JPH10209918A - 受信装置及び携帯電話システムの端末装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ＲＡＫＥ方式の受信機で、各フィンガのＤＬＬのループ
フィルタの回路規模の削減が図れるようにする。 【解決手段】 各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃで
は、ＤＬＬにより、周波数のずれによるＰＮ位相の同期
追跡が行われている。各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５
Ｃのループフィルタ９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃにおける２
次ループフィルタ部は、各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２
５Ｃで共用される。周波数ずれの要因は、殆どドップラ
効果によるものであり、ドップラー効果による場合に
は、全てのパスに対して同様の周波数誤差を生じさせる
ので、ドップラ効果による周波数誤差成分を蓄えるルー
プフィルタの２次ループフィルタ部を各フィンガ２５
Ａ、２５Ｂ、２５Ｃで共通して用いることにより、回路
規模の削減が図れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システ
ムに用いて好適な受信装置及び携帯電話システムの端末
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、擬似ランダム符号を拡散符号とし
て用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信
し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせる
ことにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセ
ルラ電話システムが注目されている。

【０００３】ＣＤＭＡ方式では、通信方式として、スペ
クトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散
方式では、送信時に、搬送波が送信データにより変調さ
れると共に、搬送波に対してＰＮ（Pseudorandom Nois
e）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ符号により変調され
る。変調方式としては、例えば、ＢＱＰＳＫ変調が用い
られる。ＰＮ符号はランダム符号であるから、このよう
に搬送波がＰＮ符号により変調を受けると、その周波数
スペクトラムが広げられる。

【０００４】そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ
符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号
で、その位相が合致していると、逆拡散が行われ、変調
出力が得られる。この変調出力を復調することにより、
受信データが得られる。

【０００５】スペクトラム拡散方式では、受信時に信号
を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その
位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要があ
る。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えるこ
とにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散
符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることによ
り多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれ
ている。

【０００６】セルラ電話システムとして、従来より、Ｆ
ＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式
やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が
用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方
式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが
困難になってきている。

【０００７】つまり、ＦＤＭＡ方式は、異なる周波数の
チャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナ
ログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方
式が用いられている。

【０００８】ところが、ＦＤＭＡ方式では、周波数利用
効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネ
ル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するため
に、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影
響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。

【０００９】ＴＤＭＡ方式は、送信データを時間圧縮す
ることより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有す
るようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式
のセルラ電話システムとして、現在、広く普及してい
る。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＡＭ方式だけの場合に比べ
て、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数
には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャン
ネル数の不足が危惧されている。

【００１０】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、耐干渉
性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。
このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル
化が図れる。

【００１１】また、ＦＤＡＭ方式やＴＤＭＡ方式では、
マルチパスによるフェージングの影響を受けやすい。

【００１２】つまり、図５に示すように、基地局２０１
から携帯端末２０２に届く信号には、基地局２０１から
の電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１の他に、基
地局２０１からの電波がビル２０３Ａを反射して携帯端
末２０２に届くパスＰ２や、基地局２０１からの電波が
ビル２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ３
等、複数のパスがある。

【００１３】基地局２０１からの電波が携帯端末２０２
に直接届くパスＰ１に比べて、基地局２０１からの電波
がビル２０３Ａや２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に
届くパスＰ２及びＰ３は遅れが生じる。したがって、図
６に示すように、携帯端末１０２には、異なるタイミン
グでパスＰ１からの信号Ｓ１、パスＰ２からの信号Ｓ
２、パスＰ３からの信号Ｓ３が到達する。これら、複数
のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が
干渉し合うと、フェージングが発生する。ＦＤＡＭ方式
やＴＤＭＡ方式では、このようなマルチパスによるフェ
ージングの影響が問題となっている。

【００１４】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、ダイバ
シティＲＡＫＥ方式を採用することにより、マルチパス
によるフェージングの影響を軽減できると共に、Ｓ／Ｎ
比の向上を図ることができる。

【００１５】ダイバシティＲＡＫＥ方式では、上述のよ
うな複数のパスの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対して、図７
に示すように、複数のパスからの信号を夫々受信できる
受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃが用意される。そ
して、タイミング検出器２２２で、各パスにおける符号
が捕捉され、この符号が各パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の受信
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃに設定される。複数の
受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃにより、複数のパ
スＰ１、Ｐ２、Ｐ３の信号が夫々復調され、これらの受
信出力がを合成回路２２２で合成される。

【００１６】スペクトラム拡散方式では、各パスによる
干渉を受けずらい。そして、このように、複数のパスＰ
１、Ｐ２、Ｐ３からの受信出力を夫々復調し、これら複
数のパスからの復調出力を合成すれば、信号強度が大き
くなり、Ｓ／Ｎ比の向上が図れると共に、マルチパスに
よるフェージングの影響が軽減できる。

【００１７】上述の例では、説明のために、３つの受信
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃと、タイミング検出器
２２２とによりダイバシティＲＡＫＥ方式の構成を示し
たが、ダイバシティＲＡＫＥ方式のセルラ電話端末で
は、通常、図８に示すように、各パスの復調出力を得る
ためのフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃと、マル
チパスの信号を検索するためのサーチャ２５２と、各パ
スの復調データを合成するためのデータコンバイナ２５
３とが設けられる。

【００１８】図８において、入力端子２５０に、中間周
波数に変換されたスペクトラム拡散信号の受信信号が供
給される。この信号が準同期検波回路２５５に供給され
る。準同期検波回路２５５は乗算回路で、準同期検波回
路２５５で、入力端子２５０からの信号とＰＬＬシンセ
サイザ２５６の出力とが乗算される。ＰＬＬシンセサイ
ザ２５６の出力は、周波数コンバイナ２５７の出力によ
り制御され、準同期検波回路２５５で受信信号が直交検
波される。

【００１９】準同期検波回路２５５の出力は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２５８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２５８
で、この信号がディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄコ
ンバータ２５８の出力は、フィンガ２５１Ａ、２５１
Ｂ、２５１Ｃに供給されると共に、サーチャ２５２に供
給される。フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、
各パスにおける信号を逆拡散し、同期追跡し、データを
復調すると共に、周波数誤差を検出するものである。

【００２０】サーチャ２５２は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定する
各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチ
ャ２５２は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行
う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２５
８の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号と
の相関を求める。この設定された符号と受信符号との相
関により、各パスの符号が決定される。

【００２１】サーチャ２５２の出力がコントローラ２５
８に供給される。コントローラ２５８は、サーチャ２５
２の出力に基づいて、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃに対するＰＮ符号の位相を設定する。フィンガ
２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、これに基づいて、Ｐ
Ｎ符号の位相を設定し、受信信号の逆拡散を行い、そし
て、各パスにおける受信信号を復調する。

【００２２】フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃで
復調されたデータは、データコンバイナ２５３に供給さ
れる。データコンバイナ２５３で、各パスの受信信号が
合成される。この合成された信号が出力端子２５９から
出力される。

【００２３】また、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５
１Ｃで、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が周
波数コンバイナ２５７に供給される。この周波数コンバ
イナ２５７の出力により、ＰＬＬシンセサイザ２５６の
発振周波数が制御される。

【００２４】図８に示すように、ＲＡＫＥ方式の受信機
においては、複数のフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５
１Ｃが設けれ、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１
Ｃで各パスの受信信号が復調される。この各フィンガ２
５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃには、図９に示すように、
受信信号の変動を同期追跡ためのＤＬＬ（Delay Locked
Loop ）が設けられている。

【００２５】図９において、入力端子３０１に受信信号
が供給され、この受信信号が乗算回路３０２に供給され
ると共に、乗算回路３０３及び３０４に供給される。乗
算回路３０２には、ＰＮ符号発生回路３０５の出力が遅
延回路３０６を介して供給される。乗算回路３０３に
は、ＰＮ符号発生回路３０５の出力が供給される。乗算
回路３０４には、ＰＮ符号発生回路３０５の出力が遅延
回路３０６及び３０７を介して供給される。ＰＮ符号発
生回路３０５からは、送信側で拡散したのと同様のＰＮ
符号が発生される。遅延回路３０６及び３０７は、夫
々、１／２チップの遅延量を有している。

【００２６】乗算回路３０２の出力がバンドパスフィル
タ３０８を介して復調回路３０９に供給される。乗算回
路３０２により、入力端子３０１からの受信信号と、遅
延回路３０６を介されたＰＮ符号発生回路３０５の出力
とが乗算される。受信符号とＰＮ符号のパターン及び位
相が合致していれば、乗算回路３０２からは逆拡散出力
が得られる。この乗算回路３０２の出力がバンドパスフ
ィルタ３０８を介して復調回路３０９に供給される。復
調回路３０９で受信信号が復調される。この復調データ
が出力端子３１０から出力される。

【００２７】乗算回路３０３により、入力端子３０１か
らの受信信号と、ＰＮ符号発生回路３０５の出力とが乗
算される。乗算回路３０４により、入力端子３０１から
の受信信号と、遅延回路３０６、３０７を介されたＰＮ
符号発生回路３０５の出力とが乗算される。

【００２８】乗算回路３０３には、ＰＮ符号発生回路３
０５の出力がそのまま供給され、乗算回路３０４には、
ＰＮ符号発生回路３０５の出力が遅延回路３０６、３０
７を介して１チップ分遅延されて供給されている。乗算
回路３０２には、ＰＮ符号発生回路３０５の出力が遅延
回路３０６を介して１／２チップ分遅延されて供給され
ている。したがって、乗算回路３０２からの逆拡散出力
をセンタ位相とすると、乗算回路３０２及び３０３の逆
拡散出力は、夫々、１／２チップ分位相が進んだ出力及
び１／２チップ分位相が遅れた出力となる。

【００２９】乗算回路３０３及び３０４の出力は、ＤＬ
Ｌを形成するために、バンドパスフィルタ３１１及び３
１２を夫々介して、レベル検出回路３１３及び３１４に
夫々供給される。レベル検出回路３１３及び３１４から
は、１／２チップ進んだ及び遅れた位相の逆拡散出力レ
ベルが得られる。レベル検出回路３１３及び３１４の出
力が減算回路３１５に供給される。

【００３０】減算回路３１５で、１／２チップ位相の進
んだ逆拡散出力レベルと、１／２チップ位相の遅れた逆
拡散出力レベルとが比較される。この比較出力は、ルー
プフィルタ３１６を介して、ＰＮ符号発生回路３０５に
供給される。このループフィルタ３１６を介された比較
出力により、ＰＮ符号発生回路３０５から発生されるＰ
Ｎ符号の位相が制御される。このようなＤＬＬ制御によ
り、１／２チップの精度で、ＰＮ符号の位相が追跡制御
される。

【００３１】上述のように、従来のフィンガ２５１Ａ、
２５１Ｂ、２５１Ｃには、１／２チップ位相の進んだ及
び位相の遅れた逆拡散出力を得、この１／２チップ位相
の進んだ逆拡散レベルと１／２チップ位相の遅れた逆拡
散レベルとを比較し、この比較出力によりＰＮ符号の位
相を制御するようにしたＤＬＬが設けられている。そし
て、このＤＬＬのループには、ループフィルタ３１６が
設けられている。

【００３２】従来、ループフィルタ３１６としては、例
えば、完全積分型２次ループフィルタが用いられてい
る。完全積分型２次ループフィルタは、図１０に示すよ
うに、乗算回路３５１からなる１次ループフィルタ部
と、乗算回路３５２、加算回路３５３、遅延回路３５５
からなる２次ループフィルタ部と、１次ループフィルタ
部の出力と２次ループフィルタ部の出力とを加算する加
算回路３５４とから構成される。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】従来のＲＡＫＥ方式の
携帯電話端末では、上述のように、複数（例えば３つ）
のフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃが設けられて
おり、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは同期
追跡のためのＤＬＬを有している。そして、各ＤＬＬに
は、図１０に示したようなループフィルタ３１６が配置
されている。このため、従来のＲＡＫＥ方式の携帯電話
端末では、回路規模が増大するという問題が生じてい
る。

【００３４】したがって、この発明の目的は、各フィン
ガのＤＬＬのループフィルタの回路規模の削減が図れる
ようにした受信装置及び携帯電話システムの端末装置を
提供することにある。

【００３５】

【課題を解決するための手段】この発明は、拡散符号に
よりスペクトラム拡散された信号を受信する受信装置に
おいて、マルチパスとなっている受信信号から個々のパ
スを検索するサーチャと、検索されたパスの夫々の受信
信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを備え、
各フィンガは、同期追跡を行うＤＬＬを含み、ＤＬＬの
ループフィルタを複数のフィンガで共用するようにした
ことを特徴とする受信装置である。

【００３６】この発明は、拡散符号により送信信号をス
ペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパタ
ーンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能
にした携帯電話システムの端末装置において、マルチパ
スとなっている受信信号から個々のパスを検索するサー
チャと、検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散して
データを復調する複数のフィンガと、複数のフィンガの
出力を合成するコンバイナとを備え、各フィンガは、同
期追跡を行うＤＬＬを含み、ＤＬＬのループフィルタを
複数のフィンガで共用するようにした携帯電話システム
の端末装置である。

【００３７】各フィンガでは、ＤＬＬにより、周波数の
ずれによるＰＮ位相の同期追跡が行われている。周波数
ずれの要因としては、発振器の誤差やドップラ効果によ
るもの等が考えられる。発振器の誤差は、初期の引込み
状態では起こるが、ロック時に補正されれば、１次ルー
プフィルタで十分補正できる。したがって、引込み時以
降に補正しなければならない周波数ずれの要因は、殆
ど、ドップラ効果によるものである。ドップラー効果に
よる場合には、全てのパスに対して、同様の周波数誤差
を生じさせるので、ドップラ効果による周波数誤差成分
を蓄えるループフィルタの２次ループフィルタ部は、各
フィンガで共通に用いることができる。各フィンガのル
ープフィルタの２次ループフィルタ部を共通化すること
で、回路規模の削減が図れる。

【００３８】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
できるＣＤＭＡ方式のセルラ電話システムの携帯端末の
一例を示すものである。この携帯端末では、受信方式と
して、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを
合成するようにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用さ
れている。

【００３９】図１において、送信時には、マイクロホン
１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナ
ログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／
Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。

【００４０】音声圧縮回路３は、ディジタル音声信号を
圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、
種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qu
alcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者
の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化
速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬ
Ｐでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４
通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、
２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品
質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっ
ている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるもの
ではない。

【００４１】音声圧縮回路３の出力が畳込み符号化回路
４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信デー
タに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加され
る。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５
に供給される。インターリーブ回路５により、送信デー
タがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出
力がスペクトラム拡散回路６に供給される。

【００４２】スペクトラム拡散回路６により、搬送波が
変調されると共に、ＰＮ符号で拡散される。すなわち、
例えばＢＱＰＳＫ変調により、送信データの変調が行わ
れると共に、ＰＮ符号が乗じられる。ＰＮ符号はランダ
ム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じると、搬
送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡散が行わ
れる。なお、送信データの変調方式としては、例えばＢ
ＱＰＳＫ変調を用いられているが、種々のものが提案さ
れており、他の変調方式を用いるようにしても良い。

【００４３】スペクトラム拡散回路６の出力は、バンド
パスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給さ
れる。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給さ
れる。

【００４４】ＲＦ回路９には、ＰＬＬシンセサイザ１１
から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ
／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１から
の局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定
の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ
１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供
給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に
向けて送られる。

【００４５】受信時には、基地局からの電波がアンテナ
１２により受信される。この基地局からの電波は、建物
等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端
末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車
等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信
号の周波数が変化することがある。

【００４６】アンテナ１２からの受信出力は、ＲＦ回路
２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサ
イザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０
により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換
される。

【００４７】ＲＦ回路２０の出力が中間周波回路２１を
介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波
回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給さ
れる。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数
は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されてい
る。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波さ
れる。

【００４８】準同期検波回路２２の出力は、Ａ／Ｄコン
バータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４によ
り、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。
このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数
は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数
よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサン
プリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力が
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、
サーチャ２８に供給される。

【００４９】前述したように、受信時には、マルチパス
の信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
は、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗
算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調す
る。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各
パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出
力される。

【００５０】サーチャ２８は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パス
の符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８
は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散
回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の
基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求
める。この設定された符号と受信符号との相関値によ
り、各パスの符号が決定される。コントローラ２９によ
り決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
設定される。

【００５１】フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより復
調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０
に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの
受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の
出力がＡＧＣ回路３３に供給される。

【００５２】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
より、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度
は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）
コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１
により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲ
ＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給さ
れ、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧ
Ｃ回路３３のゲインが制御される。

【００５３】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃか
らの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２
に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスに
おける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ
３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給さ
れ、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び
２３の周波数が制御される。

【００５４】ＡＧＣ回路３３の出力がデインターリーブ
回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４によ
り、送信側のインターリーブに対応して、受信データが
デインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の
出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回
路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復
号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー
訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が
音声伸長回路３６に供給される。

【００５５】音声伸長回路３６により、例えばＱＣＥＬ
Ｐにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長
され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタ
ル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／
Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ
音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ
３８に供給される。

【００５６】図２は、この発明が適用された携帯電話端
末におけるフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの構成を示
すものである。図２において、入力端子７１に、Ａ／Ｄ
コンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給さ
れる。Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、
ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オー
バーサンプリングとなっている。この入力端子７１から
のディジタル信号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
（破線で囲んで示す）に供給される。

【００５７】フィンガ２５Ａにおいて、入力端子７１か
らの信号は、デシメート回路７２Ａ、７３Ａ、７４Ａに
供給される。デシメート回路７２Ａ、７３Ａ、７４Ａに
は、クロック制御回路７５Ａからクロックが供給され
る。このクロック制御回路７５Ａからデシメート回路７
２Ａ、７３Ａ、７４Ａに供給されるクロックは、デシメ
ート回路７２Ａに供給されるクロックの位相をセンタと
すると、デシメート回路７３Ｂには１／２チップ位相の
進んだクロックが供給され、デシメート回路７４Ｃには
１／２チップ位相が遅れたクロックが供給される。

【００５８】デシメート回路７２Ａ、７３Ａ、７４Ａの
出力が乗算回路７８Ａ、７９Ａ、８０Ａに夫々供給され
る。乗算回路７８Ａ、７９Ａ、８０Ａには、ＰＮ符号発
生回路８１ＡからのＰＮ符号が供給される。ＰＮ符号発
生回路８１Ａからは、送信側で拡散したのと同様なＰＮ
符号が発生される。

【００５９】乗算回路７８Ａにより、デシメート回路７
２Ａの出力とＰＮ符号発生回路８１Ａの出力とが乗算さ
れる。受信符号とＰＮ符号発生回路８１Ａからの符号の
パターン及び位相が合致していれば、乗算回路７８Ａか
らは逆拡散出力が得られる。この乗算回路７８Ａの出力
がバンドパスフィルタ８２Ａを介して復調回路８３Ａに
供給される。復調回路８３Ａで受信信号が復調され、復
調回路８３Ａからは、復調データが出力される。この復
調データが出力端子８４Ａから出力される。

【００６０】乗算回路７９Ａ及び８０Ａにより、デシメ
ート回路７３Ａ及び７４Ａの出力とＰＮ符号発生回路８
１の出力とが乗算される。乗算回路７９Ａ及び８０Ａに
より、１／２チップ進んだ及び遅れた位相の受信符号
と、ＰＮ符号発生回路８１Ａの符号とが乗算され、１／
２チップ進んだ及び遅れた位相の逆拡散出力が得られ
る。この乗算回路７９Ａ及び８０Ａの出力は、ＤＬＬを
構成するのに用いられる。

【００６１】乗算回路７９Ａ及び８０Ａの出力は、バン
ドパスフィルタ８７Ａ及び８８Ａを夫々介して、レベル
検出回路８９Ａ及び９０Ａに夫々供給される。レベル検
出回路８９Ａ及び９０Ａからは、１／２チップ進んだ及
び遅れた位相の逆拡散出力レベルが得られる。レベル検
出回路８９Ａ及び９０Ａの出力が減算回路９１Ａに供給
される。

【００６２】減算回路９１Ａで、１／２チップ進んだ位
相の逆拡散出力レベルと、１／２チップ遅れた位相の逆
拡散出力レベルとが比較される。この比較出力は、破線
で囲んで示すループフィルタ９２Ａに供給される。ルー
プフィルタ９２Ａの出力がクロック制御回路７５Ａに供
給される。このループフィルタ９２Ａを介された減算回
路９１Ａの出力により、クロック制御回路７５Ａからデ
シメート回路７２Ａ〜７４Ａに与えられるデシメート用
のクロックが制御される。

【００６３】すなわち、例えば、図３Ａに示すように、
Ａ／Ｄコンバータ２４で８倍のオーバーサンプリングを
したとすると、デシメート回路７２Ａ〜７４Ａで１／８
にデシメートする場合、図４Ｂに示すように、デシメー
ト回路７２Ａ〜７４Ａからは、８サンプル毎に信号が出
力される。

【００６４】ループフィルタ９２Ａを介された減算回路
９１Ａの出力から、今までのタイミングでは遅過ぎると
判断されるような場合には、８サンプルおきに出力して
いたタイミングが、図３Ｃに示すように、７サンプルお
きに出力されるように制御される。これにより、位相が
進められたことになる。今までのタイミングでは早過ぎ
ると判断されるような場合には、８サンプルおきに出力
していたタイミングが、図３Ｄに示すように、９サンプ
ルおきに出力されるように制御される。これにより、位
相が遅れたれたことになる。

【００６５】図２において、他のフィンガ２５Ｂ、２５
Ｃについては、フィンガ２５Ａと基本的には同様に構成
される。すなわち、フィンガ２５Ｂにおいては、乗算回
路７８Ｂで受信信号が逆拡散され、復調回路８３Ｂで受
信データが復調される。また、レベル検出回路８９Ｂ及
び９０Ｂで、１／２チップ位相の遅れた及び位相の進ん
だ逆拡散出力レベルが検出され、この１／２チップ位相
の遅れた及び位相の進んだ逆拡散出力レベルが減算回路
９１Ｂで比較される。この比較出力がループフィルタ９
２Ｂを介して、クロック制御回路７５Ｂに供給される。

【００６６】フィンガ２５Ｃにおいては、乗算回路７８
Ｃで受信信号が逆拡散され、復調回路８３Ｃで受信デー
タが復調される。また、レベル検出回路８９Ｃ及び９０
Ｃで、１／２チップ位相の遅れた及び位相の進んだ逆拡
散出力レベルが検出され、この１／２チップ位相の遅れ
た及び位相の進んだ逆拡散出力レベルが減算回路９１Ｃ
で比較される。この比較出力がループフィルタ９２Ｃを
介して、クロック制御回路７５Ｃに供給される。

【００６７】フィンガ２５Ａと、フィンガ２５Ｂ及び２
５Ｃとは、基本的には同様の構成とされているが、ルー
プフィルタの構成につていは異なっている。これは、回
路規模の削減を図るために、共通化できる部分について
は、各フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃのループフィル
タで共通化したためである。

【００６８】つまり、ループフィルタとしては、完全積
分型２次ループフィルタが用いられる。完全積分型２次
ループフィルタは、１次ループフィルタ部と２次ループ
フィルタ部とからなる。

【００６９】フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃでは、Ｄ
ＬＬループにより、同期追跡が行われている。周波数ず
れの要因としては、発振器の誤差やドップラ効果による
もの等が考えられるが、発振器の誤差は、初期の引込み
状態では起こるが、ロック時に補正されれば、１次ルー
プフィルタで十分補正できる。したがって、引込み時以
降に補正しなければならない周波数ずれの要因は、殆
ど、ドップラ効果によるものである。ドップラー効果に
よる周波数のずれの場合には、全てのパスに対して同様
の周波数誤差を生じさせ、ドップラ効果による周波数誤
差成分は２次ループフィルタに蓄積される。したがっ
て、ループフィルタの２次ループフィルタ部は、各フィ
ンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃで共通化することができ
る。

【００７０】つまり、図２において、フィンガ２５Ａの
ループフィルタ９２Ａは、１次ループフィルタを構成す
る係数Ｋの乗算回路１０１Ａと、２次ループフィルタ部
を構成する係数Ａの乗算回路１０２、加算回路１０３、
遅延回路１０５と、１次ループフィルタの出力と２次ル
ープフィルタの出力を合成する加算回路１０４Ａとから
構成されている。更に、フィンガ２５Ｂ、２５Ｃのルー
プフィルタの２次ループフィタル部を共通化するための
加算回路１０６が設けられる。

【００７１】減算回路９１Ａの出力は、乗算回路１０１
Ａに供給されると共に、加算回路１０６に供給される。
乗算回路１０１Ａには、係数Ｋが供給される。乗算回路
１０１Ａにより、減算回路９１Ａの出力に係数Ｋが乗じ
られる。乗算回路１０１Ａの出力が加算回路１０４Ａに
供給される。

【００７２】加算回路１０６の出力が乗算回路１０２に
供給される。乗算回路１０２により、加算回路１０６の
出力に係数Ａが乗じられる。乗算回路１０２の出力が加
算回路１０３に供給される。加算回路１０３の出力が加
算回路１０４Ａに供給されると共に、遅延回路１０５を
介して加算回路１０３に帰還される。

【００７３】加算回路１０４Ａにより、乗算回路１０１
Ａを介された１次ループフィルタの信号と、乗算回路１
０２、加算回路１０３、遅延回路１０５を介された２次
ループフィルタ部の信号とが加算される。加算回路１０
４Ａの出力がクロック制御回路７５Ａに供給される。

【００７４】フィンガ２５Ｂ、２５Ｃのループフィルタ
９２Ｂ、９２Ｃは、夫々、１次ループフィルタを構成す
る係数Ｋの乗算回路１０１Ｂ、１０１Ｃと、一次ループ
フィルタの出力と、フィンガ２５Ａのループフィルタ９
２Ａの２次ループフィルタの出力とを加算する加算回路
１０４Ｂ、１０４Ｃとから構成されている。

【００７５】フィンガ２５Ｂにおける減算回路９１Ｂの
出力は、乗算回路１０１Ｂに供給されると共に、フィン
ガ２５Ａのループフィルタ９２Ａの加算回路１０６に供
給される。乗算回路１０１Ｂには、係数Ｋが供給され
る。乗算回路１０１Ｂの出力が加算回路１０４Ｂに供給
される。加算回路１０４Ｂには、フィンガ２５Ａのルー
プフィルタ９２Ａの遅延回路１０５の出力が供給され
る。

【００７６】加算回路１０４Ｂにより、乗算回路１０１
Ｂを介された１次フィルタの信号と、フィンガ２５Ａの
ループフィルタ９２Ａにおける乗算回路１０２、加算回
路１０３、遅延回路１０５を介された２次ループフィル
タ部の信号とが加算される。この加算回路１０４Ｂの出
力により、クロック制御回路７５Ｂが制御される。

【００７７】フィンガ２５Ｃにおける減算回路９１Ｃの
出力は、乗算回路１０１Ｃに供給されると共に、フィン
ガ２５Ａのループフィルタ９２Ａの加算回路１０６に供
給される。乗算回路１０１Ｃには、係数Ｋが供給され
る。乗算回路１０１Ｃの出力が加算回路１０４Ｃに供給
される。加算回路１０４Ｃには、フィンガ２５Ａのルー
プフィルタ９２Ａの遅延回路１０５の出力が供給され
る。

【００７８】加算回路１０４Ｃにより、乗算回路１０１
Ｃを介された１次フィルタの信号と、フィンガ２５Ａの
ループフィルタ９２Ａにおける乗算回路１０２、加算回
路１０３、遅延回路１０５を介された２次ループフィル
タ部の信号とが加算される。加算回路１０４Ｃの出力に
より、クロック制御回路７５Ｃが制御される。

【００７９】このように、この発明が適用された携帯電
話端末では、フィンガ２５Ｂ、２５Ｃのループフィルタ
９２Ｂ、９２Ｃは１次フィルタ部のみとし、フィンガ２
５Ｂ、２５Ｃのループフィルタ９２Ｂ、９２Ｃの２次ル
ープフィルタ部は、フィンガ２５Ａのループフィルタ９
２Ａの２次ループフィルタ部と共用されている。このた
め、回路規模の削減が図れる。

【００８０】なお、上述の例では、フィンガ２５Ａのル
ープフィルタ９２Ａに１次ループフィルタと２次ループ
フィルタを設け、フィンガ２５Ｂ、２５Ｃのループフィ
ルタ９２Ｂ、９２Ｃの２次ループフィルタ部をフィンガ
２５Ａのループフィルタ９２Ａの２次ループフィルタ部
と共用しているが、２次ループフィルタを設けるフィン
ガは、フィンガ２５Ａ以外のものであっても良い。

【００８１】また、図４に示すように、全てのフィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃのループフィルタ９２Ａ、９２
Ｂ、９２Ｃを、夫々、乗算回路１０１Ａ、１０１Ｂ、１
０１Ｃと、加算回路１０４Ａ、１０４Ｂ、１０４Ｃとか
らなる１次ループフィルタのみとし、全てのフィンガ２
５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃのループフィルタで共用する２次
ループフィルタ部１１０を別体に設けるようにしても良
い。２次ループフィルタ部１１０には、２次ループフィ
ルタ部を構成する係数Ａの乗算回路１０２、加算回路１
０３、遅延回路１０５、各フィルタの出力が供給される
加算回路１０６とが設けられる。

【００８２】

【発明の効果】この発明によれば、複数のフィンガでル
ープフィルタの２次ループフィルタ部と共用されてい
る。ドップラー効果等による周波数変動は、全てのパス
に対して同様の周波数誤差を生じさせるので、このよう
にループフィルタの２次ループフィルタ部を各フィンガ
で共通に用いることにより、各フィンガのループフィル
タを１次フィルタ部のみとすることができ、性能を劣化
させることなく、回路規模の削減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末の全体構成を示すブロック図である。

【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるフィンガの一例を示すブロック図である。

【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるフィンガの説明に用いるタイミング図であ
る。

【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるフィンガの他の例を示すブロック図であ
る。

【図５】マルチパスの説明に用いる略線図である。

【図６】マルチパスの説明に用いる波形図である。

【図７】ダイバシティＲＡＫＥ方式の説明に用いるブロ
ック図である。

【図８】ダイバシティＲＡＫＥ方式の受信機の一例のブ
ロック図である。

【図９】従来のフィンガの一例のブロック図である。

【図１０】従来のループフィルタの一例のブロック図で
ある。

【符号の説明】

２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィンガ、２８・・・サ
ーチャ、９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ・・・ループフィルタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 拡散符号によりスペクトラム拡散された
   信号を受信する受信装置において、 マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索
   するサーチャと、 上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
   タを復調する複数のフィンガと、 上記複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを備
   え、 上記各フィンガは、同期追跡を行うＤＬＬを含み、上記
   ＤＬＬのループフィルタを上記複数のフィンガで共用す
   るようにしたことを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】 上記ループフィルタは、完全積分型２次
   ループフィルタである請求項１記載の受信装置。
3. 【請求項３】 上記ループフィルタは、完全積分型２次
   ループフィルタであり、上記完全積分型２次ループフィ
   ルタの２次ループフィルタ部を上記複数のフィンガのル
   ープフィルタで共用するようした請求項１記載の受信装
   置。
4. 【請求項４】 拡散符号により送信信号をスペクトラム
   拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相
   を異ならせることにより、多次元接続を可能にした携帯
   電話システムの端末装置において、 マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索
   するサーチャと、 上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
   タを復調する複数のフィンガと、 上記複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを備
   え、 上記各フィンガは、同期追跡を行うＤＬＬを含み、上記
   ＤＬＬのループフィルタを上記複数のフィンガで共用す
   るようにした携帯電話システムの端末装置。
5. 【請求項５】 上記ループフィルタは、完全積分型２次
   ループフィルタである請求項４記載の携帯電話システム
   の端末装置。
6. 【請求項６】 上記ループフィルタは、完全積分型２次
   ループフィルタであり、上記完全積分型２次ループフィ
   ルタの２次ループフィルタ部を上記複数のフィンガのル
   ープフィルタで共用するようした請求項４記載の携帯電
   話システムの端末装置。