JPH1022871A - レイク受信回路 - Google Patents
レイク受信回路Info
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- JPH1022871A JPH1022871A JP8171418A JP17141896A JPH1022871A JP H1022871 A JPH1022871 A JP H1022871A JP 8171418 A JP8171418 A JP 8171418A JP 17141896 A JP17141896 A JP 17141896A JP H1022871 A JPH1022871 A JP H1022871A
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 5
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 claims abstract description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 24
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 16
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 9
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 9
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 abstract 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 abstract 2
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スペクトル拡散方式に基づく移動通信システ
ムの受信局に設けられるレイク受信回路の通信品質の劣
化を防止する。 【解決手段】 同期捕捉回路120 で３個の同期位置が捕
捉され、これらが初期位相として同期追跡回路130,160,
180 に入力される。同期追跡回路130,160,180 で初期位
相をもとに、±1/2 チップずれたアーリPN符号及びレイ
トPN符号と、該初期位相と同一位相の復調用PN符号がそ
れぞれ発生される。各復調用PN符号は、シンボル復調回
路140,170,190 に入力され、各データの復調に使用され
る。復調された各データは比較判定回路147,177,197 で
閾値と比較される。この時、復調されたデータのパワー
が閾値よりも低い場合、そのパスのデータを合成に使用
すると、通信品質が劣化すると考えられるので、その場
合にはスイッチ手段150a,150b,150cのうちの該当するも
のをオフ状態にすることにより、品質の劣化を防ぐ。
ムの受信局に設けられるレイク受信回路の通信品質の劣
化を防止する。 【解決手段】 同期捕捉回路120 で３個の同期位置が捕
捉され、これらが初期位相として同期追跡回路130,160,
180 に入力される。同期追跡回路130,160,180 で初期位
相をもとに、±1/2 チップずれたアーリPN符号及びレイ
トPN符号と、該初期位相と同一位相の復調用PN符号がそ
れぞれ発生される。各復調用PN符号は、シンボル復調回
路140,170,190 に入力され、各データの復調に使用され
る。復調された各データは比較判定回路147,177,197 で
閾値と比較される。この時、復調されたデータのパワー
が閾値よりも低い場合、そのパスのデータを合成に使用
すると、通信品質が劣化すると考えられるので、その場
合にはスイッチ手段150a,150b,150cのうちの該当するも
のをオフ状態にすることにより、品質の劣化を防ぐ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散方
式に基づく移動通信システムの受信局に設けられるレイ
ク受信回路に関するものである。
式に基づく移動通信システムの受信局に設けられるレイ
ク受信回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば、次のような文献に記載されるものがあった。 文献；信学技報SST92-70(1993-01) 、浅原隆、小島年
春、三宅真、藤野忠共著、「忘却係数による加重平均型
ＲＡＫＥ方式とその簡略化」、P.19-24 符号分割多重接続（Code Devision Multiple Access 、
以下ＣＤＭＡという）通信方式では、スペクトル拡散技
術を使って信号の周波数帯域幅を1.25MHz にまで拡散
し、きめ細かな送信電力制御を行っている。即ち、送信
側ではロングPN（Pseudo Noise）符号と呼ばれる拡散符
号で拡散した後、Ｉ（Inphase ）相とＱ（Quadrature）
相の２つの経路に分岐し、ショートPN符号と呼ばれるパ
イロットPN符号と混合してディジタルフィルタにより1.
25MHz に帯域制限し、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変
換後、直交変調して送信する。受信側では、レイク受信
回路に設けられた同期捕捉回路によって大まかな同期を
捕捉し、同期追跡回路により１チップ以内でパイロット
信号の同期追跡を行う。
例えば、次のような文献に記載されるものがあった。 文献；信学技報SST92-70(1993-01) 、浅原隆、小島年
春、三宅真、藤野忠共著、「忘却係数による加重平均型
ＲＡＫＥ方式とその簡略化」、P.19-24 符号分割多重接続（Code Devision Multiple Access 、
以下ＣＤＭＡという）通信方式では、スペクトル拡散技
術を使って信号の周波数帯域幅を1.25MHz にまで拡散
し、きめ細かな送信電力制御を行っている。即ち、送信
側ではロングPN（Pseudo Noise）符号と呼ばれる拡散符
号で拡散した後、Ｉ（Inphase ）相とＱ（Quadrature）
相の２つの経路に分岐し、ショートPN符号と呼ばれるパ
イロットPN符号と混合してディジタルフィルタにより1.
25MHz に帯域制限し、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変
換後、直交変調して送信する。受信側では、レイク受信
回路に設けられた同期捕捉回路によって大まかな同期を
捕捉し、同期追跡回路により１チップ以内でパイロット
信号の同期追跡を行う。
【０００３】図２は、前記文献に記載された従来のレイ
ク受信回路の一例を示す構成図である。このレイク受信
回路は、受信波ｉｎを入力する入力端子１０を有してい
る。入力端子１０は、同期捕捉回路２０の入力端子に接
続されると共に、同期追跡回路３０中の乗算器３１ａ，
３１ｂの第１の入力端子に接続されている。乗算器３１
ａ，３１ｂの出力端子は、低域通過フィルタ（Low Pass
Filter 、以下、ＬＰＦという）３２ａ，３２ｂの入力
端子にそれぞれ接続されている。ＬＰＦ３２ａ，３２ｂ
の出力端子は、絶対値回路３３ａ，３３ｂの入力端子に
それぞれ接続されている。絶対値回路３３ａの出力端子
は差分回路３４の−側入力端子に接続され、絶対値回路
３３ｂの出力端子が差分回路３４の＋側入力端子に接続
されている。差分回路３４の出力端子は、ループフィル
タ３５の入力端子に接続されている。ループフィルタ３
５の出力端子は、電圧制御発信器（以下、ＶＣＯとい
う）３６の入力端子に接続されている。ＶＣＯ３６の出
力端子は、PN符号発生器３７の第１の入力端子に接続さ
れている。PN符号発生器３７のアーリPN符号を出力する
第１の出力端子は乗算器３１ａの第２の入力端子に接続
され、PN符号発生器３７のレイトPN符号を出力する第２
の出力端子が乗算器３１ｂの第２の入力端子に接続され
ている。同期捕捉回路２０の位相情報Ｓ２０ａを出力す
る第１の出力端子は、PN符号発生器３７の第２の入力端
子に接続されている。
ク受信回路の一例を示す構成図である。このレイク受信
回路は、受信波ｉｎを入力する入力端子１０を有してい
る。入力端子１０は、同期捕捉回路２０の入力端子に接
続されると共に、同期追跡回路３０中の乗算器３１ａ，
３１ｂの第１の入力端子に接続されている。乗算器３１
ａ，３１ｂの出力端子は、低域通過フィルタ（Low Pass
Filter 、以下、ＬＰＦという）３２ａ，３２ｂの入力
端子にそれぞれ接続されている。ＬＰＦ３２ａ，３２ｂ
の出力端子は、絶対値回路３３ａ，３３ｂの入力端子に
それぞれ接続されている。絶対値回路３３ａの出力端子
は差分回路３４の−側入力端子に接続され、絶対値回路
３３ｂの出力端子が差分回路３４の＋側入力端子に接続
されている。差分回路３４の出力端子は、ループフィル
タ３５の入力端子に接続されている。ループフィルタ３
５の出力端子は、電圧制御発信器（以下、ＶＣＯとい
う）３６の入力端子に接続されている。ＶＣＯ３６の出
力端子は、PN符号発生器３７の第１の入力端子に接続さ
れている。PN符号発生器３７のアーリPN符号を出力する
第１の出力端子は乗算器３１ａの第２の入力端子に接続
され、PN符号発生器３７のレイトPN符号を出力する第２
の出力端子が乗算器３１ｂの第２の入力端子に接続され
ている。同期捕捉回路２０の位相情報Ｓ２０ａを出力す
る第１の出力端子は、PN符号発生器３７の第２の入力端
子に接続されている。
【０００４】更に、入力端子１０は、シンボル復調回路
４０中の乗算器４１の第１の入力端子に接続されてい
る。又、PN符号発生器３７の復調用疑似ランダム信号Ｓ
３０を出力する第３の出力端子は、乗算器４１の第２の
入力端子に接続されている。乗算器４１の出力端子は、
ＬＰＦ４２の入力端子に接続されている。ＬＰＦ４２の
出力端子は、絶対値回路４３の入力端子に接続されてい
る。絶対値回路４３の出力端子は、重み付け回路４４の
第１の入力端子に接続されている。又、入力端子１０
は、伝搬路推定回路４５を介して重み付け回路４４の第
２の入力端子に接続されている。重み付け回路４４の出
力端子は、合成器５０の第１の入力端子に接続されてい
る。同様に、同期追跡回路６０は、乗算器６１ａ，６１
ｂ、ＬＰＦ６２ａ，６２ｂ、絶対値回路６３ａ，６３
ｂ、差分回路６４、ループフィルタ６５、ＶＣＯ６６及
びPN符号発生器６７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路７０は、乗算器
７１、ＬＰＦ７２、絶対値回路７３、重み付け回路７４
及び伝搬路推定回路７５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路７４の出力
端子は、合成器５０の第２の入力端子に接続されてい
る。
４０中の乗算器４１の第１の入力端子に接続されてい
る。又、PN符号発生器３７の復調用疑似ランダム信号Ｓ
３０を出力する第３の出力端子は、乗算器４１の第２の
入力端子に接続されている。乗算器４１の出力端子は、
ＬＰＦ４２の入力端子に接続されている。ＬＰＦ４２の
出力端子は、絶対値回路４３の入力端子に接続されてい
る。絶対値回路４３の出力端子は、重み付け回路４４の
第１の入力端子に接続されている。又、入力端子１０
は、伝搬路推定回路４５を介して重み付け回路４４の第
２の入力端子に接続されている。重み付け回路４４の出
力端子は、合成器５０の第１の入力端子に接続されてい
る。同様に、同期追跡回路６０は、乗算器６１ａ，６１
ｂ、ＬＰＦ６２ａ，６２ｂ、絶対値回路６３ａ，６３
ｂ、差分回路６４、ループフィルタ６５、ＶＣＯ６６及
びPN符号発生器６７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路７０は、乗算器
７１、ＬＰＦ７２、絶対値回路７３、重み付け回路７４
及び伝搬路推定回路７５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路７４の出力
端子は、合成器５０の第２の入力端子に接続されてい
る。
【０００５】同期追跡回路８０は、乗算器８１ａ，８１
ｂ、ＬＰＦ８２ａ，８２ｂ、絶対値回路８３ａ，８３
ｂ、差分回路８４、ループフィルタ８５、ＶＣＯ８６及
びPN符号発生器８７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路９０は、乗算器
９１、ＬＰＦ９２、絶対値回路９３、重み付け回路９４
及び伝搬路推定回路９５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路９４の出力
端子は、合成器５０の第３の入力端子に接続されてい
る。このレイク受信回路では、空間伝搬路を伝わってき
た受信波ｉｎは、同期捕捉回路２０において、±１／２
チップの範囲内の同期点が複数個（図２では、３個）捕
捉され、これらの同期点の位相情報Ｓ２０ａ，Ｓ２０
ｂ，Ｓ２０ｃが同期追跡回路３０，６０，８０にそれぞ
れ入力される。同期追跡回路３０，６０，８０は位相情
報Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ，Ｓ２０ｃを初期位相とし、これ
らの初期位相から±１／２チップだけ位相のずれた２つ
のPN符号（このうち、位相の進んでいる方をアーリPN符
号、遅れている方をレイトPN符号という）との相関をそ
れぞれ計算する。
ｂ、ＬＰＦ８２ａ，８２ｂ、絶対値回路８３ａ，８３
ｂ、差分回路８４、ループフィルタ８５、ＶＣＯ８６及
びPN符号発生器８７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路９０は、乗算器
９１、ＬＰＦ９２、絶対値回路９３、重み付け回路９４
及び伝搬路推定回路９５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路９４の出力
端子は、合成器５０の第３の入力端子に接続されてい
る。このレイク受信回路では、空間伝搬路を伝わってき
た受信波ｉｎは、同期捕捉回路２０において、±１／２
チップの範囲内の同期点が複数個（図２では、３個）捕
捉され、これらの同期点の位相情報Ｓ２０ａ，Ｓ２０
ｂ，Ｓ２０ｃが同期追跡回路３０，６０，８０にそれぞ
れ入力される。同期追跡回路３０，６０，８０は位相情
報Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ，Ｓ２０ｃを初期位相とし、これ
らの初期位相から±１／２チップだけ位相のずれた２つ
のPN符号（このうち、位相の進んでいる方をアーリPN符
号、遅れている方をレイトPN符号という）との相関をそ
れぞれ計算する。
【０００６】図３は、図２中の信号のタイムチャートで
ある。絶対値回路３３ａ，３３ｂにおいて、相関出力信
号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが生成される。これらの２つの相
関出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが差分回路３４に入力さ
れると、図３に示すような相関出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３
３ｂの差分である誤差電圧信号Ｓ３４が出力される。誤
差電圧信号Ｓ３４はループフィルタ３５でフィルタリン
グされた後にＶＣＯ３６に入力され、このＶＣＯ３６に
よってPN符号発生器３７のクロック周波数を制御する。
誤差電圧信号Ｓ３４は、PN系列の位相が遅れているとき
は、位相を進めるようにＶＣＯ３６を駆動し、逆に位相
が進んでいるときは、位相を遅らせるようにＶＣＯ３６
を駆動する。このような操作を続けることにより、誤差
電圧ｅ＝０の点にロックし、同期追跡が実現される。
又、同期追跡回路３０は、位相情報Ｓ２０ａと同一位相
の復調用疑似ランダム信号Ｓ３０をシンボル復調回路４
０に入力する。シンボル復調回路４０では、受信波ｉｎ
に基づいて伝搬路推定を行い、かつ復調用疑似ランダム
信号Ｓ３０をもとに相関演算を行う。この伝搬路推定の
結果から相関結果の重み付けを行って合成器５０に入力
する。更に、同期追跡回路６０，８０においても同期追
跡回路３０と同様の動作を行い、シンボル復調回路７
０，９０においてもシンボル復調回路４０と同様の動作
を行う。合成器５０では、同時刻のシンボル復調回路４
０，７０，９０の出力信号Ｓ４０，Ｓ７０，Ｓ９０を合
成してデータＳ５０として出力する。
ある。絶対値回路３３ａ，３３ｂにおいて、相関出力信
号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが生成される。これらの２つの相
関出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが差分回路３４に入力さ
れると、図３に示すような相関出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３
３ｂの差分である誤差電圧信号Ｓ３４が出力される。誤
差電圧信号Ｓ３４はループフィルタ３５でフィルタリン
グされた後にＶＣＯ３６に入力され、このＶＣＯ３６に
よってPN符号発生器３７のクロック周波数を制御する。
誤差電圧信号Ｓ３４は、PN系列の位相が遅れているとき
は、位相を進めるようにＶＣＯ３６を駆動し、逆に位相
が進んでいるときは、位相を遅らせるようにＶＣＯ３６
を駆動する。このような操作を続けることにより、誤差
電圧ｅ＝０の点にロックし、同期追跡が実現される。
又、同期追跡回路３０は、位相情報Ｓ２０ａと同一位相
の復調用疑似ランダム信号Ｓ３０をシンボル復調回路４
０に入力する。シンボル復調回路４０では、受信波ｉｎ
に基づいて伝搬路推定を行い、かつ復調用疑似ランダム
信号Ｓ３０をもとに相関演算を行う。この伝搬路推定の
結果から相関結果の重み付けを行って合成器５０に入力
する。更に、同期追跡回路６０，８０においても同期追
跡回路３０と同様の動作を行い、シンボル復調回路７
０，９０においてもシンボル復調回路４０と同様の動作
を行う。合成器５０では、同時刻のシンボル復調回路４
０，７０，９０の出力信号Ｓ４０，Ｓ７０，Ｓ９０を合
成してデータＳ５０として出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
図２のレイク受信回路では、次のような課題があった。
従来のレイク受信回路では、アーリPN符号及びレイトPN
符号と受信波ｉｎとの各相関値の差のみに着目し、該ア
ーリPN符号とレイトPN符号とのちようど中間の位相（即
ち、データを復調するPN系列の位相) のPN符号との相関
値は一番値が大きいものとして合成器５０において合成
している。そのため、フェージング等が発生する劣悪な
伝搬路環境においては、データを復調するPN符号と受信
波ｉｎとの相関値が小さくなってしまうことが考えら
れ、正しくないデータを合成器５０において合成してし
まうので、通信品質が劣化することが考えられる。
図２のレイク受信回路では、次のような課題があった。
従来のレイク受信回路では、アーリPN符号及びレイトPN
符号と受信波ｉｎとの各相関値の差のみに着目し、該ア
ーリPN符号とレイトPN符号とのちようど中間の位相（即
ち、データを復調するPN系列の位相) のPN符号との相関
値は一番値が大きいものとして合成器５０において合成
している。そのため、フェージング等が発生する劣悪な
伝搬路環境においては、データを復調するPN符号と受信
波ｉｎとの相関値が小さくなってしまうことが考えら
れ、正しくないデータを合成器５０において合成してし
まうので、通信品質が劣化することが考えられる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のうちの第１及び第３の発明は、スペクトル
拡散方式に基づく移動通信システムの受信局に設けら
れ、空間伝搬路を伝わって来た複素数で表される受信信
号のＮ（Ｎ；３以上の整数）個の同期位置を捕捉し、該
各同期位置に対応したＮ個の位相情報を生成する同期捕
捉回路と、前記各位相情報と同一位相の復調用PN符号を
それぞれ生成するＮ個の同期追跡回路と、前記受信信号
と前記各復調用PN符号とに基づいて該受信信号のシンボ
ルをそれぞれ復調するＮ個のシンボル復調回路と、前記
シンボル復調回路から出力された同一時刻のＮ個のシン
ボルを合成する合成器とを備えたレイク受信回路におい
て、次のような手段を講じている。即ち、前記各シンボ
ル復調回路は、前記受信信号の同相成分及び直交成分と
前記復調用PN符号との相関値をシンボル毎にそれぞれ求
める相関回路と、前記相関回路から出力された各相関値
に対して１シンボル分の積分を所望のシンボル数だけ逐
次行い、該各積分結果をトランスバーサルフィルタを用
いてそれぞれ平均化して同相成分平均値及び直交成分平
均値を求める平均化回路と、前記Ｉ成分平均値及び前記
Ｑ成分平均値をそれぞれ実部及び虚部とする複素数の絶
対値を算出して前記シンボルとする絶対値回路と、前記
絶対値と予め設定された閾値とを比較し、該絶対値が該
閾値以上のとき比較結果に活性を示す比較判定回路とを
それぞれ備えている。
に、本発明のうちの第１及び第３の発明は、スペクトル
拡散方式に基づく移動通信システムの受信局に設けら
れ、空間伝搬路を伝わって来た複素数で表される受信信
号のＮ（Ｎ；３以上の整数）個の同期位置を捕捉し、該
各同期位置に対応したＮ個の位相情報を生成する同期捕
捉回路と、前記各位相情報と同一位相の復調用PN符号を
それぞれ生成するＮ個の同期追跡回路と、前記受信信号
と前記各復調用PN符号とに基づいて該受信信号のシンボ
ルをそれぞれ復調するＮ個のシンボル復調回路と、前記
シンボル復調回路から出力された同一時刻のＮ個のシン
ボルを合成する合成器とを備えたレイク受信回路におい
て、次のような手段を講じている。即ち、前記各シンボ
ル復調回路は、前記受信信号の同相成分及び直交成分と
前記復調用PN符号との相関値をシンボル毎にそれぞれ求
める相関回路と、前記相関回路から出力された各相関値
に対して１シンボル分の積分を所望のシンボル数だけ逐
次行い、該各積分結果をトランスバーサルフィルタを用
いてそれぞれ平均化して同相成分平均値及び直交成分平
均値を求める平均化回路と、前記Ｉ成分平均値及び前記
Ｑ成分平均値をそれぞれ実部及び虚部とする複素数の絶
対値を算出して前記シンボルとする絶対値回路と、前記
絶対値と予め設定された閾値とを比較し、該絶対値が該
閾値以上のとき比較結果に活性を示す比較判定回路とを
それぞれ備えている。
【０００９】又、前記合成器は、前記各比較判定回路か
ら出力される各比較結果に基づいてオン状態／オフ状態
がそれぞれ制御され、オン状態のとき前記シンボルを通
過するＮ個のスイッチ手段と、前記スイッチ手段を通過
したシンボルを合成する合成手段とを備えている。この
第１の発明によれば、以上のようにレイク受信回路を構
成したので、まず、同期捕捉回路において、Ｎ個のおお
まかな同期位置が捕捉され、これらが初期位相として各
同期追跡回路に入力される。各同期追跡回路において、
入力された初期位相をもとに、±１／２チップずれたア
ーリPN符号及びレイトPN符号と、該初期位相と同一位相
の復調用PN符号がそれぞれ発生される。これらの各復調
用PN符号は、各シンボル復調回路にそれぞれ入力され、
各データの復調に使用される。復調された各データは各
比較判定回路において、予め設定された閾値と比較され
る。この時、復調されたデータのパワーが閾値よりも低
い場合、合成器内の該当するスイッチ手段をオフ状態に
することにより、合成に使用されない。第２の発明で
は、第１の発明の同期捕捉回路を、前記各比較判定回路
から出力された比較結果が非活性を示したとき、この非
活性を示した比較判定回路に対応する同期位置の位相情
報を更新する構成にしている。従って、前記課題を解決
できるのである。
ら出力される各比較結果に基づいてオン状態／オフ状態
がそれぞれ制御され、オン状態のとき前記シンボルを通
過するＮ個のスイッチ手段と、前記スイッチ手段を通過
したシンボルを合成する合成手段とを備えている。この
第１の発明によれば、以上のようにレイク受信回路を構
成したので、まず、同期捕捉回路において、Ｎ個のおお
まかな同期位置が捕捉され、これらが初期位相として各
同期追跡回路に入力される。各同期追跡回路において、
入力された初期位相をもとに、±１／２チップずれたア
ーリPN符号及びレイトPN符号と、該初期位相と同一位相
の復調用PN符号がそれぞれ発生される。これらの各復調
用PN符号は、各シンボル復調回路にそれぞれ入力され、
各データの復調に使用される。復調された各データは各
比較判定回路において、予め設定された閾値と比較され
る。この時、復調されたデータのパワーが閾値よりも低
い場合、合成器内の該当するスイッチ手段をオフ状態に
することにより、合成に使用されない。第２の発明で
は、第１の発明の同期捕捉回路を、前記各比較判定回路
から出力された比較結果が非活性を示したとき、この非
活性を示した比較判定回路に対応する同期位置の位相情
報を更新する構成にしている。従って、前記課題を解決
できるのである。
【００１０】
【発明の実施の形態】第１の実施形態 図１は、本発明の第１の実施形態を示すレイク受信回路
の構成図である。このレイク受信回路は、受信波ｉｎを
入力する入力端子１１０を有している。入力端子１１０
は、同期捕捉回路１２０の入力端子に接続されると共
に、同期追跡回路１３０中の乗算器１３１ａ，１３１ｂ
の第１の入力端子に接続されている。同期捕捉回路１２
０は、受信波ｉｎの例えば３個の同期位置を捕捉し、該
各同期位置に対応した３個の位相情報Ｓ１２０ａ，Ｓ１
２０ｂ，Ｓ１２０ｃを生成する機能を有している。乗算
器１３１ａ，１３１ｂの出力端子は、相関回路１３２
ａ，１３２ｂの入力端子にそれぞれ接続されている。相
関回路１３２ａは、受信波ｉｎのＩ成分及びＱ成分と第
１の疑似ランダム信号であるアーリPN符号Ｓ１３７ｅと
の各相関値Ｓ１３２ａをシンボル毎にそれぞれ求める機
能を有している。相関回路１３２ｂは、受信信号ｉｎの
Ｉ成分及びＱ成分と前記アーリPN符号Ｓ１３７ｅに対し
て１チップだけ位相が遅れた第２の疑似ランダム信号で
あるレイトPN符号Ｓ１３７ｌとの各相関値Ｓ１３２ｂを
シンボル毎にそれぞれ求める機能を有している。相関回
路１３２ａ，１３２ｂの各出力端子は、第１及び第２の
平均化回路１３３ａ，１３３ｂの各入力端子にそれぞれ
接続されている。
の構成図である。このレイク受信回路は、受信波ｉｎを
入力する入力端子１１０を有している。入力端子１１０
は、同期捕捉回路１２０の入力端子に接続されると共
に、同期追跡回路１３０中の乗算器１３１ａ，１３１ｂ
の第１の入力端子に接続されている。同期捕捉回路１２
０は、受信波ｉｎの例えば３個の同期位置を捕捉し、該
各同期位置に対応した３個の位相情報Ｓ１２０ａ，Ｓ１
２０ｂ，Ｓ１２０ｃを生成する機能を有している。乗算
器１３１ａ，１３１ｂの出力端子は、相関回路１３２
ａ，１３２ｂの入力端子にそれぞれ接続されている。相
関回路１３２ａは、受信波ｉｎのＩ成分及びＱ成分と第
１の疑似ランダム信号であるアーリPN符号Ｓ１３７ｅと
の各相関値Ｓ１３２ａをシンボル毎にそれぞれ求める機
能を有している。相関回路１３２ｂは、受信信号ｉｎの
Ｉ成分及びＱ成分と前記アーリPN符号Ｓ１３７ｅに対し
て１チップだけ位相が遅れた第２の疑似ランダム信号で
あるレイトPN符号Ｓ１３７ｌとの各相関値Ｓ１３２ｂを
シンボル毎にそれぞれ求める機能を有している。相関回
路１３２ａ，１３２ｂの各出力端子は、第１及び第２の
平均化回路１３３ａ，１３３ｂの各入力端子にそれぞれ
接続されている。
【００１１】平均化回路１３３ａは、相関回路１３２ａ
から出力された各相関値Ｓ１３２ａに対して１シンボル
分の積分を所望のシンボル数だけ逐次行い、該各積分結
果をトランスバーサルフィルタを用いてそれぞれ平均化
して第１のＩ成分平均値Ｓ１３３ａＩ及び第１のＱ成分
平均値Ｓ１３３ａＱを求める機能を有している。平均化
回路１３３ｂは、相関回路１３２ｂから出力された各相
関値Ｓ１３２ｂに対して１シンボル分の積分を所望のシ
ンボル数だけ逐次行い、該各積分結果をトランスバーサ
ルフィルタを用いてそれぞれ平均化して第２のＩ成分平
均値Ｓ１３３ｂＩ及び第２のＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱ
を求める機能を有している。平均化回路１３３ａ，１３
３ｂの各出力端子は、第１及び第２の絶対値回路１３４
ａ，１３４ｂの各入力端子にそれぞれ接続されている。
絶対値回路１３４ａは、Ｉ成分平均値Ｓ１３３ａＩ及び
Ｑ成分平均値Ｓ１３３ａＱをそれぞれ実部及び虚部とす
る第１の複素数の絶対値Ｓ１３４ａを計算する機能を有
している。絶対値回路１３４ｂは、Ｉ成分平均値Ｓ１３
３ｂＩ及びＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱをそれぞれ実部及
び虚部とする第２の複素数の絶対値Ｓ１３４ｂを計算す
る機能を有している。絶対値回路１３４ａの出力端子は
差分回路１３５の−側入力端子に接続され、絶対値回路
１３４ｂの出力端子が差分回路１３５の＋側入力端子に
接続されている。差分回路１３５は、絶対値Ｓ１３４ａ
と絶対値Ｓ１３４ｂとの差分値Ｓ１３５を求める機能を
有している。差分回路１３５の出力端子は、閾値回路１
３６の入力端子に接続されている。
から出力された各相関値Ｓ１３２ａに対して１シンボル
分の積分を所望のシンボル数だけ逐次行い、該各積分結
果をトランスバーサルフィルタを用いてそれぞれ平均化
して第１のＩ成分平均値Ｓ１３３ａＩ及び第１のＱ成分
平均値Ｓ１３３ａＱを求める機能を有している。平均化
回路１３３ｂは、相関回路１３２ｂから出力された各相
関値Ｓ１３２ｂに対して１シンボル分の積分を所望のシ
ンボル数だけ逐次行い、該各積分結果をトランスバーサ
ルフィルタを用いてそれぞれ平均化して第２のＩ成分平
均値Ｓ１３３ｂＩ及び第２のＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱ
を求める機能を有している。平均化回路１３３ａ，１３
３ｂの各出力端子は、第１及び第２の絶対値回路１３４
ａ，１３４ｂの各入力端子にそれぞれ接続されている。
絶対値回路１３４ａは、Ｉ成分平均値Ｓ１３３ａＩ及び
Ｑ成分平均値Ｓ１３３ａＱをそれぞれ実部及び虚部とす
る第１の複素数の絶対値Ｓ１３４ａを計算する機能を有
している。絶対値回路１３４ｂは、Ｉ成分平均値Ｓ１３
３ｂＩ及びＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱをそれぞれ実部及
び虚部とする第２の複素数の絶対値Ｓ１３４ｂを計算す
る機能を有している。絶対値回路１３４ａの出力端子は
差分回路１３５の−側入力端子に接続され、絶対値回路
１３４ｂの出力端子が差分回路１３５の＋側入力端子に
接続されている。差分回路１３５は、絶対値Ｓ１３４ａ
と絶対値Ｓ１３４ｂとの差分値Ｓ１３５を求める機能を
有している。差分回路１３５の出力端子は、閾値回路１
３６の入力端子に接続されている。
【００１２】閾値回路１３６は例えばコンパレータ及び
該コンパレータの出力信号をコード化するエンコーダ等
で構成され、差分値Ｓ１３５と予め設定された第１の閾
値ｍ及び該第１の閾値ｍよりも小さい第２の閾値ｎとを
比較し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｍよりも大きい場合に
第１の比較結果Ｓ１３６ａを出力し、該差分値Ｓ１３５
が閾値ｍと閾値ｎとの間にある場合に第２の比較結果Ｓ
１３６ｂを出力し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｎよりも小
さい場合に第３の比較結果Ｓ１３６ｃを出力する機能を
有している。閾値回路１３６の出力端子は、疑似ランダ
ム信号発生器であるPN符号発生器１３７の第１の入力端
子に接続されている。PN符号発生器１３７は、比較結果
Ｓ１３６ａ，Ｓ１３６ｂ，Ｓ１３６ｃをデコードするデ
コーダ、シフトレジスタ及びカウンタ等で構成され、閾
値回路１３６から前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力
された場合、基準となるタイミングで前記アーリPN符号
Ｓ１３７ｅ、前記レイトPN符号Ｓ１３７ｌ及び復調用疑
似ランダム信号であるPN符号Ｓ１３７ｍを発生する回路
である。又、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１３
６から前記第１の比較結果Ｓ１３６ａが出力された場
合、前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よ
りも遅いタイミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイト
PN符号Ｓ１３７ｌ及びPN符号Ｓ１３７ｍを発生する回路
である。更に、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１
３６から前記第３の比較結果Ｓ１３６ｃが出力された場
合、前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よ
りも早いタイミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイト
PN符号Ｓ１３７ｌ及びPN符号Ｓ１３７ｍを発生する機能
を有している。アーリPN符号Ｓ１３７ｅ及びレイトPN符
号Ｓ１３７ｌは乗算器１３１ａ，１３１ｂの各第２の入
力端子にそれぞれ入力されるようになっている。又、ア
ーリPN符号Ｓ１３７ｅに対して１／２チップだけ位相が
遅れたPN符号Ｓ１３７ｍは、シンボル復調回路１４０に
出力されるようになっている。又、同期捕捉回路１２０
の位相情報Ｓ１２０ａを出力する第１の出力端子は、PN
符号発生器３７の第２の入力端子に接続されている。
該コンパレータの出力信号をコード化するエンコーダ等
で構成され、差分値Ｓ１３５と予め設定された第１の閾
値ｍ及び該第１の閾値ｍよりも小さい第２の閾値ｎとを
比較し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｍよりも大きい場合に
第１の比較結果Ｓ１３６ａを出力し、該差分値Ｓ１３５
が閾値ｍと閾値ｎとの間にある場合に第２の比較結果Ｓ
１３６ｂを出力し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｎよりも小
さい場合に第３の比較結果Ｓ１３６ｃを出力する機能を
有している。閾値回路１３６の出力端子は、疑似ランダ
ム信号発生器であるPN符号発生器１３７の第１の入力端
子に接続されている。PN符号発生器１３７は、比較結果
Ｓ１３６ａ，Ｓ１３６ｂ，Ｓ１３６ｃをデコードするデ
コーダ、シフトレジスタ及びカウンタ等で構成され、閾
値回路１３６から前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力
された場合、基準となるタイミングで前記アーリPN符号
Ｓ１３７ｅ、前記レイトPN符号Ｓ１３７ｌ及び復調用疑
似ランダム信号であるPN符号Ｓ１３７ｍを発生する回路
である。又、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１３
６から前記第１の比較結果Ｓ１３６ａが出力された場
合、前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よ
りも遅いタイミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイト
PN符号Ｓ１３７ｌ及びPN符号Ｓ１３７ｍを発生する回路
である。更に、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１
３６から前記第３の比較結果Ｓ１３６ｃが出力された場
合、前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よ
りも早いタイミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイト
PN符号Ｓ１３７ｌ及びPN符号Ｓ１３７ｍを発生する機能
を有している。アーリPN符号Ｓ１３７ｅ及びレイトPN符
号Ｓ１３７ｌは乗算器１３１ａ，１３１ｂの各第２の入
力端子にそれぞれ入力されるようになっている。又、ア
ーリPN符号Ｓ１３７ｅに対して１／２チップだけ位相が
遅れたPN符号Ｓ１３７ｍは、シンボル復調回路１４０に
出力されるようになっている。又、同期捕捉回路１２０
の位相情報Ｓ１２０ａを出力する第１の出力端子は、PN
符号発生器３７の第２の入力端子に接続されている。
【００１３】一方、入力端子１１０は、シンボル復調回
路１４０中の乗算器１４１の第１の入力端子に接続され
ている。又、PN符号発生器１３７のPN符号Ｓ１３７ｍ
は、乗算器１４１の第２の入力端子に入力されるように
なっている。乗算器１４１の出力端子は、相関回路１４
２の入力端子に接続されている。相関回路１４２は、受
信波ｉｎのＩ成分及びＱ成分とPN符号Ｓ１３７ｍとの相
関値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１４２Ｑをシンボル毎にそれぞれ求
める回路である。相関回路１４２の出力端子は、平均化
回路１４３の入力端子に接続されている。平均化回路１
４３は、相関値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１４２Ｑに対して１シン
ボル分の積分を所望のシンボル数だけ逐次行い、該各積
分結果をトランスバーサルフィルタを用いてそれぞれ平
均化してＩ成分平均値Ｓ１４３Ｉ及びＱ成分平均値Ｓ１
４３Ｑを求める回路である。平均化回路１４３の出力端
子は、絶対値回路１４４の入力端子に接続されている。
絶対値回路１４４は、Ｉ成分平均値及びＱ成分平均値を
それぞれ実部及び虚部とする複素数の絶対値Ｓ１４４を
算出する回路である。絶対値回路１４４の出力端子は、
重み付け回路１４５の第１の入力端子に接続されてい
る。
路１４０中の乗算器１４１の第１の入力端子に接続され
ている。又、PN符号発生器１３７のPN符号Ｓ１３７ｍ
は、乗算器１４１の第２の入力端子に入力されるように
なっている。乗算器１４１の出力端子は、相関回路１４
２の入力端子に接続されている。相関回路１４２は、受
信波ｉｎのＩ成分及びＱ成分とPN符号Ｓ１３７ｍとの相
関値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１４２Ｑをシンボル毎にそれぞれ求
める回路である。相関回路１４２の出力端子は、平均化
回路１４３の入力端子に接続されている。平均化回路１
４３は、相関値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１４２Ｑに対して１シン
ボル分の積分を所望のシンボル数だけ逐次行い、該各積
分結果をトランスバーサルフィルタを用いてそれぞれ平
均化してＩ成分平均値Ｓ１４３Ｉ及びＱ成分平均値Ｓ１
４３Ｑを求める回路である。平均化回路１４３の出力端
子は、絶対値回路１４４の入力端子に接続されている。
絶対値回路１４４は、Ｉ成分平均値及びＱ成分平均値を
それぞれ実部及び虚部とする複素数の絶対値Ｓ１４４を
算出する回路である。絶対値回路１４４の出力端子は、
重み付け回路１４５の第１の入力端子に接続されてい
る。
【００１４】又、入力端子１１０は、伝搬路推定回路１
４６を介して重み付け回路１４５の第２の入力端子に接
続されている。伝搬路推定回路１４６は、受信波ｉｎに
基づいて伝搬路推定を行う回路である。重み付け回路１
４５は、伝搬路推定の結果に基づいて絶対値Ｓ１４４の
重み付けを行う回路である。重み付け回路１４５の出力
端子は、合成器１５０の第１の入力端子に接続されると
共に、比較判定回路１４７の入力端子に接続されてい
る。比較判定回路１４７は、重み付け回路１４５の出力
信号Ｓ１４５と予め設定された閾値とを比較し、該絶対
値が該閾値以上のとき比較結果Ｓ１４７に活性を示す回
路である。比較判定回路１４７の出力端子は、合成器１
５０の第１の制御入力端子に接続されている。同様に、
同期追跡回路１６０は、乗算器１６１ａ，１６１ｂ、相
関回路１６２ａ，１６２ｂ、平均化回路１６３ａ，１６
３ｂ、絶対値回路１６４ａ，１６４ｂ、差分回路１６
５、閾値回路１６６及びPN符号発生器１６７で構成さ
れ、同期追跡回路１３０と同様に接続されている。
４６を介して重み付け回路１４５の第２の入力端子に接
続されている。伝搬路推定回路１４６は、受信波ｉｎに
基づいて伝搬路推定を行う回路である。重み付け回路１
４５は、伝搬路推定の結果に基づいて絶対値Ｓ１４４の
重み付けを行う回路である。重み付け回路１４５の出力
端子は、合成器１５０の第１の入力端子に接続されると
共に、比較判定回路１４７の入力端子に接続されてい
る。比較判定回路１４７は、重み付け回路１４５の出力
信号Ｓ１４５と予め設定された閾値とを比較し、該絶対
値が該閾値以上のとき比較結果Ｓ１４７に活性を示す回
路である。比較判定回路１４７の出力端子は、合成器１
５０の第１の制御入力端子に接続されている。同様に、
同期追跡回路１６０は、乗算器１６１ａ，１６１ｂ、相
関回路１６２ａ，１６２ｂ、平均化回路１６３ａ，１６
３ｂ、絶対値回路１６４ａ，１６４ｂ、差分回路１６
５、閾値回路１６６及びPN符号発生器１６７で構成さ
れ、同期追跡回路１３０と同様に接続されている。
【００１５】シンボル復調回路１７０は、乗算器１７
１、相関回路１７２、平均化回路１７３、絶対値回路１
７４、重み付け回路１７５、伝搬路推定回路１４６及び
比較判定回路１７７で構成され、シンボル復調回路１４
０と同様に接続されている。重み付け回路１７５の出力
端子は、合成器１５０の第２の入力端子に接続されてい
る。比較判定回路１７７の出力端子は、合成器１５０の
第２の制御入力端子に接続されている。同期追跡回路１
８０は、乗算器１８１ａ，１８１ｂ、相関回路１８２
ａ，１８２ｂ、平均化回路１８３ａ，１８３ｂ、絶対値
回路１８４ａ，１８４ｂ、差分回路１８５、閾値回路１
８６及びPN符号発生器１８７で構成され、同期追跡回路
１３０と同様に接続されている。シンボル復調回路１９
０は、乗算器１９１、相関回路１９２、平均化回路１９
３、絶対値回路１９４、重み付け回路１９５、伝搬路推
定回路１９６及び比較判定回路１９７で構成され、シン
ボル復調回路１４０と同様に接続されている。重み付け
回路１９５の出力端子は、合成器１５０の第３の入力端
子に接続されている。比較判定回路１９７の出力端子
は、合成器１５０の第３の制御入力端子に接続されてい
る。
１、相関回路１７２、平均化回路１７３、絶対値回路１
７４、重み付け回路１７５、伝搬路推定回路１４６及び
比較判定回路１７７で構成され、シンボル復調回路１４
０と同様に接続されている。重み付け回路１７５の出力
端子は、合成器１５０の第２の入力端子に接続されてい
る。比較判定回路１７７の出力端子は、合成器１５０の
第２の制御入力端子に接続されている。同期追跡回路１
８０は、乗算器１８１ａ，１８１ｂ、相関回路１８２
ａ，１８２ｂ、平均化回路１８３ａ，１８３ｂ、絶対値
回路１８４ａ，１８４ｂ、差分回路１８５、閾値回路１
８６及びPN符号発生器１８７で構成され、同期追跡回路
１３０と同様に接続されている。シンボル復調回路１９
０は、乗算器１９１、相関回路１９２、平均化回路１９
３、絶対値回路１９４、重み付け回路１９５、伝搬路推
定回路１９６及び比較判定回路１９７で構成され、シン
ボル復調回路１４０と同様に接続されている。重み付け
回路１９５の出力端子は、合成器１５０の第３の入力端
子に接続されている。比較判定回路１９７の出力端子
は、合成器１５０の第３の制御入力端子に接続されてい
る。
【００１６】合成器は、比較判定回路１４７，１７７，
１９７から出力される各比較結果Ｓ１４７，Ｓ１７７，
Ｓ１９７に基づいてオン状態／オフ状態がそれぞれ制御
され、オン状態の時に重み付け回路１４５の出力信号Ｓ
１４５、重み付け回路１７５の出力信号Ｓ１７５、重み
付け回路１９５の出力信号Ｓ１９５をそれぞれ通過する
３個のスイッチ手段１５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃと、
これらのスイッチ手段を通過した重み付け回路の出力信
号を合成する合成手段１５０ｄとで構成されている。図
４は、図１中の平均化回路１３３の概略の構成図であ
る。但し、この図では、相関値Ｓ１３２ａのＩ成分又及
びＱ成分の平均を求める２つの平均化回路のうちの一方
のみを表示している。
１９７から出力される各比較結果Ｓ１４７，Ｓ１７７，
Ｓ１９７に基づいてオン状態／オフ状態がそれぞれ制御
され、オン状態の時に重み付け回路１４５の出力信号Ｓ
１４５、重み付け回路１７５の出力信号Ｓ１７５、重み
付け回路１９５の出力信号Ｓ１９５をそれぞれ通過する
３個のスイッチ手段１５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃと、
これらのスイッチ手段を通過した重み付け回路の出力信
号を合成する合成手段１５０ｄとで構成されている。図
４は、図１中の平均化回路１３３の概略の構成図であ
る。但し、この図では、相関値Ｓ１３２ａのＩ成分又及
びＱ成分の平均を求める２つの平均化回路のうちの一方
のみを表示している。
【００１７】この平均化回路１３３は、相関値Ｓ１３２
ａを積分して出力信号ｘ（ｔ）を出力する積分回路２０
１を備えている。積分回路２０１の出力側は、重み係数
Ｋ０を有する係数素子２０３−０を介して加算器２０４
に接続されている。更に、積分回路２０１の出力側に
は、Ｎ個（Ｎ；１以上の自然数）の遅延素子２０２−１
〜２０２−Ｎが直列接続されている。遅延素子２０２−
１〜２０２−Ｎの各出力側は、重み係数Ｋ１〜ＫＮをそ
れぞれ有する係数素子２０３−１〜２０３−Ｎをそれぞ
れ介して加算器２０４に接続されている。遅延素子２０
２−１〜２０２−Ｎ、係数素子２０３−０〜２０３−Ｎ
及び加算器２０４でトランスバーサルフィルタが構成さ
れている。
ａを積分して出力信号ｘ（ｔ）を出力する積分回路２０
１を備えている。積分回路２０１の出力側は、重み係数
Ｋ０を有する係数素子２０３−０を介して加算器２０４
に接続されている。更に、積分回路２０１の出力側に
は、Ｎ個（Ｎ；１以上の自然数）の遅延素子２０２−１
〜２０２−Ｎが直列接続されている。遅延素子２０２−
１〜２０２−Ｎの各出力側は、重み係数Ｋ１〜ＫＮをそ
れぞれ有する係数素子２０３−１〜２０３−Ｎをそれぞ
れ介して加算器２０４に接続されている。遅延素子２０
２−１〜２０２−Ｎ、係数素子２０３−０〜２０３−Ｎ
及び加算器２０４でトランスバーサルフィルタが構成さ
れている。
【００１８】平均化回路の出力信号ｙ（ｔ）は、次の
（１）式で表される ｙ（ｔ）＝Ｋ０ｘ（ｔ）＋Ｋ１ｘ（ｔ−Ｔ）＋Ｋ２ｘ（ｔ−２Ｔ）＋・・ ＋ＫＮｘ（ｔ−ＮＴ） ・・・（１） 但し、 Ｔ；サンプル時間幅 Ｋ０〜ＫＮ；係数 この（１）式において、係数Ｋ０〜ＫＮを全て１／（Ｎ
＋１）とすれば、平均値が算出される。尚、平均化回路
１３３ｂ，１４３，１６３ａ，１６３ｂ，１７３，１８
３ａ，１８３ｂ，１９３も同様の構成である。次に、図
１の動作を説明する。
（１）式で表される ｙ（ｔ）＝Ｋ０ｘ（ｔ）＋Ｋ１ｘ（ｔ−Ｔ）＋Ｋ２ｘ（ｔ−２Ｔ）＋・・ ＋ＫＮｘ（ｔ−ＮＴ） ・・・（１） 但し、 Ｔ；サンプル時間幅 Ｋ０〜ＫＮ；係数 この（１）式において、係数Ｋ０〜ＫＮを全て１／（Ｎ
＋１）とすれば、平均値が算出される。尚、平均化回路
１３３ｂ，１４３，１６３ａ，１６３ｂ，１７３，１８
３ａ，１８３ｂ，１９３も同様の構成である。次に、図
１の動作を説明する。
【００１９】入力端子１１０から受信波ｉｎ（複素数)
が入力される。同期捕捉回路１２０は、例えばスライデ
ィング相関等によって相関値の高い数点（この例では３
点)を同期位置として検出し、これらの同期位置に対応
したPN符号Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃを同期
追跡回路１３０，１６０，１８０にそれぞれ入力する。
同期追跡回路１３０，１６０，１８０では、乗算器１３
１ａ，１３１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８
１ｂは、PN符号Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃを
初期同期点とし、これらと±１／２チップ位相のずれた
アーリPN符号、レイトPN符号と受信波ｉｎとの乗算をそ
れぞれ行う。一方、シンボル復調回路１４０，１７０，
１９０では、乗算器１４１，１７１，１９１は、PN符号
Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃと同一位相のPN符
号Ｓ１３７ｍ，Ｓ１６７ｍ，Ｓ１８７ｍと受信波ｉｎと
の乗算をそれぞれ行う。乗算器１３１ａ，１３１ｂ，１
６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８１ｂの各出力信号
は、相関回路１３２ａ，１３２ｂ，１６２ａ，１６２
ｂ，１８２ａ，１８２ｂにそれぞれ入力されて相関値が
演算される。又、シンボル復調回路１４０，１７０，１
９０では、相関回路１４２，１７２，１９２において、
乗算器１４１，１７１，１９１の各出力信号の相関値が
演算される。
が入力される。同期捕捉回路１２０は、例えばスライデ
ィング相関等によって相関値の高い数点（この例では３
点)を同期位置として検出し、これらの同期位置に対応
したPN符号Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃを同期
追跡回路１３０，１６０，１８０にそれぞれ入力する。
同期追跡回路１３０，１６０，１８０では、乗算器１３
１ａ，１３１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８
１ｂは、PN符号Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃを
初期同期点とし、これらと±１／２チップ位相のずれた
アーリPN符号、レイトPN符号と受信波ｉｎとの乗算をそ
れぞれ行う。一方、シンボル復調回路１４０，１７０，
１９０では、乗算器１４１，１７１，１９１は、PN符号
Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃと同一位相のPN符
号Ｓ１３７ｍ，Ｓ１６７ｍ，Ｓ１８７ｍと受信波ｉｎと
の乗算をそれぞれ行う。乗算器１３１ａ，１３１ｂ，１
６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８１ｂの各出力信号
は、相関回路１３２ａ，１３２ｂ，１６２ａ，１６２
ｂ，１８２ａ，１８２ｂにそれぞれ入力されて相関値が
演算される。又、シンボル復調回路１４０，１７０，１
９０では、相関回路１４２，１７２，１９２において、
乗算器１４１，１７１，１９１の各出力信号の相関値が
演算される。
【００２０】次に、相関回路１３２ａ，１３２ｂ，１６
２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，１８２ｂの各出力信号Ｓ１
３２ａ，Ｓ１３２ｂ，Ｓ１６２ａ，Ｓ１６２ｂ，Ｓ１８
２ａ，Ｓ１８２ｂは、平均化回路１３３ａ，１３３ｂ，
１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，１８３ｂにおいてそれ
ぞれ数シンボル分平均される。又、相関回路１４２，１
７２，１９２の各出力信号も、平均化回路１４３，１７
３，１９３において、同期追跡回路１３０，１６０，１
８０の場合と同じシンボル数分それぞれ平均化される。
平均化回路１３３ａ，１３３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，
１８３ａ，１８３ｂの出力信号及び平均化回路１４３，
１７３，１９３の出力信号は複素数なので、絶対値回路
１３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，
１８４ｂ及び絶対値回路１４４，１７４，１９４におい
て各絶対値がそれぞれ演算される。絶対値回路１３４
ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，１８４
ｂの各出力信号は差分回路１３５，１６５，１８５にそ
れぞれ入力され、アーリ側の相関絶対値とレイト側の相
関絶対値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３がそれぞれ演算さ
れる。
２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，１８２ｂの各出力信号Ｓ１
３２ａ，Ｓ１３２ｂ，Ｓ１６２ａ，Ｓ１６２ｂ，Ｓ１８
２ａ，Ｓ１８２ｂは、平均化回路１３３ａ，１３３ｂ，
１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，１８３ｂにおいてそれ
ぞれ数シンボル分平均される。又、相関回路１４２，１
７２，１９２の各出力信号も、平均化回路１４３，１７
３，１９３において、同期追跡回路１３０，１６０，１
８０の場合と同じシンボル数分それぞれ平均化される。
平均化回路１３３ａ，１３３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，
１８３ａ，１８３ｂの出力信号及び平均化回路１４３，
１７３，１９３の出力信号は複素数なので、絶対値回路
１３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，
１８４ｂ及び絶対値回路１４４，１７４，１９４におい
て各絶対値がそれぞれ演算される。絶対値回路１３４
ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，１８４
ｂの各出力信号は差分回路１３５，１６５，１８５にそ
れぞれ入力され、アーリ側の相関絶対値とレイト側の相
関絶対値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３がそれぞれ演算さ
れる。
【００２１】一方、絶対値回路１４４，１７４，１９４
の出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４は、同期がと
れている位置での復調結果であるので、重み付け回路１
４５，１７５，１９５でそれぞれ重み付けされた後に比
較判定回路１４７，１７７，１９７に出力され、予め設
定された閾値Ｖｔｈｄと比較される。相関絶対値の差Ｖ
ｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３は、閾値回路１３６，１６６，１
８６にそれぞれ入力される。閾値回路１３６，１６６，
１８６では、予め設定された閾値±Ｖｔｈｓと相関絶対
値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３とがそれぞれ比較され
る。そして、相関絶対値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３が
閾値（＋Ｖｔｈｓ）よりも大きい場合は位相が進んでい
るので、その閾値を越えている同期追跡回路の中のPN符
号発生器１３７，１６７，１８７に各PN符号を発生する
タイミングを１シンボル分９／８チップにする（即ち、
遅くする）ように指示する。一方、相関絶対値の差Ｖｓ
１，Ｖｓ２，Ｖｓ３が閾値（−Ｖｔｈｓ）よりも小さい
場合は位相が遅れているので、その閾値を越えている同
期追跡回路の中のPN符号発生器１３７，１６７，１８７
にPN符号を発生するタイミングを１シンボル分７／８チ
ップにする（即ち、早くする）ように指示する。又、相
関絶対値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３が閾値（−Ｖｔｈ
ｓ）と閾値（＋Ｖｔｈｓ）の間にある場合は、位相のず
れは許容範囲内にあるので、PN符号発生器１３７，１６
７，１８７は通常のタイミング（即ち、８／８チップ）
でPN符号を発生する。
の出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４は、同期がと
れている位置での復調結果であるので、重み付け回路１
４５，１７５，１９５でそれぞれ重み付けされた後に比
較判定回路１４７，１７７，１９７に出力され、予め設
定された閾値Ｖｔｈｄと比較される。相関絶対値の差Ｖ
ｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３は、閾値回路１３６，１６６，１
８６にそれぞれ入力される。閾値回路１３６，１６６，
１８６では、予め設定された閾値±Ｖｔｈｓと相関絶対
値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３とがそれぞれ比較され
る。そして、相関絶対値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３が
閾値（＋Ｖｔｈｓ）よりも大きい場合は位相が進んでい
るので、その閾値を越えている同期追跡回路の中のPN符
号発生器１３７，１６７，１８７に各PN符号を発生する
タイミングを１シンボル分９／８チップにする（即ち、
遅くする）ように指示する。一方、相関絶対値の差Ｖｓ
１，Ｖｓ２，Ｖｓ３が閾値（−Ｖｔｈｓ）よりも小さい
場合は位相が遅れているので、その閾値を越えている同
期追跡回路の中のPN符号発生器１３７，１６７，１８７
にPN符号を発生するタイミングを１シンボル分７／８チ
ップにする（即ち、早くする）ように指示する。又、相
関絶対値の差Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３が閾値（−Ｖｔｈ
ｓ）と閾値（＋Ｖｔｈｓ）の間にある場合は、位相のず
れは許容範囲内にあるので、PN符号発生器１３７，１６
７，１８７は通常のタイミング（即ち、８／８チップ）
でPN符号を発生する。
【００２２】シンボル復調回路１４０，１７０，１９０
において、絶対値回路１４４，１７４，１９４の重み付
けされた出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４が閾値
Ｖｔｈｄよりも小さい場合は、復調したデータの同期位
置におけるパワーが小さいと判定されるので、このデー
タを合成に使うと出力データＳ１５０の品質の劣化が考
えられる。そのため、このパワーが小さいデータを合成
に使わないようにするために、合成器１５０中の該当す
るスイッチ手段をオフ状態にする。合成器１５０では、
シンボル復調回路１４０，１７０，１９０の同じ時刻の
出力信号Ｓ１４０，Ｓ１７０，Ｓ１９０を合成し、出力
データＳ１５０として出力する。但し、スイッチ手段１
５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃのうち、オフ状態のものに
ついては合成されない。以上のように、この第１の実施
形態では、合成器１５０内にスイッチ手段１５０ａ，１
５０ｂ，１５０ｃを設け、復調されたデータが合成に足
りるだけのパワーがないと判定された場合には、該当す
るスイッチ手段をオフ状態にすることにより、復調デー
タを合成に使用しないようにする。そのため、レイク受
信回路全体での通信品質の劣化が防止される。
において、絶対値回路１４４，１７４，１９４の重み付
けされた出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４が閾値
Ｖｔｈｄよりも小さい場合は、復調したデータの同期位
置におけるパワーが小さいと判定されるので、このデー
タを合成に使うと出力データＳ１５０の品質の劣化が考
えられる。そのため、このパワーが小さいデータを合成
に使わないようにするために、合成器１５０中の該当す
るスイッチ手段をオフ状態にする。合成器１５０では、
シンボル復調回路１４０，１７０，１９０の同じ時刻の
出力信号Ｓ１４０，Ｓ１７０，Ｓ１９０を合成し、出力
データＳ１５０として出力する。但し、スイッチ手段１
５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃのうち、オフ状態のものに
ついては合成されない。以上のように、この第１の実施
形態では、合成器１５０内にスイッチ手段１５０ａ，１
５０ｂ，１５０ｃを設け、復調されたデータが合成に足
りるだけのパワーがないと判定された場合には、該当す
るスイッチ手段をオフ状態にすることにより、復調デー
タを合成に使用しないようにする。そのため、レイク受
信回路全体での通信品質の劣化が防止される。
【００２３】第２の実施形態 図５は、本発明の第２の実施形態を示すレイク受信回路
の構成図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の
符号が付されている。このレイク受信回路では、図１中
の同期捕捉回路１２０に代えて同期捕捉回路１２０Ａが
設けられ、該同期捕捉回路１２０Ａに比較判定回路１４
７，１７７，１９７の各出力端子が接続されている。こ
の同期捕捉回路１２０Ａは、各比較判定回路１４７，１
７７，１９７から出力された比較結果Ｓ１４７，Ｓ１７
７，Ｓ１９７が非活性を示したとき、この非活性を示し
た比較判定回路に対応する同期位置の位相情報を更新す
る構成になっている。他は、図１と同様の構成である。
このレイク受信回路の動作では、次の点が図１と異なっ
ている。
の構成図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の
符号が付されている。このレイク受信回路では、図１中
の同期捕捉回路１２０に代えて同期捕捉回路１２０Ａが
設けられ、該同期捕捉回路１２０Ａに比較判定回路１４
７，１７７，１９７の各出力端子が接続されている。こ
の同期捕捉回路１２０Ａは、各比較判定回路１４７，１
７７，１９７から出力された比較結果Ｓ１４７，Ｓ１７
７，Ｓ１９７が非活性を示したとき、この非活性を示し
た比較判定回路に対応する同期位置の位相情報を更新す
る構成になっている。他は、図１と同様の構成である。
このレイク受信回路の動作では、次の点が図１と異なっ
ている。
【００２４】即ち、合成器１５０中のスイッチ手段１５
０ａ，１５０ｂ，１５０ｃがオフ状態になるのをトリガ
にし、このオフ状態になっているスイッチ手段に対応す
る同期追跡回路の同期位置が外れたことを同期捕捉回路
１２０Ａに伝える。これによって同期捕捉回路１２０Ａ
は、同期位置が外れた同期追跡回路に同期位置の位相情
報を再び割り当てて同期追跡を行わせることにより、よ
り品質の良い通信状態を作り出すようにしている。以上
のように、この第２の実施形態では、同期位置が外れた
同期追跡回路に同期位置の位相情報を再び割り当てて同
期追跡を行わせるようにしたので、より品質の良い通信
状態になる。尚、実施形態では、閾値回路１３６，１６
６，１８６は、PN符号発生器１３７，１６７，１８７に
各PN符号を出力するタイミングを１シンボル分１／８チ
ップだけ遅らせるか又は進ませるように指示している
が、例えば、１／１６チップだけ遅らせるか又は進ませ
るようにしてもよい。
０ａ，１５０ｂ，１５０ｃがオフ状態になるのをトリガ
にし、このオフ状態になっているスイッチ手段に対応す
る同期追跡回路の同期位置が外れたことを同期捕捉回路
１２０Ａに伝える。これによって同期捕捉回路１２０Ａ
は、同期位置が外れた同期追跡回路に同期位置の位相情
報を再び割り当てて同期追跡を行わせることにより、よ
り品質の良い通信状態を作り出すようにしている。以上
のように、この第２の実施形態では、同期位置が外れた
同期追跡回路に同期位置の位相情報を再び割り当てて同
期追跡を行わせるようにしたので、より品質の良い通信
状態になる。尚、実施形態では、閾値回路１３６，１６
６，１８６は、PN符号発生器１３７，１６７，１８７に
各PN符号を出力するタイミングを１シンボル分１／８チ
ップだけ遅らせるか又は進ませるように指示している
が、例えば、１／１６チップだけ遅らせるか又は進ませ
るようにしてもよい。
【００２５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１及び第
３の発明によれば、データを復調するPN符号と受信信号
との相関値が小さく、データを正しく復調できない場
合、同期追跡回路の復調データを合成しないようにする
情報を合成器に伝達するようにしたので、該合成器は正
しく復調されたデータのみを合成し、レイク受信回路全
体での通信品質の劣化を防止できる。第２の発明によれ
ば、同期位置を見失ってしまった第１の発明の同期追跡
回路に、再び同期位置を割り当てて同期追跡を行わせる
ようにしたので、通信品質の向上が期待できる。
３の発明によれば、データを復調するPN符号と受信信号
との相関値が小さく、データを正しく復調できない場
合、同期追跡回路の復調データを合成しないようにする
情報を合成器に伝達するようにしたので、該合成器は正
しく復調されたデータのみを合成し、レイク受信回路全
体での通信品質の劣化を防止できる。第２の発明によれ
ば、同期位置を見失ってしまった第１の発明の同期追跡
回路に、再び同期位置を割り当てて同期追跡を行わせる
ようにしたので、通信品質の向上が期待できる。
【図１】本発明の第１の実施形態のレイク受信回路の構
成図である。
成図である。
【図２】従来のレイク受信回路の構成図である。
【図３】図２のタイムチャートである。
【図４】図１中の平均化回路の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施形態のレイク受信回路の構
成図である。
成図である。
２０，１２０，１２０Ａ 同
期捕捉回路 ３０，６０，８０，１３０，１６０，１８０ 同
期追跡回路 ４０，７０，９０，１４０，１７０，１９０ シ
ンボル復調回路 ５０，１５０ 合
成器 １３２ａ，１３２ｂ，１６２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，
１８２ｂ，１４２，１７２，１９２
相関回路 １３３ａ，１３３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，
１８３ｂ，１４３，１７３，１９３
平均化回路 １３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，
１８４ｂ，１４４，１７４，１９４
絶対値回路 １３６，１６６，１８６ 閾
値回路 １３７，１６７，１８７ PN
符号発生器（疑似ランダム信号発生器） １４７，１７７，１９７ 比
較判定回路 １５０ 合
成器 １５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃ ス
イッチ手段 １５０ｄ 合
成手段
期捕捉回路 ３０，６０，８０，１３０，１６０，１８０ 同
期追跡回路 ４０，７０，９０，１４０，１７０，１９０ シ
ンボル復調回路 ５０，１５０ 合
成器 １３２ａ，１３２ｂ，１６２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，
１８２ｂ，１４２，１７２，１９２
相関回路 １３３ａ，１３３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，
１８３ｂ，１４３，１７３，１９３
平均化回路 １３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，
１８４ｂ，１４４，１７４，１９４
絶対値回路 １３６，１６６，１８６ 閾
値回路 １３７，１６７，１８７ PN
符号発生器（疑似ランダム信号発生器） １４７，１７７，１９７ 比
較判定回路 １５０ 合
成器 １５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃ ス
イッチ手段 １５０ｄ 合
成手段
Claims (3)
- 【請求項１】 スペクトル拡散方式に基づく移動通信シ
ステムの受信局に設けられ、 空間伝搬路を伝わって来た複素数で表される受信信号の
Ｎ（Ｎ；３以上の整数）個の同期位置を捕捉し、該各同
期位置に対応したＮ個の位相情報を生成する同期捕捉回
路と、 前記各位相情報と同一位相の復調用疑似ランダム信号を
それぞれ生成するＮ個の同期追跡回路と、 前記受信信号と前記各復調用疑似ランダム信号とに基づ
いて該受信信号のシンボルをそれぞれ復調するＮ個のシ
ンボル復調回路と、 前記シンボル復調回路から出力された同一時刻のＮ個の
シンボルを合成する合成器とを、 備えたレイク受信回路において、 前記各シンボル復調回路は、 前記受信信号の同相成分及び直交成分と前記復調用疑似
ランダム信号との相関値をシンボル毎にそれぞれ求める
相関回路と、 前記相関回路から出力された各相関値に対して１シンボ
ル分の積分を所望のシンボル数だけ逐次行い、該各積分
結果をトランスバーサルフィルタを用いてそれぞれ平均
化して同相成分平均値及び直交成分平均値を求める平均
化回路と、 前記同相成分平均値及び前記直交成分平均値をそれぞれ
実部及び虚部とする複素数の絶対値を算出して前記シン
ボルとする絶対値回路と、 前記絶対値と予め設定された閾値とを比較し、該絶対値
が該閾値以上のとき比較結果に活性を示す比較判定回路
とをそれぞれ備え、 前記合成器は、 前記各比較判定回路から出力される各比較結果に基づい
てオン状態／オフ状態がそれぞれ制御され、オン状態の
とき前記シンボルを通過するＮ個のスイッチ手段と、 前記スイッチ手段を通過したシンボルを合成する合成手
段とを、 備えたことを特徴とするレイク受信回路。 - 【請求項２】 前記同期捕捉回路は、 前記各比較判定回路から出力された比較結果が非活性を
示したとき、この非活性を示した比較判定回路に対応す
る同期位置の前記位相情報を更新する構成にしたことを
特徴とする請求項１記載のレイク受信回路。 - 【請求項３】 前記各同期追跡回路は、 前記受信信号の同相成分及び直交成分と、前記位相情報
に対して１／２チップ位相の進んだ第１の疑似ランダム
信号との各相関値をシンボル毎にそれぞれ求める第１の
相関回路と、 前記受信信号の同相成分及び直交成分と、前記位相情報
に対して１／２チップ位相の遅れた第２の疑似ランダム
信号との各相関値をシンボル毎にそれぞれ求める第２の
相関回路と、 前記第１の相関回路から出力された各相関値に対して１
シンボル分の積分を前記所望のシンボル数だけ逐次行
い、該各積分結果をトランスバーサルフィルタを用いて
それぞれ平均化して第１の同相成分平均値及び第１の直
交成分平均値を求める第１の平均化回路と、 前記第２の相関回路から出力された各相関値に対して１
シンボル分の積分を前記所望のシンボル数だけ逐次行
い、該各積分結果をトランスバーサルフィルタを用いて
それぞれ平均化して第２の同相成分平均値及び第２の直
交成分平均値を求める第２の平均化回路と、 前記第１の同相成分平均値及び前記第１の直交成分平均
値をそれぞれ実部及び虚部とする第１の複素数の絶対値
を生成する第１の絶対値回路と、 前記第２の同相成分平均値及び前記第２の直交成分平均
値をそれぞれ実部及び虚部とする第２の複素数の絶対値
を生成する第２の絶対値回路と、 前記第１の絶対値と前記第２の絶対値との差分値を求め
る差分回路と、 前記差分値と、予め設定された第１の閾値及び該第１の
閾値よりも小さい第２の閾値とを比較し、該差分値が該
第１の閾値よりも大きい場合に第１の比較結果を出力
し、該差分値が該第１の閾値と該第２の閾値との間にあ
る場合に第２の比較結果を出力し、該差分値が該第２の
閾値よりも小さい場合に第３の比較結果を出力する閾値
回路と、 前記閾値回路から前記第２の比較結果が出力された場
合、基準となるタイミングで前記第１の疑似ランダム信
号、前記第２の疑似ランダム信号及び前記復調用疑似ラ
ンダム信号を発生し、該閾値回路から前記第１の比較結
果が出力された場合、前記第２の比較結果が出力された
場合よりも遅いタイミングで前記第１の疑似ランダム信
号、前記第２の疑似ランダム信号及び前記復調用疑似ラ
ンダム信号を発生し、該閾値回路から前記第３の比較結
果が出力された場合、前記第２の比較結果が出力された
場合よりも早いタイミングで前記第１の疑似ランダム信
号、前記第２の疑似ランダム信号及び前記復調用疑似ラ
ンダム信号を発生する疑似ランダム信号発生器とを、 備えたことを特徴とする請求項１又は２記載のレイク受
信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8171418A JPH1022871A (ja) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | レイク受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8171418A JPH1022871A (ja) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | レイク受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1022871A true JPH1022871A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=15922774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8171418A Withdrawn JPH1022871A (ja) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | レイク受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1022871A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6658046B1 (en) | 1998-09-14 | 2003-12-02 | Nec Corporation | Spread spectrum receiver having multiple search windows to prevent misalignment during call |
| US7113693B1 (en) | 1998-09-04 | 2006-09-26 | Sony Computer Entertainment Inc. | Data transmitting and receiving using recording medium ID |
-
1996
- 1996-07-01 JP JP8171418A patent/JPH1022871A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7113693B1 (en) | 1998-09-04 | 2006-09-26 | Sony Computer Entertainment Inc. | Data transmitting and receiving using recording medium ID |
| US6658046B1 (en) | 1998-09-14 | 2003-12-02 | Nec Corporation | Spread spectrum receiver having multiple search windows to prevent misalignment during call |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030902 |