する。この間、振動ミラー（ＶＭ）の角
速度θ′は、原点（θ＝０）を通過する時点で極大とな
り、その後は連続的に減速され、遂にはゼロとなる。従
って、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラ
ーコイル４中に誘起される逆起電圧は、励振パルスが終
了した時点で正の極大、回動角θが正方向の極大値に達
した時点でゼロ、回動角θが原点（θ＝０）を通過する
時点で負極性の極大、回動角θが逆方向の極大点に達し
た時点で再びゼロとなる。

【００２０】説明の便のため、電圧サンプラ５_１は、振
動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル
４中に誘起された逆起電圧の第３番目の負極性の半波
（絶対値）をその第１の入力端子Ａ_４からサンプル（抽
出）することが出来たものと仮定する。リニヤ増幅器６
は、サンプルされた電圧を（線形）増幅する。パルス立
上り時点決定回路７は、リニヤ増幅器６の出力（絶対
値）がピークからゼロに達したこと（即ち振動ミラー
（ＶＭ）の回動角θが極大値に到達したこと）を検出
し、直ちにパルス幅変調発振器１_１の第１の変調信号入
力端子ａ_１に対して、最初の負極性の変調電圧ｑを印加
する。第３番目の発振パルスを出力した後、休止（ゼロ
出力）状態にあったパルス幅変調発振器１_１は、最初の
負極性の変調電圧ｑを受け取るや否や、その出力状態を
反転させ、高電圧を出力する。即ち、第４番目の発振パ
ルスが立ち上がる。第４番目の発振パルスは、そのまま
振動ミラーコイル励振回路３_１に、又、反転されてパル
ス立下り時点決定回路９等に送り込まれる。一方、リニ
ヤ増幅器６からその出力電圧（絶対値）ｍを受け取った
ピークホルダ８は、同電圧ｍについて検出したピーク電
圧ｐ_ｍをそのまま保持している。そこで、パルス立下り
時点決定回路９は、ピークホルダ８からピーク電圧ｐ_ｍ
を受け取り、パルス幅変調発振器１_１から第４番目の発
振パルスに対応する動作許容信号（ｊ）を受け取って、
同発振器１_１の第４番目の（持続中の）発振パルスの持
続時間、従って又、発振パルス立下り時点を決定し、同
発振器１_１の第２の変調信号入力端子ａ_２に対して、正
極性の変調電圧ｒを印加する。同時に、ピークホルダ８
のピーク電圧保持状態を瞬時的に解除する。

【００２１】この間、第４回目の高出力状態にあったパ
ルス幅変調発振器１_１は、正極性の変調電圧ｒを受け取
るや否や、それ自身の出力状態を反転させて、ゼロ電圧
を出力する。即ち、第４番目の出力パルスが立ち下が
り、休止状態となる。第４番目の発振パルスを受け取っ
た振動ミラーコイル励振回路３_１は、振動ミラーコイル
４に対して第４番目の励振パルス電圧を印加する。第４
番目の励振パルス電流によって同電流の持続時間に比例
した角運動量を与えられた振動ミラー（ＶＭ）は、第４
回目の振動サイクルに入る。振動ミラー（ＶＭ）の振幅
（回動角極大値）は、１パルスの印加で所望の値に達す
ることはないが、数パルスの後には、達することとな
る。又、パルス幅変調発信機１_２は、ピーク電圧の検出
がなされる迄は、それ自身の周波数で発振するが、検出
がなされた後は、機械的振動周波数の２倍の周波数２Ｆ
に追従することとなる。かくして、振動ミラー（ＶＭ）
によって反射されたレーザビームは、所望の周期で、且
つ所望の回動範囲（振幅）に亙って、正常に走査される
こととなる。

【００２２】この出願の発明の第２の実施の形態による
振動ミラー形走査装置用駆動回路について説明する。同
第２の実施の形態も、回動共振形振動ミラー（ＶＭ）を
内包する振動ミラー形走査装置（特公平７−２６１１０
９号公報参照）を前提する。回動共振形振動ミラー（Ｖ
Ｍ）の諸特性は、第１の実施の形態に関連して説明した
所と同様である（図５参照）。図３は、同第２の実施の
形態の概要を示すブロック図である。同図において、１
_２はパルス幅変調発振器、２はパルス列変換回路、３_２
は振動ミラーコイル励振回路、４は振動ミラーコイル、
５_２は電圧サンプラ、６は増幅器、７はパルス立上り時
点決定回路、８はピークホルダ、９はパルス立下り時点
決定回路である。

【００２３】先ず、上記諸要素１_２〜９の機能乃至動作
について説明する。図４は、第２の実施の形態の諸要素
の入出力波形を示すタイミングチャートであって、同図
（ａ）は、自励発振時（スタート時）の回路各部の入出
力波形、同図（ｂ）は、他励発振時（同期時）の回路各
部の入出力波形を示すものである。パルス幅変調発振器
１_２は、自励発振時には、回動形振動ミラー（ＶＭ）の
機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆよりも若干低い
パルス繰返し周波数のパルス列ｂ_２を出力するように、
他励発振時には、同振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周
波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに追従するパルス繰返し周波
数の発振パルス列ｂ_２を出力することが出来るように、
構成される（図４（ａ）の波形ｂ、及び同図（ｂ）の波
形ｂ参照）。第２の実施の形態が前提する振動ミラー
（ＶＭ）の共振周波数は５０Ｈｚであるから、パルス幅
変調発振器１_２の自励発振時のパルス繰返し周波数は、
８０Ｈｚ程度にしておく。この周波数については、格別
の精度は必要でない。パルス幅変調発振器１_２のその余
の事項は、パルス幅変調発振器１_１と同様である。（内
部構成については後述する。）

【００２４】パルス列変換回路２は、発振パルス列ｂ_２
を受けて、第１の変換パルス列ｄ、第２の変換パルス列
ｅ、第３の変換パルス列ｆ、第４の変換パルス列ｇ、第
５の変換パルス列ｈ、第６の変換パルス列ｉ及び第７の
変換パルス列ｊを出力するように構成される（図４
（ａ）の波形ｄ〜ｉ参照。波形ｊについては後述す
る）。第１〜第６の変換パルス列の周期は、定常状態に
おいては、発振パルス列ｂ_２の周期（Ｔ／２，Ｔ＝１／
Ｆ）の２倍（Ｔ）である。第１の変換パルス列ｄの各週
期は、励振期間と非励振期間とから成り、励振期間の始
点は、図４（ｂ）の如く、前の半週期の始点にあり、そ
のデューティ率は４分の１よりも小である。第４の変換
パルス列ｇの各週期は、接地期間と非接地期間とから成
り、接地期間の始点は、図４（ｂ）の如く、前の半週期
の始点にあり、そのデューティ率は２分の１である。第
３の変換パルス列ｆの各週期は、励振期間と非励振期間
とから成り、励振期間の始点は、図４（ｂ）の如く、後
の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よ
りも小である。第３の変換パルス列ｆは、例えば、第１
の変換パルス列ｄの位相を１／２周期（Ｔ／２＝１／２
Ｆ）分遅らせたものに相当する（図４のｆ及びｄ参
照）。

【００２５】第２の変換パルス列ｅの各週期は、接地期
間と非接地期間とから成り、接地期間の始点は、後の半
週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であ
る。この変換パルス列ｅは、例えば、第４の変換パルス
列ｇの位相を、１／２周期（Ｔ／２＝１／２Ｆ）分遅ら
せたものに相当する（図４のｇ及びｅ参照）。第５の変
換パルス列ｈの各週期は、サンプリング許容期間とサン
プリング非許容期間とから成り、同サンプリング許容期
間は、第１の変換パルス列ｄの励振期間の終了と共に開
始し、前の半週期の終了と共に終了する。第６の変換パ
ルス列ｉの各週期は、サンプリング許容期間とサンプリ
ング非許容期間とから成り、同サンプリング許容期間
は、第３の変換パルス列ｆの励振期間の終了と共に開始
し、後の半週期の終了と共に終了する。第６の変換パル
ス列ｉは、第５の変換パルス列ｈの位相を１／２周期
（Ｔ／２＝１／２Ｆ）分遅らせたものに相当する（図４
（ａ）のｉ及びｈ参照）。第７の変換パルス列ｊの各週
期は、パルス立下り時点決定回路９に対する動作許容期
間と動作非許容期間とから成り、動作許容期間は、発振
パルス列ｂ_２の持続期間と同一である。

【００２６】振動ミラーコイル励振回路３_２は、振動ミ
ラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点−θ_ａに到達
した直後に、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ_４
に対して、第１の変換パルス列ｄに基づいて正極性の励
振パルス電圧を印加すると共に、同ミラーコイル４の第
２の入力端子Ｃ_４に対して、第４の変換パルス列ｇに基
づいて接地電位を供給するように、構成される。又、振
動ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の最大点θ_ａに到
達した直後に、振動ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ
_４に対して、第３の変換パルス列ｆに基づいて正極性の
励振パルスを印加すると共に、同ミラーコイル４の第１
の入力端子Ａ_４に対して、第２の変換パルス列（ｅ）に
基づいて接地電位を供給するように、構成される。振動
ミラーコイル４は、第１の入力端子Ａ_４に対して正極性
の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比
例した正方向の角運動量を振動ミラー（ＶＭ）に対して
与えるように、又、第２の入力端子Ｃ_４に対して正極性
の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比
例した逆方向の角運動量を同振動ミラー（ＶＭ）に対し
て与えるように、構成される。

【００２７】電圧サンプラ５は、第５のパルス列ｈの各
サンプリング許容期間中に、振動ミラー（ＶＭ）の自由
振動に起因する逆起電圧の正極性の半波（絶対値）を振
動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ_４において検出
し、第６のパルス列ｈの各サンプリング許容期間中に、
逆起電圧の負極性の半波（絶対値）を、同第２の入力端
子Ｃ_４において検出し、それらを時間軸上で合成するよ
うに構成される。因みに、振動ミラー（ＶＭ）の自由振
動に起因する振動ミラーコイル４上の逆起電圧を第１の
入力端子Ａ_４において検出する場合は、励振パルスが印
加されていないこと、そして第２の入力端子Ｃ_４に接地
電位が供給されていることの２条件が充足されなければ
ならない。前者の条件を充足させるためには、励振パル
ス電圧のデューティ率は４分の１よりも小でなければな
らず、後者の条件を充足させるためには、第４の変換パ
ルスｇのデューティ率は丁度２分の１でなければならな
い。第２の実施の形態において使用されるリニヤ増幅器
６、パルス立上り時点決定回路７、ピークホルダ８、及
びパルス立下り時点決定回路９は、第１の実施の形態に
おいて使用されるものと同様である。

【００２８】次に、第２の実施の形態の全体的動作につ
いて説明する。パルス幅変調発振器１_２は、電源が投入
されると、本来のパルス繰返し周波数で自励発振を開始
し、最初の発振パルスを出力する。パルス列変換回路２
は、最初の発振パルスを、最初の第１の変換パルスｄ及
び第４の変換パルスｇ等々に変換する。振動ミラーコイ
ル励振回路３_２は、パルス列変換回路２から受け取った
最初の第１の変換パルス（ｄ）及び第４の変換パルス
（ｇ）に基づいて、最初の励振パルス電圧を、振動ミラ
ーコイル４の第１の入力端子Ａ_４に印加する。それまで
原点（θ＝０）にあった振動ミラー（ＶＭ）は、振動ミ
ラーコイル４中に流れる最初の励振パルス電流によって
正方向の角運動量が与えられる（回動角θの正・逆方向
の決め方については図５参照）。振動ミラー（ＶＭ）の
角速度θ′が連続的に増大し、最初の励振パルスが終了
した時点で極大となる。振動ミラー（ＶＭ）は、最初の
励振パルスが終了した時点で、振動モードが強制振動か
ら自由振動に移行し、復元ばねのバネ力によって減速さ
れながら正方向の回動を続ける。

【００２９】最初の励振パルス電流によって振動ミラー
（ＶＭ）に与えられた運動エネルギが全部復元ばね中の
機械的歪みエネルギ（若しくは磁気的ポテンシャルエネ
ルギ）に変換され尽くした時点で、振動ミラー（ＶＭ）
の角速度θ′は瞬間的にゼロ（静止状態）となり、その
回動角θは極大値となる。振動ミラー（ＶＭ）は、その
回動角θが極大値に達した時点で、復元ばねの復元力に
よってその回動方向が反転せしめられ、加速されながら
逆方向の回動を続ける。そして、原点（θ＝０）を通過
して、逆方向の極大値に達する。この間、振動ミラー
（ＶＭ）の角速度θ′は、原点（θ＝０）を通過する時
点で極大となり、その後は連続的に減速され、遂にはゼ
ロとなる。従って、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によ
って振動ミラーコイル４中に誘起される逆起電圧は、最
初の励振パルスが終了した時点で正の極大、回動角θが
正方向の極大値に達した時点でゼロ、回動角θが原点
（θ＝０）を通過する時点で負極性の極大、回動角θが
逆方向の極大点に達した時点で再びゼロとなる。

【００３０】説明の便のため、電圧サンプラ５_２は、振
動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル
４中に誘起された逆起電圧の第２番目の正極性の半波
（絶対値）を第１の入力端子Ａ_４からサンプル（抽出）
することが出来たものと仮定する。リニヤ増幅器６は、
電圧サンプラ５_２からサンプル電圧ｋを受け取って、
（線形）増幅する。パルス立上り時点決定回路７は、リ
ニヤ増幅器６の出力（絶対値）がピークからゼロに達し
たこと（即ち振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の
極大値に達したこと）を検出し、直ちにパルス幅変調発
振器１_２の第１の変調信号入力端子ａ_１に対して、最初
の負極性の変調電圧を印加する。第３番目の発振パルス
を出力した後休止（ゼロ出力）状態にあったパルス幅変
調発振器１_２は、最初の負極性の変調電圧を受け取るや
否や、自己の出力状態を反転させ、高電圧を出力する。
即ち、第４番目の発振パルスが立ち上がる。第４番目の
発振パルスを受け取ったパルス列変換回路２は、第４番
目の第１〜第４の変換パルスｄ〜ｇを振動ミラーコイル
励振回路３_２に、同第５〜第６の変換パルスｈ〜ｉを電
圧サンプラ５_２に、同第７の変換パルスｊを、パルス立
上り時点決定回路７及びパルス立下り時点決定回路９に
与える。

【００３１】一方、リニヤ増幅器６から出力電圧（絶対
値）ｍを受け取ったピークホルダ８は、同電圧ｍにおけ
るピーク値ｐ_ｍを検出し、そのまま保持している。そこ
で、パルス立下り時点決定回路９は、ピークホルダ８か
らピーク電圧ｐ_ｍを受け取り、パルス列変換回路２から
第４番目の発振パルスに対応する動作許容信号（ｊ）を
受け取って、同発振器１_２の第４番目の（持続中の）発
振パルスの持続時間、従って又、発振パルス立下り時点
を決定し、同発振器１_２の第２の変調信号入力端子ａ_２
に対して、正極性の変調電圧を印加する。同時に、ピー
クホルダ８のピーク電圧保持状態をリセットさせる。こ
の間、第４番目の高出力状態にあったパルス幅変調発振
器１_２は、パルス立下り時点決定回路８から正極性の変
調電圧を受け取るや否や、その出力状態を反転させ、ゼ
ロ電圧を出力する。即ち、第４番目の出力パルスが立ち
下がる。パルス列変換回路２から第４番目の第２の変換
パルスｅ及び第３の変換パルスｆを与えられた振動ミラ
ーコイル励振回路３_２は、振動ミラーコイル４の第１の
入力端子Ａ_４に対して接地電位を供給すると共に、第２
の入力端子Ｃ_４に対して正極性のパルス電圧を印加す
る。振動ミラーコイル４には、第１番目とは反対の極性
の励振パルス電流が流れる。

【００３２】第４番目の励振パルス電流によって同電流
の持続時間に比例した負方向の角運動量を与えられた振
動ミラー（ＶＭ）は、負方向の回動を続ける。そして、
原点（θ＝０）を通過して、負方向の極大点に達する。
振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′は、回動の途中、原点
を通過する時点で、極大となる。電圧サンプラ５_２は、
振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイ
ル４中に誘起された逆起電圧の第２番目の負極性の半波
（絶対値）を第２の入力端子Ｃ_４からサンプル（抽出）
する。逆起電圧の第２番目の負極性の半波（絶対値）の
サンプル後における、リニヤ増幅器６、パルス立上り時
点決定回路７、ピークホルダ８、並びにパルス立下り時
点決定回路９は、第２番目の正極性の半波（絶対値）の
サンプル後におけるそれらの動作と同様である。

【００３３】パルス幅変調発振器１_２は、パルス立上り
時点決定回路７から第２番目の負極性の変調電圧を、続
いてパルス立下り時点決定回路９から第２番目の正極性
の変調電圧を受け取って、第５番目の発振パルスを出力
する。かくして、振動ミラー形走査装置用駆動回路全体
の動作サイクルは、第２回目が終了し、第３回目に移行
する。第１回目の動作サイクルでは、励振パルスの間隔
は振動ミラー（ＶＭ）の機械的振動周期Ｔより大、回動
角θの極大値（即ち過渡状態の振幅）は定常状態の最大
値より小ではあるが、それらは励振パルスが回を重ねる
に連れてそれぞれ現象又は増大するから、例えば数パル
ス後には略定常状態に達する。かくして、振動ミラー
（ＶＭ）によって反射されたレーザビームは、所望の周
期で、且つ所望の回動範囲（振幅）に亙って、正常に走
査されることとなる。

【００３４】〔パルス幅変調発振器１〕、この出願の発
明の各実施の形態に使用されるパルス幅変調発振器１の
内部構成の一例について説明する。図６の（ａ）は、パ
ルス幅変調発振器１の内部構成の一例を示す図である。
同図において、ＳＴはシュミットトリガインバータ、ａ
及びｂはその入力点及び出力点、Ｒ_１及びＲ_１１は抵
抗、Ｄ_１はダイオード、Ｃ_１はコンデンサである。ダイ
オードＤ_１及び抵抗Ｒ_１１並びに抵抗Ｒ_１は、帰還回路
を構成する。コンデンサＣ_１の充電時の時定数は、抵抗
Ｒ_１及びＲ_１１並びにコンデンサＣ_１の各大きさによっ
て決定され、放電時の時定数は、抵抗Ｒ_１及びコンデン
サＣ_１の各大きさによって決定される。この出願の発明
の各実施の形態においては、放電時の時定数を、充電時
の時定数よりも遥かに大きくするために、Ｒ_１≫Ｒ_１１
とする。そして、ａ_１は第１の変調信号入力端子、ａ_２
は第２の変調信号入力端子である。（第１の入力端子ａ
_１と入力点ａとの間、及び第２の入力端子ａ_２と入力点
ａとの間にはそれぞれ、ダイオードが接続されている。
しかし、前段の出力インピーダンスが高いときは、それ
らのダイオードを省略することが出来る。そのときは、
端子ａ_１、ａ_２及び点ａの区別立ては不必要となる。）

【００３５】パルス幅変調発振器１の自励発振時の発振
動作について説明する。図６の（ｂ）及び（Ｃ）の実線
部分は、パルス幅変調発振器１の自励発振時の動作説明
図である。同図において、高入力電圧Ｖ_Ｈは第１のヒス
テリシス電圧、低入力電圧Ｖ_Ｌは第２のヒステリシス電
圧である。第１のヒステリシス電圧Ｖ_Ｈは、例えば電源
電圧Ｖ_ＣＣの約２／３程度、第２のヒステリシス電圧Ｖ
_Ｌは、例えば電源電圧Ｖ_ＣＣの約１／３程度である。シ
ュミットトリガインバータＳＴの電源（図示しない）投
入前（ｔ＜０）のコンデンサＣ_１の端子電圧、即ち入力
点ａの電圧は、当然ゼロである。その状態で、シュミッ
トトリガインバータＳＴに電源を投入すると、出力点ｂ
の電圧が高レベルＶ_Ｅとなる。高レベルＶ_Ｅは、電源電
圧Ｖ_ＣＣから若干降下した程度の値である。出力点ｂの
電圧が高レベルＶ_Ｅになると、同点ｂから、帰還回路の
ダイオードＤ_１及び抵抗Ｒ_１１並びに抵抗Ｒ_１を通し
て、コンデンサＣ_１に電流が流入し、その端子電圧、即
ち入力点ａの電圧が急速に上昇する。そして、図６
（ｂ）の実線の如く、高入力レベルＶ_Ｈ、即ち第１のヒ
ステリシス電圧Ｖ_Ｈに達する。

【００３６】入力点ａの電圧が第１のヒステリシス電圧
Ｖ_Ｈを超えると、シュミットトリガインバータＳＴの電
圧が、同図（ｃ）の如く、反転して、ゼロレベルＶ_０と
なる（この明細書では、特段の必要がない限り、ゼロレ
ベルと低レベルを区別せず、一括して「ゼロレベル」と
いう）。出力点ａの電圧が反転してゼロレベルになる
と、コンデンサＣ_１内の電荷が抵抗素子Ｒ_１を通してゆ
っくりと放電される。そして、図６（ｂ）の如く、第２
のヒステリシス電圧Ｖ_Ｌに達する。入力点ａの電圧が第
２のヒステリシス電圧Ｖ_Ｌを下回ると、シュミットトリ
ガインバータＳＴの出力電圧が、同図（ｃ）の実線の如
く、再び反転して、高レベルＶ_Ｈとなる。そして、コン
デンサＣ_１への充電が開始される。以下同様にして、シ
ュミットトリガインバータＳＴの反転動作が繰り返さ
れ、出力点ｂから発振パルス列ｂが出力される。発振パ
ルス列ｂのデューティ率は、抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_１１との
比（Ｒ_１／Ｒ_１１）によってほぼ決定される。

【００３７】次に、パルス幅変調発振器１の他励発振時
の発振動作について説明する。入力点ａの電圧は、変調
信号の入力がなければ図６（ｂ）の実線の如く、時点１
から時点４に亙って、電圧Ｖ_Ｈから電圧Ｖ_Ｌまで、ゆっ
くりと降下する筈である。しかし、時点２において、第
１の変調信号入力端子ａ_１に、負極性の変調電圧が印加
されると、入力点ａの電圧は、急激に降下して第２のヒ
ステリシス電圧Ｖ_Ｌとなる。すると、シュミットトリガ
インバータＳＴの出力電圧が反転して、図６（ｃ）の点
線の如く、高レベルＶ_Ｅになる。出力点ｂの電圧が高レ
ベルＶ_Ｅになると、同点ｂから、帰還回路の抵抗Ｒ_１及
びＲ_１１を通して、コンデンサＣ_１に電荷が流入し、そ
の端子電圧、即ち入力点ａの電圧が、図６（ｂ）の点線
の如く、急速に上昇を開始する。即ち、入力点ａの端子
電圧は、第２のヒステリシス電圧Ｖ_Ｌから第１のヒステ
リシス電圧Ｖ_Ｈに向かって略直線的に上昇し、もしも変
調信号の入力がなければ、同図（ｂ）の時点３以後にお
いても、略直線的上昇を続けるところである。しかし、
同図（ｂ）の時点３において、第２の変調信号入力端子
ａ_２に、正極性の変調電圧が印加されると、入力点ａの
電圧が急激に増加して、第１のヒステリシス電圧Ｖ_Ｈに
到達する。

【００３８】入力点ａの電圧が第１のヒステリシス電圧
Ｖ_Ｈを超えると、シュミットトリガインバータＳＴの出
力電圧が、同図（ｃ）の点線の如く、再び反転して、ゼ
ロレベルＶ_０となる。出力点ｂの電圧が反転してゼロレ
ベルＶ_０になると、コンデンサＣ_１内の電荷が抵抗Ｒ_１
を通して、ゆっくりと放電され、入力点ａの電圧が、図
６（ｂ）の点線の如く、ゆっくりと降下する。そして、
時点６において、第１の変調信号入力端子ａ_１に、負極
性の変調電圧が印加されると、入力点ａの電圧が急激に
降下し、第２のヒステリシス電圧Ｖ_Ｌとなる。すると、
出力点ｂの電圧が再び反転して、図６（ｃ）の点線の如
く、高レベルＶ_Ｅとなる。以下同様にして、シュミット
トリガインバータＳＴの反転動作が繰り返され、出力点
ｂから発振パルス列ｂが出力される。この時の発振パル
ス列ｂのパルス繰返し周波数は、第１の変調信号入力端
子ａ_１に印加される変調電圧ｎのパルス繰返し周波数に
よって規定される。

【００３９】〔パルス列変換回路２〕、この出願の発明
の第２の実施の形態に使用されるパルス列変換回路２の
内部構成の一例について説明する。図７は、パルス列変
換回路２の内部構成の一例を示す図である。同図におい
て、２ＦＦはＤフリップフロップ、２Ｉはインバータ、
Ｎ_１、Ｎ_３、Ｎ_５、Ｎ_６はいずれもナンド回路、Ｖ_ＣＣ
は電源である。Ｄフリップフロップ２ＦＦのＤ端子に
は、−Ｑ端子の出力電圧が帰還・印加されている。従っ
て、Ｄフリップフロップ２ＦＦは、発振パルス列ｂを分
周して、Ｑ端子からパルス列ｃを出力し、−Ｑ端子から
その反転パルス列−ｃを出力する。パルス列ｃの波形
は、図４の波形ｃの通りであり、そのパルス繰返し周波
数は、発振パルス列ｂのパルス繰返し周波数の２分の１
である。パルス列変換回路２は、発振パルス列ｂを受け
て、第１の変換パルス列ｄ、第２の変換パルス列ｅ、第
３の変換パルス列ｆ、第４の変換パルス列ｇ、第５の変
換パルス列ｈ、第６の変換パルス列ｉ、及び第７の変換
パルス列ｊを出力する。第１〜第４の変換パルス列ｄ〜
ｉの波形は、図４の波形ｄ〜ｉの通りである。第１〜第
４の変換パルス列ｄ〜ｉのパルス繰返し周波数は、発振
パルス列ｂのパルス繰返し周波数の２分の１である。

【００４０】ナンド回路Ｎ_１は、パルス列ｃと、パルス
列ｂとを受けて、第１のパルス列ｄを出力する。即ち、
ｄ＝¬（ｃ・ｂ）。但し、記号¬は、否定を表す。従っ
て、パルス列ｄのパルス繰返し周波数は、パルス列ｂの
パルス繰返し周波数の２分の１である。（以下同様であ
る）。−Ｑ端子からの反転パルス列−ｃは、結節点２を
経て、第２の変換パルス列ｅとなる。即ち、ｅ＝¬ｃ。
ナンド回路Ｎ_３は、−Ｑ端子からの反転パルス列−ｃ
と、パルス列ｂとを受けて、第３の変換パルス列ｆを出
力する。即ち、ｆ＝¬（¬ｃ・ｂ）。Ｑ端子からのパル
ス列ｃは、結節点１を経て、第４の変換パルス列ｇとな
る。即ち、ｇ＝ｃ。ナンド回路Ｎ_５とインバータＩ_５と
の直列回路は、パルス列ｃと、発振パルス列ｂの反転パ
ルス列−ｂとを受けて、第５の変換パルス列ｈを出力す
る。即ち、ｈ＝¬¬（ｃ・−ｂ）。ナンド回路Ｎ_６とイ
ンバータＩ_６との直列回路は、−Ｑ端子からの反転パル
ス列−ｃと、インバータ２Ｉからの発振パルス列ｂの反
転パルス列−ｂとを受けて、第６の変換パルス列ｉを出
力する。即ち、ｉ＝¬¬（−ｃ・−ｂ）。

【００４１】第１〜第４の変換パルス列ｄ〜ｇにおい
て、本質的なものは、電圧の反転時点である。同パルス
列ｄ〜ｇの各電圧極性は、次段の振動ミラー励振回路３
の特性如何によっては、図４の極性とは反対の極性が選
択されなければならない。同様にして、変換パルス列ｈ
〜ｉ、及びｊの各電圧極性も、これを利用する電圧サン
プラ５及びパルス立上り変換回路７の特性如何によって
は、図４の極性とは反対の極性が選択されなければなら
ない。第１〜第４の変換パルス列ｄ〜ｇについての正逆
極性の組合せは、２の４乗、即ち１６通りある。１６通
りの組合せは、図７のパルス列変換回路２の出力側に、
１〜４個の新たなインバータを組合せることによっても
実現出来るが、新たなインバータの使用を１個だけに制
限しても、実現することが出来る。

【００４２】図７のパルス列変換回路２の第１〜第４の
出力パルス列をｄ，ｅ，ｆ，ｇ、それらの組合せを
（ｄ，ｅ，ｆ，ｇ）とし、ｄ，ｅ，ｆ，ｇの各反転出力
をそれぞれ、−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇとする。第２の組
合せ（−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇ）は、図７に示す結節点
１をＱ端子から−Ｑ端子に、同結節点２を−Ｑ端子から
Ｑ端子に、接続替えすることによって実現される。第３
の組合せ（ｄ，−ｅ，−ｆ，ｇ）は、結節点２を−Ｑ端
子からＱ端子（乃至結節点１）に接続替えすることによ
って、実現され、第４の組合せ（−ｄ，ｅ，ｆ，−ｇ）
は、結節点１をＱ端子から−Ｑ端子（乃至結節点２）に
接続替えすることによって、実現される。第５の組合せ
（−ｄ，ｅ，−ｆ，ｇ）は、結節点３の直後にあるイン
バータＩを、結節点３の直前に接続替えすることによっ
て、実現される。

【００４３】第６の組合せ（ｄ，−ｅ，ｆ，−ｇ）は、
第２の組合せにおける接続替えと、第５の組合せにおけ
る接続替えとを、同時に行うことによって、実現され、
第７の組合せ（−ｄ，−ｅ，ｆ，−ｇ）は、第３の組合
せにおける接続替えと、第５の組合せにおける接続替え
とを、同時に行うことによって、実現され、第８の組合
せ（ｄ，ｅ，−ｆ，−ｇ）は、第４の組合せにおける接
続替えと、第５の組合せにおける接続替えとを、同時に
行うことによって、実現される。第９の組合せ（−ｄ，
ｅ，ｆ，ｇ）、第１０の組合せ（ｄ，−ｅ，ｆ，ｇ）、
第１１の組合せ（ｄ，ｅ，−ｆ，ｇ）及び第１２の組合
せ（ｄ，ｅ，ｆ，−ｇ）は、上記第１の組合せ（ｄ，
ｅ，ｆ，ｇ）における、ｄ，ｅ，ｆ，ｇの何れか一つ
を、１個のインバータを用いて反転させることによっ
て、実現される。第１３〜１６の組合せは、上記第２の
組合せ（−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇ）における、−ｄ，−
ｅ，−ｆ，−ｇの何れか一つを、同じく１個のインバー
タを用いて反転させることによって、実現される。

【００４４】〔振動ミラーコイル励振回路３〕、この出
願の発明の第２の実施の形態に使用される振動ミラーコ
イル励振回路３の内部構成の一例について説明する。図
８は、振動ミラーコイル励振回路３の内部構成の一例を
示す図である。同図において、Ｆ_１〜Ｆ_４は何れもＭＯ
Ｓ・ＦＥＴであって、Ｆ_１及びＦ_３はｐチャネルのデプ
リケーション形、Ｆ_２及びＦ_４はｎチャネルのデプリケ
ーション形である。ｐチャネルのデプリケーション形Ｍ
ＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ_１及びＦ_３のソース及びベースは、電
源Ｖ_ＣＣに接続され、ｎチャネルのデプリケーション形
ＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ_２及びＦ_４のソース及びベースは、
接地電位ＧＮＤに接続される。即ち、ホイートストンブ
リッジの上部頂点には電源Ｖ_ＣＣが接続され、下部頂点
には接地電位ＧＮＤが接続され、同ブリッジの各辺には
それぞれＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ_１〜Ｆ_４が接続される。そ
して、左右の頂点は、振動ミラーコイル４の第１及び第
２の入力端子Ａ_４及びＣ_４に接続される。

【００４５】ｐチャネルのＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ_１及びＦ
_３は、ベースに印加されたゲート電圧が正のゲート閾
（しきい）値電圧Ｖ_Ｔ以下の時オンとなり、同ゲート電
圧が負極性の大きな値になった時はソースＳからドレー
ンＤに大きな飽和電流が流れるが、同ゲート電圧がゲー
ト閾値電圧Ｖ_Ｔ以上の正極性の電圧になった時は、ソー
ス・ドレーン間に電流は流れない。ｎチャネルのＭＯＳ
・ＦＥＴ・Ｆ_２及びＦ_４は、ベースに印加されたゲート
電圧が負のゲート閾値電圧Ｖ_Ｔ以上の時オンとなり、同
ゲート電圧が正極性の大きな値になった時はドレーンＤ
からソースＳに大きな飽和電流が流れるが、同ゲート電
圧がゲート閾値電圧Ｖ_Ｔ以上の正極性の電圧になった時
は、ソース・ドレーン間に電流は流れない。

【００４６】従って、図８の振動ミラー励振回路３に印
加された変換パルスｄ、ｅ、ｆ、ｇの電圧極性の組合せ
が図４の如く（Ｏ，Ｏ，Ｈ，Ｈ）の期間中、点Ａ、Ｂの
電圧極性の組合せは（Ｈ，Ｏ）であり、同変換パルスｄ
〜ｇの電圧極性の組合せが図４の如く（Ｈ，Ｏ，Ｈ，
Ｈ）の期間中、点Ａ、Ｂの電圧極性の組合せは（＊，
０）であり、同変換パルスｄ〜ｇの電圧極性の組合せが
図４の如く（Ｈ，Ｈ，Ｏ，Ｏ）の期間中、点Ａ、Ｂの電
圧極性の組合せは（Ｏ，Ｈ）であり、同変換パルスｄ〜
ｇの電圧極性の組合せが図４の如く（Ｈ，Ｈ，Ｈ，Ｏ）
の期間中、点Ａ、Ｂの電圧極性の組合せは（０，＊）で
ある。ここに記号＊は、次段の振動ミラーコイル４中の
逆起電力の有無に依存することを示す。なお、図８の振
動ミラー励振回路３に使用したＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ
_１は、ゲート入力電圧ｄが負極性の時に導通する形式の
スイッチング素子であるが、この素子Ｆ_１を、第１の変
換パルス列ｄの代りにその反転パルス列−ｄが入力され
ることを条件として、入力電圧が正極性の時に導通する
形式のスイッチング素子（例えばｎチャネルのエンハン
スメント形ＭＯＳ・ＦＥＴ）で、置換することが出来
る。同様に、ＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ_２、Ｆ_３及びＦ_４もそ
れぞれ、入力電圧の極性がそれらとは反転関係にある時
に導通する形式のスイッチング素子で、置換することが
出来る。置換の組合せは、２の４乗、即ち１６通りあ
る。

【００４７】〔電圧サンプラ５〕、この出願の発明の第
１の実施の形態に使用される電圧サンプラ５の内部構成
の一例について説明する。図９は、電圧サンプラ５の内
部構成の一例を示す図である。同図において、５Ｓ_１は
第１のアナログスイッチ（伝送ゲート）、５Ｓ_２は第２
のアナログスイッチ（伝送ゲート）である。これらのア
ナログスイッチは、制御端子Ｃに正極性の制御電圧が印
加されている間、入出力端子ＡＢ間が導通状態となる形
式のものである。第１のアナログスイッチ５Ｓ_１は、制
御端子Ｃに印加された第５の変換パルス列ｈのオン期間
（即ち励振パルスの非印加期間）に、振動ミラーコイル
４の第１の入力端子Ａ_４に現れた逆起電圧（アナログ電
圧）を検出することが出来る。又、第２のアナログスイ
ッチ５Ｓ_２は、制御端子Ｃに印加された第６の変換パル
ス列ｉのオン期間（即ち励振パルスの非印加期間）に、
振動ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ_４に現れた逆起
電圧（アナログ電圧）を、検出することが出来る。アナ
ログスイッチ５Ｓ_１及び５Ｓ_２によって検出された各起
電圧は、同スイッチ５Ｓ_１及び５Ｓ_２の出力側で合成さ
れる。スイッチ５Ｓ_１が、負極性の制御電圧印加時に導
通する形式のものである場合は、同スイッチ５Ｓ_１の制
御端子Ｃに印加される変換パルス列は、第５の変換パル
ス列ｈの反転パルス列−ｈでなければならない。このこ
とは、スイッチ５Ｓ_２についても同様である。

【００４８】〔パルス立上り時点決定回路７〕、この出
願の発明の各実施の形態に使用されるパルス立上り時点
決定回路７の内部構成の一例について説明する。図１０
は、パルス立上り時点決定回路７の内部構成の一例を示
す図である。同図において、７ＣＯは比較器、Ｒ_７１、
Ｒ_７２、Ｒ_７３及びＲ_７４は何れも抵抗素子である。こ
れらの諸素子は、共同してゼロ検出器を構成する。そし
て、７ＦＦはＤフリップフロップである。スタート時点
では、結節点１には、基準電圧Ｖ_ｒによって、微小電圧
（Ｒ_７２／Ｒ_７１）Ｖ_ｒが与えられ、比較器７ＣＯの＋
端子には、略この電圧が、与えられている。各抵抗素子
の値が、Ｒ_７２≫Ｒ_７１、Ｒ_７２≒Ｒ_７３、Ｒ_７２≫Ｒ
_７３、Ｒ_７４≫Ｒ_７１、Ｒ_７４≫Ｒ_７３となるように、
選択されているからである。従って、比較器７ＣＯの出
力電圧は、高レベル（電源電圧Ｖ_ＣＣの程度）となる
（図４の（ｂ）参照）。又、Ｄフリップフロップ７ＦＦ
の−Ｑ端子の出力電圧は、スタート時点では、高レベル
となるように、設定されている。

【００４９】振動ミラーの自由振動による逆起電圧が検
出され、増幅器６の出力電圧ｍが、比較器７ＣＯの−端
子に与えられると、その出力電圧ｎは、反転してゼロレ
ベルとなる。続いて、増幅器６の出力電圧ｍが、増大
し、極大値に達し、反転後減少を開始するが、比較器７
ＣＯの出力電圧ｎは、変化しない。増幅器６の出力電圧
ｍが、ゼロレベルに降下すると、比較器７ＣＯの出力電
圧ｎは、反転して、高レベルとなる。すると、Ｄフリッ
プフロップ７ＦＦの状態が反転して、−Ｑ端子の出力電
圧が負極性となる。そして、次段のパルス幅変調発振器
１の第１の変調入力端子ａ_１に対して、負電圧を印加す
る。パルス幅変調発振器１の出力電圧が、ゼロレベルか
ら高レベルに反転した後、高レベルからゼロレベルに反
転し、従って、信号列変換回路２の第７の変換パルス列
ｊが高レベルとなると、Ｄフリップフロップ７ＦＦの状
態が反転して、出力端子−Ｑの出力電圧が高レベルとな
る。以下、同様にして、−Ｑ端子の出力電圧が高レベル
からゼロレベルへ、そしてゼロレベルから高レベルから
へ、という反転動作を繰り返す。

【００５０】〔ピークホルダ８〕、この出願の発明の各
実施の形態に使用されるピークホルダ８の内部構成の一
例について説明する。図１１は、ピークホルダ８及びパ
ルス立下り時点決定回路９並びに帰還回路１０の内部構
成の一例を示す図である。図１１の右半部において、８
ＤＡは差動増幅器、Ｄ_８１はダイオード、Ｒ_８１は抵抗
素子、Ｃ_８はコンデンサ、Ｌ_８は帰還ループ、８Ｓはア
ナログスイッチ、Ｒ_８２は接地抵抗、Ｄ_８２は定電圧ダ
イオードである。アナログスイッチ８Ｓは、制御入力端
子Ｃにゼロ電位乃至正電位が供給されている間、入出力
端子ＡＢ間が不導通状態、同制御入力端子Ｃに負極性の
制御電圧が印加されている間、同出力端子ＡＢ間が導通
状態となる。抵抗素子Ｒ_８２は、アナログスイッチ８Ｓ
の制御入力端子Ｃに常時ゼロ電位を供給するためのも
の、ダイオードＤ_８２は、パルス電圧の大きさを一定に
するためのものである。上記の差動増幅器８ＤＡ、ダイ
オードＤ_８１、抵抗素子Ｒ_８１、コンデンサＣ_８、帰還
ループＬ_８及びアナログスイッチ８Ｓ、抵抗素子
Ｒ_８２、及びダイオードＤ_８２は、共同して、ピークホ
ルダ８を構成する。

【００５１】増幅器６の出力電圧ｍが差動増幅器８ＤＡ
の＋端子に印加されると、ダイオードＤ_８１と抵抗Ｒ
_８１を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ_８が充電さ
れる。そして、＋端子への印加電圧と−端子への帰還電
圧との間の電圧差が正である間は、その電圧差に比例し
た充電電流が、ダイオードＤ_８１と抵抗Ｒ_８１を介し
て、コンデンサＣ_８に流入し、その端子電圧ｐを上昇さ
せ続ける。かくして、コンデンサＣ_８の端子電圧ｐ、即
ち、ピークホルダ８の出力電圧ｐは、図４（ｂ）の波形
ｐの如く、増幅器６の出力電圧ｍにおけるピーク値ｐ_ｍ
を保持することとなる。ピークホルダ８の保持電圧は、
アナログスイッチ８Ｓの制御入力端子Ｃに負極性のパル
ス電圧が印加された時、ピーク値ｐ_ｍからゼロレベルに
復帰せしめられる。なお、図１１のアナログスイッチ８
Ｓの代りに、制御入力端子Ｃに正極性の制御電圧が印加
された時に導通状態となるような制御特性のアナログス
イッチを、使用することが出来る。

【００５２】〔パルス立下り時点決定回路９〕、この出
願の発明の各実施の形態に使用されるパルス立下り時点
決定回路９の内部構成の一例について説明する。図１１
の左半部において、９Ｓはアナログスイッチ、９ＣＯは
比較器、９１はインバータ、Ｃ_９はコンデンサ、
Ｒ_９１、Ｒ_９２及びＲ_９３は抵抗素子である。パルス幅
変調発振器１の出力電圧が低レベル、従って、パルス列
変換回路２からの第７の変換パルス列ｊが高レベルの時
は、アナログスイッチ９Ｓが導通状態にあるから、コン
デンサＣ_９は、基準電圧Ｖ_ｒによって充電され、その端
子電圧ｑは、定常状態においては、Ｖ_ｒ・Ｒ_９１／（Ｒ
_９１＋Ｒ_９２）（以下「目標値ｖ_ｍ」という。）とな
る。

【００５３】パルス幅変調発振器１の出力電圧が低レベ
ルから高レベルに、従ってパルス列変換回路２の第７の
変換パルス列が高レベルから低レベルに反転すると、ア
ナログスイッチ９Ｓが不導通状態となるから、コンデン
サＣ_９が放電を開始し、その端子電圧ｑが急速に降下す
る。コンデンサＣ_９の端子電圧ｑが降下して、ピークホ
ルダ８からのピーク電圧ｐ_ｍを下回ると、比較器９ＣＯ
の出力が反転して、ゼロレベルとなり、インバータ９Ｉ
の出力が高レベルとなる。コンデンサＣ_９が放電を開始
してから比較器９ＣＯの出力が反転するまでの時間間隔
は、目標値ｖ_ｍとピーク値ｐ_ｍとの間の電圧差（ｖ_ｍ−
ｐ_ｍ）に略比例する。従って、振動ミラー（ＶＭ）の所
望の振幅と、実際の振幅（測定時の振幅）との振幅差に
比例することとなる。

【００５４】かくして、パルス立下り時点決定回路９
は、比較器９ＣＯの出力が反転した時点で、次段のパル
ス幅変調発振器１の第２の変調信号入力端子ａ_２に正極
性の変調電圧ｒを印加して、同発振器１の発振パルスを
立ち下げる。同時に、帰還回路１０を介して、前段のピ
ークホルダ８のアナログスイッチ８Ｓの制御入力端子Ｃ
に、負極性のパルス電圧を印加する。すると、同スイッ
チ８Ｓの入出力端子ＡＢ間が導通状態となるから、これ
を介してコンデンサＣ_８の電化が放電され、その端子電
圧ｑは、短時間ゼロレベルになる。上記の帰還回路１０
は、直列接続されたインバータ１０Ｉ及び結合コンデン
サＣ_１０から成る。なお、前段のピークホルダ８におけ
るアナログスイッチ８Ｓとして、制御入力端子Ｃに正極
性の制御電圧が印加された時に導通状態となるような制
御特性のアナログスイッチが使用されている場合には、
帰還回路１０のインバータ１０Ｉを省略することが出来
る。その場合は、定電圧ダイオードＤ_８２の極性を反転
させなければならない。

【００５５】

【発明の効果】この出願の発明は、以上のように構成し
たから、下記の通り、顕著な効果を奏することができ
る。 （ａ）振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動作せしめる
ことが出来、しかも振動ミラー（ＶＭ）の回動角（位
置）及び角速度を直接検出する為のセンサを必要としな
い、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することが
出来る。 （ｂ）振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動
作せしめると共に、同振動ミラー（ＶＭ）の回動角（位
置）及び角速度を直接検出するセンサを使用すること無
しに、駆動電圧の周波数及び位相を、振動ミラー（Ｖ
Ｍ）の機械的共振周波数及び位相に自動的に追従させる
ことが出来る、調整不要の、振動ミラー形走査装置用駆
動回路を提供することが出来る。 （ｃ）パルス電圧（電流）で振動ミラーコイルを駆動す
ると共に、当該パルス電圧（電流）を振動ミラー（Ｖ
Ｍ）の機械的振動に自動的に同期させることより、消費
電流及び消費電力を最小化し、以って使用電池の長寿命
化を実現することが出来る、振動ミラー形走査装置用駆
動回路を提供することが出来る。 （ｄ）パルス電圧（電流）で振動ミラーコイルを励振す
ることによって、動作電圧の範囲を極限まで拡大するこ
とが出来る、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供す
ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この出願の発明の第１の実施の形態による振動
ミラー形走査装置用駆動回路の全体構成を示すブロック
図である。

【図２】第１の実施の形態における振動ミラーの動作説
明図である。

【図３】この出願の発明の第２の実施の形態による振動
ミラー形走査装置用駆動回路の全体構成を示すブロック
図である。

【図４】第２の実施の形態の諸要素の入出力波形を示す
図である。

【図５】第２の実施の形態における振動ミラーの動作説
明図である。

【図６】各実施の形態に使用されるパルス幅変調発振器
の内部構成を示す図である。

【図７】第２の実施の形態に使用されるパルス列変換回
路の内部構成を示す図である。

【図８】同振動ミラーコイル励振回路の内部構成を示す
図である。

【図９】同電圧サンプラの内部構成を示す図である。

【図１０】各実施の形態に使用されるパルス立上り時点
決定回路の内部構成を示す図である。

【図１１】同ピークホルダ及びパルス立下り時点決定回
路並びに帰還回路の各内部構成を示す図である。

【符号の説明】

１_１パルス幅変調発振器 １_２パルス幅変調発振器 ２ パルス信号列変換回路 ３ 振動ミラーコイル励振回路 ４ 振動ミラーコイル（ＶＭコイル） ５ 電圧サンプラ ６ 増幅器 ７ パルス立上り時点決定回路 ８ ピークホルダ ９ パルス立下り時点決定回路 １０ 帰還回路 ＳＴ シュミットトリガインバータ ２ＦＦ Ｄフリップフロップ Ｆ_１ ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｐチャネルのデプリケー
ション形） Ｆ_２ ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｎチャネルのデプリケー
ション形） Ｆ_３ ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｐチャネルのデプリケー
ション形） Ｆ_４ ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｎチャネルのデプリケー
ション形） ５Ｓ_１ 第１のアナログスイッチ ５Ｓ_２ 第２のアナログスイッチ ７ＣＯ 比較器 ７ＦＦ Ｄフリップフロップ ８ＤＡ 差動増幅器 ８Ｓ アナログスイッチ ９Ｓ アナログスイッチ ９ＣＯ 比較回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス幅変調発振器（１_１）と、振動ミ
   ラーコイル励振回路（３_１）と、振動ミラーコイル
   （４）と、電圧サンプラ（５_１）と、パルス立上り時点
   決定回路（７）と、ピークホルダ（８）と、パルス立下
   り時点決定回路（９）とを含有し、 上記パルス幅変調発振器（１_１）は、自励発振時には、
   パルス繰返し周波数が回動形振動ミラーの機械的共振周
   波数（Ｆ）よりも若干低く、デューティ率が４分の１よ
   りも小なる発振パルス列（ｂ_１）を出力するように、他
   励発振時には、パルス繰返し周波数が同振動ミラーの機
   械的共振周波数（Ｆ）に追従し、デューティ率が自励発
   振時のそれよりも更に小なる発振パルス列（ｂ_１）を出
   力することが出来るように、構成され、 上記振動ミラーコイル励振回路（３_１）は、上記振動ミ
   ラーの回動角（θ）が逆方向の最大点に到達した直後
   に、上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ
   _４）に対して、上記発振パルス列（ｂ_１）に基づいて正
   極性の励振パルスを印加するように構成され、 上記振動ミラーコイル（４）は、上記第１の入力端子
   （Ａ_４）に対して正極性の励振パルスが印加された時、
   上記振動ミラーに対して同パルスの持続時間に比例した
   正方向の角運動量を与えるように構成され、 上記電圧サンプラ（５_１）は、上記励振パルスの非印加
   時に、上記振動ミラーの自由振動に起因する逆起電圧の
   負極性の半波の絶対値を、上記振動ミラーコイル（４）
   の第１の入力端子（Ａ_４）において検出するように構成
   され、 上記パルス立上り時点決定回路（７）は、上記電圧サン
   プラ（５_１）の出力レベルがピークからゼロに到達した
   時点を検出して、休止中のパルス幅変調発振器（１_１）
   の次なる発振パルスの立上り時点を決定し、同発振器
   （１_１）の第１の変調信号入力端子（ａ_１）に対して、
   同発振パルスを立ち上がらせるための負極性の変調電圧
   （ｑ）を印加するように、構成され、 上記ピークホルダ（８）は、毎周期、上記サンプラ（５
   _１）の出力電圧におけるピーク値（ｐ_ｍ）を検出し、且
   つ保持するように、構成され、 上記パルス立下り時点決定回路（９）は、上記パルス幅
   変調発振器（１_１）からの発振パルス持続信号と上記ピ
   ークホルダ（８）からのピーク値（ｐ_ｍ）とを受けて、
   上記振動ミラーの所望の振幅に対応する目標値（ｖ_ｒ）
   と上記ピーク値（ｐ_ｍ）との電圧差に比例する発振パル
   ス持続時間、従って又発振パルス立下り時点を決定し、
   同発振器（１_１）の第２の変調信号入力端子（ａ_２）に
   対して、持続中の発振パルスを立ち下がらせるための、
   正極性の変調電圧（ｒ）を印加するように、構成されて
   いる、 振動ミラー形走査装置用駆動回路。
2. 【請求項２】 パルス幅変調発振器（１_２）と、パルス
   列変換回路（２）と、振動ミラーコイル励振回路
   （３_２）と、振動ミラーコイル（４）と、電圧サンプラ
   （５_２）と、パルス立上り時点決定回路（７）と、ピー
   クホルダ（８）と、パルス立下り時点決定回路（９）と
   を含有し、 上記パルス幅変調発振器（１_２）は、自励発振時には、
   パルス繰返し周波数が回動形振動ミラーの機械的共振周
   波数（Ｆ）の２倍の周波数（２Ｆ）よりも若干低く、デ
   ューティ率が２分の１よりも小なる発振パルス列
   （ｂ_２）を出力するように、他励発振時には、パルス繰
   返し周波数が同振動ミラーの機械的共振周波数（Ｆ）の
   ２倍の周波数（２Ｆ）に追従し、デューティ率が自励発
   振時のそれよりも更に小なる発振パルス列（ｂ_２）を出
   力することが出来るように、構成され、 上記パルス列変換回路（２）は、上記発振パルス列（ｂ
   _２）を受けて、第１の変換パルス列（ｄ）、第２の変換
   パルス列（ｅ）、第３の変換パルス列（ｆ）、第４の変
   換パルス列（ｇ）、第５の変換パルス列（ｈ）、第６の
   変換パルス列（ｉ）及び第７の変換パルス列（ｊ）を出
   力するように構成され、 上記第１〜第６の変換パルス列の周期は、定常状態にお
   いては、上記発振パルス列（ｂ_２）の周期（Ｔ／２，Ｔ
   ＝１／Ｆ）の２倍（Ｔ）であり、 上記第１の変換パルス列（ｄ）の各週期は、励振期間と
   非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は前の半週
   期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小
   であり、 上記第４の変換パルス列（ｇ）の各週期は、接地期間と
   非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は前の半週
   期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であり、 上記第３の変換パルス列（ｆ）の各週期は、励振期間と
   非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は後の半週
   期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小
   であり、 上記第２の変換パルス列（ｅ）の各週期は、接地期間と
   非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は後の半週
   期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であり、 上記第５の変換パルス列（ｈ）の各週期は、サンプリン
   グ許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上記
   サンプリング許容期間は、上記第１の変換パルス列
   （ｄ）の励振期間の終了と共に開始し、前の半週期の終
   了と共に終了し、 上記第６の変換パルス列（ｉ）の各週期は、サンプリン
   グ許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上記
   サンプリング許容期間は、上記第３の変換パルス列
   （ｆ）の励振期間の終了と共に開始し、後の半週期の終
   了と共に終了し、 上記第７の変換パルス列（ｊ）の各週期は、上記パルス
   立下り時点決定回路（９）に対する動作許容期間と動作
   非許容期間とから成り、上記動作許容期間は、上記発振
   パルス列（ｂ_２）の持続期間と同一であり、 上記振動ミラーコイル励振回路（３_２）は、上記振動ミ
   ラーの回動角（θ）が逆方向の最大点に到達した直後
   に、上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ
   _４）に対して上記第１の変換パルス列（ｄ）に基づいて
   正極性の励振パルスを印加すると共に、同ミラーコイル
   （４）の第２の入力端子（Ｃ_４）に対して上記第４の変
   換パルス列（ｇ）に基づいて接地電位を供給するよう
   に、又、上記振動ミラーの回動角（θ）が正方向の最大
   点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル（４）の第
   ２の入力端子（Ｃ_４）に対して上記第３の変換パルス列
   （ｆ）に基づいて正極性の励振パルスを印加し、同ミラ
   ーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ_４）に対して上記
   第２の変換パルス列（ｅ）に基づいて接地電位を供給す
   るように、構成され、 上記振動ミラーコイル（４）は、上記第１の入力端子
   （Ａ_４）に対して正極性の励振パルスが印加された時、
   同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を上記
   振動ミラーに対して与えるように、又、上記第２の入力
   端子（Ｃ_４）に対して正極性の励振パルスが印加された
   時、同パルスの持続時間に比例した負方向の角運動量を
   上記振動ミラーに対して与えるように、構成され、 上記電圧サンプラ（５_２）は、上記第５の変換パルス列
   （ｈ）の各サンプリング許容期間中に、上記振動ミラー
   の自由振動に起因する逆起電圧の正極性の半波の絶対値
   を上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子
   （Ａ_４）において検出し、上記第６の変換パルス列
   （ｈ）の各サンプリング許容期間中に上記逆起電圧の負
   極性の半波の絶対値を、同第２の入力端子（Ｃ_４）にお
   いて検出し、且つそれらを時間軸上で合成するように、
   構成され、 上記パルス立上り時点決定回路（７）は、上記電圧サン
   プラ（５_２）の出力レベルがピークからゼロに到達した
   時点を検出し、休止中のパルス幅変調発振器（１_２）の
   次なる発振パルスの立上り時点を決定し、同発振器（１
   _２）の第１の変調信号入力端子（ａ_１）に対して、同発
   振パルスを立ち上がらせるための負極性の変調電圧を印
   加するように、構成され、 上記ピークホルダ（８）は、上記電圧サンプラ（５_２）
   の半周期毎に、その出力のピーク値（ｐ_ｍ）を検出し、
   且つ保持するように構成され、 上記パルス立下り時点決定回路（９）は、上記パルス列
   変換回路（２）からの動作許容信号と上記ピークホルダ
   （８）からのピーク値（ｐ_ｍ）とを受けて、上記振動ミ
   ラーの所望の振幅に対応する目標値（ｖ_ｍ）と上記ピー
   ク値（ｐ_ｍ）との電圧差に比例する発振パルス持続時
   間、従って又発振パルス立下り時点を決定し、同発振器
   （１_２）の第２の変調信号入力端子（ａ_２）に対して、
   持続中の発振パルスを立ち下がらせるための、正極性の
   変調電圧（ｒ）を印加するように、構成されている、 振動ミラー形走査装置用駆動回路。