JPH1022988A - 受信制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 系の安定度を高く保持しながら受信性能を向
上できるようにすることを課題とする。 【解決手段】 電圧プリセット回路６は、受信開始後の
初期クロック再生で得られた位相偏差信号をループフィ
ルタ５を介して受け取ると、その位相偏差信号に基づく
制御電圧値（制御量）をＶＣＣ（電圧制御クロック）発
振回路７に対してプリセットし、初期クロック再生以降
のクロック再生で得られた位相偏差信号に基づいてＶＣ
Ｃ発振回路７を制御する場合には今回の制御電圧値とプ
リセットされた制御電圧値との差分で制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、受信制御装置に
関し、特に、無線通信においてフェーディング、受信レ
ベル、マルチパス等の外部環境の変化に対応して受信性
能を最適化する受信制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信の分野では、近年、移動体通信
の技術が伸びている。その技術で代表的なものにスペク
トラム拡散を利用したＤＳ（Direct Sequence)システム
とＦＨ（Frequency Hopping)システムとがある。これら
システムは、占有周波数帯を広げることで、耐雑音能力
と耐干渉能力とを高めている。以下にＤＳシステムの例
を挙げる。

【０００３】このＤＳシステムでは、ＰＮ（Pseudorand
om Noise）系列の自己相関関数に存在する拡散符号特有
の鋭いピークを利用して、遅相相関値と進相相関値とに
基づく同期引き込みとその保持とが実施される。

【０００４】このＤＳシステムには、例えば遅延ロック
ループ（以下にＤＬＬと称する）が使用されており、こ
れは上述した同期引き込みによって同期を一旦確立する
と、その同期確立状態を保持するように動作する。以下
に同期引き込みとその保持とを総称してクロック再生と
称する。

【０００５】ここで上記ＤＬＬについて詳述する。図１
０は従来の受信制御装置に適用されるＤＬＬの構成を示
すブロック図であり、同図において、８１は受信信号で
ある復調信号を入力する入力端子、８２，８３は乗算を
行う乗算器、８４は加算を行う加算器、８５は高周波成
分を除去するループフィルタ、８６は電圧制御クロック
（以下にＶＣＣと称する）を発振するＶＣＣ発振回路、
８７はＶＣＣに基づいて拡散符号を生成してその拡散符
号を不図示のクロックパルスに合わせてシフトするＮ
（Ｎは自然数）段帰還シフトレジスタをそれぞれ示して
いる。

【０００６】上記Ｎ段帰還シフトレジスタ８７は、拡散
符号発生回路とＮ段分のシフトレジスタとを結合して、
そのシフトレジスタの途中の２カ所にそれぞれタップを
設けている。このＮ段帰還シフトレジスタ８７では、各
タップ位置から取り出されたデータが、乗算器８２，８
３、ループフィルタ８５、及びＶＣＣ発振回路８６を介
して処理された後に、再び先頭位置に帰還する。

【０００７】次に、クロック再生について説明する。図
１０に示したＤＬＬでは、乗算器８２，８３に対して、
Ｎ段帰還シフトレジスタ８７の２つのタップ位置からそ
れぞれ拡散符号が供給される。すなわち、上記２つのタ
ップの内、一方のタップ位置からは、正しい位相よりも
少しだけ位相が遅れた拡散符号すなわち遅相拡散符号Ｌ
Ｃが取り出され、これが乗算器８３に出力される。ま
た、他方のタップ位置からは、正しい位相よりも少しだ
け位相が進んだ拡散符号すなわち進相拡散符号ＥＣが取
り出され、これが乗算器８２に出力される。

【０００８】また、乗算器８２，８３には、入力端子８
１に入力された復調信号も供給される。このため、乗算
器８２，８３は、ＰＮ系列の共通の復調信号に対してそ
れぞれ位相の異なる進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号Ｌ
Ｃを掛け合わせ、その乗算結果である進相相関値と遅相
相関値とを加算器８４に出力する。加算器８４は、入力
される進相相関値と遅相相関値とを合成して、その合成
出力をループフィルタ８５に供給する。

【０００９】加算器８４の合成出力がゼロ値になると、
受信側（ＤＬＬ）でつくるクロック周波数が図示せぬ送
信側のクロック周波数に同期したことになる。また、合
成出力がゼロ値以外の値をとった場合には、加算器８４
は、そのずれ量に比例した直流電圧を発生して、これを
位相偏差信号としてループフィルタ８５に出力する。こ
の場合、ループフィルタ８５は、入力された位相偏差信
号から高周波成分を除去して、これを後段のＶＣＣ発振
回路８６に出力する。

【００１０】ＶＣＣ発振回路８６は、高周波成分を除去
した位相偏差信号を入力すると、その位相偏差信号に基
づいて前述の合成出力がゼロ値になるようにＶＣＣの出
力を調整する。Ｎ段帰還シフトレジスタ８７は、ＶＣＣ
発振回路８６から調整されたＶＣＣの供給を受けると、
そのＶＣＣに基づく進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号Ｌ
Ｃをそれぞれ乗算器８２、乗算器８３に出力する。

【００１１】このように、従来のＤＬＬは、無線送受信
装置間に生じるクロック周波数誤差や伝送路の位相ジッ
タ量を含む定常位相偏差を取り除くために、ＰＮ系列の
位相を調整しながらクロック再生するためのフィードバ
ックループを形成している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】従来の受信制御装置は
以上のように構成されているので、クロック再生の度に
無線送受信装置間の定常位相偏差を除去するための制御
を行うが、その定常位相偏差が非常に大きいことからそ
の除去にかかる制御量も大きくなって、結果的に系の安
定度を低下させてしまうという問題点があった。特に、
クロック周波数誤差は位相ジッタ量に比べて非常に大き
い値をとるので、伝送路による位相ジッタの存否に関係
なく、クロック再生の度に、無線送受信装置間の定常位
相偏差を除去する制御が必要であった。

【００１３】また、クロック周波数誤差に対応できる同
期引き込み幅をもつためには、系の安定度を大きく見積
もる必要がある。このため、定常位相偏差の内の位相ジ
ッタ量についてはある程度の許容が必要となるので、位
相ジッタの追従性が鈍って受信性能を劣化させてしまう
という問題点があった。

【００１４】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、位相偏差の制御量を抑えて系
の安定度を高めることが可能な受信制御装置を得ること
を第１の目的とする。

【００１５】この発明は、系の安定度を高く保持しなが
ら位相ジッタの追従性を高めることで受信性能を向上さ
せることが可能な受信制御装置を得ることを第２の目的
とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するため、この発明に係る受信制御装置は、
受信開始後の初期クロック再生で生じた位相偏差に基づ
いて内部発振回路の制御量をプリセットし、初期クロッ
ク再生以降のクロック再生で生じた位相偏差に基づいて
内部発振回路を制御する場合には今回の制御量とプリセ
ットされた制御量との差分で制御する。

【００１７】従って、初期のクロックの位相偏差分の制
御量をプリセットして、以降はそのプリセットされた制
御量を差し引いた形で内部発振を制御するようにしたの
で、クロック再生の度に位相偏差を除去する動作が不要
となり、クロック再生一回当りの制御量も大幅に削減さ
れることから、系の安定度を高く保持しながら受信性能
を向上させることが可能になる。

【００１８】つぎの発明に係る受信制御装置は、受信開
始後の初期クロック再生で生じた位相偏差に基づいて内
部発振回路の制御量をプリセットし、初期クロック再生
以降のクロック再生で生じた位相偏差に基づいて内部発
振回路を制御する場合には今回の制御量とプリセットさ
れた制御量との差分で制御し、その制御量に基づいてル
ープフィルタのループゲインを現ループゲインよりも小
さくなるように制御する。

【００１９】従って、初期のクロックの位相偏差分の制
御量をプリセットし、以降はそのプリセットされた制御
量を差し引いた形で内部発振を制御するようにしてお
き、その状態でループゲインをさらに小さく抑えるよう
にループフィルタを制御するようにしたので、クロック
周波数誤差をすでに取り除いた状態でのループフィルタ
の抑制により位相ジッタ量だけを除去するだけで済み、
このため、位相ジッタへの追従性能が向上して、系の安
定度を高く保持しながら受信性能を向上させることが可
能になる。

【００２０】つぎの発明に係る受信制御装置は、受信開
始後の初期クロック再生で生じた位相偏差に基づいて内
部発振回路の制御量をプリセットし、初期クロック再生
以降のクロック再生で生じた位相偏差に基づいて内部発
振回路を制御する場合には今回の制御量とプリセットさ
れた制御量との差分で制御し、その制御量に基づいて遅
延量を現遅延量よりも小さくなるように制御する。

【００２１】従って、初期のクロックの位相偏差分の制
御量をプリセットし、以降はそのプリセットされた制御
量を差し引いた形で内部発振を制御するようにしてお
き、その状態でループゲインをさらに小さく抑えるよう
に遅延量を制御するようにしたので、クロック周波数誤
差をすでに取り除いた状態での遅延量の抑制により位相
ジッタ量だけを除去するだけで済み、このため、位相ジ
ッタへの追従性能が向上して、系の安定度を高く保持し
ながら受信性能を向上させることが可能になる。

【００２２】つぎの発明に係る受信制御装置は、時分割
多重通信において、受信開始後の初期バースト受信で生
じたクロックの位相偏差に基づいて内部発振回路の制御
量をプリセットし、初期クロック再生以降のクロック再
生で生じたクロックの位相偏差に基づいて内部発振回路
を制御する場合には今回の制御量とプリセットされた制
御量との差分で制御する。

【００２３】従って、バースト受信の最初のバースト受
信におけるクロックの位相偏差を除去対象にしても、初
期に定常位相偏差を除去しておくことから、以降はクロ
ック再生一回当りの制御量も大幅に削減されて系の安定
度が増すので、時分割多重通信においても、系の安定度
を高く保持しながら受信性能を向上させることが可能に
なる。

【００２４】つぎの発明に係る受信制御装置は、時分割
多重通信において、クロック再生で生じた位相偏差に基
づいて内部発振回路の制御量をプリセットし、続くクロ
ック再生で生じた位相偏差に基づいて内部発振回路を制
御する場合には今回の制御量と前回プリセットされた制
御量との差分で制御する。

【００２５】従って、自機に対するバースト受信の度
に、クロックの位相偏差分の制御量をプリセットするよ
うにしたので、バースト受信の度に逐次位相偏差の除去
を行うことになり、バースト受信の度に徐々にクロック
周波数誤差は小さくなる。その結果、クロック再生一回
当りの制御量を大幅に削減して系の安定度を高めること
になるので、時分割多重通信においても系の安定度を高
く保持しながら受信性能を向上させることが可能にな
る。

【００２６】つぎの発明に係る受信制御装置は、受信開
始後の初期搬送波再生で生じた位相偏差に基づいて電圧
制御発振回路の制御量をプリセットし、初期搬送波再生
以降の搬送波再生で生じた位相偏差に基づいて電圧制御
発振回路を制御する場合には今回の制御量とプリセット
された制御量との差分で制御する。

【００２７】従って、初期の搬送波の位相偏差分の制御
量をプリセットして、以降はそのプリセットされた制御
量を差し引いた形で内部発振を制御するようにしたの
で、搬送波再生の度に位相偏差を除去する動作が不要と
なり、搬送波再生一回当りの制御量も大幅に削減される
ことから、系の安定度を高く保持しながら受信性能を向
上させることが可能になる。

【００２８】つぎの発明に係る受信制御装置は、受信開
始後の初期搬送波再生で生じた位相偏差に基づいて電圧
制御発振回路の制御量をプリセットし、初期搬送波再生
以降の搬送波再生で生じた位相偏差に基づいて電圧制御
発振回路を制御する場合には今回の制御量とプリセット
された制御量との差分で制御し、その制御量に基づいて
ループフィルタのループゲインを現ループゲインよりも
小さくなるように制御する。

【００２９】従って、初期の搬送波の位相偏差分の制御
量をプリセットし、以降はそのプリセットされた制御量
を差し引いた形で内部発振を制御するようにしておき、
その状態でループゲインをさらに小さく抑えるようにル
ープフィルタを制御するようにしたので、搬送波の周波
数誤差をすでに取り除いた状態でのループフィルタの抑
制により位相ジッタ量だけを除去するだけで済み、この
ため、位相ジッタへの追従性能が向上して、系の安定度
を高く保持しながら受信性能を向上させることが可能に
なる。

【００３０】つぎの発明に係る受信制御装置は、時分割
多重通信において、受信開始後の初期バースト受信で生
じた搬送波の位相偏差に基づいて電圧制御発振回路の制
御量をプリセットし、初期搬送波再生以降の搬送波再生
で生じた搬送波の位相偏差に基づいて電圧制御発振回路
を制御する場合には今回の制御量とプリセットされた制
御量との差分で制御する。

【００３１】従って、バースト受信の最初のバースト受
信における搬送波の位相偏差を除去対象にしても、初期
に位相偏差を除去しておくことから、以降は搬送波再生
一回当りの制御量も大幅に削減されて系の安定度が増す
ので、時分割多重通信においても、系の安定度を高く保
持しながら受信性能を向上させることが可能になる。

【００３２】つぎの発明に係る受信制御装置は、時分割
多重通信において、搬送波再生で生じた位相偏差に基づ
いて電圧制御発振回路の制御量をプリセットし、続く搬
送波再生で生じた位相偏差に基づいて電圧制御発振回路
を制御する場合には今回の制御量と前回プリセットされ
た制御量との差分で制御する。

【００３３】従って、自機に対するバースト受信の度
に、搬送波の位相偏差分の制御量をプリセットするよう
にしたので、バースト受信の度に逐次位相偏差の除去を
行うことになり、バースト受信の度に徐々に搬送波の周
波数誤差は小さくなる。その結果、搬送波再生一回当り
の制御量を大幅に削減して系の安定度を高めることにな
るので、時分割多重通信においても系の安定度を高く保
持しながら受信性能を向上させることが可能になる。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下に、添付図面を参照して、こ
の発明に係る好適な実施の形態を詳細に説明する。

【００３５】（実施の形態１）この実施の形態１では、
ＤＳシステムを採用したＤＬＬ等の受信制御装置を例に
挙げて説明する。

【００３６】図１はこの発明の実施の形態１による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、１は受信信号である復調信号を入力する入
力端子、２，３は乗算を行う乗算器、４は加算を行う加
算器、５は高周波成分を除去するループフィルタ、６は
後述するＶＣＣ発振回路７に対する制御電圧値を変更す
る電圧プリセット回路、７は電圧プリセット回路６の制
御電圧値に従ってＶＣＣを発振するＶＣＣ発振回路、８
はＶＣＣに基づいて拡散符号を生成してその拡散符号を
不図示のクロックパルスに合わせてシフトするＮ段帰還
シフトレジスタをそれぞれ示している。

【００３７】上記Ｎ段帰還シフトレジスタ８は、図示せ
ぬが、ＶＣＣ発振回路７の制御電圧値に基づいて拡散符
号を発生する拡散符号発生回路と、その拡散符号をビッ
ト単位でシフトさせるＮ段分のシフトレジスタとを結合
させている。そのシフトレジスタには、その途中の２カ
所にそれぞれタップ８ａ，８ｂが設けられている。この
Ｎ段帰還シフトレジスタ８では、各タップ８ａ，８ｂか
ら取り出されたデータが、乗算器２，３、ループフィル
タ５、電圧プリセット回路６、及びＶＣＣ発振回路７を
介して処理された後に、再び先頭位置に帰還する。

【００３８】次に、クロック再生について説明する。図
１に示した受信制御装置では、乗算器２，３に対して、
Ｎ段帰還シフトレジスタ８の２つのタップ８ａ，８ｂか
らそれぞれ拡散符号が供給される。すなわち、上記２つ
のタップ８ａ，８ｂの内、一方のタップ８ｂから遅相拡
散符号ＬＣが取り出され、これが乗算器３に出力され
る。また、他方のタップ８ａから進相拡散符号ＥＣが取
り出され、これが乗算器２に出力される。

【００３９】また、乗算器２，３には、入力端子１に入
力された復調信号も供給される。このため、乗算器２，
３は、ＰＮ系列の共通の復調信号に対してそれぞれ位相
の異なる進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号ＬＣを掛け合
わせ、その乗算結果である進相相関値と遅相相関値とを
加算器４に出力する。そして、加算器４は、入力される
進相相関値と遅相相関値とを合成して、その合成出力を
ループフィルタ５に供給する。

【００４０】加算器４の合成出力がゼロ値になると、受
信側（自機）でつくるクロック周波数の位相が図示せぬ
送信側のクロック周波数の位相に同期したことになり、
これは位相偏差が除去されたことに相当する。また、合
成出力がゼロ値以外の値をとった場合には、加算器４
は、電圧プリセット回路６で検出した位相のずれ量に比
例した直流電圧を発生して、これを位相偏差信号として
ループフィルタ５に出力する。この場合、ループフィル
タ５は、入力された位相偏差信号から高周波成分を除去
して、これを後段の電圧プリセット回路６に出力する。

【００４１】この電圧プリセット回路６では、次式
（１）〜（３）の手順によりＶＣＣ発振回路７の制御電
圧値が求められる。すなわち、 ｐ（１）＝ｐ（０）＋Δｍ（０） ・・・（１） ｐ（０）→ｐ（１） ・・・（２） ｐ（ｔ）＝ｐ（１）＋Δｎ（ｔ） ・・・（３） となる。

【００４２】上記式（１）〜（３）において、ｐ（０）
はＶＣＣ発振回路７の最初の無制御状態における制御電
圧値、ｐ（１）はプリセットする無制御状態の制御電圧
値、Δｍ（０）は復調信号により最初に発生するループ
フィルタ５からの電圧値とＶＣＣ発振回路７の最初の無
制御状態にける制御電圧値との差、ｐ（ｔ）はプリセッ
ト後に発生する制御電圧値、Δｎ（ｔ）はプリセット後
の復調信号により発生するループフィルタ５からの電圧
値とＶＣＣ発振回路７の制御電圧値ｐ（ｔ）との差をそ
れぞれ示している。

【００４３】電圧プリセット回路６は、上述した式
（１）〜（３）の手順に従って制御電圧値ｐ（ｔ）を求
め、その制御電圧値ｐ（ｔ）に従ってＶＣＣ発振回路７
を駆動制御する。

【００４４】ＶＣＣ発振回路７は、電圧プリセット回路
６から受け取った制御電圧値ｐ（ｔ）に基づいて加算器
４の合成出力がゼロ値になるようにＶＣＣの出力を調整
する。Ｎ段帰還シフトレジスタ８は、ＶＣＣ発振回路７
から調整されたＶＣＣの供給を受けると、そのＶＣＣに
基づく進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号ＬＣをそれぞれ
乗算器２、乗算器３に出力する。

【００４５】このように、実施の形態１によれば、最初
の同期引き込みの際に、電圧プリセット回路６で初期の
定常位相偏差分の制御量をプリセットするようにしたの
で、以降はそのプリセットされた制御量を差し引いた形
でのＶＣＣ発振回路７の駆動制御で済む。すなわち、ク
ロック再生の度に無線送受信装置間の定常位相偏差を除
去する動作が不要となり、これはクロック再生における
処理と時間を効率化すると共に、伝送路の位相ジッタに
よる定常位相偏差に対しても、系の安定度を保ちながら
除去することが可能になる。

【００４６】従って、定常位相偏差が小さくなると、ク
ロック再生一回当りの制御量も大幅に削減されて、系の
安定度が増すことから、系の安定度を高く保持しながら
受信性能を向上させることが可能になる。

【００４７】（実施の形態２）この実施の形態２でも、
前述した実施の形態１と同様に、ＤＳシステムを採用し
たＤＬＬ等の受信制御装置を例に挙げて説明する。

【００４８】図２はこの発明の実施の形態２による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、１１は受信信号である復調信号を入力する
入力端子、１２，１３は乗算を行う乗算器、１４は加算
を行う加算器、１５は後述するループフィルタ設定回路
１７の制御に従ってループゲインを変更する高周波成分
除去用の可変ループフィルタ、１６はＶＣＣ発振回路１
８に対する制御電圧値を変更する電圧プリセット回路、
１７は可変ループフィルタ１５のループゲインを制御す
るループフィルタ設定回路、１８は電圧プリセット回路
１６の制御電圧値に従ってＶＣＣを発振するＶＣＣ発振
回路、１９はＶＣＣに基づいて拡散符号を生成してその
拡散符号を不図示のクロックパルスに合わせてシフトす
るＮ段帰還シフトレジスタをそれぞれ示している。

【００４９】Ｎ段帰還シフトレジスタ１９は、前述した
実施の形態１と同様に図示せぬ拡散符号発生回路とシフ
トレジスタとを有しており、そのシフトレジスタの途中
の２カ所にそれぞれタップ１９ａ，１９ｂを設けてい
る。このＮ段帰還シフトレジスタ１９では、各タップ１
９ａ，１９ｂから取り出されたデータが、乗算器１２，
１３、可変ループフィルタ１５、電圧プリセット回路１
６、及びＶＣＣ発振回路１８を介して処理された後に、
再び先頭位置に帰還する。

【００５０】次に、クロック再生について説明する。図
２に示した受信制御装置では、乗算器１２，１３に対し
て、Ｎ段帰還シフトレジスタ１９の２つのタップ１９
ａ，１９ｂからそれぞれ拡散符号が供給される。すなわ
ち、上記２つのタップ１９ａ，１９ｂの内、一方のタッ
プ１９ｂから遅相拡散符号ＬＣが取り出され、これが乗
算器１３に出力される。また、他方のタップ１９ａから
進相拡散符号ＥＣが取り出され、これが乗算器１２に出
力される。

【００５１】また、乗算器１２，１３には、入力端子１
１に入力された復調信号も供給される。このため、乗算
器１２，１３は、ＰＮ系列の共通の復調信号に対してそ
れぞれ位相の異なる進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号Ｌ
Ｃを掛け合わせ、その乗算結果である進相相関値と遅相
相関値とを加算器１４に出力する。そして、加算器１４
は、入力される進相相関値と遅相相関値とを合成して、
その合成出力を可変ループフィルタ１５に供給する。

【００５２】加算器１４の合成出力がゼロ値になると、
受信側（自機）でつくるクロック周波数の位相が図示せ
ぬ送信側のクロック周波数の位相に同期したことにな
る。また、合成出力がゼロ値以外の値をとった場合に
は、加算器１４は、電圧プリセット回路１６で検出した
ずれ量に比例した直流電圧を発生して、これを位相偏差
信号として可変ループフィルタ１５に出力する。この場
合、可変ループフィルタ１５は、入力された位相偏差信
号から高周波成分を除去して、これを後段の電圧プリセ
ット回路１６に出力する。

【００５３】この電圧プリセット回路１６は、前述した
実施の形態１と同様に、前述した式（１）〜（３）の手
順によりＶＣＣ発振回路１８の制御電圧値ｐ（ｔ）を求
め、その制御電圧値ｐ（ｔ）に従ってＶＣＣ発振回路１
８を駆動制御する。

【００５４】この実施の形態２では、電圧プリセット回
路１６の出力にループフィルタ設定回路１７が結合され
ている。このループフィルタ設定回路１７は、電圧プリ
セット回路１６から出力される無制御状態での制御電圧
値ｐ（ｔ）に基づいてループゲインが現ループゲインよ
りも小さくなるようにループゲイン制御信号ＬＧを生成
し、これを可変ループフィルタ１５に出力する。

【００５５】その際、可変ループフィルタ１５は、その
ループゲイン制御信号ＬＧを受け取ると、そのループゲ
イン制御信号ＬＧに基づいて加算器１４から出力される
合成出力をさらにループゲインが小さくなるように低域
通過させ、これを電圧プリセット回路１６に供給する。

【００５６】また、ＶＣＣ発振回路１８は、電圧プリセ
ット回路１６から受け取った制御電圧値ｐ（ｔ）に基づ
いて加算器２４の合成出力がゼロ値になるようにＶＣＣ
の出力を調整する。ＶＣＣ発振回路１８に入力される制
御電圧値ｐ（ｔ）は、無制御状態において、可変ループ
フィルタ１５、電圧プリセット回路１６、及びループフ
ィルタ設定回路１７間の処理で制御電圧値のプリセット
とループゲインの低減とを施した結果となる。

【００５７】そして、Ｎ段帰還シフトレジスタ１９は、
ＶＣＣ発振回路１８から調整されたＶＣＣの供給を受け
ると、そのＶＣＣに基づく進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散
符号ＬＣをそれぞれ乗算器１２、乗算器１３に出力す
る。

【００５８】このように、実施の形態２によれば、最初
の同期引き込みの際に、電圧プリセット回路１６で初期
の定常位相偏差に対する制御電圧値ｐ（ｔ）を求めた後
に、ループフィルタ設定回路１７でその制御電圧値ｐ
（ｔ）に基づいてループゲインをさらに小さく抑えるよ
うに可変ループフィルタ１５を制御するようにしたの
で、クロック周波数誤差をすでに取り除いた状態での可
変ループフィルタ１５の抑制により位相ジッタ量だけを
除去することが可能になる。従って、位相ジッタへの追
従性能が向上するので、系の安定度を高く保持しながら
受信性能を向上させることが可能になる。

【００５９】また、この実施の形態２でも、前述した実
施の形態１と同様に、定常位相偏差が小さくなると、ク
ロック再生一回当りの制御量も大幅に削減されて、系の
安定度が増すので、伝送路の位相ジッタによる定常位相
偏差に対しても、系の安定度を保ちながら除去すること
が可能になる。

【００６０】（実施の形態３）この実施の形態３でも、
前述した実施の形態１と同様に、ＤＳシステムを採用し
たＤＬＬ等の受信制御装置を例に挙げて説明する。

【００６１】図３はこの発明の実施の形態３による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、２１は受信信号である復調信号を入力する
入力端子、２２，２３は乗算を行う乗算器、２４は加算
を行う加算器、２５は高周波成分を除去するループフィ
ルタ、２６はＶＣＣ発振回路２８に対する制御電圧値を
変更する電圧プリセット回路、２７は後述するＮ段帰還
シフトレジスタ２９の出力タップ位置を切り換えて位相
の遅延量（進相拡散符号と遅相拡散符号との位相差）を
変更する遅延量設定回路、２８は電圧プリセット回路２
６の制御電圧値に従ってＶＣＣを発振するＶＣＣ発振回
路、２９はＶＣＣに基づいて拡散符号を生成してその拡
散符号を不図示のクロックパルスに合わせてシフトする
Ｎ段帰還シフトレジスタをそれぞれ示している。

【００６２】Ｎ段帰還シフトレジスタ２９は、前述した
実施の形態１と同様に、図示せぬ拡散符号発生回路とＮ
段分のシフトレジスタとを有している。そのシフトレジ
スタは、Ｎ段のレジスタにそれぞれタップ２９−１〜２
９−Ｎを接続させており、タップ２９−１〜２９−Ｎの
内で、遅延量設定回路２７２７から供給されるタップ切
換信号ＴＳに従って進相拡散符号と遅相拡散符号の各出
力タップ位置を切り換える。ここで、進相拡散符号の出
力タップ位置をタップ２９ａ、遅相拡散符号の出力タッ
プ位置をタップ２９ｂとする。

【００６３】Ｎ段帰還シフトレジスタ２９では、各タッ
プ２９ａ，２９ｂから取り出されたデータが、乗算器２
２，２３、ループフィルタ２５、電圧プリセット回路２
６、及びＶＣＣ発振回路２８を介して処理された後に、
再び先頭位置に帰還する。

【００６４】次に、クロック再生について説明する。図
３に示した受信制御装置では、乗算器２２，２３に対し
て、Ｎ段帰還シフトレジスタ２９の２つのタップ２９
ａ，２９ｂからそれぞれ拡散符号が供給される。すなわ
ち、上記２つのタップ２９ａ，２９ｂの内、一方のタッ
プ２９ｂから遅相拡散符号ＬＣが取り出され、これが乗
算器２３に出力される。また、他方のタップ２９ａから
進相拡散符号ＥＣが取り出され、これが乗算器２２に出
力される。

【００６５】また、乗算器２２，２３には、入力端子１
１に入力された復調信号も供給される。このため、乗算
器２２，２３は、ＰＮ系列の共通の復調信号に対してそ
れぞれ位相の異なる進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号Ｌ
Ｃを掛け合わせ、その乗算結果である進相相関値と遅相
相関値とを加算器２４に出力する。そして、加算器１４
は、入力される進相相関値と遅相相関値とを合成して、
その合成出力を可変ループフィルタ２５に供給する。

【００６６】加算器２４の合成出力がゼロ値になると、
受信側（自機）でつくるクロック周波数が図示せぬ送信
側のクロック周波数に同期したことになる。また、合成
出力がゼロ値以外の値をとった場合には、加算器２４
は、電圧プリセット回路２６で検出したずれ量に比例し
た直流電圧を発生して、これを位相偏差信号としてルー
プフィルタ２５に出力する。この場合、ループフィルタ
２５は、入力された位相偏差信号から高周波成分を除去
して、これを後段の電圧プリセット回路２６に出力す
る。

【００６７】この電圧プリセット回路２６では、前述し
た実施の形態１と同様に、式（１）〜（３）の手順によ
りＶＣＣ発振回路２８の制御電圧値ｐ（ｔ）を求め、そ
の制御電圧値ｐ（ｔ）に従ってＶＣＣ発振回路２８を駆
動制御する。

【００６８】この実施の形態３では、電圧プリセット回
路２６の出力に遅延量設定回路２７が結合されており、
この遅延量設定回路２７は、電圧プリセット回路２６か
ら出力される無制御状態での制御電圧値ｐ（ｔ）に基づ
いてループゲインが現ループゲインよりも小さくなるよ
うに遅延量の設定を変更する。具体的には、遅延量設定
回路２７は、その変更すべき遅延量に基づいてタップ切
換信号ＴＳを生成し、これをＮ段帰還シフトレジスタ２
９に出力する。

【００６９】Ｎ段帰還シフトレジスタ２９は、そのタッ
プ切換信号ＴＳを受け取ると、そのタップ切換信号ＴＧ
に基づいて出力タップ位置を切り換える。これにより、
乗算器２２，２３に出力される進相拡散符号と遅相拡散
符号との位相差が変化するので、加算器２４では、遅延
量の設定が変更された形で進相相関値と遅相相関値との
合成が行われる。この加算器２４の合成によりループゲ
インは小さく抑えられ、その合成出力は後段のループフ
ィルタ２５を介して電圧プリセット回路２６に供給され
る。

【００７０】また、ＶＣＣ発振回路２８は、電圧プリセ
ット回路２６から受け取った制御電圧値ｐ（ｔ）に基づ
いて加算器２４の合成出力がゼロ値になるようにＶＣＣ
の出力を調整する。ＶＣＣ発振回路２８に入力される制
御電圧値ｐ（ｔ）は、無制御状態において、ループフィ
ルタ２５、電圧プリセット回路２６、及び遅延量設定回
路２７間の処理で制御電圧値のプリセットとループゲイ
ンの低減とを施した結果となる。

【００７１】そして、Ｎ段帰還シフトレジスタ２９は、
ＶＣＣ発振回路２８から調整されたＶＣＣの供給を受け
ると、そのＶＣＣに基づく拡散符号の進相拡散符号Ｅ
Ｃ、遅相拡散符号ＬＣをそれぞれ乗算器２２、乗算器２
３に出力する。

【００７２】このように、実施の形態３によれば、最初
の同期引き込みの際に、電圧プリセット回路２６で初期
の定常位相偏差に対する制御電圧値ｐ（ｔ）を求め、遅
延量設定回路２７でその制御電圧値ｐ（ｔ）に基づいて
ループゲインをさらに小さく抑えるようにＮ段帰還シフ
トレジスタ２９の遅延量を制御するようにしたので、そ
のループゲインの抑制で位相ジッタ量に対する制御も機
能して、位相ジッタへの追従性能が向上する。

【００７３】また、この実施の形態３でも、前述した実
施の形態１と同様に、定常位相偏差が小さくなると、ク
ロック再生一回当りの制御量も大幅に削減されて、系の
安定度が増すので、伝送路の位相ジッタによる定常位相
偏差に対しても、系の安定度を保ちながら除去すること
が可能になる。その結果、系の安定度を高く保持しなが
ら受信性能を向上させることが可能になる。

【００７４】（実施の形態４）前述した実施の形態１〜
３は、以下に説明する時分割多重通信（以下にＴＤＭＡ
と称する）にも適用することができる。そこで、この実
施の形態４では、前述の電圧プリセット回路６，１６，
２６をＴＤＭＡに適用した場合の一例を示す。

【００７５】図４はこの発明の実施の形態４による定常
位相偏差の除去方法を説明する図である。ＴＤＭＡは、
図４に示した如く、複数の受信制御装置に割り当てられ
たスロットｃｈ１…に対して無線送信装置のバースト信
号を送信するシステムである。

【００７６】実施の形態４における電圧プリセット回路
では、例えば自機にスロットｃｈ１が割り当てられた場
合に、最初のスロットＳＬ１で送信相手（無線送信装
置）と自機（受信制御装置）との間の定常位相偏差（ク
ロック周波数誤差）を読み取り、その定常位相偏差に基
づいて自機のクロック周波数に補正をかけ、定常位相偏
差の除去を実施する。このようにして、次のバースト受
信（スロットＳＬ２）に備えることができる。

【００７７】このように、実施の形態４によれば、ＴＤ
ＭＡへの適用では、バースト受信の最初のスロットにお
ける定常位相偏差を除去対象にしており、この場合に
も、前述した実施の形態１〜３の各効果に共通して、初
期に定常位相偏差を除去しておくことから、以降はクロ
ック再生一回当りの制御量も大幅に削減されて系の安定
度が増すので、系の安定度を高く保持しながら受信性能
を向上させることが可能になる。

【００７８】（実施の形態５）この実施の形態５は、実
施の形態１による受信制御装置をＴＤＭＡに適用したも
のである。

【００７９】図５はこの発明の実施の形態５による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、３１は受信バースト信号を復調した復調信
号を入力する入力端子、３２，３３は乗算を行う乗算
器、３４は加算を行う加算器、３５は高周波成分を除去
するループフィルタ、３６は後述するＶＣＣ発振回路３
７に対する制御電圧値を自機スロットへのバースト受信
の度に変更する逐次電圧プリセット回路、３７は逐次電
圧プリセット回路３６の制御電圧値に従ってＶＣＣを発
振するＶＣＣ発振回路、３８はＶＣＣに基づいて拡散符
号を生成してその拡散符号を不図示のクロックパルスに
合わせてシフトするＮ段帰還シフトレジスタをそれぞれ
示している。

【００８０】上記Ｎ段帰還シフトレジスタ３８は、図示
せぬが、ＶＣＣ発振回路３７の制御電圧値に基づいて拡
散符号を発生する拡散符号発生回路と、その拡散符号を
ビット単位でシフトさせるＮ段分のシフトレジスタとを
結合させている。そのシフトレジスタには、その途中の
２カ所にそれぞれタップ３８ａ，３８ｂが設けられてい
る。このＮ段帰還シフトレジスタ３８では、各タップ３
８ａ，３８ｂから取り出されたデータが、乗算器３２，
３３、ループフィルタ３５、電圧プリセット回路３６、
及びＶＣＣ発振回路３７を介して処理された後に、再び
先頭位置に帰還する。

【００８１】次に、クロック再生について説明する。図
５に示した受信制御装置では、乗算器３２，３３に対し
て、Ｎ段帰還シフトレジスタ３８の２つのタップ３８
ａ，３８ｂからそれぞれ拡散符号が供給される。すなわ
ち、上記２つのタップ３８ａ，３８ｂの内、一方のタッ
プ３８ｂから遅相拡散符号ＬＣが取り出され、これが乗
算器３３に出力される。また、他方のタップ３８ａから
進相拡散符号ＥＣが取り出され、これが乗算器３２に出
力される。

【００８２】また、乗算器３２，３３には、入力端子３
１に入力された復調信号も供給される。このため、乗算
器３２，３３は、ＰＮ系列の共通の復調信号に対してそ
れぞれ位相の異なる進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号Ｌ
Ｃを掛け合わせ、その乗算結果である進相相関値と遅相
相関値とを加算器３４に出力する。そして、加算器３４
は、入力される進相相関値と遅相相関値とを合成して、
その合成出力をループフィルタ３５に供給する。

【００８３】加算器３４の合成出力がゼロ値になると、
受信側（自機）でつくるクロック周波数が図示せぬ送信
側のクロック周波数に同期したことになる。また、合成
出力がゼロ値以外の値をとった場合には、加算器３４
は、逐次電圧プリセット回路３６で検出したずれ量に比
例した直流電圧を発生して、これを位相偏差信号として
ループフィルタ３５に出力する。この場合、ループフィ
ルタ３５は、入力された位相偏差信号から高周波成分を
除去して、これを後段の逐次電圧プリセット回路３６に
出力する。

【００８４】この逐次電圧プリセット回路３６では、前
述した実施の形態１と同様に、前述の式（１）〜（３）
の手順によりＶＣＣ発振回路３７の制御電圧値ｐ（ｔ）
が求められる。すなわち、この逐次電圧プリセット回路
３６は、自機スロットにおけるバースト受信の際には逐
次制御電圧値をプリセットする。

【００８５】ＶＣＣ発振回路３７は、逐次電圧プリセッ
ト回路６から受け取った制御電圧値ｐ（ｔ）に基づいて
加算器４の合成出力がゼロ値になるようにＶＣＣの出力
を調整する。Ｎ段帰還シフトレジスタ３８は、ＶＣＣ発
振回路７から調整されたＶＣＣの供給を受けると、その
ＶＣＣに基づく進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号ＬＣを
それぞれ乗算器３２、乗算器３３に出力する。

【００８６】このように、実施の形態５によれば、自機
に対するバースト受信の度に、逐次電圧プリセット回路
３６で定常位相偏差分の制御量をプリセットするように
したので、ＴＤＭＡがバースト通信を前提としたシステ
ムであることから、バースト受信の度に逐次定常位相偏
差の除去を行うことになる。その結果、バースト受信の
度に徐々にクロック周波数誤差を小さくしていくことが
可能になる。これは、前述した実施の形態１と共通し
て、クロック再生一回当りの制御量を大幅に削減して系
の安定度を高めることになるので、ＴＤＭＡに適用して
も、系の安定度を高く保持しながら受信性能を向上させ
ることが可能になる。

【００８７】（実施の形態６）この実施の形態６は、前
述の実施の形態１による受信制御装置をコスタスループ
型の搬送波再生回路に適用したものである。

【００８８】図６はこの発明の実施の形態６による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、４１は受信された搬送波信号の中間周波数
帯信号（以下にＩＦ（Intermediate Frequency）信号と
称する）を復調した復調信号を入力するＩＦ入力端子、
４２は後述する電圧制御発振回路（以下にＶＣＯと称す
る）４８の出力に９０゜の位相差を与えて後述のミキサ
４３Ｂに出力する９０゜位相器、４３Ａ，４３ＢはＩＦ
信号を９０゜位相がずれた形で復調するミキサ、４４
Ａ，４４Ｂは高周波成分を除去するローパスフィルタ
（以下にＬＰＦと称する）、４５は乗算により位相を比
較する位相比較器、４６は高周波成分を除去するループ
フィルタ、４７は後述するＶＣＯ４８に対する制御電圧
値を変更する電圧プリセット回路、４８は電圧プリセッ
ト回路４７の制御電圧値に従って局部発振器信号を発振
するＶＣＯをそれぞれ示している。

【００８９】次に、送受信間の搬送波の周波数位相を再
生する搬送波再生について説明する。図６に示したコス
タスループ型の搬送波再生回路では、ＩＦ入力端子４１
に入力されたＩＦ信号が２系統に分岐され、一方はミキ
サ４３Ａに出力され、他方はミキサ４３Ｂに出力され
る。これらミキサ４３Ａ，４３Ｂでは、ＶＣＯ４８から
局部発信器信号が供給されることで、入力されたＩＦ信
号に基づく復調が行われる。その際、ＶＣＯ４８とミキ
サ４３Ｂとの間には９０゜位相器４２が結合されている
ので、ミキサ４３Ｂでは、入力されたＩＦ信号がミキサ
４３Ａとは局部発信器信号に９０゜の位相差をもった局
部発信器信号によって復調される。

【００９０】ミキサ４３Ａ，４３Ｂで復調された信号は
それぞれＬＰＦ４４Ａ，４４Ｂに出力され、帯域制限を
与えるためにその入力信号から高周波成分が除去され
る。ＬＰＦ４４Ａ，４４Ｂから出力された信号は位相比
較器４５によって乗算され、その乗算結果は位相偏差信
号としてさらにループフィルタ４６に出力される。この
ループフィルタ４６では、入力された位相偏差信号から
高周波成分が除去される。

【００９１】位相比較器４５の出力すなわち位相偏差信
号がゼロ値になると、受信側（自機）でつくる搬送波周
波数が図示せぬ送信側の搬送波周波数に同期したことに
なる。また、位相偏差信号がゼロ値以外の値をとった場
合には、位相比較器４５は、電圧プリセット回路４７で
検出したずれ量に比例した直流電圧を発生して、これを
位相偏差信号としてループフィルタ４６に出力する。こ
の場合、ループフィルタ４６は、入力された位相偏差信
号から高周波成分を除去して、これを後段の電圧プリセ
ット回路４７に出力する。

【００９２】この電圧プリセット回路４７では、次式
（４）〜（６）の手順によりＶＣＯ４８の制御電圧値が
求められる。すなわち、 ｑ（１）＝ｑ（０）＋Δｕ（０） ・・・（４） ｑ（０）→ｑ（１） ・・・（５） ｑ（ｔ）＝ｑ（１）＋Δｖ（ｔ） ・・・（６） となる。

【００９３】上記式（１）〜（３）において、ｑ（０）
はＶＣＯ４８の最初の無制御状態における制御電圧値、
ｑ（１）はプリセットする無制御状態の制御電圧値、Δ
ｕ（０）は復調信号により最初に発生するループフィル
タ４６からの電圧値とＶＣＯ４８の最初の無制御状態に
おける制御電圧値との差、ｑ（ｔ）はプリセット後に発
生する制御電圧値、Δｖ（ｔ）はプリセット後の復調信
号により発生するループフィルタ４６からの電圧値とＶ
ＣＯ４８の制御電圧値ｑ（ｔ）との差をそれぞれ示して
いる。

【００９４】電圧プリセット回路４７は、上述した式
（４）〜（６）の手順に従って制御電圧値ｑ（ｔ）を求
め、その制御電圧値ｑ（ｔ）に従ってＶＣＯ４８を駆動
制御する。

【００９５】ＶＣＯ４８は、電圧プリセット回路４７か
ら受け取った制御電圧値ｑ（ｔ）に基づいて位相比較器
４５の位相偏差信号がゼロ値になるように局部発信器信
号を調整する。

【００９６】このように、実施の形態６によれば、最初
の同期引き込みの際に、電圧プリセット回路４７で初期
の搬送波の周波数位相偏差分の制御量をプリセットする
ようにしたので、以降はそのプリセットされた制御量を
差し引いた形でのＶＣＯ４８の駆動制御で済む。すなわ
ち、搬送波再生の度に無線送受信装置間の周波数位相偏
差を除去する動作が不要となり、これは搬送波再生にお
ける処理と時間を効率化すると共に、伝送路の位相ジッ
タによる定常位相偏差に対しても、系の安定度を保ちな
がら除去することが可能になる。

【００９７】従って、搬送波位相偏差が小さくなると、
搬送波再生一回当りの制御量も大幅に削減されて、系の
安定度が増すことから、系の安定度を高く保持しながら
受信性能を向上させることが可能になる。

【００９８】（実施の形態７）この実施の形態７は、前
述の実施の形態１による受信制御装置をコスタスループ
型の搬送波再生回路に適用したものである。

【００９９】図７はこの発明の実施の形態７による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、５１は受信された搬送波信号のＩＦ信号を
復調した復調信号を入力するＩＦ入力端子、５２は後述
するＶＣＯ５９の出力に９０゜の位相差を与えて後述の
ミキサ５３Ｂに出力する９０゜位相器、５３Ａ，５３Ｂ
はＩＦ信号を９０゜位相がずれた形で復調するミキサ、
５４Ａ，５４Ｂは高周波成分を除去するＬＰＦ、５５は
乗算により位相を比較する位相比較器、５６は後述する
ループフィルタ５８の制御に従ってループゲインを変更
する高周波成分除去用のループフィルタ、５７は後述す
るＶＣＯ５９に対する制御電圧値を変更する電圧プリセ
ット回路、５８は可変ループフィルタ５６のループゲイ
ンを制御するループフィルタ回路、５９は電圧プリセッ
ト回路５７の制御電圧値に従って局部発振器信号を発振
するＶＣＯをそれぞれ示している。

【０１００】次に、搬送波再生について説明する。図７
に示したコスタスループ型の搬送波再生回路では、ＩＦ
入力端子５１に入力されたＩＦ信号が２系統に分岐さ
れ、一方はミキサ５３Ａに出力され、他方はミキサ５３
Ｂに出力される。これらミキサ５３Ａ，５３Ｂには、Ｖ
ＣＯ５８から局部発信器信号が出力されることで、ＩＦ
信号に基づく復調が行われる。その際、ＶＣＯ５８とミ
キサ５３Ｂとの間には９０゜位相器５２が結合されてい
るので、ミキサ５３Ｂでは、入力されたＩＦ信号がミキ
サ５３Ａとは局部発信器信号に９０゜の位相差をもった
局部発信器信号によって復調される。

【０１０１】ミキサ５３Ａ，５３Ｂで復調された信号は
それぞれＬＰＦ５４Ａ，５４Ｂに出力され、帯域制限を
与えるためにその入力信号から高周波成分が除去され
る。ＬＰＦ５４Ａ，５４Ｂから出力された信号は位相比
較器５５によって乗算され、その乗算結果は位相偏差信
号としてさらにループフィルタ５６に出力される。この
ループフィルタ５６では、入力された位相偏差信号から
高周波成分が除去される。

【０１０２】位相比較器５５の出力すなわち位相偏差信
号がゼロ値になると、受信側（自機）でつくる搬送波周
波数が図示せぬ送信側の搬送波周波数に同期したことに
なる。また、位相偏差信号がゼロ値以外の値をとった場
合には、位相比較器５５は、電圧プリセット回路５７で
検出したずれ量に比例した直流電圧を発生して、これを
位相偏差信号としてループフィルタ５６に出力する。こ
の場合、ループフィルタ５６は、入力された位相偏差信
号から高周波成分を除去して、これを後段の電圧プリセ
ット回路５７に出力する。

【０１０３】この電圧プリセット回路５７は、前述した
実施の形態６と同様に、前述した式（４）〜（６）の手
順によりＶＣＯ５９の制御電圧値ｑ（ｔ）を求め、その
制御電圧値ｑ（ｔ）に従ってＶＣＯ５９を駆動制御す
る。

【０１０４】この実施の形態７では、電圧プリセット回
路５７の出力にループフィルタ設定回路５８が結合され
ている。このループフィルタ設定回路５８は、電圧プリ
セット回路５７から出力される無制御状態での制御電圧
値ｑ（ｔ）に基づいてループゲインが現ループゲインよ
りも小さくなるようにループゲイン制御信号ＬＧを生成
し、これを可変ループフィルタ５６に出力する。

【０１０５】その際、可変ループフィルタ５６は、その
ループゲイン制御信号ＬＧを受け取ると、そのループゲ
イン制御信号ＬＧに基づいて位相比較器５５から出力さ
れる位相偏差信号をさらにループゲインが小さくなるよ
うに低域通過させ、これを電圧プリセット回路５７に供
給する。

【０１０６】ＶＣＯ５９は、電圧プリセット回路５７か
ら受け取った制御電圧値ｑ（ｔ）に基づいて位相比較器
５５の位相偏差信号がゼロ値になるように局部発信器信
号を調整する。

【０１０７】このように、実施の形態７によれば、最初
の同期引き込みの際に、電圧プリセット回路５６で初期
の搬送波の周波数位相偏差に対する制御電圧値ｑ（ｔ）
を求めた後に、ループフィルタ設定回路５８でその制御
電圧値ｑ（ｔ）に基づいてループゲインをさらに小さく
抑えるように可変ループフィルタ５６を制御するように
したので、周波数位相誤差をすでに取り除いた状態での
可変ループフィルタ５６の抑制により位相ジッタ量だけ
を除去することが可能になる。従って、位相ジッタへの
追従性能が向上するので、系の安定度を高く保持しなが
ら受信性能を向上させることが可能になる。

【０１０８】また、この実施の形態７でも、前述した実
施の形態６と同様に、周波数位相偏差が小さくなると、
搬送波再生一回当りの制御量も大幅に削減されて、系の
安定度が増すので、伝送路の位相ジッタによる周波数位
相偏差に対しても、系の安定度を保ちながら除去するこ
とが可能になる。

【０１０９】（実施の形態８）前述した実施の形態６，
７は、以下に説明するＴＤＭＡにも適用することができ
る。そこで、この実施の形態８では、前述の電圧プリセ
ット回路４７，５７をＴＤＭＡに適用した場合の一例を
示す。

【０１１０】実施の形態８における電圧プリセット回路
では、実施の形態４と同様に例えば自機にスロットｃｈ
１が割り当てられた場合に（図４参照）、最初のスロッ
トＳＬ１で送信相手（無線送信装置）と自機（受信制御
装置）との間の周波数位相偏差を読み取り、その周波数
位相偏差に基づいて自機の搬送波周波数に補正をかけ、
周波数位相偏差の除去を実施する。このようにして、次
のバースト受信（スロットＳＬ２）に備えることができ
る。

【０１１１】このように、実施の形態８によれば、実施
の形態４と同様に、ＴＤＭＡへの適用では、バースト受
信の最初のスロットにおける搬送波の周波数位相偏差を
除去対象にしており、この場合にも、前述した実施の形
態６，７の各効果に共通して、初期に周波数位相偏差を
除去しておくことから、以降は搬送波再生一回当りの制
御量も大幅に削減されて系の安定度が増すので、系の安
定度を高く保持しながら受信性能を向上させることが可
能になる。

【０１１２】（実施の形態９）この実施の形態９は、前
述の実施の形態６による受信制御装置をＴＤＭＡに適用
したものである。

【０１１３】図８はこの発明の実施の形態９による受信
制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、６１は受信された搬送波信号のＩＦ信号を
復調した復調信号を入力するＩＦ入力端子、６２は後述
するＶＣＯ６８の出力に９０゜の位相差を与えて後述の
ミキサ６３Ｂに出力する９０゜位相器、６３Ａ，６４Ｂ
はＩＦ信号を９０゜位相がずれた形で復調するミキサ、
６４Ａ，６４Ｂは高周波成分を除去するＬＰＦ、６５は
乗算により位相を比較する位相比較器、６６は高周波成
分を除去するループフィルタ、６７は後述するＶＣＯ６
８に対する制御電圧値を自機スロットへのバースト受信
の度に変更する逐次電圧プリセット回路、６８は電圧プ
リセット回路６７の制御電圧値に従って局部発振器信号
を発振するＶＣＯをそれぞれ示している。

【０１１４】次に、クロック再生について説明する。図
８に示した受信制御装置では、ＩＦ入力端子６１に入力
されたＩＦ信号が２系統に分岐され、一方はミキサ６３
Ａに出力され、他方はミキサ６３Ｂに出力される。これ
らミキサ６３Ａ，６３Ｂには、ＶＣＯ６８から局部発信
器信号が出力され、ＩＦ信号に基づく復調が行われる。
その際、ＶＣＯ６８とミキサ６３Ｂとの間には９０゜位
相器６２が結合されているので、ミキサ６３Ｂでは、入
力されたＩＦ信号が、ミキサ６３Ａとは局部発信器信号
に９０゜の位相差をもった局部発信器信号によって復調
される。

【０１１５】ミキサ６３Ａ，６３Ｂで復調された信号は
それぞれＬＰＦ６４Ａ，６４Ｂに出力され、帯域制限を
与えるために高周波成分が除去される。ＬＰＦ６４Ａ，
６４Ｂから出力された信号は位相比較器６５によって乗
算され、その乗算結果は位相偏差信号としてさらにルー
プフィルタ６６に出力され、そこで高周波成分が除去さ
れる。

【０１１６】位相比較器６５の出力すなわち位相偏差信
号がゼロ値になると、受信側（自機）でつくるクロック
周波数が図示せぬ送信側から受信して得た復調信号に同
期したことになる。また、位相偏差信号がゼロ値以外の
値をとった場合には、位相比較器６５は、逐次電圧プリ
セット回路６７で検出したずれ量に比例した直流電圧を
発生して、これを位相偏差信号としてループフィルタ６
６に出力する。この場合、ループフィルタ６６は、入力
された位相偏差信号から高周波成分を除去して、これを
後段の逐次電圧プリセット回路６７に出力する。

【０１１７】この逐次電圧プリセット回路６７では、前
述した実施の形態６と同様に、前述の式（４）〜（６）
の手順によりＶＣＯ６８の制御電圧値が求められる。す
なわち、この逐次電圧プリセット回路６７は、自機スロ
ットにおけるバースト受信の際には逐次制御電圧値をプ
リセットする。

【０１１８】ＶＣＯ６８は、逐次電圧プリセット回路６
７から受け取った制御電圧値ｑ（ｔ）に基づいて位相比
較器６５の位相偏差信号がゼロ値になるように局部発信
器信号を調整する。

【０１１９】このように、実施の形態９によれば、バー
スト受信の度に、逐次電圧プリセット回路６７で定常位
相偏差分の制御量をプリセットするようにしたので、Ｔ
ＤＭＡがバースト通信を前提としたシステムであること
から、バースト受信の度に逐次定常位相偏差の除去を行
うことになり、その結果、バースト受信の度に徐々に搬
送波のクロック周波数誤差を小さくしていくことが可能
になる。これは、前述した実施の形態６と共通して、ク
ロック再生一回当りの制御量を大幅に削減して系の安定
度を高めることになるので、ＴＤＭＡに適用しても、系
の安定度を高く保持しながら受信性能を向上させること
が可能になる。

【０１２０】（実施の形態１０）この実施の形態１０で
は、ＦＨシステムを採用した受信制御装置を例に挙げて
説明する。

【０１２１】図９はこの発明の実施の形態１０による受
信制御装置の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、例えば、７１はＩＦ信号を入力するＩＦ入力端子、
７２Ａ，７２Ｂは乗算を行う乗算器、７３Ａ，７３Ｂは
１次変調に対する検波で復調を行う検波器、７４は加算
を行う加算器、７５は高周波成分を除去するループフィ
ルタ、７６は後述するＶＣＣ発振回路７７に対する制御
電圧値を変更する電圧プリセット回路、７７は電圧プリ
セット回路７６の制御電圧値に従ってＶＣＣを発振する
ＶＣＣ発振回路、７８はＶＣＣに基づいて拡散符号を生
成してその拡散符号を不図示のクロックパルスに合わせ
てシフトするＮ段帰還シフトレジスタ、７９Ａ，７９Ｂ
は受信側での周波数変換のための局部発振信号を生成す
る周波数シンセサイザをそれぞれ示している。

【０１２２】上記Ｎ段帰還シフトレジスタ７８は、図示
せぬが、ＶＣＣ発振回路７７の制御電圧値に基づいてホ
ッピング周波数信号を発生するホッピング周波数発生回
路と、そのホッピング周波数信号をビット単位でシフト
させるＮ段分のシフトレジスタとを結合させている。そ
のシフトレジスタには、その途中の２カ所にそれぞれタ
ップ７８ａ，７８ｂが設けられ、それぞれ周波数シンセ
サイザ７９Ａ，７９Ｂに接続されている。

【０１２３】Ｎ段帰還シフトレジスタ７８では、各タッ
プ７８Ａ，７８Ｂから取り出されたデータが、周波数シ
ンセサイザ７９Ａ，７９Ｂ、乗算器７２Ａ，７２Ｂ、検
波器７３Ａ，７３Ｂ、加算器７４、ループフィルタ７
５、電圧プリセット回路７６、及びＶＣＣ発振回路７７
を介して処理された後に、再び先頭位置に帰還する。

【０１２４】次に、クロック再生について説明する。図
９に示した受信制御装置では、乗算器７２Ａ，７２Ｂに
対して、Ｎ段帰還シフトレジスタ７８の２つのタップ７
８ａ，７８ｂからそれぞれホッピング周波数信号が供給
されるが、その供給前に、各ホッピング周波数信号は周
波数シンセサイザ７９Ａ，７９Ｂにより周波数変換され
る。なお、上記２つのタップ７８ａ，７８ｂの内、一方
のタップ７８ｂから遅相拡散符号ＬＣが取り出され、こ
れが周波数シンセサイザ７９Ｂに出力される。また、他
方のタップ７８ａから進相拡散符号ＥＣが取り出され、
これが周波数シンセサイザ７９Ａに出力される。

【０１２５】また、乗算器７２Ａ，７２Ｂには、ＩＦ入
力端子７１に入力されたＩＦ信号も供給される。このた
め、乗算器７２Ａ，７２Ｂは、共通のＩＦ信号に対して
それぞれ位相の異なる進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号
ＬＣを掛け合わせ、その乗算結果である進相相関値と遅
相相関値とをそれぞれ検波器７３Ａ，７３Ｂで復調して
加算器７４に出力する。そして、加算器７４は、復調さ
れた進相相関値と遅相相関値とを合成して、その合成出
力をループフィルタ７５に供給する。

【０１２６】加算器７４の合成出力がゼロ値になると、
受信側（自機）でつくるクロック周波数が図示せぬ送信
側のクロック周波数に同期したことになる。また、合成
出力がゼロ値以外の値をとった場合には、加算器７４
は、電圧プリセット回路７７で検出したずれ量に比例し
た直流電圧を発生して、これを位相偏差信号としてルー
プフィルタ７５に出力する。この場合、ループフィルタ
７５は、入力された位相偏差信号から高周波成分を除去
して、これを後段の電圧プリセット回路７６に出力す
る。

【０１２７】この電圧プリセット回路７６は、前述した
実施の形態１と同様に、前述した式（１）〜（３）の手
順によりＶＣＣ発振回路７７の制御電圧値ｐ（ｔ）を求
め、その制御電圧値ｐ（ｔ）に従ってＶＣＣ発振回路７
７を駆動制御する。

【０１２８】ＶＣＣ発振回路７７は、電圧プリセット回
路７６から受け取った制御電圧値ｐ（ｔ）に基づいて加
算器７４の合成出力がゼロ値になるようにＶＣＣの出力
を調整する。Ｎ段帰還シフトレジスタ７８は、ＶＣＣ発
振回路７７から調整されたＶＣＣの供給を受けると、そ
のＶＣＣに基づく進相拡散符号ＥＣ、遅相拡散符号ＬＣ
をそれぞれ周波数シンセサイザ７９Ａ，７９Ｂに出力す
る。

【０１２９】このように、実施の形態１０によれば、最
初の同期引き込みの際に、電圧プリセット回路７６で初
期の定常位相偏差分の制御量をプリセットするようにし
たので、以降はそのプリセットされた制御量を差し引い
た形でのＶＣＣ発振回路７７の駆動制御で済む。すなわ
ち、クロック再生の度に無線送受信装置間の定常位相偏
差を除去する動作が不要となり、これはクロック再生に
おける処理と時間を効率化すると共に、伝送路の位相ジ
ッタによる定常位相偏差に対しても、系の安定度を保ち
ながら除去することが可能になる。

【０１３０】従って、定常位相偏差が小さくなると、ク
ロック再生一回当りの制御量も大幅に削減されて、系の
安定度が増すことから、系の安定度を高く保持しながら
受信性能を向上させることが可能になる。

【０１３１】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、初期のクロックの位相偏差分の制御量をプリセット
して、以降はそのプリセットされた制御量を差し引いた
形で内部発振を制御するようにしたので、クロック再生
の度に位相偏差を除去する動作が不要となり、クロック
再生一回当りの制御量も大幅に削減されることから、系
の安定度を高く保持しながら受信性能を向上させること
が可能な受信制御装置を得られるという効果を奏する。

【０１３２】つぎの発明によれば、初期のクロックの位
相偏差分の制御量をプリセットし、以降はそのプリセッ
トされた制御量を差し引いた形で内部発振を制御するよ
うにしておき、その状態でループゲインをさらに小さく
抑えるようにループフィルタを制御するようにしたの
で、クロック周波数誤差をすでに取り除いた状態でのル
ープフィルタの抑制により位相ジッタ量だけを除去する
だけで済み、このため、位相ジッタへの追従性能が向上
して、系の安定度を高く保持しながら受信性能を向上さ
せることが可能な受信制御装置を得られるという効果を
奏する。

【０１３３】つぎの発明によれば、初期のクロックの位
相偏差分の制御量をプリセットし、以降はそのプリセッ
トされた制御量を差し引いた形で内部発振を制御するよ
うにしておき、その状態でループゲインをさらに小さく
抑えるように遅延量を制御するようにしたので、クロッ
ク周波数誤差をすでに取り除いた状態での遅延量の抑制
により位相ジッタ量だけを除去するだけで済み、このた
め、位相ジッタへの追従性能が向上して、系の安定度を
高く保持しながら受信性能を向上させることが可能な受
信制御装置を得られるという効果を奏する。

【０１３４】つぎの発明によれば、時分割多重通信にお
いて、バースト受信の最初のバースト受信におけるクロ
ックの位相偏差を除去対象にしても、初期に位相偏差を
除去しておくことから、以降はクロック再生一回当りの
制御量も大幅に削減されて系の安定度が増すので、時分
割多重通信においても、系の安定度を高く保持しながら
受信性能を向上させることが可能な受信制御装置を得ら
れるという効果を奏する。

【０１３５】つぎの発明によれば、時分割多重通信にお
いて、自機に対するバースト受信の度に、クロックの位
相偏差分の制御量をプリセットするようにしたので、バ
ースト受信の度に逐次位相偏差の除去を行うことにな
り、バースト受信の度に徐々にクロック周波数誤差は小
さくなる。その結果、クロック再生一回当りの制御量を
大幅に削減して系の安定度を高めることになるので、時
分割多重通信においても系の安定度を高く保持しながら
受信性能を向上させることが可能な受信制御装置を得ら
れるという効果を奏する。

【０１３６】つぎの発明によれば、初期の搬送波の位相
偏差分の制御量をプリセットして、以降はそのプリセッ
トされた制御量を差し引いた形で内部発振を制御するよ
うにしたので、搬送波再生の度に位相偏差を除去する動
作が不要となり、搬送波再生一回当りの制御量も大幅に
削減されることから、系の安定度を高く保持しながら受
信性能を向上させることが可能な受信制御装置を得られ
るという効果を奏する。

【０１３７】つぎの発明によれば、初期の搬送波の位相
偏差分の制御量をプリセットし、以降はそのプリセット
された制御量を差し引いた形で内部発振を制御するよう
にしておき、その状態でループゲインをさらに小さく抑
えるようにループフィルタを制御するようにしたので、
搬送波の周波数誤差をすでに取り除いた状態でのループ
フィルタの抑制により位相ジッタ量だけを除去するだけ
で済み、このため、位相ジッタへの追従性能が向上し
て、系の安定度を高く保持しながら受信性能を向上させ
ることが可能な受信制御装置を得られるという効果を奏
する。

【０１３８】つぎの発明によれば、時分割多重通信にお
いて、バースト受信の最初のバースト受信における搬送
波の位相偏差を除去対象にしても、初期に位相偏差を除
去しておくことから、以降は搬送波再生一回当りの制御
量も大幅に削減されて系の安定度が増すので、時分割多
重通信においても、系の安定度を高く保持しながら受信
性能を向上させることが可能な受信制御装置を得られる
という効果を奏する。

【０１３９】つぎの発明によれば、時分割多重通信にお
いて、自機に対するバースト受信の度に、搬送波の位相
偏差分の制御量をプリセットするようにしたので、バー
スト受信の度に逐次位相偏差の除去を行うことになり、
バースト受信の度に徐々に搬送波の周波数誤差は小さく
なる。その結果、搬送波再生一回当りの制御量を大幅に
削減して系の安定度を高めることになるので、時分割多
重通信においても系の安定度を高く保持しながら受信性
能を向上させることが可能な受信制御装置を得られると
いう効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図２】 この発明の実施の形態２による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図３】 この発明の実施の形態３による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図４】 この発明の実施の形態４による定常位相偏差
の除去方法を説明する図である。

【図５】 この発明の実施の形態５による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図６】 この発明の実施の形態６による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図７】 この発明の実施の形態７による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図８】 この発明の実施の形態９による受信制御装置
の構成を示すブロック図である。

【図９】 この発明の実施の形態１０による受信制御装
置の構成を示すブロック図である。

【図１０】 従来における受信制御装置に適用されるＤ
ＬＬの構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２，３，１２，１３，２２，２３，３２，３３，７２
Ａ，７２Ｂ 乗算器、４，１４，２４，３４，７４ 加
算器、５，２５，３５，４６，６６，７５ ループフィ
ルタ、６，１６，２６，４７，５７，７６ 電圧プリセ
ット回路、７，１８，２８，３７，７７ ＶＣＣ発振回
路、８，１９，２９，３８，７８ Ｎ段帰還シフトレジ
スタ、１５，５６ 可変ループフィルタ、１７，５８
ループフィルタ設定回路、２７ 遅延量設定回路、３
６，６７ 逐次電圧プリセット回路、４５，５５，６５
位相比較器、４８，５９，６８ ＶＣＯ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号に含まれる外部クロックと内部
   発振回路により発振される内部クロックとの間の位相偏
   差に応じて前記内部発振回路を制御することでクロック
   再生を行う受信制御装置において、 受信開始後の初期クロック再生で生じた位相偏差に基づ
   いて前記内部発振回路の制御量をプリセットし、前記初
   期クロック再生以降のクロック再生で生じた位相偏差に
   基づいて前記内部発振回路を制御する場合には今回の制
   御量と前記プリセットされた制御量との差分で制御する
   プリセット制御手段を備えたことを特徴とする受信制御
   装置。
2. 【請求項２】 ループフィルタを介して高周波成分を除
   去した受信信号に含まれる外部クロックと内部発振回路
   により発振される内部クロックとの間の位相偏差に応じ
   て前記内部発振回路を制御することでクロック再生を行
   う受信制御装置において、 受信開始後の初期クロック再生で生じた位相偏差に基づ
   いて前記内部発振回路の制御量をプリセットし、前記初
   期クロック再生以降のクロック再生で生じた位相偏差に
   基づいて前記内部発振回路を制御する場合には今回の制
   御量と前記プリセットされた制御量との差分で制御する
   プリセット制御手段と、 前記プリセット制御手段の制御量に基づいて前記ループ
   フィルタのループゲインを現ループゲインよりも小さく
   なるように制御するループゲイン制御手段と、 を備えたことを特徴とする受信制御装置。
3. 【請求項３】 受信信号に含まれる外部クロックと内部
   発振回路により発振される内部クロックとの間の位相偏
   差に応じて前記内部発振回路を制御する場合に進相相関
   値と遅相相関値とをとるための遅延量を一定にしてクロ
   ック再生を行う受信制御装置において、 受信開始後の
   初期クロック再生で生じた位相偏差に基づいて前記内部
   発振回路の制御量をプリセットし、前記初期クロック再
   生以降のクロック再生で生じた位相偏差に基づいて前記
   内部発振回路を制御する場合には今回の制御量と前記プ
   リセットされた制御量との差分で制御するプリセット制
   御手段と、 前記プリセット制御手段により制御される制御量に基づ
   いて前記遅延量を現遅延量よりも小さくなるように制御
   する遅延量制御手段と、 を備えたことを特徴とする受信制御装置。
4. 【請求項４】 時分割多重通信による受信バースト信号
   に含まれる外部クロックと内部発振回路により発振され
   る内部クロックとの間の位相偏差に応じて前記内部発振
   回路を制御することでクロック再生を行う受信制御装置
   において、 受信開始後の初期バースト受信で生じたクロックの位相
   偏差に基づいて前記内部発振回路の制御量をプリセット
   し、前記初期クロック再生以降のクロック再生で生じた
   クロックの位相偏差に基づいて前記内部発振回路を制御
   する場合には今回の制御量と前記プリセットされた制御
   量との差分で制御するプリセット制御手段を備えたこと
   を特徴とする受信制御装置。
5. 【請求項５】 時分割多重通信による受信バースト信号
   に含まれる外部クロックと内部発振回路により発振され
   る内部クロックとの間の位相偏差に応じて前記内部発振
   回路を制御することでクロック再生を行う受信制御装置
   において、 クロック再生で生じた位相偏差に基づいて前記内部発振
   回路の制御量をプリセットし、続くクロック再生で生じ
   た位相偏差に基づいて前記内部発振回路を制御する場合
   には今回の制御量と前回プリセットされた制御量との差
   分で制御する逐次プリセット制御手段を備えたことを特
   徴とする受信制御装置。
6. 【請求項６】 受信信号に含まれる外部搬送波と電圧制
   御発振回路により制御される内部搬送波との間の位相偏
   差に応じて前記電圧制御発振回路を制御することで搬送
   波再生を行う受信制御装置において、 受信開始後の初期搬送波再生で生じた位相偏差に基づい
   て前記電圧制御発振回路の制御量をプリセットし、前記
   初期搬送波再生以降の搬送波再生で生じた位相偏差に基
   づいて前記電圧制御発振回路を制御する場合には今回の
   制御量と前記プリセットされた制御量との差分で制御す
   るプリセット制御手段を備えたことを特徴とする受信制
   御装置。
7. 【請求項７】 ループフィルタを介して高周波成分を除
   去した受信信号に含まれる外部搬送波と電圧制御発振回
   路により制御される内部搬送波との間の位相偏差に応じ
   て前記電圧制御発振回路を制御することで搬送波再生を
   行う受信制御装置において、 受信開始後の初期搬送波再生で生じた位相偏差に基づい
   て前記電圧制御発振回路の制御量をプリセットし、前記
   初期搬送波再生以降の搬送波再生で生じた位相偏差に基
   づいて前記電圧制御発振回路を制御する場合には今回の
   制御量と前記プリセットされた制御量との差分で制御す
   るプリセット制御手段と、 前記プリセット制御手段の制御量に基づいて前記ループ
   フィルタのループゲインを現ループゲインよりも小さく
   なるように制御するループゲイン制御手段と、 を備えたことを特徴とする受信制御装置。
8. 【請求項８】 時分割多重通信による受信バースト信号
   に含まれる外部搬送波と電圧制御発振回路により制御さ
   れる内部搬送波との間の位相偏差に応じて前記電圧制御
   発振回路を制御することで搬送波再生を行う受信制御装
   置において、 受信開始後の初期バースト受信で生じた搬送波の位相偏
   差に基づいて前記電圧制御発振回路の制御量をプリセッ
   トし、前記初期搬送波再生以降の搬送波再生で生じた搬
   送波の位相偏差に基づいて前記電圧制御発振回路を制御
   する場合には今回の制御量と前記プリセットされた制御
   量との差分で制御するプリセット制御手段を備えたこと
   を特徴とする受信制御装置。
9. 【請求項９】 時分割多重通信による受信バースト信号
   に含まれる外部搬送波と電圧制御発振回路により制御さ
   れる内部搬送波との間の位相偏差に応じて前記電圧制御
   発振回路を制御することで搬送波再生を行う受信制御装
   置において、 搬送波再生で生じた位相偏差に基づいて前記電圧制御発
   振回路の制御量をプリセットし、続く搬送波再生で生じ
   た位相偏差に基づいて前記電圧制御発振回路を制御する
   場合には今回の制御量と前回プリセットされた制御量と
   の差分で制御する逐次プリセット制御手段を備えたこと
   を特徴とする受信制御装置。