JPH1065573A - レイク受信回路 - Google Patents
レイク受信回路Info
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- JPH1065573A JPH1065573A JP8217423A JP21742396A JPH1065573A JP H1065573 A JPH1065573 A JP H1065573A JP 8217423 A JP8217423 A JP 8217423A JP 21742396 A JP21742396 A JP 21742396A JP H1065573 A JPH1065573 A JP H1065573A
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- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 23
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スペクトル拡散方式に基づく移動通信システ
ムの受信局に設けられるレイク受信回路の通信品質の劣
化を防止する。 【解決手段】 同期捕捉回路120 は受信信号inの３個の
同期位置を捕捉し、該各同期位置に対応した位相情報S1
20a,S120b,S120c を同期追跡回路130,160,180 へ出力す
る。同期追跡回路130,160,180 は、位相情報S120a,S120
b,S120c を初期位相として受信信号inの同期を追跡して
復調用疑似ランダム信号S130m,S160m,S180m を生成す
る。シンボル復調回路140,170,190 は、復調用疑似ラン
ダム信号S130m,S160m,S180m に基づいて受信信号inのシ
ンボルを復調する。復調されたシンボルのパワーは比較
判定回路144,174,194 で閾値と比較され、閾値よりも低
い場合、当該の比較判定回路から当該の同期追跡回路に
対して基準となるタイミングで復調用疑似ランダム信号
を発生する指令を送出する。
ムの受信局に設けられるレイク受信回路の通信品質の劣
化を防止する。 【解決手段】 同期捕捉回路120 は受信信号inの３個の
同期位置を捕捉し、該各同期位置に対応した位相情報S1
20a,S120b,S120c を同期追跡回路130,160,180 へ出力す
る。同期追跡回路130,160,180 は、位相情報S120a,S120
b,S120c を初期位相として受信信号inの同期を追跡して
復調用疑似ランダム信号S130m,S160m,S180m を生成す
る。シンボル復調回路140,170,190 は、復調用疑似ラン
ダム信号S130m,S160m,S180m に基づいて受信信号inのシ
ンボルを復調する。復調されたシンボルのパワーは比較
判定回路144,174,194 で閾値と比較され、閾値よりも低
い場合、当該の比較判定回路から当該の同期追跡回路に
対して基準となるタイミングで復調用疑似ランダム信号
を発生する指令を送出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散方
式に基づく移動通信システムの受信局に設けられるレイ
ク受信回路（熊手型受信回路）に関するものである。
式に基づく移動通信システムの受信局に設けられるレイ
ク受信回路（熊手型受信回路）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば、次のような文献に記載されるものがあった。 文献；信学技報SST92-70(1993-1)、浅原隆、小島年春、
三宅真、藤野忠共著、「忘却係数による加重平均型ＲＡ
ＫＥ方式とその簡略化」、P.19-24 符号分割多重接続（Code Devision Multiple Access 、
以下ＣＤＭＡという）通信方式では、スペクトル拡散技
術を使って信号の周波数帯域幅を1.25MHz にまで拡散
し、きめ細かな送信電力制御を行っている。即ち、送信
側ではロング疑似ランダム信号と呼ばれる拡散符号で拡
散した後、Ｉ（Inphase ）相とＱ（Quadrature）相の２
つの経路に分岐し、ショート疑似ランダム信号と呼ばれ
るパイロット疑似ランダム信号と混合してディジタルフ
ィルタにより1.25MHz に帯域制限し、デジタルからアナ
ログへ変換した後、直交変調して送信する。受信側で
は、レイク受信回路に設けられた同期捕捉回路によって
大まかな同期位置を捕捉し、同期追跡回路がこの同期位
置から１チップ以内でパイロット信号の同期追跡を行
う。
例えば、次のような文献に記載されるものがあった。 文献；信学技報SST92-70(1993-1)、浅原隆、小島年春、
三宅真、藤野忠共著、「忘却係数による加重平均型ＲＡ
ＫＥ方式とその簡略化」、P.19-24 符号分割多重接続（Code Devision Multiple Access 、
以下ＣＤＭＡという）通信方式では、スペクトル拡散技
術を使って信号の周波数帯域幅を1.25MHz にまで拡散
し、きめ細かな送信電力制御を行っている。即ち、送信
側ではロング疑似ランダム信号と呼ばれる拡散符号で拡
散した後、Ｉ（Inphase ）相とＱ（Quadrature）相の２
つの経路に分岐し、ショート疑似ランダム信号と呼ばれ
るパイロット疑似ランダム信号と混合してディジタルフ
ィルタにより1.25MHz に帯域制限し、デジタルからアナ
ログへ変換した後、直交変調して送信する。受信側で
は、レイク受信回路に設けられた同期捕捉回路によって
大まかな同期位置を捕捉し、同期追跡回路がこの同期位
置から１チップ以内でパイロット信号の同期追跡を行
う。
【０００３】図２は、前記文献に記載された従来のレイ
ク受信回路の一例を示す構成図である。このレイク受信
回路は、受信信号ｉｎを入力する入力端子１０を有して
いる。入力端子１０は、同期捕捉回路２０の入力端子に
接続されると共に、同期追跡回路３０中の乗算器３１
ａ，３１ｂの第１の入力端子に接続されている。乗算器
３１ａ，３１ｂの出力端子は、低域通過フィルタ（Low
Pass Filter 、以下、ＬＰＦという）３２ａ，３２ｂの
入力端子にそれぞれ接続されている。ＬＰＦ３２ａ，３
２ｂの出力端子は、絶対値回路３３ａ，３３ｂの入力端
子にそれぞれ接続されている。絶対値回路３３ａの出力
端子は差分回路３４の−側入力端子に接続され、絶対値
回路３３ｂの出力端子が差分回路３４の＋側入力端子に
接続されている。差分回路３４の出力端子は、ループフ
ィルタ３５の入力端子に接続されている。ループフィル
タ３５の出力端子は、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと
いう）３６の入力端子に接続されている。ＶＣＯ３６の
出力端子は、疑似ランダム信号（以下、PN符号という）
発生器３７の第１の入力端子に接続されている。PN符号
発生器３７のアーリPN符号を出力する第１の出力端子は
乗算器３１ａの第２の入力端子に接続され、該アーリPN
符号よりも１チップ位相の遅れたレイトPN符号を出力す
る第２の出力端子が乗算器３１ｂの第２の入力端子に接
続されている。同期捕捉回路２０の位相情報Ｓ２０ａを
出力する第１の出力端子は、PN符号発生器３７の第２の
入力端子に接続されている。
ク受信回路の一例を示す構成図である。このレイク受信
回路は、受信信号ｉｎを入力する入力端子１０を有して
いる。入力端子１０は、同期捕捉回路２０の入力端子に
接続されると共に、同期追跡回路３０中の乗算器３１
ａ，３１ｂの第１の入力端子に接続されている。乗算器
３１ａ，３１ｂの出力端子は、低域通過フィルタ（Low
Pass Filter 、以下、ＬＰＦという）３２ａ，３２ｂの
入力端子にそれぞれ接続されている。ＬＰＦ３２ａ，３
２ｂの出力端子は、絶対値回路３３ａ，３３ｂの入力端
子にそれぞれ接続されている。絶対値回路３３ａの出力
端子は差分回路３４の−側入力端子に接続され、絶対値
回路３３ｂの出力端子が差分回路３４の＋側入力端子に
接続されている。差分回路３４の出力端子は、ループフ
ィルタ３５の入力端子に接続されている。ループフィル
タ３５の出力端子は、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと
いう）３６の入力端子に接続されている。ＶＣＯ３６の
出力端子は、疑似ランダム信号（以下、PN符号という）
発生器３７の第１の入力端子に接続されている。PN符号
発生器３７のアーリPN符号を出力する第１の出力端子は
乗算器３１ａの第２の入力端子に接続され、該アーリPN
符号よりも１チップ位相の遅れたレイトPN符号を出力す
る第２の出力端子が乗算器３１ｂの第２の入力端子に接
続されている。同期捕捉回路２０の位相情報Ｓ２０ａを
出力する第１の出力端子は、PN符号発生器３７の第２の
入力端子に接続されている。
【０００４】更に、入力端子１０は、シンボル復調回路
４０中の乗算器４１の第１の入力端子に接続されてい
る。又、PN符号発生器３７の復調用疑似ランダム信号Ｓ
３０を出力する第３の出力端子は、乗算器４１の第２の
入力端子に接続されている。乗算器４１の出力端子は、
ＬＰＦ４２の入力端子に接続されている。ＬＰＦ４２の
出力端子は、絶対値回路４３の入力端子に接続されてい
る。絶対値回路４３の出力端子は、重み付け回路４４の
第１の入力端子に接続されている。又、入力端子１０
は、伝搬路推定回路４５を介して重み付け回路４４の第
２の入力端子に接続されている。重み付け回路４４の出
力端子は、合成器５０の第１の入力端子に接続されてい
る。同様に、同期追跡回路６０は、乗算器６１ａ，６１
ｂ、ＬＰＦ６２ａ，６２ｂ、絶対値回路６３ａ，６３
ｂ、差分回路６４、ループフィルタ６５、ＶＣＯ６６及
びPN符号発生器６７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路７０は、乗算器
７１、ＬＰＦ７２、絶対値回路７３、重み付け回路７４
及び伝搬路推定回路７５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路７４の出力
端子は、合成器５０の第２の入力端子に接続されてい
る。
４０中の乗算器４１の第１の入力端子に接続されてい
る。又、PN符号発生器３７の復調用疑似ランダム信号Ｓ
３０を出力する第３の出力端子は、乗算器４１の第２の
入力端子に接続されている。乗算器４１の出力端子は、
ＬＰＦ４２の入力端子に接続されている。ＬＰＦ４２の
出力端子は、絶対値回路４３の入力端子に接続されてい
る。絶対値回路４３の出力端子は、重み付け回路４４の
第１の入力端子に接続されている。又、入力端子１０
は、伝搬路推定回路４５を介して重み付け回路４４の第
２の入力端子に接続されている。重み付け回路４４の出
力端子は、合成器５０の第１の入力端子に接続されてい
る。同様に、同期追跡回路６０は、乗算器６１ａ，６１
ｂ、ＬＰＦ６２ａ，６２ｂ、絶対値回路６３ａ，６３
ｂ、差分回路６４、ループフィルタ６５、ＶＣＯ６６及
びPN符号発生器６７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路７０は、乗算器
７１、ＬＰＦ７２、絶対値回路７３、重み付け回路７４
及び伝搬路推定回路７５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路７４の出力
端子は、合成器５０の第２の入力端子に接続されてい
る。
【０００５】同期追跡回路８０は、乗算器８１ａ，８１
ｂ、ＬＰＦ８２ａ，８２ｂ、絶対値回路８３ａ，８３
ｂ、差分回路８４、ループフィルタ８５、ＶＣＯ８６及
びPN符号発生器８７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路９０は、乗算器
９１、ＬＰＦ９２、絶対値回路９３、重み付け回路９４
及び伝搬路推定回路９５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路９４の出力
端子は、合成器５０の第３の入力端子に接続されてい
る。図３は、図２中の信号のタイムチャートであり、縦
軸に電圧及び横軸に時間がとられている。この図を参照
しつつ、図２の動作を説明する。このレイク受信回路で
は、空間伝搬路を伝わってきた受信信号ｉｎは、同期捕
捉回路２０において、±１／２チップの範囲内の同期位
置が複数個（図２では、３個）捕捉される。そして、受
信局の内部で生成したこれらの同期位置におけるPN符号
と受信信号ｉｎに含まれるPN符号との位相差である位相
情報Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ，Ｓ２０ｃが同期追跡回路３
０，６０，８０にそれぞれ入力される。同期追跡回路３
０，６０，８０は位相情報Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ，Ｓ２０
ｃをそれぞれ初期位相とし、これらの初期位相から±１
／２チップだけ位相のずれた２つのPN符号（このうち、
位相の進んでいる方はアーリPN符号、遅れている方がレ
イトPN符号である）との相関をそれぞれ計算する。
ｂ、ＬＰＦ８２ａ，８２ｂ、絶対値回路８３ａ，８３
ｂ、差分回路８４、ループフィルタ８５、ＶＣＯ８６及
びPN符号発生器８７で構成され、同期追跡回路３０と同
様に接続されている。シンボル復調回路９０は、乗算器
９１、ＬＰＦ９２、絶対値回路９３、重み付け回路９４
及び伝搬路推定回路９５で構成され、シンボル復調回路
４０と同様に接続されている。重み付け回路９４の出力
端子は、合成器５０の第３の入力端子に接続されてい
る。図３は、図２中の信号のタイムチャートであり、縦
軸に電圧及び横軸に時間がとられている。この図を参照
しつつ、図２の動作を説明する。このレイク受信回路で
は、空間伝搬路を伝わってきた受信信号ｉｎは、同期捕
捉回路２０において、±１／２チップの範囲内の同期位
置が複数個（図２では、３個）捕捉される。そして、受
信局の内部で生成したこれらの同期位置におけるPN符号
と受信信号ｉｎに含まれるPN符号との位相差である位相
情報Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ，Ｓ２０ｃが同期追跡回路３
０，６０，８０にそれぞれ入力される。同期追跡回路３
０，６０，８０は位相情報Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ，Ｓ２０
ｃをそれぞれ初期位相とし、これらの初期位相から±１
／２チップだけ位相のずれた２つのPN符号（このうち、
位相の進んでいる方はアーリPN符号、遅れている方がレ
イトPN符号である）との相関をそれぞれ計算する。
【０００６】絶対値回路３３ａ，３３ｂにおいて、相関
出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが生成される。これらの２
つの相関出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが差分回路３４に
入力されると、図３に示すような相関出力信号Ｓ３３
ａ，Ｓ３３ｂの差分である誤差電圧信号Ｓ３４が出力さ
れる。誤差電圧信号Ｓ３４はループフィルタ３５でフィ
ルタリングされた後にＶＣＯ３６に入力され、このＶＣ
Ｏ３６によってPN符号発生器３７のクロック周波数を制
御する。誤差電圧信号Ｓ３４は、PN符号の位相が遅れて
いるときは、この位相を進めるようにＶＣＯ３６を駆動
し、位相が進んでいるときは、この位相を遅らせるよう
にＶＣＯ３６を駆動する。このような操作を続けること
により、誤差電圧ｅ＝０の点にロックし、同期追跡が行
われる。更に、同期追跡回路３０は、ちょうど同期が取
れた位相の復調用PN符号Ｓ３０をシンボル復調回路４０
に入力する。シンボル復調回路４０では、受信信号ｉｎ
に基づいて伝搬路推定を行い、かつ復調用PN符号Ｓ３０
をもとに相関演算を行う。この伝搬路推定の結果から相
関結果の重み付けを行って合成器５０に入力する。又、
同期追跡回路６０，８０においても同期追跡回路３０と
同様の動作を行い、更にシンボル復調回路７０，９０に
おいてもシンボル復調回路４０と同様の動作を行う。合
成器５０では、同時刻のシンボル復調回路４０，７０，
９０の出力信号Ｓ４０，Ｓ７０，Ｓ９０を合成してデー
タＳ５０として出力する。
出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが生成される。これらの２
つの相関出力信号Ｓ３３ａ，Ｓ３３ｂが差分回路３４に
入力されると、図３に示すような相関出力信号Ｓ３３
ａ，Ｓ３３ｂの差分である誤差電圧信号Ｓ３４が出力さ
れる。誤差電圧信号Ｓ３４はループフィルタ３５でフィ
ルタリングされた後にＶＣＯ３６に入力され、このＶＣ
Ｏ３６によってPN符号発生器３７のクロック周波数を制
御する。誤差電圧信号Ｓ３４は、PN符号の位相が遅れて
いるときは、この位相を進めるようにＶＣＯ３６を駆動
し、位相が進んでいるときは、この位相を遅らせるよう
にＶＣＯ３６を駆動する。このような操作を続けること
により、誤差電圧ｅ＝０の点にロックし、同期追跡が行
われる。更に、同期追跡回路３０は、ちょうど同期が取
れた位相の復調用PN符号Ｓ３０をシンボル復調回路４０
に入力する。シンボル復調回路４０では、受信信号ｉｎ
に基づいて伝搬路推定を行い、かつ復調用PN符号Ｓ３０
をもとに相関演算を行う。この伝搬路推定の結果から相
関結果の重み付けを行って合成器５０に入力する。又、
同期追跡回路６０，８０においても同期追跡回路３０と
同様の動作を行い、更にシンボル復調回路７０，９０に
おいてもシンボル復調回路４０と同様の動作を行う。合
成器５０では、同時刻のシンボル復調回路４０，７０，
９０の出力信号Ｓ４０，Ｓ７０，Ｓ９０を合成してデー
タＳ５０として出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
図２のレイク受信回路では、次のような課題があった。
従来のレイク受信回路では、アーリPN符号及びレイトPN
符号と受信信号ｉｎとの各相関値の差のみに着目し、該
アーリPN符号とレイトPN符号とのちょうど中間の位相
（即ち、データを復調するPN符号の位相) のPN符号との
相関値は一番値が大きいものとして信号を復調し、合成
器５０で合成している。ところが、劣悪な伝搬路環境に
おいては、レイリーフェージングによる信号レベルの上
下変動や干渉波等によるノイズの影響により、同期捕捉
回路２０が割り当てた同期位置における復調パワーが低
くなることがある。そのため、S/N 比が悪くなり、同期
追跡回路が誤動作するという問題があった。
図２のレイク受信回路では、次のような課題があった。
従来のレイク受信回路では、アーリPN符号及びレイトPN
符号と受信信号ｉｎとの各相関値の差のみに着目し、該
アーリPN符号とレイトPN符号とのちょうど中間の位相
（即ち、データを復調するPN符号の位相) のPN符号との
相関値は一番値が大きいものとして信号を復調し、合成
器５０で合成している。ところが、劣悪な伝搬路環境に
おいては、レイリーフェージングによる信号レベルの上
下変動や干渉波等によるノイズの影響により、同期捕捉
回路２０が割り当てた同期位置における復調パワーが低
くなることがある。そのため、S/N 比が悪くなり、同期
追跡回路が誤動作するという問題があった。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、スペクトル拡散方式に基づく移動通信シ
ステムの受信局に設けられ、空間伝搬路を伝わって来た
受信信号に含まれるPN符号と前記受信局の内部で生成し
たPN符号との相関をとることによってＮ個（Ｎ；３以上
の整数）の同期位置を捕捉し、該受信局の内部で生成し
た該各同期位置におけるPN符号と該受信信号に含まれる
PN符号との位相差であるＮ個の位相情報を生成する同期
捕捉回路と、前記各位相情報を初期位相として同期追跡
を行って復調用PN符号をそれぞれ生成するＮ個の同期追
跡回路と、前記受信信号と前記各復調用PN符号とに基づ
いて該受信信号のシンボルをそれぞれ復調するＮ個のシ
ンボル復調回路と、前記各シンボル復調回路から同一時
刻に出力された各シンボルを合成する合成器とを、備え
たレイク受信回路において、次のような手段を講じてい
る。即ち、前記各同期追跡回路は、前記受信信号と、前
記初期位相に対して位相の進んだアーリPN符号との相関
値をシンボル毎にそれぞれ求める第１の相関回路と、前
記受信信号と、前記初期位相に対して位相の遅れたレイ
トPN符号との相関値をシンボル毎にそれぞれ求める第２
の相関回路と、前記第１の相関回路から出力された相関
値に対して数シンボル分の平均化を行い、第１の平均値
を求める第１の平均化回路と、前記第２の相関回路から
出力された相関値に対して数シンボル分の平均化を行
い、第２の平均値を求める第２の平均化回路と、前記第
１の平均値と前記第２の平均値との差分値を求める差分
回路と、前記差分値に基づいたタイミングで前記アーリ
PN符号、前記レイトPN符号及び前記復調用PN符号を発生
するPN符号発生器とをそれぞれ備えている。
決するために、スペクトル拡散方式に基づく移動通信シ
ステムの受信局に設けられ、空間伝搬路を伝わって来た
受信信号に含まれるPN符号と前記受信局の内部で生成し
たPN符号との相関をとることによってＮ個（Ｎ；３以上
の整数）の同期位置を捕捉し、該受信局の内部で生成し
た該各同期位置におけるPN符号と該受信信号に含まれる
PN符号との位相差であるＮ個の位相情報を生成する同期
捕捉回路と、前記各位相情報を初期位相として同期追跡
を行って復調用PN符号をそれぞれ生成するＮ個の同期追
跡回路と、前記受信信号と前記各復調用PN符号とに基づ
いて該受信信号のシンボルをそれぞれ復調するＮ個のシ
ンボル復調回路と、前記各シンボル復調回路から同一時
刻に出力された各シンボルを合成する合成器とを、備え
たレイク受信回路において、次のような手段を講じてい
る。即ち、前記各同期追跡回路は、前記受信信号と、前
記初期位相に対して位相の進んだアーリPN符号との相関
値をシンボル毎にそれぞれ求める第１の相関回路と、前
記受信信号と、前記初期位相に対して位相の遅れたレイ
トPN符号との相関値をシンボル毎にそれぞれ求める第２
の相関回路と、前記第１の相関回路から出力された相関
値に対して数シンボル分の平均化を行い、第１の平均値
を求める第１の平均化回路と、前記第２の相関回路から
出力された相関値に対して数シンボル分の平均化を行
い、第２の平均値を求める第２の平均化回路と、前記第
１の平均値と前記第２の平均値との差分値を求める差分
回路と、前記差分値に基づいたタイミングで前記アーリ
PN符号、前記レイトPN符号及び前記復調用PN符号を発生
するPN符号発生器とをそれぞれ備えている。
【０００９】又、前記各シンボル復調回路は、前記受信
信号と前記復調用PN符号との相関値である第３の相関値
をシンボル毎にそれぞれ求め、該第３の相関値に基づく
値を前記受信信号のシンボルとする第３の相関回路と、
前記第３の相関値に基づく値と予め設定された閾値とを
比較して該第３の相関値に基づく値が該閾値よりも小さ
いとき、該当する同期追跡回路に対して前記PN符号発生
器が基準となるタイミングで前記アーリPN符号、前記レ
イトPN符号及び前記復調用PN符号を発生する指令を送出
する比較判定回路とを、それぞれ備えている。本発明に
よれば、以上のようにレイク受信回路を構成したので、
まず、同期捕捉回路において、Ｎ個のおおまかな同期位
置が捕捉され、これらが初期位相として各同期追跡回路
にそれぞれ入力される。各同期追跡回路において、入力
された初期位相をもとに、位相が例えば±１／２チップ
ずれたアーリPN符号及びレイトPN符号と同期PN符号とが
発生する。この同期PN符号は復調用PN符号としてシンボ
ル復調回路に入力され、ここでデータの復調に使用され
る。復調されたデータのパワーは、比較判定回路で予め
設定された閾値と比較される。この時、復調されたデー
タのパワーが閾値よりも低い場合、例えばレイリーフェ
ージング等の影響によって信号のパワーが低下し、ノイ
ズのパワーが相対的に大きくなっていることが考えられ
る。このとき、従来のレイク受信回路では、同期位置の
制御を行った場合、同期が外れる方向へ制御してしま
い、正しい同期位置に引き戻すことができないことがあ
る。このような場合、遅延波の位置変化のスピードより
もレイリーフェージングのスピードの方が十分速いの
で、信号レベルは遅延波の位置が変わる前に上がってく
ると考えられる。そのため、本発明のレイク受信回路で
は、比較判定回路から同期追跡回路に対し、同期追跡を
行わずに基準となるタイミングで各疑似ランダム信号を
発生する指令を送出することにより、同期追跡回路が誤
動作しないようにする。そして、前記信号レベルが回復
し、復調された信号のパワーが予め設定した閾値よりも
大きくなった場合には、再び比較判定回路から同期追跡
回路に対し、各疑似ランダム信号を発生するタイミング
を制御するように指令を送出する。従って、前記課題を
解決できるのである。
信号と前記復調用PN符号との相関値である第３の相関値
をシンボル毎にそれぞれ求め、該第３の相関値に基づく
値を前記受信信号のシンボルとする第３の相関回路と、
前記第３の相関値に基づく値と予め設定された閾値とを
比較して該第３の相関値に基づく値が該閾値よりも小さ
いとき、該当する同期追跡回路に対して前記PN符号発生
器が基準となるタイミングで前記アーリPN符号、前記レ
イトPN符号及び前記復調用PN符号を発生する指令を送出
する比較判定回路とを、それぞれ備えている。本発明に
よれば、以上のようにレイク受信回路を構成したので、
まず、同期捕捉回路において、Ｎ個のおおまかな同期位
置が捕捉され、これらが初期位相として各同期追跡回路
にそれぞれ入力される。各同期追跡回路において、入力
された初期位相をもとに、位相が例えば±１／２チップ
ずれたアーリPN符号及びレイトPN符号と同期PN符号とが
発生する。この同期PN符号は復調用PN符号としてシンボ
ル復調回路に入力され、ここでデータの復調に使用され
る。復調されたデータのパワーは、比較判定回路で予め
設定された閾値と比較される。この時、復調されたデー
タのパワーが閾値よりも低い場合、例えばレイリーフェ
ージング等の影響によって信号のパワーが低下し、ノイ
ズのパワーが相対的に大きくなっていることが考えられ
る。このとき、従来のレイク受信回路では、同期位置の
制御を行った場合、同期が外れる方向へ制御してしま
い、正しい同期位置に引き戻すことができないことがあ
る。このような場合、遅延波の位置変化のスピードより
もレイリーフェージングのスピードの方が十分速いの
で、信号レベルは遅延波の位置が変わる前に上がってく
ると考えられる。そのため、本発明のレイク受信回路で
は、比較判定回路から同期追跡回路に対し、同期追跡を
行わずに基準となるタイミングで各疑似ランダム信号を
発生する指令を送出することにより、同期追跡回路が誤
動作しないようにする。そして、前記信号レベルが回復
し、復調された信号のパワーが予め設定した閾値よりも
大きくなった場合には、再び比較判定回路から同期追跡
回路に対し、各疑似ランダム信号を発生するタイミング
を制御するように指令を送出する。従って、前記課題を
解決できるのである。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
レイク受信回路の構成図である。このレイク受信回路
は、受信信号ｉｎのＩ成分及びＱ成分を入力する入力端
子１１０を有している。入力端子１１０は、同期捕捉回
路１２０の入力端子に接続されると共に、同期追跡回路
１３０の第１の入力端子Ａに接続されている。同期捕捉
回路１２０は、受信信号ｉｎに含まれるPN符号と内部で
生成したPN符号との相関をとることにより、例えば３個
の同期位置を捕捉し、内部で生成した該各同期位置にお
けるPN符号と該受信信号ｉｎに含まれるPN符号との位相
差である３個の位相情報Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１
２０ｃを生成する機能を有している。位相情報Ｓ１２０
ａは、同期追跡回路１３０の第２の入力端子Ｂに入力さ
れるようになっている。一方、入力端子１１０は、シン
ボル復調回路１４０中の乗算回路１４１の第１の入力端
子に接続されている。又、同期追跡回路１３０の出力端
子Ｃから出力されたPN符号Ｓ１３０ｍは、乗算器１４１
の第２の入力端子に入力されるようになっている。乗算
器１４１の出力端子は、加算回路１４２の入力端子に接
続されている。加算回路１４２は、受信信号ｉｎのＩ成
分及びＱ成分とPN符号Ｓ１３０ｍとの相関値Ｓ１４２
Ｉ，Ｓ１４２Ｑをシンボル毎にそれぞれ求める回路であ
る。加算回路１４２の出力端子は、絶対値回路１４３の
入力端子に接続されている。絶対値回路１４３は、相関
値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１４２Ｑをそれぞれ実部及び虚部とす
る複素数の絶対値Ｓ１４３を算出する回路である。絶対
値回路１４３の出力端子は、比較判定回路１４４の入力
端子に接続されると共に、合成器１５０の第１の入力端
子に接続されている。比較判定回路１４４は、絶対値Ｓ
１４３と予め設定された閾値とを比較し、該絶対値が該
閾値以上のとき比較結果Ｓ１４４に活性を示す回路であ
る。比較判定回路１４４の出力端子は、同期追跡回路１
３０の第３の入力端子Ｄに接続されている。同期追跡回
路１３０は、比較結果Ｓ１４４が活性を示している時、
位相情報Ｓ１２０ａを初期位相として同期追跡を行って
復調用疑似ランダム信号（即ち、PN符号Ｓ１３０ｍ）を
生成する回路である。
レイク受信回路の構成図である。このレイク受信回路
は、受信信号ｉｎのＩ成分及びＱ成分を入力する入力端
子１１０を有している。入力端子１１０は、同期捕捉回
路１２０の入力端子に接続されると共に、同期追跡回路
１３０の第１の入力端子Ａに接続されている。同期捕捉
回路１２０は、受信信号ｉｎに含まれるPN符号と内部で
生成したPN符号との相関をとることにより、例えば３個
の同期位置を捕捉し、内部で生成した該各同期位置にお
けるPN符号と該受信信号ｉｎに含まれるPN符号との位相
差である３個の位相情報Ｓ１２０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１
２０ｃを生成する機能を有している。位相情報Ｓ１２０
ａは、同期追跡回路１３０の第２の入力端子Ｂに入力さ
れるようになっている。一方、入力端子１１０は、シン
ボル復調回路１４０中の乗算回路１４１の第１の入力端
子に接続されている。又、同期追跡回路１３０の出力端
子Ｃから出力されたPN符号Ｓ１３０ｍは、乗算器１４１
の第２の入力端子に入力されるようになっている。乗算
器１４１の出力端子は、加算回路１４２の入力端子に接
続されている。加算回路１４２は、受信信号ｉｎのＩ成
分及びＱ成分とPN符号Ｓ１３０ｍとの相関値Ｓ１４２
Ｉ，Ｓ１４２Ｑをシンボル毎にそれぞれ求める回路であ
る。加算回路１４２の出力端子は、絶対値回路１４３の
入力端子に接続されている。絶対値回路１４３は、相関
値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１４２Ｑをそれぞれ実部及び虚部とす
る複素数の絶対値Ｓ１４３を算出する回路である。絶対
値回路１４３の出力端子は、比較判定回路１４４の入力
端子に接続されると共に、合成器１５０の第１の入力端
子に接続されている。比較判定回路１４４は、絶対値Ｓ
１４３と予め設定された閾値とを比較し、該絶対値が該
閾値以上のとき比較結果Ｓ１４４に活性を示す回路であ
る。比較判定回路１４４の出力端子は、同期追跡回路１
３０の第３の入力端子Ｄに接続されている。同期追跡回
路１３０は、比較結果Ｓ１４４が活性を示している時、
位相情報Ｓ１２０ａを初期位相として同期追跡を行って
復調用疑似ランダム信号（即ち、PN符号Ｓ１３０ｍ）を
生成する回路である。
【００１１】更に、入力端子１１０は、同期追跡回路１
６０の第１の入力端子Ａに接続されている。又、位相情
報Ｓ１２０ｂは、同期追跡回路１６０の第２の入力端子
Ｂに入力されるようになっている。一方、入力端子１１
０は、シンボル復調回路１７０中の乗算回路１７１の第
１の入力端子に接続されている。又、同期追跡回路１６
０の出力端子Ｃから出力されたPN符号Ｓ１６０ｍは、乗
算回路１７１の第２の入力端子に入力されるようになっ
ている。このシンボル復調回路１７０は、加算回路１７
２、絶対値回路１７３及び比較判定回路１７４を備え、
シンボル復調回路１４０と同様に接続されている。又、
絶対値回路１７３の出力端子は、合成器１５０の第２の
入力端子に接続されている。更に、比較判定回路１７４
の出力端子は、同期追跡回路１６０の第３の入力端子Ｄ
に接続されている。同様に、入力端子１１０は、同期追
跡回路１８０の第１の入力端子Ａに接続されている。
又、位相情報Ｓ１２０ｃは、同期追跡回路１８０の第２
の入力端子Ｂに入力されるようになっている。一方、入
力端子１１０は、シンボル復調回路１９０中の乗算回路
１９１の第１の入力端子に接続されている。又、同期追
跡回路１８０の出力端子Ｃから出力されたPN符号Ｓ１８
０ｍは、乗算回路１９１の第２の入力端子に入力される
ようになっている。このシンボル復調回路１９０は、加
算回路１９２、絶対値回路１９３及び比較判定回路１９
４を備え、シンボル復調回路１４０と同様に接続されて
いる。又、絶対値回路１９３の出力端子は、合成器１５
０の第３の入力端子に接続されている。更に、比較判定
回路１９４の出力端子は、同期追跡回路１８０の第３の
入力端子Ｄに接続されている。
６０の第１の入力端子Ａに接続されている。又、位相情
報Ｓ１２０ｂは、同期追跡回路１６０の第２の入力端子
Ｂに入力されるようになっている。一方、入力端子１１
０は、シンボル復調回路１７０中の乗算回路１７１の第
１の入力端子に接続されている。又、同期追跡回路１６
０の出力端子Ｃから出力されたPN符号Ｓ１６０ｍは、乗
算回路１７１の第２の入力端子に入力されるようになっ
ている。このシンボル復調回路１７０は、加算回路１７
２、絶対値回路１７３及び比較判定回路１７４を備え、
シンボル復調回路１４０と同様に接続されている。又、
絶対値回路１７３の出力端子は、合成器１５０の第２の
入力端子に接続されている。更に、比較判定回路１７４
の出力端子は、同期追跡回路１６０の第３の入力端子Ｄ
に接続されている。同様に、入力端子１１０は、同期追
跡回路１８０の第１の入力端子Ａに接続されている。
又、位相情報Ｓ１２０ｃは、同期追跡回路１８０の第２
の入力端子Ｂに入力されるようになっている。一方、入
力端子１１０は、シンボル復調回路１９０中の乗算回路
１９１の第１の入力端子に接続されている。又、同期追
跡回路１８０の出力端子Ｃから出力されたPN符号Ｓ１８
０ｍは、乗算回路１９１の第２の入力端子に入力される
ようになっている。このシンボル復調回路１９０は、加
算回路１９２、絶対値回路１９３及び比較判定回路１９
４を備え、シンボル復調回路１４０と同様に接続されて
いる。又、絶対値回路１９３の出力端子は、合成器１５
０の第３の入力端子に接続されている。更に、比較判定
回路１９４の出力端子は、同期追跡回路１８０の第３の
入力端子Ｄに接続されている。
【００１２】図４は、図１中の同期追跡回路１３０の一
例を示す構成図である。この同期追跡回路１３０は、第
１の入力端子Ａを有している。入力端子Ａは、乗算回路
１３１ａ，１３１ｂの第１の入力端子に接続されてい
る。乗算回路１３１ａ，１３１ｂの出力端子は、加算回
路１３２ａ，１３２ｂの入力端子にそれぞれ接続されて
いる。加算回路１３２ａは、受信信号ｉｎのＩ成分及び
Ｑ成分とアーリPN符号Ｓ１３７ｅとの各相関値Ｓ１３２
ａＩ，Ｓ１３２ａＱをシンボル毎にそれぞれ求める機能
を有している。加算回路１３２ｂは、受信信号ｉｎのＩ
成分及びＱ成分と前記アーリPN符号Ｓ１３７ｅに対して
１チップだけ位相が遅れたレイトPN符号Ｓ１３７ｌとの
各相関値Ｓ１３２ｂＩ，Ｓ１３２ｂＱをシンボル毎にそ
れぞれ求める機能を有している。乗算器１３１ａと加算
回路１３２ａとで第１の相関回路が構成されている。乗
算器１３１ｂと加算回路１３２ｂとで第２の相関回路が
構成されている。加算回路１３２ａ，１３２ｂの各出力
端子は、第１及び第２の平均化回路１３３ａ，１３３ｂ
の各入力端子にそれぞれ接続されている。
例を示す構成図である。この同期追跡回路１３０は、第
１の入力端子Ａを有している。入力端子Ａは、乗算回路
１３１ａ，１３１ｂの第１の入力端子に接続されてい
る。乗算回路１３１ａ，１３１ｂの出力端子は、加算回
路１３２ａ，１３２ｂの入力端子にそれぞれ接続されて
いる。加算回路１３２ａは、受信信号ｉｎのＩ成分及び
Ｑ成分とアーリPN符号Ｓ１３７ｅとの各相関値Ｓ１３２
ａＩ，Ｓ１３２ａＱをシンボル毎にそれぞれ求める機能
を有している。加算回路１３２ｂは、受信信号ｉｎのＩ
成分及びＱ成分と前記アーリPN符号Ｓ１３７ｅに対して
１チップだけ位相が遅れたレイトPN符号Ｓ１３７ｌとの
各相関値Ｓ１３２ｂＩ，Ｓ１３２ｂＱをシンボル毎にそ
れぞれ求める機能を有している。乗算器１３１ａと加算
回路１３２ａとで第１の相関回路が構成されている。乗
算器１３１ｂと加算回路１３２ｂとで第２の相関回路が
構成されている。加算回路１３２ａ，１３２ｂの各出力
端子は、第１及び第２の平均化回路１３３ａ，１３３ｂ
の各入力端子にそれぞれ接続されている。
【００１３】平均化回路１３３ａは、加算回路１３２ａ
から出力された各相関値Ｓ１３２ａＩ，Ｓ１３２ａＱに
対して数シンボル分の平均化をそれぞれ行い、第１のＩ
成分平均値Ｓ１３３ａＩ及び第１のＱ成分平均値Ｓ１３
３ａＱを求める機能を有している。平均化回路１３３ｂ
は、加算回路１３２ｂから出力された各相関値Ｓ１３２
ｂＩ，Ｓ１３２ｂＱに対して数シンボル分の平均化をそ
れぞれ行い、第２のＩ成分平均値Ｓ１３３ｂＩ及び第２
のＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱを求める機能を有してい
る。平均化回路１３３ａ，１３３ｂの各出力端子は、絶
対値回路１３４ａ，１３４ｂの各入力端子にそれぞれ接
続されている。絶対値回路１３４ａは、Ｉ成分平均値Ｓ
１３３ａＩ及びＱ成分平均値Ｓ１３３ａＱをそれぞれ実
部及び虚部とする複素数の絶対値Ｓ１３４ａを計算する
機能を有している。絶対値回路１３４ｂは、Ｉ成分平均
値Ｓ１３３ｂＩ及びＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱをそれぞ
れ実部及び虚部とする複素数の絶対値Ｓ１３４ｂを計算
する機能を有している。絶対値回路１３４ａの出力端子
は差分回路１３５の−側入力端子に接続され、絶対値回
路１３４ｂの出力端子が差分回路１３５の＋側入力端子
に接続されている。
から出力された各相関値Ｓ１３２ａＩ，Ｓ１３２ａＱに
対して数シンボル分の平均化をそれぞれ行い、第１のＩ
成分平均値Ｓ１３３ａＩ及び第１のＱ成分平均値Ｓ１３
３ａＱを求める機能を有している。平均化回路１３３ｂ
は、加算回路１３２ｂから出力された各相関値Ｓ１３２
ｂＩ，Ｓ１３２ｂＱに対して数シンボル分の平均化をそ
れぞれ行い、第２のＩ成分平均値Ｓ１３３ｂＩ及び第２
のＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱを求める機能を有してい
る。平均化回路１３３ａ，１３３ｂの各出力端子は、絶
対値回路１３４ａ，１３４ｂの各入力端子にそれぞれ接
続されている。絶対値回路１３４ａは、Ｉ成分平均値Ｓ
１３３ａＩ及びＱ成分平均値Ｓ１３３ａＱをそれぞれ実
部及び虚部とする複素数の絶対値Ｓ１３４ａを計算する
機能を有している。絶対値回路１３４ｂは、Ｉ成分平均
値Ｓ１３３ｂＩ及びＱ成分平均値Ｓ１３３ｂＱをそれぞ
れ実部及び虚部とする複素数の絶対値Ｓ１３４ｂを計算
する機能を有している。絶対値回路１３４ａの出力端子
は差分回路１３５の−側入力端子に接続され、絶対値回
路１３４ｂの出力端子が差分回路１３５の＋側入力端子
に接続されている。
【００１４】差分回路１３５は、絶対値Ｓ１３４ａと絶
対値Ｓ１３４ｂとの差分値Ｓ１３５を求める機能を有し
ている。差分回路１３５の出力端子は、閾値回路１３６
の入力端子に接続されている。閾値回路１３６は例えば
コンパレータ及び該コンパレータの出力信号をコード化
するエンコーダ等で構成され、差分値Ｓ１３５と予め設
定された第１の閾値ｍ及び該第１の閾値ｍよりも小さい
第２の閾値ｎとを比較し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｍよ
りも大きい場合に第１の比較結果Ｓ１３６ａを出力し、
該差分値Ｓ１３５が閾値ｍと閾値ｎとの間にある場合又
は入力端子Ｄから入力された比較判定回路１４４の比較
結果Ｓ１４４が非活性を示した場合に第２の比較結果Ｓ
１３６ｂを出力し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｎよりも小
さい場合に第３の比較結果Ｓ１３６ｃを出力する機能を
有している。閾値回路１３６の出力端子は、PN符号発生
器１３７の第１の入力端子に接続されている。
対値Ｓ１３４ｂとの差分値Ｓ１３５を求める機能を有し
ている。差分回路１３５の出力端子は、閾値回路１３６
の入力端子に接続されている。閾値回路１３６は例えば
コンパレータ及び該コンパレータの出力信号をコード化
するエンコーダ等で構成され、差分値Ｓ１３５と予め設
定された第１の閾値ｍ及び該第１の閾値ｍよりも小さい
第２の閾値ｎとを比較し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｍよ
りも大きい場合に第１の比較結果Ｓ１３６ａを出力し、
該差分値Ｓ１３５が閾値ｍと閾値ｎとの間にある場合又
は入力端子Ｄから入力された比較判定回路１４４の比較
結果Ｓ１４４が非活性を示した場合に第２の比較結果Ｓ
１３６ｂを出力し、該差分値Ｓ１３５が閾値ｎよりも小
さい場合に第３の比較結果Ｓ１３６ｃを出力する機能を
有している。閾値回路１３６の出力端子は、PN符号発生
器１３７の第１の入力端子に接続されている。
【００１５】PN符号発生器１３７は、比較結果Ｓ１３６
ａ，Ｓ１３６ｂ，Ｓ１３６ｃをデコードするデコーダ、
シフトレジスタ及びカウンタ等で構成され、閾値回路１
３６から前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場
合、入力端子Ｂから入力された位相情報Ｓ１２０ａを初
期位相として基準となるタイミングで前記アーリPN符号
Ｓ１３７ｅ、前記レイトPN符号Ｓ１３７ｌ及び復調用PN
符号であるPN符号Ｓ１３０ｍを発生する回路である。
又、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１３６から前
記第１の比較結果Ｓ１３６ａが出力された場合、前記第
２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よりも遅いタ
イミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイトPN符号Ｓ１
３７ｌ及びPN符号Ｓ１３０ｍを発生する回路である。更
に、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１３６から前
記第３の比較結果Ｓ１３６ｃが出力された場合、前記第
２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よりも早いタ
イミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイトPN符号Ｓ１
３７ｌ及びPN符号Ｓ１３０ｍを発生する機能を有してい
る。アーリPN符号Ｓ１３７ｅ及びレイトPN符号Ｓ１３７
ｌは乗算器１３１ａ，１３１ｂの各第２の入力端子にそ
れぞれ入力されるようになっている。又、アーリPN符号
Ｓ１３７ｅに対して１／２チップだけ位相が遅れたPN符
号Ｓ１３０ｍは、出力端子Ｃを経てシンボル復調回路１
４０に出力されるようになっている。尚、同期追跡回路
１６０，１９０も、第１の入力端子１６０ｉ，１９０
ｉ、乗算回路１６１ａ，１６１ｂ，１９１ａ，１９１
ｂ、加算回路１６２ａ，１６２ｂ，１９２ａ，１９２
ｂ、第１及び第２の平均化回路１６３ａ，１６３ｂ，１
９３ａ，１９３ｂ、絶対値回路１６４ａ，１６４ｂ，１
９４ａ，１９４ｂ、差分回路１６５，１９５、閾値回路
１６６，１９６及びPN符号発生器１６７，１９７をそれ
ぞれ備え、同期追跡回路１３０と同様に接続されてい
る。次に、図１の動作を説明する。
ａ，Ｓ１３６ｂ，Ｓ１３６ｃをデコードするデコーダ、
シフトレジスタ及びカウンタ等で構成され、閾値回路１
３６から前記第２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場
合、入力端子Ｂから入力された位相情報Ｓ１２０ａを初
期位相として基準となるタイミングで前記アーリPN符号
Ｓ１３７ｅ、前記レイトPN符号Ｓ１３７ｌ及び復調用PN
符号であるPN符号Ｓ１３０ｍを発生する回路である。
又、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１３６から前
記第１の比較結果Ｓ１３６ａが出力された場合、前記第
２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よりも遅いタ
イミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイトPN符号Ｓ１
３７ｌ及びPN符号Ｓ１３０ｍを発生する回路である。更
に、このPN符号発生器１３７は、閾値回路１３６から前
記第３の比較結果Ｓ１３６ｃが出力された場合、前記第
２の比較結果Ｓ１３６ｂが出力された場合よりも早いタ
イミングでアーリPN符号Ｓ１３７ｅ、レイトPN符号Ｓ１
３７ｌ及びPN符号Ｓ１３０ｍを発生する機能を有してい
る。アーリPN符号Ｓ１３７ｅ及びレイトPN符号Ｓ１３７
ｌは乗算器１３１ａ，１３１ｂの各第２の入力端子にそ
れぞれ入力されるようになっている。又、アーリPN符号
Ｓ１３７ｅに対して１／２チップだけ位相が遅れたPN符
号Ｓ１３０ｍは、出力端子Ｃを経てシンボル復調回路１
４０に出力されるようになっている。尚、同期追跡回路
１６０，１９０も、第１の入力端子１６０ｉ，１９０
ｉ、乗算回路１６１ａ，１６１ｂ，１９１ａ，１９１
ｂ、加算回路１６２ａ，１６２ｂ，１９２ａ，１９２
ｂ、第１及び第２の平均化回路１６３ａ，１６３ｂ，１
９３ａ，１９３ｂ、絶対値回路１６４ａ，１６４ｂ，１
９４ａ，１９４ｂ、差分回路１６５，１９５、閾値回路
１６６，１９６及びPN符号発生器１６７，１９７をそれ
ぞれ備え、同期追跡回路１３０と同様に接続されてい
る。次に、図１の動作を説明する。
【００１６】入力端子１１０から受信信号ｉｎ（＝複素
数) が入力される。同期捕捉回路１２０は、例えばスラ
イディング相関等によって相関値の高い数点（本実施形
態では３点) を同期位置として検出し、位相情報Ｓ１２
０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃを同期追跡回路１３０，
１６０，１８０にそれぞれ入力する。同期追跡回路１３
０，１６０，１８０において、乗算器１３１ａ，１３１
ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８１ｂは、位相
情報１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃをそれぞれ初期位相
とし、これらと±１／２チップ位相のずれたアーリPN符
号、レイトPN符号と受信信号ｉｎとの乗算をそれぞれ行
う。一方、シンボル復調回路１４０，１７０，１９０に
おいて、乗算回路１４１，１７１，１９１は、初期位相
（即ち、位相情報１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ）と同
じ位相のPN符号Ｓ１３０ｍ，Ｓ１６０ｍ，Ｓ１８０ｍと
受信信号ｉｎとの乗算をそれぞれ行う。乗算回路１３１
ａ，１３１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８１
ｂの各出力信号は、加算回路１３２ａ，１３２ｂ，１６
２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，１８２ｂにそれぞれ入力さ
れ、１シンボル区間の加算演算がなされる。又、シンボ
ル復調回路１４０，１７０，１９０において、加算回路
１４２，１７２，１９２は、乗算回路１４１，１７１，
１９１の出力信号Ｓ１４１，Ｓ１７１，Ｓ１９１の１シ
ンボル区間の加算演算を行い、相関値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１
４２Ｑ，Ｓ１７２Ｉ，Ｓ１７２Ｑ，Ｓ１９２Ｉ，Ｓ１９
２Ｑを生成する。
数) が入力される。同期捕捉回路１２０は、例えばスラ
イディング相関等によって相関値の高い数点（本実施形
態では３点) を同期位置として検出し、位相情報Ｓ１２
０ａ，Ｓ１２０ｂ，Ｓ１２０ｃを同期追跡回路１３０，
１６０，１８０にそれぞれ入力する。同期追跡回路１３
０，１６０，１８０において、乗算器１３１ａ，１３１
ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８１ｂは、位相
情報１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃをそれぞれ初期位相
とし、これらと±１／２チップ位相のずれたアーリPN符
号、レイトPN符号と受信信号ｉｎとの乗算をそれぞれ行
う。一方、シンボル復調回路１４０，１７０，１９０に
おいて、乗算回路１４１，１７１，１９１は、初期位相
（即ち、位相情報１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ）と同
じ位相のPN符号Ｓ１３０ｍ，Ｓ１６０ｍ，Ｓ１８０ｍと
受信信号ｉｎとの乗算をそれぞれ行う。乗算回路１３１
ａ，１３１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，１８１
ｂの各出力信号は、加算回路１３２ａ，１３２ｂ，１６
２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，１８２ｂにそれぞれ入力さ
れ、１シンボル区間の加算演算がなされる。又、シンボ
ル復調回路１４０，１７０，１９０において、加算回路
１４２，１７２，１９２は、乗算回路１４１，１７１，
１９１の出力信号Ｓ１４１，Ｓ１７１，Ｓ１９１の１シ
ンボル区間の加算演算を行い、相関値Ｓ１４２Ｉ，Ｓ１
４２Ｑ，Ｓ１７２Ｉ，Ｓ１７２Ｑ，Ｓ１９２Ｉ，Ｓ１９
２Ｑを生成する。
【００１７】次に、加算回路１３２ａ，１３２ｂ，１６
２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，１８２ｂから出力された各
相関値Ｓ１３２ａＩ，Ｓ１３２ａＱ，Ｓ１３２ｂＩ，Ｓ
１３２ｂＱ，Ｓ１６２ａＩ，Ｓ１６２ａＱ，Ｓ１６２ｂ
Ｉ，Ｓ１６２ｂＱ，Ｓ１８２ａＩ，Ｓ１８２ａＱ，Ｓ１
８２ｂＩ，Ｓ１８２ｂＱは、平均化回路１３３ａ，１３
３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，１８３ｂにおい
てそれぞれ数シンボル分平均され、平均値Ｓ１３３ａ
Ｉ，Ｓ１３３ａＱ，Ｓ１３３ｂＩ，Ｓ１３３ｂＱ，Ｓ１
６３ａＩ，Ｓ１６３ａＱ，Ｓ１６３ｂＩ，Ｓ１６３ｂ
Ｑ，Ｓ１８３ａＩ，Ｓ１８３ａＱ，Ｓ１８３ｂＩ，Ｓ１
８３ｂＱが生成される。平均化回路１３３ａ，１３３
ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，１８３ｂの出力信
号及び加算回路１４２，１７２，１９２の出力信号は複
素数なので、絶対値回路１３４ａ，１３４ｂ，１６４
ａ，１６４ｂ，１８４ａ，１８４ｂ及び絶対値回路１４
３，１７３，１９３において各絶対値がそれぞれ演算さ
れる。絶対値回路１３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６
４ｂ，１８４ａ，１８４ｂの各出力信号は差分回路１３
５，１６５，１８５にそれぞれ入力され、アーリ側の相
関絶対値とレイト側の相関絶対値の差分値Ｓ１３５，Ｓ
１６５，Ｓ１８５がそれぞれ演算される。絶対値回路１
４３，１７３，１９３から出力された各絶対値Ｓ１４
３，Ｓ１７３，Ｓ１９３は、比較判定回路１４４，１７
４，１９４にそれぞれ出力され、予め設定された閾値Vt
hdと比較される。この時、絶対値Ｓ１４３，Ｓ１７３，
Ｓ１９３が閾値Vthdよりも小さい場合は、復調したデー
タの位相位置におけるパワーが小さく、S/N 比が悪いの
で、同期追跡回路が同期位置の制御を行った場合、正し
い同期位置に引き戻そうとしているにもかかわらず逆に
同期が外れる方向へ制御してしまうような誤動作を起こ
すことが考えられる。そのため、このような場合、比較
判定回路１４４，１７４，１９４は、該当する同期追跡
回路中の閾値回路に対してPN符号発生器の制御を停止す
るための信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４を送出し、
信号レベルの回復を待つ。一方、信号レベルが回復し、
絶対値Ｓ１４３，Ｓ１７３，Ｓ１９３が閾値Vthdよりも
大きい場合は、S/N 比は良いので、比較判定回路１４
４，１７４，１９４は、該当する同期追跡回路中の閾値
回路に対してPN符号発生器の制御するための出力信号Ｓ
１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４を送出する。更に、差分値
Ｓ１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８５は、閾値回路１３６，１
６６，１８６にそれぞれ入力される。又、閾値回路１３
６，１６６，１８６には、比較判定回路１４４，１７
４，１９４の出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４も
入力される。出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４が
制御作動の場合、閾値回路１３６，１６６，１８６で
は、予め設定された閾値［±Vths］と差分値Ｓ１３５，
Ｓ１６５，Ｓ１８５とがそれぞれ比較される。そして、
差分値Ｓ１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８５が閾値［＋Vths］
よりも大きい場合は位相が進んでいるので、その閾値
［＋Vths］を越えている同期追跡回路の中のPN符号発生
器に各PN符号を発生するタイミングを１シンボル分９／
８チップにする（即ち、１／８チップ分遅くする）よう
に指示する。一方、差分値Ｓ１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８
５が閾値［−Vths］よりも小さい場合は位相が遅れてい
るので、その閾値［−Vths］よりも小さくなっている同
期追跡回路の中のPN符号発生器に各PN符号を発生するタ
イミングを１シンボル分７／８チップにする（即ち、１
／８チップ分早くする）ように指示する。又、差分値Ｓ
１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８５が閾値［−Vths］と閾値
［＋Vths］の間にある場合は、位相のずれは許容範囲内
にあるので、PN符号発生器１３７，１６７，１８７は通
常のタイミング（即ち、８／８チップ）で各PN符号を発
生する。
２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，１８２ｂから出力された各
相関値Ｓ１３２ａＩ，Ｓ１３２ａＱ，Ｓ１３２ｂＩ，Ｓ
１３２ｂＱ，Ｓ１６２ａＩ，Ｓ１６２ａＱ，Ｓ１６２ｂ
Ｉ，Ｓ１６２ｂＱ，Ｓ１８２ａＩ，Ｓ１８２ａＱ，Ｓ１
８２ｂＩ，Ｓ１８２ｂＱは、平均化回路１３３ａ，１３
３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，１８３ｂにおい
てそれぞれ数シンボル分平均され、平均値Ｓ１３３ａ
Ｉ，Ｓ１３３ａＱ，Ｓ１３３ｂＩ，Ｓ１３３ｂＱ，Ｓ１
６３ａＩ，Ｓ１６３ａＱ，Ｓ１６３ｂＩ，Ｓ１６３ｂ
Ｑ，Ｓ１８３ａＩ，Ｓ１８３ａＱ，Ｓ１８３ｂＩ，Ｓ１
８３ｂＱが生成される。平均化回路１３３ａ，１３３
ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，１８３ｂの出力信
号及び加算回路１４２，１７２，１９２の出力信号は複
素数なので、絶対値回路１３４ａ，１３４ｂ，１６４
ａ，１６４ｂ，１８４ａ，１８４ｂ及び絶対値回路１４
３，１７３，１９３において各絶対値がそれぞれ演算さ
れる。絶対値回路１３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６
４ｂ，１８４ａ，１８４ｂの各出力信号は差分回路１３
５，１６５，１８５にそれぞれ入力され、アーリ側の相
関絶対値とレイト側の相関絶対値の差分値Ｓ１３５，Ｓ
１６５，Ｓ１８５がそれぞれ演算される。絶対値回路１
４３，１７３，１９３から出力された各絶対値Ｓ１４
３，Ｓ１７３，Ｓ１９３は、比較判定回路１４４，１７
４，１９４にそれぞれ出力され、予め設定された閾値Vt
hdと比較される。この時、絶対値Ｓ１４３，Ｓ１７３，
Ｓ１９３が閾値Vthdよりも小さい場合は、復調したデー
タの位相位置におけるパワーが小さく、S/N 比が悪いの
で、同期追跡回路が同期位置の制御を行った場合、正し
い同期位置に引き戻そうとしているにもかかわらず逆に
同期が外れる方向へ制御してしまうような誤動作を起こ
すことが考えられる。そのため、このような場合、比較
判定回路１４４，１７４，１９４は、該当する同期追跡
回路中の閾値回路に対してPN符号発生器の制御を停止す
るための信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４を送出し、
信号レベルの回復を待つ。一方、信号レベルが回復し、
絶対値Ｓ１４３，Ｓ１７３，Ｓ１９３が閾値Vthdよりも
大きい場合は、S/N 比は良いので、比較判定回路１４
４，１７４，１９４は、該当する同期追跡回路中の閾値
回路に対してPN符号発生器の制御するための出力信号Ｓ
１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４を送出する。更に、差分値
Ｓ１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８５は、閾値回路１３６，１
６６，１８６にそれぞれ入力される。又、閾値回路１３
６，１６６，１８６には、比較判定回路１４４，１７
４，１９４の出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４も
入力される。出力信号Ｓ１４４，Ｓ１７４，Ｓ１９４が
制御作動の場合、閾値回路１３６，１６６，１８６で
は、予め設定された閾値［±Vths］と差分値Ｓ１３５，
Ｓ１６５，Ｓ１８５とがそれぞれ比較される。そして、
差分値Ｓ１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８５が閾値［＋Vths］
よりも大きい場合は位相が進んでいるので、その閾値
［＋Vths］を越えている同期追跡回路の中のPN符号発生
器に各PN符号を発生するタイミングを１シンボル分９／
８チップにする（即ち、１／８チップ分遅くする）よう
に指示する。一方、差分値Ｓ１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８
５が閾値［−Vths］よりも小さい場合は位相が遅れてい
るので、その閾値［−Vths］よりも小さくなっている同
期追跡回路の中のPN符号発生器に各PN符号を発生するタ
イミングを１シンボル分７／８チップにする（即ち、１
／８チップ分早くする）ように指示する。又、差分値Ｓ
１３５，Ｓ１６５，Ｓ１８５が閾値［−Vths］と閾値
［＋Vths］の間にある場合は、位相のずれは許容範囲内
にあるので、PN符号発生器１３７，１６７，１８７は通
常のタイミング（即ち、８／８チップ）で各PN符号を発
生する。
【００１８】通常、同期追跡回路では、同期位置はアー
リPN符号とレイトPN符号との間にあるものとして、アー
リPN符号及びレイトPN符号と受信信号ｉｎとの相関絶対
値の差を計算し、その差に基づいてPN符号発生器が生成
するPN符号の位相を変化させているが、同期追跡回路に
同期位置を割り当てた瞬間にレイリーフェージングによ
って急激に相関値のパワーが低下し、又、干渉波等の雑
音の影響によりS/N 比が悪くなることがある。このよう
な場合、同期追跡回路がPN符号発生器の制御を行うと誤
動作をする可能性がある。このような問題に対して本実
施形態のレイク受信回路を用いることにより、同期追跡
回路の誤動作が防止される。以上のように、本実施形態
では、復調用PN符号と受信信号ｉｎとの相関値が小さ
く、レイリーフェージングや雑音等の影響によりS/N 比
が悪くなり、復調信号のパワーが予め設定した閾値より
も小さい場合、該当する同期追跡回路中のPN符号発生器
の制御を止めて信号レベルの回復を待つことにより、同
期追跡回路の誤動作を防ぐことができる。又、復調信号
のパワーが大きくなってS/N 比が改善され、予め設定し
た閾値よりも大きくなった場合には、再び該当する同期
追跡回路中のPN符号発生器を制御することができる。
尚、本発明は上記実施形態に限定されず、種々の変形が
可能である。その変形例としては、例えば次のようなも
のがある。
リPN符号とレイトPN符号との間にあるものとして、アー
リPN符号及びレイトPN符号と受信信号ｉｎとの相関絶対
値の差を計算し、その差に基づいてPN符号発生器が生成
するPN符号の位相を変化させているが、同期追跡回路に
同期位置を割り当てた瞬間にレイリーフェージングによ
って急激に相関値のパワーが低下し、又、干渉波等の雑
音の影響によりS/N 比が悪くなることがある。このよう
な場合、同期追跡回路がPN符号発生器の制御を行うと誤
動作をする可能性がある。このような問題に対して本実
施形態のレイク受信回路を用いることにより、同期追跡
回路の誤動作が防止される。以上のように、本実施形態
では、復調用PN符号と受信信号ｉｎとの相関値が小さ
く、レイリーフェージングや雑音等の影響によりS/N 比
が悪くなり、復調信号のパワーが予め設定した閾値より
も小さい場合、該当する同期追跡回路中のPN符号発生器
の制御を止めて信号レベルの回復を待つことにより、同
期追跡回路の誤動作を防ぐことができる。又、復調信号
のパワーが大きくなってS/N 比が改善され、予め設定し
た閾値よりも大きくなった場合には、再び該当する同期
追跡回路中のPN符号発生器を制御することができる。
尚、本発明は上記実施形態に限定されず、種々の変形が
可能である。その変形例としては、例えば次のようなも
のがある。
【００１９】（ａ） 実施形態では、閾値回路１３６，
１６６，１８６は、PN符号発生器１３７，１６７，１８
７に各PN符号を出力するタイミングを１シンボル分１／
８チップだけ遅らせるか又は進ませるように指示してい
るが、例えば、１／１６チップだけ遅らせるか又は進ま
せるようにしてもよい。 （ｂ） 実施形態では、受信信号ｉｎが直交変調されて
いる場合を例にして説明したが、例えばＦＭ変調等でも
よい。この場合、同期追跡回路中の絶対値回路は不要に
なる。又、乗算回路、加算回路、及び第１及び第２の平
均化回路は、１系統のみでよい。
１６６，１８６は、PN符号発生器１３７，１６７，１８
７に各PN符号を出力するタイミングを１シンボル分１／
８チップだけ遅らせるか又は進ませるように指示してい
るが、例えば、１／１６チップだけ遅らせるか又は進ま
せるようにしてもよい。 （ｂ） 実施形態では、受信信号ｉｎが直交変調されて
いる場合を例にして説明したが、例えばＦＭ変調等でも
よい。この場合、同期追跡回路中の絶対値回路は不要に
なる。又、乗算回路、加算回路、及び第１及び第２の平
均化回路は、１系統のみでよい。
【００２０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、受信信号と復調用PN符号との相関値である第３の
相関値を求め、比較判定回路が該第３の相関値に基づく
値と予め設定された閾値とを比較して該第３の相関値に
基づく値が該閾値よりも小さいとき、当該の同期追跡回
路に対してPN符号発生器が基準となるタイミングでアー
リPN符号、レイトPN符号及び復調用PN符号を発生する指
令を送出し、該第３の相関値に基づく値の回復を待つよ
うにしたので、レイリーフェージングや雑音等の影響に
よりS/N 比が悪くなった場合でも同期追跡回路の誤動作
を防止できる。
れば、受信信号と復調用PN符号との相関値である第３の
相関値を求め、比較判定回路が該第３の相関値に基づく
値と予め設定された閾値とを比較して該第３の相関値に
基づく値が該閾値よりも小さいとき、当該の同期追跡回
路に対してPN符号発生器が基準となるタイミングでアー
リPN符号、レイトPN符号及び復調用PN符号を発生する指
令を送出し、該第３の相関値に基づく値の回復を待つよ
うにしたので、レイリーフェージングや雑音等の影響に
よりS/N 比が悪くなった場合でも同期追跡回路の誤動作
を防止できる。
【図１】本発明の実施形態のレイク受信回路の構成図で
ある。
ある。
【図２】従来のレイク受信回路の構成図である。
【図３】図２のタイムチャートである。
【図４】図１中の同期追跡回路１３０の構成図である。
２０，１２０ 同
期捕捉回路 ３０，６０，８０，１３０，１６０，１８０ 同
期追跡回路 ４０，７０，９０，１４０，１７０，１９０ シ
ンボル復調回路 ５０，１５０ 合
成器 １３１ａ，１３１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，
１８１ｂ，１４１，１７１，１９１乗算回路 １３２ａ，１３２ｂ，１６２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，
１８２ｂ，１４２，１７２，１９２加算回路 １３３ａ，１３３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，
１８３ｂ平均化回路 １３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，
１８４ｂ，１４３，１７３，１９３絶対値回路 １３６，１６６，１８６ 閾
値回路 １３７，１６７，１８７ PN
符号発生器（疑似ランダム信号発生器） １４４，１７４，１９４ 比
較判定回路
期捕捉回路 ３０，６０，８０，１３０，１６０，１８０ 同
期追跡回路 ４０，７０，９０，１４０，１７０，１９０ シ
ンボル復調回路 ５０，１５０ 合
成器 １３１ａ，１３１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ，１８１ａ，
１８１ｂ，１４１，１７１，１９１乗算回路 １３２ａ，１３２ｂ，１６２ａ，１６２ｂ，１８２ａ，
１８２ｂ，１４２，１７２，１９２加算回路 １３３ａ，１３３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ，１８３ａ，
１８３ｂ平均化回路 １３４ａ，１３４ｂ，１６４ａ，１６４ｂ，１８４ａ，
１８４ｂ，１４３，１７３，１９３絶対値回路 １３６，１６６，１８６ 閾
値回路 １３７，１６７，１８７ PN
符号発生器（疑似ランダム信号発生器） １４４，１７４，１９４ 比
較判定回路
Claims (2)
- 【請求項１】 スペクトル拡散方式に基づく移動通信シ
ステムの受信局に設けられ、 空間伝搬路を伝わって来た受信信号に含まれる疑似ラン
ダム信号と前記受信局の内部で生成した疑似ランダム信
号との相関をとることによってＮ個（Ｎ；３以上の整
数）の同期位置を捕捉し、該受信局の内部で生成した該
各同期位置における疑似ランダム信号と該受信信号に含
まれる疑似ランダム信号との位相差であるＮ個の位相情
報を生成する同期捕捉回路と、 前記各位相情報を初期位相として同期追跡を行って復調
用疑似ランダム信号をそれぞれ生成するＮ個の同期追跡
回路と、 前記受信信号と前記各復調用疑似ランダム信号とに基づ
いて該受信信号のシンボルをそれぞれ復調するＮ個のシ
ンボル復調回路と、 前記各シンボル復調回路から同一時刻に出力された各シ
ンボルを合成する合成器とを、備えたレイク受信回路に
おいて、 前記各同期追跡回路は、 前記受信信号と、前記初期位相に対して位相の進んだア
ーリ疑似ランダム信号との相関値をシンボル毎にそれぞ
れ求める第１の相関回路と、 前記受信信号と、前記初期位相に対して位相の遅れたレ
イト疑似ランダム信号との相関値をシンボル毎にそれぞ
れ求める第２の相関回路と、 前記第１の相関回路から出力された相関値に対して数シ
ンボル分の平均化を行い、第１の平均値を求める第１の
平均化回路と、 前記第２の相関回路から出力された相関値に対して数シ
ンボル分の平均化を行い、第２の平均値を求める第２の
平均化回路と、 前記第１の平均値と前記第２の平均値との差分値を求め
る差分回路と、 前記差分値に基づいたタイミングで前記アーリ疑似ラン
ダム信号、前記レイト疑似ランダム信号及び前記復調用
疑似ランダム信号を発生する疑似ランダム信号発生器と
をそれぞれ備え、 前記各シンボル復調回路は、 前記受信信号と前記復調用疑似ランダム信号との相関値
である第３の相関値をシンボル毎にそれぞれ求め、該第
３の相関値に基づく値を前記受信信号のシンボルとする
第３の相関回路と、 前記第３の相関値に基づく値と予め設定された閾値とを
比較して該第３の相関値に基づく値が該閾値よりも小さ
いとき、該当する同期追跡回路に対して前記疑似ランダ
ム信号発生器が基準となるタイミングで前記アーリ疑似
ランダム信号、前記レイト疑似ランダム信号及び前記復
調用疑似ランダム信号を発生する指令を送出する比較判
定回路とを、それぞれ備えたことを特徴とするレイク受
信回路。 - 【請求項２】 スペクトル拡散方式に基づく移動通信シ
ステムの受信局に設けられ、 空間伝搬路を伝わって来た受信信号に含まれる疑似ラン
ダム信号と前記受信局の内部で生成した疑似ランダム信
号との相関をとることによってＮ個（Ｎ；３以上の整
数）の同期位置を捕捉し、該受信局の内部で生成した該
各同期位置における疑似ランダム信号と該受信信号に含
まれる疑似ランダム信号との位相差であるＮ個の位相情
報を生成する同期捕捉回路と、 前記各位相情報を初期位相として同期追跡を行って復調
用疑似ランダム信号をそれぞれ生成するＮ個の同期追跡
回路と、 前記受信信号と前記各復調用疑似ランダム信号とに基づ
いて該受信信号のシンボルをそれぞれ復調するＮ個のシ
ンボル復調回路と、 前記各シンボル復調回路から同一時刻に出力された各シ
ンボルを合成する合成器とを、備えたレイク受信回路に
おいて、 前記各同期追跡回路は、 前記受信信号と、前記初期位相に対して１／２チップ位
相の進んだアーリ疑似ランダム信号との相関値をシンボ
ル毎にそれぞれ求める第１の相関回路と、 前記受信信号と、前記初期位相に対して１／２チップ位
相の遅れたレイト疑似ランダム信号との相関値をシンボ
ル毎にそれぞれ求める第２の相関回路と、 前記第１の相関回路から出力された相関値に対して数シ
ンボル分の平均化を行い、第１の平均値を求める第１の
平均化回路と、 前記第２の相関回路から出力された相関値に対して数シ
ンボル分の平均化を行い、第２の平均値を求める第２の
平均化回路と、 前記第１の平均値に基づく値と前記第２の平均値に基づ
く値との差分値を求める差分回路と、 前記差分値と、予め設定された第１の閾値及び該第１の
閾値よりも小さい第２の閾値とを比較し、該差分値が該
第１の閾値よりも大きい場合に第１の比較結果を出力
し、該差分値が該第１の閾値と該第２の閾値との間にあ
る場合に第２の比較結果を出力し、該差分値が該第２の
閾値よりも小さい場合に第３の比較結果を出力する閾値
回路と、 前記閾値回路から前記第２の比較結果が出力された場
合、基準となるタイミングで前記アーリ疑似ランダム信
号、前記レイト疑似ランダム信号及び前記復調用疑似ラ
ンダム信号を発生し、該閾値回路から前記第１の比較結
果が出力された場合、前記第２の比較結果が出力された
場合よりも遅いタイミングで前記アーリ疑似ランダム信
号、前記レイト疑似ランダム信号及び前記復調用疑似ラ
ンダム信号を発生し、該閾値回路から前記第３の比較結
果が出力された場合、前記第２の比較結果が出力された
場合よりも早いタイミングで前記アーリ疑似ランダム信
号、前記レイト疑似ランダム信号及び前記復調用疑似ラ
ンダム信号を発生する疑似ランダム信号発生器とをそれ
ぞれ備え、 前記各シンボル復調回路は、 前記受信信号と前記復調用疑似ランダム信号との相関値
である第３の相関値をシンボル毎にそれぞれ求め、該第
３の相関値に基づく値を前記受信信号のシンボルとする
第３の相関回路と、 前記第３の相関値に基づく値と予め設定された閾値とを
比較して該第３の相関値に基づく値が該閾値よりも小さ
いとき、該当する同期追跡回路中の前記閾値回路に対し
て前記第２の比較結果を出力する指令を送出する比較判
定回路とを、それぞれ備えたことを特徴とするレイク受
信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8217423A JPH1065573A (ja) | 1996-08-19 | 1996-08-19 | レイク受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8217423A JPH1065573A (ja) | 1996-08-19 | 1996-08-19 | レイク受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065573A true JPH1065573A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16703986
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8217423A Withdrawn JPH1065573A (ja) | 1996-08-19 | 1996-08-19 | レイク受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1065573A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100307888B1 (ko) * | 1998-09-14 | 2001-11-07 | 가네꼬 히사시 | 호 동안의 오정렬을 방지하는 다중 탐색 윈도우를 갖는 확산 스펙트럼 수신기 |
| US6940837B1 (en) | 2000-02-10 | 2005-09-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Spread spectrum demodulator |
-
1996
- 1996-08-19 JP JP8217423A patent/JPH1065573A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100307888B1 (ko) * | 1998-09-14 | 2001-11-07 | 가네꼬 히사시 | 호 동안의 오정렬을 방지하는 다중 탐색 윈도우를 갖는 확산 스펙트럼 수신기 |
| US6940837B1 (en) | 2000-02-10 | 2005-09-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Spread spectrum demodulator |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20031104 |