JPH10209904A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPH10209904A JPH10209904A JP822097A JP822097A JPH10209904A JP H10209904 A JPH10209904 A JP H10209904A JP 822097 A JP822097 A JP 822097A JP 822097 A JP822097 A JP 822097A JP H10209904 A JPH10209904 A JP H10209904A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- filter
- signal
- frequency
- complex
- Prior art date
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- Pending
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- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】受信機において、広帯域なアナログフィルタ
で、帯域通過処理を行い、Ａ／Ｄ変換後狭帯域なフィル
タ処理を行うことにより、アナログフィルタの製造コス
トを押さえ、特性を補正するためのＩＦフィルタ等化器
が不要な回路が実現できる。また、検波方式をわずかに
変えることにより、ＡＭ変調信号、ＦＭ変調信号に対応
した検波をすることができる受信機を提供する。 【構成】本発明は、上記の目的を達成するために、図
１、図５および、図６のようなブロック図で回路を構成
する。ＩＦ帯の信号に周波数変換された信号を帯域通過
フィルタにより帯域制限する手段を有し、Ａ／Ｄ変換後
に複素処理回路により、中心周波数のずれを補正し、デ
ィジタルフィルタにより、ベースバンド帯で狭帯域なフ
ィルタ処理をし、復調出力を得る受信機。また、複素デ
ィジタル回路を用いることにより、ＩＦ周波数帯で狭帯
域なフィルタ処理を行い、復調出力を得る受信機。
で、帯域通過処理を行い、Ａ／Ｄ変換後狭帯域なフィル
タ処理を行うことにより、アナログフィルタの製造コス
トを押さえ、特性を補正するためのＩＦフィルタ等化器
が不要な回路が実現できる。また、検波方式をわずかに
変えることにより、ＡＭ変調信号、ＦＭ変調信号に対応
した検波をすることができる受信機を提供する。 【構成】本発明は、上記の目的を達成するために、図
１、図５および、図６のようなブロック図で回路を構成
する。ＩＦ帯の信号に周波数変換された信号を帯域通過
フィルタにより帯域制限する手段を有し、Ａ／Ｄ変換後
に複素処理回路により、中心周波数のずれを補正し、デ
ィジタルフィルタにより、ベースバンド帯で狭帯域なフ
ィルタ処理をし、復調出力を得る受信機。また、複素デ
ィジタル回路を用いることにより、ＩＦ周波数帯で狭帯
域なフィルタ処理を行い、復調出力を得る受信機。
Description
【０００１】
【発明の属する利用分野】本発明は、ディジタル信号処
理技術を用いて、ディジタル変調信号の復調を行う受信
機に関するものである。
理技術を用いて、ディジタル変調信号の復調を行う受信
機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の受信機の一例を図２のブロック図
を用いて説明する。1は入力端子、2は帯域通過フィル
タ、3ｉはＩＦ帯信号の同相成分Ｉの乗算器、3ｑはＩＦ
帯信号の直交成分Ｑの乗算器、4は発振器、5は９０度移
相器、6ｉは同相成分の低域通過フィルタ、6ｑは直交成
分の低域通過フィルタ、7はＡ／Ｄ変換器、8は復調器、
15は出力端子である。受信信号はＩＦ帯の信号に周波数
変換してから入力端子1に入力し、帯域通過フィルタ2で
帯域制限され、発振器4と９０度移相器5によって発生し
た直交局部発振信号を乗算器3ｉと3ｑによって乗算し、
直交検波を行う。直交検波出力信号の同相成分Ｉと直交
成分Ｑは低域通過フィルタ6ｉと6ｑに通して高調波成分
を除去したあと、Ａ／Ｄ変換器7ｉと7ｑでディジタル信
号に変換する。その後復調器8により復調し、出力端子1
5に出力される。
を用いて説明する。1は入力端子、2は帯域通過フィル
タ、3ｉはＩＦ帯信号の同相成分Ｉの乗算器、3ｑはＩＦ
帯信号の直交成分Ｑの乗算器、4は発振器、5は９０度移
相器、6ｉは同相成分の低域通過フィルタ、6ｑは直交成
分の低域通過フィルタ、7はＡ／Ｄ変換器、8は復調器、
15は出力端子である。受信信号はＩＦ帯の信号に周波数
変換してから入力端子1に入力し、帯域通過フィルタ2で
帯域制限され、発振器4と９０度移相器5によって発生し
た直交局部発振信号を乗算器3ｉと3ｑによって乗算し、
直交検波を行う。直交検波出力信号の同相成分Ｉと直交
成分Ｑは低域通過フィルタ6ｉと6ｑに通して高調波成分
を除去したあと、Ａ／Ｄ変換器7ｉと7ｑでディジタル信
号に変換する。その後復調器8により復調し、出力端子1
5に出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前述の従来例では、帯
域通過フィルタは狭帯域なアナログフィルタを使用して
いる。しかし、近年では通信需要の増大に伴い通話帯域
幅を狭くする傾向にあり、帯域通過フィルタには平坦な
通過域特性と急峻な遮断特性が要求されるが、通過域が
狭帯域化するほどこれらのフィルタ特性を実現すること
が技術的に困難になる。そのためフィルタの製造コスト
が高くなり、また特性を補正するためのＩＦフィルタ等
化器が必要となりさらに製造コストが高くなるという問
題がある。また、広い通話チャネルをカバーするため多
数のフィルタを用意しなくてはならず、コストが増大す
るといった問題も生ずる。さらにフィルタの中心周波数
がわずかに変動しても通話困難となるため、回路の安定
度への要求も厳しくなる。
域通過フィルタは狭帯域なアナログフィルタを使用して
いる。しかし、近年では通信需要の増大に伴い通話帯域
幅を狭くする傾向にあり、帯域通過フィルタには平坦な
通過域特性と急峻な遮断特性が要求されるが、通過域が
狭帯域化するほどこれらのフィルタ特性を実現すること
が技術的に困難になる。そのためフィルタの製造コスト
が高くなり、また特性を補正するためのＩＦフィルタ等
化器が必要となりさらに製造コストが高くなるという問
題がある。また、広い通話チャネルをカバーするため多
数のフィルタを用意しなくてはならず、コストが増大す
るといった問題も生ずる。さらにフィルタの中心周波数
がわずかに変動しても通話困難となるため、回路の安定
度への要求も厳しくなる。
【０００４】本発明の目的は、これらの欠点を除去し、
安価で高精度な受信機を提供することである。
安価で高精度な受信機を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、全通話チャネルを通過域とする広帯域な
アナログ帯域通過フィルタを用い、周波数変換した後Ａ
／Ｄ変換し、ディジタル複素信号処理により狭帯域なフ
ィルタ処理を行うことにより受信機を構成したものであ
る。
成するために、全通話チャネルを通過域とする広帯域な
アナログ帯域通過フィルタを用い、周波数変換した後Ａ
／Ｄ変換し、ディジタル複素信号処理により狭帯域なフ
ィルタ処理を行うことにより受信機を構成したものであ
る。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図1を
用いて説明する。1は入力端子、9は広帯域通過フィル
タ、3ｉはＩＦ帯信号の同相成分Ｉの乗算器、3ｑはＩＦ
帯信号の直交成分Ｉの乗算器、4は発振器、5は９０度移
相器、6ｉは同相成分の低域通過フィルタ、6ｑは直交成
分の低域通過フィルタ、7はＡ／Ｄ変換器、10は複素処
理回路、11ｉは同相成分のディジタル低域通過フィル
タ、11ｑは直交成分のディジタル低域通過フィルタ、12
は積分器、13は読込み専用のメモリ（ＲＯＭ）、8は復
調器、15は出力端子である。受信信号はＩＦ帯の信号に
周波数変換してから入力端子1に入力し、広帯域通過フ
ィルタ9で帯域制限され、発振器4と９０度移相器5によ
って発生した直交局部発振信号を乗算器3ｉと3ｑによっ
て受信信号に乗算し、ベースバンド帯で直交検波を行
う。直交検波出力は低域通過フィルタ6ｉと6ｑに通して
高調波成分を除去したあと、Ａ／Ｄ変換器7ｉと7ｑでデ
ィジタル信号に変換し、複素処理回路10で複素演算処理
を行い、ディジタル低域通過フィルタ11ｉと11ｑで、狭
帯域な帯域制限を行う。その後復調器8により復調し、
出力端子15に出力される。 ここで発振器4は復調器8と
同期がとれておらず、広帯域通過フィルタ9を使用して
いるため、例えば図4のような周波数のずれが生ずる。
このため、復調器8の出力を積分器12を通しＲＯＭ13に
貯え、複素処理回路10にフィードバックすることによ
り、位相の回転を止め、中心周波数を合わせる準同期検
波により、複素処理出力を得ている。複素処理回路10の
内部構成の一例を図3に示す。複素処理回路10は、乗算
器16ｉ-1，16ｉ-2，16ｑ-1，16ｑ-2と加算器17ｉ，17ｑ
で構成され、その動作は式(1)のようになる。 I´= I cosωt - Q sinωt Q´= Q cosωt + I sinωt …式(1) ここでI´は同相成分の複素処理回路出力、 Q´は直交
成分の複素処理回路出力、Iは同相成分の複素処理回路
入力、 Qは直交成分の複素処理回路入力である。また本
発明の応用例として図1の発振器4を電圧制御発振器で構
成した場合には、復調器8の出力を発振器4にフィードバ
ックすることにより同期をとることができ、複素処理回
路10を省略することができる。以上の動作により、広帯
域なアナログフィルタとディジタル処理による狭帯域な
フィルタ処理の組合わせにより高精度な受信機出力を得
ることが可能となる。なお、前記実施例は直接検波方式
に適用したもので、ＡＭ変調波を検波するのに適してい
る。
用いて説明する。1は入力端子、9は広帯域通過フィル
タ、3ｉはＩＦ帯信号の同相成分Ｉの乗算器、3ｑはＩＦ
帯信号の直交成分Ｉの乗算器、4は発振器、5は９０度移
相器、6ｉは同相成分の低域通過フィルタ、6ｑは直交成
分の低域通過フィルタ、7はＡ／Ｄ変換器、10は複素処
理回路、11ｉは同相成分のディジタル低域通過フィル
タ、11ｑは直交成分のディジタル低域通過フィルタ、12
は積分器、13は読込み専用のメモリ（ＲＯＭ）、8は復
調器、15は出力端子である。受信信号はＩＦ帯の信号に
周波数変換してから入力端子1に入力し、広帯域通過フ
ィルタ9で帯域制限され、発振器4と９０度移相器5によ
って発生した直交局部発振信号を乗算器3ｉと3ｑによっ
て受信信号に乗算し、ベースバンド帯で直交検波を行
う。直交検波出力は低域通過フィルタ6ｉと6ｑに通して
高調波成分を除去したあと、Ａ／Ｄ変換器7ｉと7ｑでデ
ィジタル信号に変換し、複素処理回路10で複素演算処理
を行い、ディジタル低域通過フィルタ11ｉと11ｑで、狭
帯域な帯域制限を行う。その後復調器8により復調し、
出力端子15に出力される。 ここで発振器4は復調器8と
同期がとれておらず、広帯域通過フィルタ9を使用して
いるため、例えば図4のような周波数のずれが生ずる。
このため、復調器8の出力を積分器12を通しＲＯＭ13に
貯え、複素処理回路10にフィードバックすることによ
り、位相の回転を止め、中心周波数を合わせる準同期検
波により、複素処理出力を得ている。複素処理回路10の
内部構成の一例を図3に示す。複素処理回路10は、乗算
器16ｉ-1，16ｉ-2，16ｑ-1，16ｑ-2と加算器17ｉ，17ｑ
で構成され、その動作は式(1)のようになる。 I´= I cosωt - Q sinωt Q´= Q cosωt + I sinωt …式(1) ここでI´は同相成分の複素処理回路出力、 Q´は直交
成分の複素処理回路出力、Iは同相成分の複素処理回路
入力、 Qは直交成分の複素処理回路入力である。また本
発明の応用例として図1の発振器4を電圧制御発振器で構
成した場合には、復調器8の出力を発振器4にフィードバ
ックすることにより同期をとることができ、複素処理回
路10を省略することができる。以上の動作により、広帯
域なアナログフィルタとディジタル処理による狭帯域な
フィルタ処理の組合わせにより高精度な受信機出力を得
ることが可能となる。なお、前記実施例は直接検波方式
に適用したもので、ＡＭ変調波を検波するのに適してい
る。
【０００７】次に本発明の第二の実施例を、図5を用い
て説明する。図5はヘテロダイン検波方式に本発明を適
用した一例で、1は入力端子、9は広帯域通過フィルタ、
3ｉはＩＦ帯信号の同相成分Ｉの乗算器、3ｑはＩＦ帯信
号の直交成分Ｉの乗算器、4は発振器、5は９０度移相
器、6ｉは同相成分の低域通過フィルタ、6ｑは直交成分
の低域通過フィルタ、7ｉと7ｑはＡ／Ｄ変換器、14は複
素ディジタルフィルタ、8は復調器、15は出力端子であ
る。受信信号はＩＦ帯の信号に周波数変換してから入力
端子1に入力し、広帯域通過フィルタ9で帯域制限する。
発振器4と９０度移相器5によって発生した直交局部発振
信号を乗算器3ｉと3ｑによって受信信号に乗算し、ベー
スバンド帯で直交検波を行う。この直交検波出力は低域
通過フィルタ6ｉと6ｑを通して高調波成分を除去したあ
と、Ａ／Ｄ変換器7ｉと7ｑでディジタル信号に変換し、
複素ディジタルフィルタ14によりフィルタ処理を行う。
複素ディジタルフィルタ14の構成の一例を図6に示す。1
7ｉ〜26ｉと17ｑ〜26ｑは乗算器で、27ｉ〜29ｉと27ｑ
〜29ｑは加算器で、30ｉ〜33ｉと30ｑ〜33ｑは遅延レジ
スタである。フィルタ処理を式で表すと、次の式(2)の
ようになる。 YI=HRI-HIQ YQ=HRQ+HII …式(2) ここで、 YI、YQ：ディジタル複素フィルタ出力、 HI、HR：フィルタ係数、 I 、Q ：フィルタ入力信号 である。図6の複素ディジタルフィルタ14の動作を図7、
図8、図9、図10のスペクトル図を用いて説明する。図7
は、複素フィルタ処理前の信号、つまりＡ／Ｄ変換器7
ｉと7ｑの出力ＩとＱである。ここで周波数fcと周波数
-fcに信号が現れているが、求める信号は一方だけ（こ
こでは +fcの成分とする）で -fcの成分はイメージ妨害
信号となる。このイメージ妨害を除去するには、図9に
示すような正の周波数域にのみ通過域を持つ複素係数フ
ィルタが必要である。この複素係数フィルタは、図8の
ような実係数フィルタの周波数特性を+fcだけ周波数シ
フトすることにより得られる。図8のフィルタを、式で
表すと次の式(3)のようになる。 H0(Z)=a0+a1Z-1+a2Z-2+・・・+anZ-n （ a0〜 an）：フィルタ係数 …式(3) ここで Z= ej2πf/fs （fs：サンプリング周波数）で
ある。フィルタの中心周波数をfc´とすると、fc´をfc
にシフトするためfc´を基準とする周波数fは(f-fc)に
シフトされる。よって Z = ej2π(f-fc)/fs = ej2πf/fs ・ e-j2πfc/fs = Z・e-j2πfc/fs = Z・α （fs：サンプリング周波数） …式(4) ここで、α= e-j2πfc/fsは絶対値が１の複素数であ
る。式(4)を式(3)に代入して整理すると H0(Z)=a0+a1α-1Z-1+a2α-2Z-2+・・・+anα-nZ-n =HR0+jHI0+(HR1+jHI1)Z-1+(HR2+jHI2)Z-2+・・・+(HRn+jHIn)Z-n …式(5) となり、複素係数フィルタが得られる。この複素係数フ
ィルタの構成を示す図が図6である。また、周波数シフ
トされた複素ディジタルフィルタの周波数特性が図9で
ある。複素フィルタであるため通過域は正負周波数のど
ちらか一方（図9では正の周波数側）だけとなる。図10
は、複素ディジタルフィルタの出力でイメージ妨害成分
は複素フィルタで除去されている。アナログフィルタを
広帯域にしているため、ＩＦ信号にはイメージ妨害成分
が重なるが、複素ディジタルフィルタ処理により、この
イメージ妨害成分を除去し、かつ狭帯域なフィルタリン
グが可能となる。なお、この実施例は、ＦＭ変調波を検
波するのに適している。
て説明する。図5はヘテロダイン検波方式に本発明を適
用した一例で、1は入力端子、9は広帯域通過フィルタ、
3ｉはＩＦ帯信号の同相成分Ｉの乗算器、3ｑはＩＦ帯信
号の直交成分Ｉの乗算器、4は発振器、5は９０度移相
器、6ｉは同相成分の低域通過フィルタ、6ｑは直交成分
の低域通過フィルタ、7ｉと7ｑはＡ／Ｄ変換器、14は複
素ディジタルフィルタ、8は復調器、15は出力端子であ
る。受信信号はＩＦ帯の信号に周波数変換してから入力
端子1に入力し、広帯域通過フィルタ9で帯域制限する。
発振器4と９０度移相器5によって発生した直交局部発振
信号を乗算器3ｉと3ｑによって受信信号に乗算し、ベー
スバンド帯で直交検波を行う。この直交検波出力は低域
通過フィルタ6ｉと6ｑを通して高調波成分を除去したあ
と、Ａ／Ｄ変換器7ｉと7ｑでディジタル信号に変換し、
複素ディジタルフィルタ14によりフィルタ処理を行う。
複素ディジタルフィルタ14の構成の一例を図6に示す。1
7ｉ〜26ｉと17ｑ〜26ｑは乗算器で、27ｉ〜29ｉと27ｑ
〜29ｑは加算器で、30ｉ〜33ｉと30ｑ〜33ｑは遅延レジ
スタである。フィルタ処理を式で表すと、次の式(2)の
ようになる。 YI=HRI-HIQ YQ=HRQ+HII …式(2) ここで、 YI、YQ：ディジタル複素フィルタ出力、 HI、HR：フィルタ係数、 I 、Q ：フィルタ入力信号 である。図6の複素ディジタルフィルタ14の動作を図7、
図8、図9、図10のスペクトル図を用いて説明する。図7
は、複素フィルタ処理前の信号、つまりＡ／Ｄ変換器7
ｉと7ｑの出力ＩとＱである。ここで周波数fcと周波数
-fcに信号が現れているが、求める信号は一方だけ（こ
こでは +fcの成分とする）で -fcの成分はイメージ妨害
信号となる。このイメージ妨害を除去するには、図9に
示すような正の周波数域にのみ通過域を持つ複素係数フ
ィルタが必要である。この複素係数フィルタは、図8の
ような実係数フィルタの周波数特性を+fcだけ周波数シ
フトすることにより得られる。図8のフィルタを、式で
表すと次の式(3)のようになる。 H0(Z)=a0+a1Z-1+a2Z-2+・・・+anZ-n （ a0〜 an）：フィルタ係数 …式(3) ここで Z= ej2πf/fs （fs：サンプリング周波数）で
ある。フィルタの中心周波数をfc´とすると、fc´をfc
にシフトするためfc´を基準とする周波数fは(f-fc)に
シフトされる。よって Z = ej2π(f-fc)/fs = ej2πf/fs ・ e-j2πfc/fs = Z・e-j2πfc/fs = Z・α （fs：サンプリング周波数） …式(4) ここで、α= e-j2πfc/fsは絶対値が１の複素数であ
る。式(4)を式(3)に代入して整理すると H0(Z)=a0+a1α-1Z-1+a2α-2Z-2+・・・+anα-nZ-n =HR0+jHI0+(HR1+jHI1)Z-1+(HR2+jHI2)Z-2+・・・+(HRn+jHIn)Z-n …式(5) となり、複素係数フィルタが得られる。この複素係数フ
ィルタの構成を示す図が図6である。また、周波数シフ
トされた複素ディジタルフィルタの周波数特性が図9で
ある。複素フィルタであるため通過域は正負周波数のど
ちらか一方（図9では正の周波数側）だけとなる。図10
は、複素ディジタルフィルタの出力でイメージ妨害成分
は複素フィルタで除去されている。アナログフィルタを
広帯域にしているため、ＩＦ信号にはイメージ妨害成分
が重なるが、複素ディジタルフィルタ処理により、この
イメージ妨害成分を除去し、かつ狭帯域なフィルタリン
グが可能となる。なお、この実施例は、ＦＭ変調波を検
波するのに適している。
【０００８】以上のように、ディジタルフィルタで狭帯
域フィルタを実現することは、周波数変換後のサンプリ
ング周波数がそれほど高くなければ、容易である。また
１度設計した後はアナログ回路のような調整作業は不要
で、コストがほとんどかからない。
域フィルタを実現することは、周波数変換後のサンプリ
ング周波数がそれほど高くなければ、容易である。また
１度設計した後はアナログ回路のような調整作業は不要
で、コストがほとんどかからない。
【０００９】
【発明の効果】本発明によれば、広帯域なアナログフィ
ルタを用い、Ａ／Ｄ変換後、狭帯域なディジタルフィル
タ処理をすることにより、コストが大幅に削減できる受
信機が実現できる。
ルタを用い、Ａ／Ｄ変換後、狭帯域なディジタルフィル
タ処理をすることにより、コストが大幅に削減できる受
信機が実現できる。
【図１】 本発明の一実施例を示すブロック図
【図２】 従来の技術を示すブロック図
【図３】 複素処理回路の一実施例を示す内部構造図
【図４】 中心周波数のずれによるベースバンド信号の
一実施例を示すスペクトル図
一実施例を示すスペクトル図
【図５】 本発明の一実施例を示すブロック図
【図６】 複素ディジタルフィルタの内部構造の一実施
例を示すブロック図
例を示すブロック図
【図７】 Ａ／Ｄ変換器からの出力信号の一例を示すス
ペクトル図
ペクトル図
【図８】 複素ディジタルフィルタの周波数特性（ベー
スバンド帯）の一例を示すスペクトル図
スバンド帯）の一例を示すスペクトル図
【図９】 周波数シフト後の複素ディジタルフィルタの
周波数特性の一例を示すスペクトル図
周波数特性の一例を示すスペクトル図
【図１０】 複素ディジタルフィルタの出力信号の一例
を示すスペクトル図
を示すスペクトル図
1：入力端子、 2：帯域通過フィルタ、 3ｉ，3ｑ：乗
算器、 4：発振器、5：９０度移相器、 6ｉ，6ｑ：低
域通過フィルタ、 7ｉ，7ｑ：Ａ／Ｄ変換器、 8：復
調器、 9：広帯域通過フィルタ、 10：複素処理回
路、 11ｉ，11ｑ：ディジタル低域通過フィルタ、 1
2：積分器、 13：ＲＯＭ、 14：複素ディジタルフィ
ルタ、 15：受信機出力、 16ｉ-1，16ｉ-2，16ｑ-1，
16ｑ-2：乗算器 、 17ｉ〜26ｉ，17ｑ〜26ｑ：乗算
器、 27ｉ〜29ｉ，27ｑ〜29ｑ：加算器、 30ｉ〜33
ｉ、30ｑ〜33ｑ：遅延レジスタ。
算器、 4：発振器、5：９０度移相器、 6ｉ，6ｑ：低
域通過フィルタ、 7ｉ，7ｑ：Ａ／Ｄ変換器、 8：復
調器、 9：広帯域通過フィルタ、 10：複素処理回
路、 11ｉ，11ｑ：ディジタル低域通過フィルタ、 1
2：積分器、 13：ＲＯＭ、 14：複素ディジタルフィ
ルタ、 15：受信機出力、 16ｉ-1，16ｉ-2，16ｑ-1，
16ｑ-2：乗算器 、 17ｉ〜26ｉ，17ｑ〜26ｑ：乗算
器、 27ｉ〜29ｉ，27ｑ〜29ｑ：加算器、 30ｉ〜33
ｉ、30ｑ〜33ｑ：遅延レジスタ。
Claims (4)
- 【請求項１】 全通話チャネルが通過域となるアナログ
広帯域通過フィルタに受信信号を通し、直交した局発信
号を乗算して、直交する中間周波信号に周波数変換し、
Ａ／Ｄ変換したあと、ディジタル的に狭帯域フィルタ処
理を行い、復調出力を得ることを特徴とした受信機。 - 【請求項２】 請求項１記載の受信機において、Ａ／Ｄ
変換後に複素演算処理を行い、前記直交する中間周波信
号に周波数変換する際に生ずる周波数ずれを補正するこ
とを特徴とした受信機。 - 【請求項３】 請求項１記載の受信機において、中間周
波数に周波数変換した信号を複素ディジタルフィルタに
よりフィルタ処理を行い、イメージ妨害成分を除去し復
調出力を得ることを特徴とした受信機。 - 【請求項４】 ＩＦ帯の信号に周波数変換され受信信号
を入力する入力端子と、該入力端子に入力した受信信号
の全通話チャネルが通過域となるアナログ広帯域フィル
タと、該フィルタ通過後の信号を直交検波するための発
振器および９０度移相器ならびに同相成分，直交成分２
つの乗算器と、該乗算器により検波された同相成分と直
交成分の信号の高調波成分を除去するための同相成分，
直交成分各々の低域通過フィルタと、該低域通過フィル
タを通過した信号を各々ディジタル変換するためのＡ/
Ｄ変換器と、該Ａ/Ｄ変換器からの同相，直交ディジタ
ル信号を複素処理する複素処理回路と、該複素回路によ
り処理された同相成分，直交成分各々のディジタル信号
を単通話チャネル毎に選択する同相，直交各々の狭帯域
のディジタル低域通過フィルタと、該両フィルタから出
力される帯域制限された信号を復調して出力する復調器
と、該復調器の出力を積分する積分器と、該積分器の出力
に対応する位相情報データを読出し、前記複素処理回路
に出力するＲＯＭとを有し、該位相情報データにより前
記複素処理回路の位置補正を行う構成としたことを特徴
とする受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP822097A JPH10209904A (ja) | 1997-01-21 | 1997-01-21 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP822097A JPH10209904A (ja) | 1997-01-21 | 1997-01-21 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209904A true JPH10209904A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=11687128
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP822097A Pending JPH10209904A (ja) | 1997-01-21 | 1997-01-21 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10209904A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7146148B2 (en) | 2002-10-01 | 2006-12-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Low intermediate frequency type receiver |
| US7336717B2 (en) | 2000-09-08 | 2008-02-26 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit, in particular for a mobile radio |
| JP2008167000A (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-17 | Nec Electronics Corp | 受信装置 |
| KR100950648B1 (ko) | 2002-04-04 | 2010-04-01 | 삼성전자주식회사 | 이미지 신호 억압 장치 |
| JP2012163543A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-08-30 | Daihen Corp | 周波数検出装置 |
-
1997
- 1997-01-21 JP JP822097A patent/JPH10209904A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7336717B2 (en) | 2000-09-08 | 2008-02-26 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit, in particular for a mobile radio |
| KR100950648B1 (ko) | 2002-04-04 | 2010-04-01 | 삼성전자주식회사 | 이미지 신호 억압 장치 |
| US7146148B2 (en) | 2002-10-01 | 2006-12-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Low intermediate frequency type receiver |
| JP2008167000A (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-17 | Nec Electronics Corp | 受信装置 |
| JP2012163543A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-08-30 | Daihen Corp | 周波数検出装置 |
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