JPH1023761A

JPH1023761A - 電源装置

Info

Publication number: JPH1023761A
Application number: JP8173912A
Authority: JP
Inventors: Kazufumi Nagasoe; 和史長添
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-07-03
Filing date: 1996-07-03
Publication date: 1998-01-23

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷の状態に関わらず入力電流の高調波歪を少
なくするとともに入力力率を高く保つ電源装置を提供す
る。【解決手段】ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路とコンデ
ンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路とを並列に接続し、ダイオー
ドＤ₁，Ｄ₂の接続点とコンデンサＣ₁，Ｃ₂の接続点
とに交流電源ＡＣを接続する。コンデンサＣ₁，Ｃ₂の
直列回路の両端間にはアクティブフィルタと兼用される
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を備えたインバータ回路を
接続する。インダクタＬ₁および放電灯ＤＬの接続点と
ダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点との間にコンデンサＣ₆
を接続する。したがって、アクティブフィルタとしての
動作時に交流電源ＡＣからインダクタＬ₁に磁気エネル
ギを蓄積するように流れる電流は放電灯ＤＬを通らず、
放電灯ＤＬへの供給電流は交流電源ＡＣの電圧変化の影
響を受けない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を入力電
源として負荷に高周波電力を供給するように交流−交流
変換を行なう電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、商用電源のような交流電源を入
力電源とし負荷に高周波電力を供給する電源装置として
は、負荷である放電灯を高周波点灯させるものが多数提
案されている。交流電源を入力電源とするこの種の電源
装置では、入力電流の高調波歪を少なくし、入力力率を
高くすることが要求される。

【０００３】このような要求を満たす電源装置として
は、たとえば、特開平６−２１５８８５号公報に記載さ
れたものがある。図１０は上記公報に記載されたもので
あり、入力端子Ｔに接続される交流電源を一対のダイオ
ードＤ₁，Ｄ₂と一対のコンデンサＣ₁，Ｃ₂とからな
る倍電圧全波整流回路により整流し、その出力電圧を平
滑コンデンサＣ₀に印加している。平滑コンデンサＣ₀
の両端間には２つのスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列
回路が接続され、スイッチング素子Ｑ₂の両端間にはイ
ンダクタＬ₁と負荷である放電灯ＤＬとカプリング用
（直流カット用）のコンデンサＣ₅との直列回路が接続
され、さらに放電灯ＤＬの両フィラメントの非電源側端
間には予熱用のコンデンサＣ₄が接続されている。両ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は制御回路ＣＮにより交互に
オンオフするように制御される。つまり、スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂とインダクタＬ₁とコンデンサＣ₅と制
御回路ＣＮとによりハーフブリッジ型のインバータ回路
が構成され、平滑コンデンサＣ ₀を直流電源として負荷
である放電灯ＤＬに高周波電力を供給するのである。

【０００４】この回路では、入力電流の高調波歪を少な
くしかつ力率を高めるために、放電灯ＤＬおよびコンデ
ンサＣ₅の接続点とダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点との
間に挿入されたコンデンサＣ_3aと、入力端子Ｔ間に高周
波阻止用のローパスフィルタＬＰＦを介して接続された
コンデンサＣ_3bとを設けている。つまり、コンデンサＣ
₅と放電灯ＤＬとの接続点に生じる高周波電圧をコンデ
ンサＣ₂，Ｃ_3a，Ｃ_3b，Ｃ₅などに印加することで、倍
電圧全波整流回路の出力電圧の瞬時振幅が平滑コンデン
サＣ₀の両端電圧よりも低い期間であっても入力電源か
ら電流を高周波的に流し続け、簡単なローパスフィルタ
ＬＰＦで高周波電流の漏洩を阻止することにより、入力
電流の高調波歪を少なくし、かつ入力力率を高くしてい
るのである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１０に示
した回路構成では、比較的簡単な構成ながら、入力力率
を高くし、かつ入力電流の高調波歪を少なくすることが
できものであるが、次のような問題を有している。つま
り、図１０に示した回路では、スイッチング素子Ｑ₂が
オンになったときにコンデンサＣ_3aを介して放電灯ＤＬ
とインダクタＬ₁とに電流が流れ、スイッチング素子Ｑ
₂がオフになるとインダクタＬ₁の回生電流がＭＯＳＦ
ＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを
通して平滑コンデンサＣ₀に流れることになる。このよ
うに、インバータ回路は平滑コンデンサＣ₀に充電電流
を流すアクティブフィルタとしても兼用されている。そ
の結果、インバータ回路としての機能とアクティブフィ
ルタとしての機能との相互に制約が生じて設計の自由度
が低くなる。

【０００６】一方、負荷には動作状態に応じて等価イン
ピーダンスが変動するものがある。たとえば、予熱、定
格点灯、調光などの動作状態がある放電灯ＤＬなどはこ
の種の負荷になる。上述の電源装置では負荷が放電灯Ｄ
Ｌであるから、特定の動作状態で設計値が最適化されて
いても放電灯ＤＬの動作状態が変化すると所期の動作が
得られなくなることがある。とくに、図１０の回路構成
では上述のように設計の自由度が低いから、特定の動作
状態では入力電流の高調波歪を少なくし入力力率を高く
するように最適な設計を行なっても他の動作状態では入
力電流に休止期間が生じたり直流成分が重畳されたりし
て入力電流の高調波歪が増加する可能性が高い。

【０００７】また、放電灯ＤＬがコンデンサＣ_3aとロー
パスフィルタＬＰＦとを介して交流電源に接続されてい
るものであるから、負荷に流れる電流（つまり、ランプ
電流）の包絡線は交流電源の電圧波形に同期したリップ
ル成分を持つことになる。しかも、負荷である放電灯Ｄ
Ｌの等価インピーダンスは動作状態に応じて変動するか
ら、あらゆる動作状態に対してランプ電流のリップル成
分を低く保つような設計は非常に困難である。

【０００８】さらに、放電灯ＤＬの予熱状態や調光状態
のような軽負荷時には、インバータ回路の電源となる平
滑コンデンサＣ₀への充電電流がインバータ回路での消
費電流である放電電流に対して大幅に増加するから、平
滑コンデンサＣ₀の両端電圧が上昇し、インバータ回路
を構成する部品へのストレスが増加して電源装置の信頼
性が低下することになる。

【０００９】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、第１の目的は、負荷の状態に関わらず入力電流の
高調波歪を少なくするとともに入力力率を高く保つこと
にあり、第２の目的は、負荷に供給される電流のリップ
ル成分を低減することにあり、第３の目的は、軽負荷時
における平滑用のコンデンサの両端電圧の異常上昇を抑
制して信頼性を向上させることにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、第１のダイオードのアノードに
第２のダイオードのカソードを接続した一対のダイオー
ドの直列回路と、第１および第２のダイオードの接続点
に一端が接続された交流電源の両端間に第１のダイオー
ドを介して接続された第１のコンデンサと、上記交流電
源の両端間に第２のダイオードを介して接続された第２
のコンデンサと、第１および第２のダイオードの直列回
路に並列に接続され交互にオンオフされかつオフ時には
オン時とは逆向きに通電可能な一対のスイッチング素子
の直列回路と、上記スイッチング素子の接続点と負荷の
一端との間に挿入されるインダクタと、上記インダクタ
および上記負荷とともに直列回路を形成し少なくとも一
方のスイッチング素子にその直列回路が並列接続される
直流カット用の第３のコンデンサと、第１および第２の
ダイオードの接続点から上記負荷と上記インダクタとの
間への経路を形成する第４のコンデンサとを具備するも
のである。

【００１１】この構成によれば、インダクタと第４のコ
ンデンサとスイッチング素子と第１および第２のコンデ
ンサにより昇圧チョッパ回路が形成されてアクティブフ
ィルタとして機能し、入力力率が高くかつ入力電流高調
波歪の少ない電源装置を提供することができる。しか
も、アクティブフィルタとして動作する際の電流経路に
は負荷が含まれないから、負荷の動作状態に応じて等価
インピーダンスが変動しても入力電流に休止期間が生じ
たり直流成分が重畳されたりすることがなく、負荷の動
作状態の変化に伴う入力電流高調波歪の増加がないので
ある。

【００１２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第１のコンデンサを挟んで第１のダイオードと同極
性に接続され第１のコンデンサおよび第１のダイオード
との直列回路が交流電源の両端間に接続された第３のダ
イオードと、第２のコンデンサを挟んで第２のダイオー
ドと同極性に接続され第２のコンデンサおよび第２のダ
イオードとの直列回路が交流電源の両端間に接続された
第４のダイオードと、第３および第４のダイオードと第
２のコンデンサとの直列回路に並列であって第１のコン
デンサの電荷を放電する極性に接続された第５のダイオ
ードと、第３および第４のダイオードと第１のコンデン
サとの直列回路に並列であって第２のコンデンサの電荷
を放電する極性に接続された第６のダイオードと、第１
のコンデンサおよび第５のダイオードの直列回路と第２
のコンデンサおよび第６のダイオードの直列回路とに並
列接続されるサージ吸収用の第５のコンデンサとを付加
したものである。

【００１３】この構成によれば、請求項１の発明の作用
に加えて、第１および第２のコンデンサの充電時には第
３および第４のダイオードを介して第１および第２のコ
ンデンサを直列接続して第１および第２のコンデンサを
含む直列回路の両端電圧を高く保つことによって、交流
電源から第１および第２のダイオードを介して第１およ
び第２のコンデンサに直接電流が流れるのを防止するこ
とができる。このことによって、昇圧チョッパ回路とし
て確実に動作させることができ、高入力力率、かつ低入
力電流高調波歪とする設計が容易になるのである。しか
も、第１および第２のコンデンサの放電時には第５およ
び第６のダイオードによって第１および第２のコンデン
サを並列接続することでインバータ回路への電源電圧は
比較的低くすることができるから、インバータ回路を構
成する部品への電圧ストレスが小さくなる。

【００１４】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、第１および第２のダイオードの少な
くとも一方に入力電流波形の整形用のコンデンサを並列
接続したものである。この構成によれば、第１および第
２のダイオードのオフ時でも入力電流波形の整形用のコ
ンデンサを介して電流を流すことができるから、入力電
流に休止期間が生じるのを一層確実に防止することがで
き、結果的に入力電流高調波歪をさらに低減することが
できる。

【００１５】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、第５および第６のダイオードの少なくとも一方に入
力電流波形の整形用のコンデンサを並列接続したもので
ある。この構成によれば、第５および第６のダイオード
のオフ時でも入力電流波形の整形用のコンデンサを介し
て電流を流すことができるから、入力電流に休止期間が
生じるのを一層確実に防止することができ、結果的に入
力電流高調波歪をさらに低減することができる。

【００１６】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、上記交流電源の電圧の絶対値を検出
する絶対値回路と、絶対値回路により検出された電圧の
絶対値が大きいほど上記スイッチング素子をスイッチン
グする周波数を低く設定する電圧−周波数変換回路とを
備えるものである。請求項１ないし請求項４の発明の構
成では、交流電源の電圧の絶対値が大きい期間には絶対
値が小さい期間よりも負荷への供給電流が小さくなる。
つまり、負荷への供給電流に交流電源の電圧変動に伴う
リップル成分が含まれることになる。これに対して、請
求項５の発明の構成によれば、交流電源の電圧を検出し
てスイッチング素子をスイッチングする周波数を変化さ
せるのであって、交流電源の電圧の絶対値が大きいほど
周波数を低く設定してインダクタを通過する電流を増加
させるから、交流電源の電圧の変化に対して負荷への供
給電流の変化を小さくすることができる。つまり、放電
灯のように供給電流の変動に伴う出力の変動が望ましく
ないような負荷を用いる場合に請求項５の発明の構成を
採用すれば、負荷出力の変動を抑制することができる。

【００１７】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、上記電圧−周波数変換回路を外部信号により出力周
波数を変化させることによって負荷への供給電力を複数
段階に設定可能に構成し、上記絶対値回路により検出さ
れた電圧の絶対値の変化幅に対する出力周波数の変化幅
を負荷への供給電力が小さいほど狭く設定するものであ
る。

【００１８】この構成は、負荷への供給電力が複数段階
に設定可能である場合、たとえば負荷が放電灯であって
定格点灯と調光点灯とを切り換えることができるような
場合に有効な構成であって、交流電源の電圧に応じて周
波数を変化させる幅を負荷への供給電力に応じて変化さ
せているから、負荷への供給電力を変更した場合でも負
荷出力の変動を抑制することができるのである。

【００１９】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１に本発明の基本的な実施形態を示
す。入力電源は商用電源のような交流電源ＡＣであっ
て、一対のダイオードＤ₁，Ｄ₂と一対のコンデンサＣ
₁，Ｃ₂とからなる整流回路（構成上は倍電圧全波整流
回路と同じになる）ＲＥにより全波整流される。つま
り、整流回路ＲＥはダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路と
コンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路とを並列に接続したも
のであり、ダイオードＤ₁，Ｄ ₂の接続点とコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂の接続点とを交流入力端として交流電源ＡＣ
を接続し、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路の両端を直
流出力端としている。整流回路ＲＥの直流出力端間に
は、一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が接
続され、一方のスイッチング素子Ｑ₂にはインダクタＬ
₁と負荷としての放電灯ＤＬとカプリング用（直流カッ
ト用）のコンデンサＣ₅との直列回路が接続される。ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はそれぞれＭＯＳＦＥＴより
なり、制御回路ＣＮにより交互にオン・オフするように
制御される。また、放電灯ＤＬは一対のフィラメントを
備え、両フィラメントの非電源側端間には予熱用のコン
デンサＣ₄が接続される。

【００２０】本実施形態は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂の接続点とダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点との間にイ
ンダクタＬ₁とコンデンサＣ₆との直列回路を接続した
点に特徴がある。つまり、コンデンサＣ₆はインダクタ
Ｌ₁および放電灯ＤＬの接続点とダイオードＤ₁，Ｄ₂
の接続点との間に接続される。次に動作を説明する。以
下の説明では動作がすでに安定した定常状態であるもの
とする。また、交流電源ＡＣの図中における上端が正極
性であるものとする。図２における一点鎖線は主として
チョッパ回路としての動作を示し、破線は主としてイン
バータ回路としての動作を示す。スイッチング素子Ｑ₂
がオンになると、図２（ａ）に示すように、交流電源Ａ
ＣとコンデンサＣ₂とを起電力として、コンデンサＣ₆
−インダクタＬ₁−スイッチング素子Ｑ₂の経路を通し
て電流が流れる。このとき、コンデンサＣ₆には印加電
圧に比例した電荷が蓄積される。つまり、交流電源ＡＣ
の電圧に比例した電荷が蓄積される。また、定常状態で
あるからコンデンサＣ₅の図中における上端が正極性と
なるように充電されており、コンデンサＣ₅から放電灯
ＤＬ−インダクタＬ₁−スイッチング素子Ｑ₂という経
路で電流が流れる。言い換えると、コンデンサＣ₆とイ
ンダクタＬ₁とにより構成されるＬＣ共振回路に交流電
源ＡＣおよびコンデンサＣ₂を入力電源として電流が流
れ、コンデンサＣ₄とインダクタＬ₁とにより構成され
るＬＣ共振回路（コンデンサＣ₅は容量が充分に大きい
から無視できる）にコンデンサＣ₅を電源として電流が
流れる。その結果、２個のＬＣ共振回路の合成電流がイ
ンダクタＬ₁を流れインダクタＬ₁に磁気エネルギが蓄
積される。ここで、交流電源ＡＣにはダイオードＤ₁と
コンデンサＣ₁との直列回路が接続されているが、定常
状態ではコンデンサＣ₁の両端電圧は交流電源ＡＣの電
圧よりも昇圧されるから、ダイオードＤ₁がオフに保た
れて交流電源ＡＣからコンデンサＣ₁に電流が直接流れ
込むことはない。

【００２１】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオフになる
と、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂がともにオフにな
る。このときには、インダクタＬ₁に蓄積された磁気エ
ネルギがスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを通し
て放出され、図２（ｂ）に示すように、コンデンサＣ₁
が充電される。つまり、交流電源ＡＣ−コンデンサＣ₆
−インダクタＬ₁−スイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオ
ード−コンデンサＣ₁−交流電源ＡＣの経路と、コンデ
ンサＣ₅−放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−インダクタ
Ｌ₁−スイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオード−コンデ
ンサＣ₁−コンデンサＣ₂−コンデンサＣ₅の経路とに
電流が流れる。この動作状態においてもコンデンサＣ₆
に交流電源ＡＣの電圧に比例した電荷が蓄積される。こ
のように、スイッチング素子Ｑ₂のオンオフにより昇圧
チョッパ回路として機能し、コンデンサＣ₁の両端電圧
を交流電源ＡＣの電圧よりも昇圧する。

【００２２】さらに、スイッチング素子Ｑ₁がオンにな
ると、図２（ｃ）のように、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の直
列回路を電源として、スイッチング素子Ｑ₁−インダク
タＬ ₁−放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ
₅の経路に電流が流れる。したがって、インダクタＬ₁
に磁気エネルギが蓄積される。ここで、上述したよう
に、コンデンサＣ₁の両端電圧は交流電源ＡＣの電圧よ
りも昇圧されているから、ダイオードＤ₁はオフに保た
れる。つまり、コンデンサＣ₆の蓄積電荷は放出されな
い。

【００２３】その後、スイッチング素子Ｑ₁がオフにな
ると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂がともにオフにな
り、インダクタＬ₁に蓄積された磁気エネルギが、図２
（ｄ）のように、放電灯ＤＬ−コンデンサＣ₅−スイッ
チング素子Ｑ₂の寄生ダイオードの経路で放出される。
また、インダクタＬ₁の両端電圧がコンデンサＣ₆の両
端電圧に加算されるから、この加算電圧がコンデンサＣ
₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧よりも高くなるように設
定しておくことによって、ダイオードＤ₁をオンにし、
コンデンサＣ₆の電荷をダイオードＤ₁−コンデンサＣ
₁−コンデンサＣ₂−スイッチング素子Ｑ₂の寄生ダイ
オード−インダクタＬ₁の経路で放出させることにな
る。この動作によってコンデンサＣ₁が充電される。

【００２４】以上説明したように、図２（ａ）（ｂ）の
期間に交流電源ＡＣからコンデンサＣ₆に充電し、図２
（ｄ）の期間にコンデンサＣ₆からコンデンサＣ₁に充
電するのである。ただし、ダイオードＤ₁，Ｄ₂とコン
デンサＣ₁，Ｃ₂とにより構成される整流回路ＲＥは倍
電圧全波整流回路と同じ構成であるから、コンデンサＣ
₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧が交流電源ＡＣの瞬時電
圧の２倍よりも低いときには、スイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂の動作にかかわりなくダイオードＤ₁が導通してコ
ンデンサＣ₁に交流電源ＡＣから直接に電流が流れるこ
とになる。このような電流が流れると、入力力率が低下
し、入力電流高調波歪が増加することになる。そこで、
コンデンサＣ₆の容量はコンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列回
路の両端電圧が交流電源ＡＣの瞬時電圧の２倍よりも高
くなるように設定しておくことが必要である。

【００２５】上述の動作は交流電源ＡＣの図中における
上端側が正極性になる場合について説明したが、下端側
が正極性になる場合には、上述した説明のうちダイオー
ドＤ ₁をダイオードＤ₂と読み替え、コンデンサＣ₁を
コンデンサＣ₂と読み替えればよい。すなわち、交流電
源ＡＣからコンデンサＣ₆を充電した後に、コンデンサ
Ｃ₆の電荷を用いてコンデンサＣ₂を充電するのであ
る。

【００２６】以上説明したように、インバータ回路とし
ての動作の半周期で交流電源ＡＣからコンデンサＣ₆を
充電し、コンデンサＣ₆の電荷を残りの半周期の間に放
出してコンデンサＣ₁，Ｃ₂を充電する。また、コンデ
ンサＣ₁，Ｃ₂はスイッチング素子Ｑ₂のオン後のオフ
時にも充電される。したがって、上述のように、定常動
作状態では、コンデンサＣ₁，Ｃ₂が交流電源ＡＣから
直接充電されることがないのである。しかも、交流電源
ＡＣからの入力電流が流れる期間は図２（ａ）（ｂ）の
期間のみであり、この期間にはコンデンサＣ₆に電流が
流れるから、入力電流はコンデンサＣ₆に蓄積される電
荷により決まるのであって、交流電源ＡＣの電圧の絶対
値に比例することになる。さらに、交流電源ＡＣの電圧
の低い期間でも入力電流が高周波的に流れるから、結果
的に交流電源ＡＣの電圧波形の１周期の全期間に亙って
入力電流を流し続けることができ、交流電源ＡＣと整流
回路ＲＥとの間に高周波阻止用のローパスフィルタを設
けるだけで、高周波電流の外部への漏洩を防止すること
ができる。つまり、入力力率を高くし、かつ入力電流の
高調波歪を少なくすることができる。なお、図２（ｂ）
に示しているように、コンデンサＣ₁，Ｃ₂はコンデン
サＣ₆の充電期間にも充電される。このときには、スイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂およびインダクタＬ₁による昇
圧チョッパを通してコンデンサＣ₁，Ｃ₂が充電される
から、ラッシュ電流が流れることはない。さらに、コン
デンサＣ₆を介してインダクタＬ₁を流れる入力電流の
交流成分は放電灯ＤＬを流れないから、放電灯ＤＬのイ
ンピーダンスが変動しても入力電流波形に直接の影響を
与えることはない。また、ランプ電流に対する入力電流
波形の影響も従来構成に比較すると小さくなる。

【００２７】上述の動作説明では、コンデンサＣ₁，Ｃ
₂の容量を等しく設定し、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の接続
点の電位を基準電位（０Ｖ）として説明しているが、コ
ンデンサＣ₂とダイオードＤ₂のアノードとの接続点の
電位を基準電位として考えてもよい。この場合、交流電
源ＡＣの電圧をＶ_AC、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路
の両端電圧をＶ_DCとすると、コンデンサＣ₆の両端電圧
の最大値はＶ_AC＋Ｖ_DC／２になる。したがって、コンデ
ンサＣ₆の電荷の最大値は、Ｃ₆×｛Ｖ_AC＋Ｖ _DC／２｝
であって、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路に充電され
る電荷の最大値も同様になる。ただし、コンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂の接続点の電位がＶ_DC／２になるから、結果
的にコンデンサＣ₁の両端電圧はＶ_ACであって電荷はＣ
₆×Ｖ_ACになり交流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例する
ことになる。

【００２８】（実施形態２）本実施形態では、図３に示
すように、図１に示した実施形態１に比較すると、整流
回路ＲＥの構成を変更した点、およびインバータ回路を
自励式とした点が主な相違点である。また、図示例では
交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間に雑音防止用のライ
ンフィルタＦＬとローパスフィルタＬＰＦとを挿入して
ある。この構成は他の実施形態でも採用することができ
る。

【００２９】整流回路ＲＥは、一対のコンデンサＣ₁，
Ｃ₂と６個のダイオードＤ₁〜Ｄ₆とからなる。ダイオ
ードＤ₃のカソードはダイオードＤ₄のアノードに接続
され、コンデンサＣ₁の一端にはダイオードＤ₃のアノ
ードが接続され、コンデンサＣ₂の一端にはダイオード
Ｄ₄のカソードが接続される。コンデンサＣ₁，Ｃ₂と
ダイオードＤ₃，Ｄ₄よりなる直列回路には、ダイオー
ドＤ₁，Ｄ₂の直列回路が並列接続される。つまり、ダ
イオードＤ₁のアノードがダイオードＤ₂のカソードに
接続され、コンデンサＣ₁の他端にダイオードＤ₁のカ
ソードが接続され、コンデンサＣ₂の他端にダイオード
Ｄ₂のアノードが接続される。さらに、コンデンサＣ₁
の一端にカソードを接続しコンデンサＣ₂の他端にアノ
ードを接続したダイオードＤ₅と、コンデンサＣ₁の他
端にカソードを接続しコンデンサＣ₂の一端にアノード
を接続したダイオードＤ₆とが設けられる。この整流回
路ＲＥの入力端はダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点とダイ
オードＤ₃，Ｄ₄の接続点とであって、出力端はコンデ
ンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ₄とからなる直列
回路の両端になる。整流回路ＲＥの出力端間にはサージ
電圧吸収用のコンデンサＣ₇が接続される。

【００３０】本実施形態は、上述したように、自励式の
インバータ回路を用いており、各スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のゲート−ソース間にはカレントトランスＣ
Ｔに設けた一対の２次巻線が抵抗Ｒ₁，Ｒ₂を介してそ
れぞれ接続される。また、各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂のゲート−ソース間にはゲート電圧を制限してスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂を保護するためのツェナーダイオ
ードＺＤ₁，ＺＤ₂がそれぞれ接続される。カレントト
ランスＣＴの１次巻線はインダクタＬ₁と直列接続さ
れ、カレントトランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ₁
とコンデンサＣ₆との直列回路は、スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂の接続点とダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点との
間に挿入される。

【００３１】さらに、自励式のインバータ回路を用いる
から、抵抗Ｒ_sとコンデンサＣ_sとの直列回路を整流回
路ＲＥの出力端間に接続するとともに、抵抗Ｒ_sとコン
デンサＣ_sとの接続点とスイッチング素子Ｑ₂のゲート
との間にダイアックよりなるトリガ素子Ｑ_sを接続する
ことにより起動用の回路を構成している。つまり、電源
投入時に抵抗Ｒ_sを通してコンデンサＣ_sが充電され、
コンデンサＣ_sの端子電圧がトリガ素子Ｑ_sのブレーク
オーバ電圧に達するとトリガ素子Ｑ_sが導通してスイッ
チング素子Ｑ₂のゲートに電圧が印加されるのである。
これにより、スイッチング素子Ｑ₂がオンになる。ま
た、抵抗Ｒ_sおよびコンデンサＣ_sの接続点とスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間にはダイオードＤ₇
が接続されており、トリガ素子Ｑ_sが導通してスイッチ
ング素子Ｑ₂がオンになると、ダイオードＤ₇を介して
コンデンサＣ_sの電荷が抜かれ、トリガ素子Ｑ_sが非導
通状態に戻るようにしてある。

【００３２】次に動作を説明する。本実施形態の整流回
路ＲＥはダイオードＤ₃〜Ｄ₆によりコンデンサＣ₁，
Ｃ₂を並列接続していることになるから、交流電源ＡＣ
からの給電が開始されたときのコンデンサＣ₇の両端電
圧の最大値は１４１Ｖになる（交流電源ＡＣの電圧波形
が正弦波であり、実効値が１００Ｖである場合）。この
電圧の印加によりトリガ素子Ｑ_Sが導通し、スイッチン
グ素子Ｑ₂がオンになる。ここで、電源の投入によって
ダイオードＤ₇とカレントトランスＣＴとインダクタＬ
₁と放電灯ＤＬのフィラメントとを通してコンデンサＣ
₄およびコンデンサＣ₅にも電荷が蓄積されている。ス
イッチング素子Ｑ₂がオンになると、コンデンサＣ_Sの
電荷はダイオードＤ₇およびスイッチング素子Ｑ₂を通
して放出される。また、コンデンサＣ₄，Ｃ₅の電荷が
インダクタＬ₁とカレントトランスＣＴの１次巻線とス
イッチング素子Ｑ₂とを通して放出される。したがっ
て、カレントトランスＣＴの２次巻線にはスイッチング
素子Ｑ₂をオン方向に駆動する電圧が発生し、スイッチ
ング素子Ｑ₂のオン状態が維持される。

【００３３】次に、コンデンサＣ₄，Ｃ₅の電荷が放出
されると、カレントトランスＣＴの２次巻線出力が停止
し、インダクタＬ₁に蓄積された磁気エネルギの放出に
よってスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを通る回
生電流が流れる。また、カレントトランスＣＴに蓄積さ
れた磁気エネルギによりカレントトランスＣＴの２次巻
線にはスイッチング素子Ｑ₁をオン方向に駆動する電圧
が発生し、回生電流の停止によりスイッチング素子Ｑ₁
がオンになる。このとき、コンデンサＣ₁，Ｃ ₂の電荷
により、ダイオードＤ₅，Ｄ₆を通り、スイッチング素
子Ｑ₁−カレントトランスＣＴの１次巻線−インダクタ
Ｌ₁−放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅
を通る経路で電流が流れる。また、同じ経路でコンデン
サＣ₇の電荷も放出される。つまり、スイッチング素子
Ｑ₁のオン状態が維持される。

【００３４】ここで、コンデンサＣ₄，Ｃ₅の充電が進
むとカレントトランスＣＴの１次巻線に流れる電流が減
少し、２次巻線の電圧も低下してスイッチング素子Ｑ₁
がオフになる。スイッチング素子Ｑ₁がオフになればイ
ンダクタＬ₁に蓄積された磁気エネルギにより放電灯Ｄ
Ｌ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅−スイッチング
素子Ｑ₂の寄生ダイオード−カレントトランスＣＴの１
次巻線を通る回生電流が流れる。また、カレントトラン
スＣＴに蓄積された磁気エネルギの放出により２次巻線
にはスイッチング素子Ｑ₂をオン方向に駆動する電圧が
発生し、さらにコンデンサＣ₅の電荷が放出されるから
（放電灯ＤＬが点灯する前はコンデンサＣ₄の電荷も放
出される）、以後は上述の動作を繰り返し、スイッチン
グ素子Ｑ ₁，Ｑ₂が高周波でオンオフして放電灯ＤＬに
高周波電圧が印加される。

【００３５】放電灯ＤＬの点灯前には、上述のようにし
て発生した高周波電圧によりインダクタＬ₁とコンデン
サＣ₄との共振回路に共振電流が流れ、放電灯ＤＬのフ
ィラメントに予熱電流を流すことができる。また、コン
デンサＣ₄の両端電圧が放電灯の始動電圧を越えると放
電灯ＤＬが放電を開始する。ところで、整流回路ＲＥを
構成するダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点とスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点の間にはコンデンサＣ₆とイン
ダクタＬ₁との直列回路が含まれているから、一方のス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂がオンになると交流電源ＡＣ
から整流回路ＲＥのダイオードＤ₁，Ｄ₂の一方とコン
デンサＣ₆とを通してインダクタＬ₁に電流が流れる。
この電流は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例する。

【００３６】いま、交流電源ＡＣの電圧がダイオードＤ
₁，Ｄ₂の接続点の電位を高電位側とする極性であると
すると、スイッチング素子Ｑ₂がオンになったときに
は、コンデンサＣ₆とインダクタＬ₁との直列回路に交
流電源ＡＣの電圧が印加される。このとき、コンデンサ
Ｃ₆とインダクタＬ₁とで構成される共振回路には交流
電源ＡＣを電源として共振電流が流れ、コンデンサＣ₆
には印加電圧に比例した電荷が蓄積され、インダクタＬ
₁には共振電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ₂
のオン時にはコンデンサＣ₅を電源として放電灯ＤＬ
（コンデンサＣ₄）−インダクタＬ₁−カレントトラン
スＣＴの１次巻線−スイッチング素子Ｑ₂の経路でも電
流が流れるから、コンデンサＣ₄とインダクタＬ₁とか
らなる共振回路の共振電流もインダクタＬ₁に流れる。
つまり、両共振電流の合成電流がインダクタＬ₁に流
れ、インダクタＬ₁には磁気エネルギが蓄積される。

【００３７】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオフになれ
ば、インダクタＬ₁に蓄積されたエネルギの放出によっ
てスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを通してコン
デンサＣ₁に回生電流が流れ、コンデンサＣ₁，Ｃ₂に
電荷が戻される。この状態でもコンデンサＣ₆には交流
電源ＡＣの電圧に比例した電荷が蓄積される。スイッチ
ング素子Ｑ₁がオンになると、コンデンサＣ₁，Ｃ₂を
電源としてスイッチング素子Ｑ₁を介してインダクタＬ
₁−放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅の
経路で電流が流れる。つまり、インダクタＬ₁には磁気
エネルギが蓄積される。

【００３８】その後、スイッチング素子Ｑ₁がオフにな
ると、インダクタＬ₁に蓄積されたエネルギの放出によ
って、放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅
−スイッチング素子Ｑ₂の寄生ダイオード−カレントト
ランスＣＴの１次巻線の経路で回生電流が流れる。ま
た、コンデンサＣ₆にはダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点
側を正極とする極性で電荷が蓄積されているから、イン
ダクタＬ₁に蓄積されたエネルギが放出される際に、イ
ンダクタＬ₁の両端電圧とコンデンサＣ₆の両端電圧と
の加算電圧によりダイオードＤ₁が導通してコンデンサ
Ｃ₁−ダイオードＤ₃，Ｄ₄−コンデンサＣ₂の経路で
電流が流れることにより、両コンデンサＣ ₁，Ｃ₂に電
荷が戻される。上述の説明は、交流電源ＡＣの電圧がダ
イオードＤ₁，Ｄ₂の接続点を正極性とする場合の動作
であるが、極性が逆であるときにはダイオードＤ₁およ
びスイッチング素子Ｑ₁をダイオードＤ₂およびスイッ
チング素子Ｑ₂に読み替えればよい。

【００３９】以上の説明より明らかなように、インバー
タ回路のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂のスイッチング周
期のうちの半周期の間にコンデンサＣ₆を充電し、残り
の半周期の間にコンデンサＣ₆から電荷を放出してコン
デンサＣ₁，Ｃ₂に電荷を戻すことになる。本実施形態
では、電源投入時にダイオードＤ₁−コンデンサＣ₁−
ダイオードＤ₃の経路、またはダイオードＤ₄−コンデ
ンサＣ₂−ダイオードＤ₂の経路でラッシュ電流が流れ
るが、各経路は交流電源ＡＣの電圧波形の半周期ごとに
形成されるから、コンデンサＣ₁，Ｃ₂を並列接続した
容量の１個のコンデンサを用いる場合に比較するとラッ
シュ電流が小さくなる。また、定常動作状態では、コン
デンサＣ₆の両端電圧は交流電源ＡＣの電圧であり、こ
れにインダクタＬ₁の磁気エネルギによる電圧を加算し
てコンデンサＣ₁，Ｃ₂が充電する期間、交流電源ＡＣ
の電圧にインダクタＬ₁の磁気エネルギによる電圧を加
算してコンデンサＣ₁，Ｃ₂を充電する期間があるか
ら、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧は交流電源ＡＣの
電圧の最大値よりも高くなり、交流電源ＡＣからコンデ
ンサＣ₁，Ｃ₂が直接充電されることによる電流は流れ
ない。定常動作状態での交流電源ＡＣからの入力電流
は、コンデンサＣ₆に蓄積する電荷、すなわち交流電源
ＡＣの電圧の絶対値に比例する。つまり、入力力率が高
くなるのである。また、交流電源ＡＣの電圧周期の全期
間に亙って交流電源ＡＣからの入力電流が流れるのであ
て、交流電源ＡＣの電圧の絶対値の小さい期間において
も交流電源ＡＣからは入力電流が流れるから、入力電流
高調波歪が少ないのである。

【００４０】ここに、コンデンサＣ₆を介してインダク
タＬ₁を流れる入力電流は放電灯ＤＬに流れないから、
放電灯ＤＬのインピーダンスが変動しても入力電流の波
形に直接の影響を与えない。また同様に、入力電流の波
形に変動があっても放電灯ＤＬに供給される電流の波形
に及ぼす影響は従来例よりも小さくなる。ところで、放
電灯ＤＬを負荷とした場合に、放電開始前の予熱モー
ド、定格点灯状態の全点灯モード、調光点灯状態の調光
モード、各モード間の過渡期間などでは、それぞれスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチングの周波数を変化
させるのであって、放電灯ＤＬの等価インピーダンスが
変化しインバータ回路の消費電流も変化する。したがっ
て、インダクタＬ₁とコンデンサＣ₆との共振回路やイ
ンダクタＬ₁とコンデンサＣ₄との共振回路に流れる電
流もスイッチングの周波数の変化に応じて変化すること
になる。つまり、インバータ回路の電源となるコンデン
サＣ₁，Ｃ₂の両端電圧は充電電流と放電電流の差に応
じて変動することになる。

【００４１】コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧が変動す
れば、条件によっては交流電源ＡＣからラッシュ電流が
流れることがあるから、図１に示した回路構成では、ラ
ッシュ電流を流れないようにしようとすれば、放電灯Ｄ
Ｌでの消費電力が最大になる条件でもコンデンサＣ₁，
Ｃ₂の直列回路の両端電圧が、交流電源ＡＣの電圧の２
倍よりも高くなるように設計しなければならない。この
ような条件で回路設計を行なうと、放電灯ＤＬでの消費
電力が最小になる条件（たとえば予熱モード）ではコン
デンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧が上昇すること
になるから、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に高電圧が印
加され、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のストレスが大き
くなる。その結果、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の故障
率が高くなったり、高耐圧の部品を要してコスト高にな
ったりする。これに対して、本実施形態の回路構成で
は、充電時にはコンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオード
Ｄ₃，Ｄ ₄とを直列接続し、放電時には各コンデンサＣ
₁，Ｃ₂にそれぞれダイオードＤ ₅，Ｄ₆を直列接続す
ることによってコンデンサＣ₁，Ｃ₂を並列接続してい
るから、放電時におけるコンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電
圧が２００Ｖであるとしても、充電時にはコンデンサＣ
₁，Ｃ₂の両端電圧が４００Ｖになり、結果的に交流電
源ＡＣからコンデンサＣ₁，Ｃ₂への直接の入力電流は
流れなくなる。また、放電時にはコンデンサＣ₁，Ｃ₂
が並列接続されていることにより、インバータ回路の電
源としては各コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧程度（上
の例では２００Ｖ）になり、インバータ回路の構成部品
に与えるストレスは小さい。

【００４２】（実施形態３）本実施形態は、図１に示し
た実施形態１の構成とは以下の点が相違する。すなわ
ち、実施形態１の回路構成ではインダクタＬ₁と放電灯
ＤＬとコンデンサＣ₅との直列回路をスイッチング素子
Ｑ₂に並列接続しているが、本実施形態では図４に示す
ように２個のコンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの直列回路をスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路に並列接続し、コンデ
ンサＣ_5a，Ｃ_5bの接続点とスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
の接続点との間にインダクタＬ₁と放電灯ＤＬとの直列
回路を接続してある。つまり、部品数としてはコンデン
サＣ_5aを追加した形になっている。さらに、ダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂にそれぞれコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を並列接続
してある。

【００４３】実施形態１の回路構成では、スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂がインバータ回路としてだけではなく昇
圧チョッパ回路の構成要素としても兼用されているの
で、設計条件に制約があり、設計条件によっては交流電
源ＡＣの電圧の絶対値が小さい期間に休止期間が生じた
り、交流電源ＡＣからの入力電流が直流成分の重畳され
た波形になったりして入力高調波歪が多くなることがあ
る。本実施形態では、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を設けるこ
とによって、この種の問題を解決しているのであり、ダ
イオードＤ₁，Ｄ₂がオフになる期間にもコンデンサＣ
₁₁，Ｃ₁₂を通して電流を流すようにして入力電流波形に
休止期間ができるだけ生じないようにしているのであ
る。コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は必ずしも２個必要なわけで
はなく、いずれか一方のみでも効果がある。他の構成お
よび動作は実施形態１と同様である。

【００４４】（実施形態４）本実施形態は、図５に示す
ように、実施形態１の構成において、交流電源ＡＣの電
圧の絶対値を検出する絶対値回路ＡＢと、絶対値回路Ａ
Ｂにより検出した電圧を入力とし入力電圧の上昇に伴っ
て出力周波数を高くする電圧−周波数変換回路ＶＦとを
設けたものである。電圧−周波数変換回路ＶＦの出力
は、駆動回路ＤＶを通してスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
のスイッチングに用いられる。つまり、実施形態１にお
ける制御回路ＣＮに代えて、絶対値回路ＡＢ、電圧−周
波数変換回路ＶＦ、駆動回路ＤＶを設けている。さら
に、電圧−周波数変換回路ＶＦは外部から入力される調
光信号により出力周波数を複数段階に切り換えることが
できるように構成されている。調光信号は、器具に設け
たプルスイッチや赤外線を用いたリモコン装置により発
生させる。

【００４５】いま、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を一定
周波数でスイッチングしているものとすると、交流電源
ＡＣからの入力電流はコンデンサＣ₁，Ｃ₂の充電電流
にほぼ等しく、交流電源ＡＣの電圧にほぼ比例する。一
方、インダクタＬ₁に流れる共振電流は包絡線がほぼ一
定であるが、コンデンサＣ₆とインダクタＬ₁とにより
構成された共振回路に流れる共振電流は上述のように、
交流電源ＡＣの電圧にほぼ比例するから、放電灯ＤＬに
流れる電流の包絡線Ｉ_L1は、図６（ａ）（ｂ）に示すよ
うに、交流電源ＡＣの電圧Ｖ_ACの絶対値が大きい期間に
は小さく、絶対値が小さい期間には大きくなる。その結
果、放電灯ＤＬに供給される電流の波高率（クレストフ
ァクタ）が高くなり、結果的に放電灯ＤＬへの供給電流
の包絡線が低い期間では瞬間的に消灯するという現象が
生じることもある。このような現象が生じると放電灯Ｄ
Ｌの光出力が変動してチラツキ現象が発生することにな
り、また発光効率も低下する。

【００４６】これに対して、本実施形態の構成では、交
流電源ＡＣの電圧の絶対値を検出してスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチングの周波数を制御しているので
あって、交流電源ＡＣの電圧の絶対値が大きいほどスイ
ッチングの周波数を低くすることにより、コンデンサＣ
₆とインダクタＬ₁とからなる共振回路に流れる共振電
流が増加するようにしてある。つまり、コンデンサＣ₆
とインダクタＬ₁とからなる共振回路の共振点はスイッ
チングの周波数よりも低く設定してある。この構成によ
って、放電灯ＤＬに供給される電流Ｉ_DLの包絡線が図６
（ｃ）のようになるのであって、波高率が小さくなり、
光出力の変動によるチラツキや発光効率の低下が抑制さ
れるのである。

【００４７】ところで、放電灯ＤＬの光出力を定格点灯
状態よりも減光する調光モードにおいては、調光信号に
より電圧−周波数変換回路ＶＦにおける変換の比率を定
格点灯時とは異なる比率に設定する。つまり、入力電圧
をＶ_in、出力周波数をＦ_outとするときに、Ｆ_out＝κ
・ｇ（Ｖ_in）という関係で換算するのであり（ｇ（ｘ）
は動作に応じた適宜の関数）、光出力に応じて比例定数
κを変更するのである。ただし、スイッチングの周波数
の最小値と最大値の差を、定格点灯モードより調光モー
ドのほうが大きくなるように設定する。たとえば、定格
点灯モードではスイッチングの周波数を５０ｋＨｚ（１
４１Ｖ）〜６０ｋＨｚ（０Ｖ）の範囲で変化させるもの
とすれば、調光モードではスイッチングの周波数を７０
ｋＨｚ（１４１Ｖ）〜１００ｋＨｚ（０Ｖ）の範囲で変
化させるように制御する。このように周波数の変化幅を
放電灯ＤＬの光出力に応じて変更するのは、インダクタ
Ｌ ₁を流れる合成電流のうちコンデンサＣ₆を流れる電
流、すなわち入力電流の交流成分の占める割合が調光モ
ードの方が相対的に大きいからである。

【００４８】なお、図３に示した実施形態２の回路のよ
うに、自励式のインバータ回路を用いるときには、コン
デンサＣ₆を通る電流がカレントトランスＣＴの１次巻
線にも流れるから、交流電源ＡＣの電圧が高い期間に
は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂のオン期間が長くなっ
てスイッチングの周波数が低くなる。つまり、本実施形
態のように交流電源ＡＣの電圧を検出してスイッチング
の周波数を変化させる必要はない。

【００４９】（実施形態５）本実施形態は、図７に示す
ように、図１に示した実施形態１の回路に対してカプリ
ング用のコンデンサＣ₅の位置を変更したものである。
すなわち、実施形態１ではコンデンサＣ₅を、ダイオー
ドＤ₂のアノードと放電灯ＤＬとの間に挿入していた
が、本実施形態ではコンデンサＣ₅をインダクタＬ₁と
放電灯ＤＬとの間に挿入してある。他の構成および動作
は実施形態１と同様であるから説明を省略する。

【００５０】（実施形態６）本実施形態は、図８に示す
ように、図１に示した実施形態１の回路に対して、整流
回路の構成を変更したものである。整流回路ＲＥは、４
個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂，Ｃ₁₃，Ｃ₁₄と６個のダイオ
ードＤ₁〜Ｄ₆とからなる。ダイオードＤ₃のカソード
はダイオードＤ₄のアノードに接続され、コンデンサＣ
₁の一端にはダイオードＤ₃のアノードが接続され、コ
ンデンサＣ₂の一端にはダイオードＤ₄のカソードが接
続される。コンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ
₄よりなる直列回路には、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列
回路が並列接続される。つまり、ダイオードＤ₁のアノ
ードがダイオードＤ₂のカソードに接続され、コンデン
サＣ₁の他端にダイオードＤ₁のカソードが接続され、
コンデンサＣ₂の他端にダイオードＤ₂のアノードが接
続される。さらに、コンデンサＣ₁の一端にカソードを
接続しコンデンサＣ₂の他端にアノードを接続したダイ
オードＤ₅と、コンデンサＣ₁の他端にカソードを接続
しコンデンサＣ₂の一端にアノードを接続したダイオー
ドＤ₆とが設けられる。ダイオードＤ₅，Ｄ₆にはそれ
ぞれコンデンサＣ₁₃，Ｃ₁₄が並列に接続される。この整
流回路ＲＥの入力端はダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点と
ダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点とであって、出力端はコ
ンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ ₄とからなる
直列回路の両端になる。整流回路ＲＥの出力端間にはサ
ージ電圧吸収用のコンデンサＣ₇が接続される。

【００５１】このような整流回路ＲＥを用いることによ
って、図３に示した実施形態２と同様に、コンデンサＣ
₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧は充電時に高電圧となり
放電時に低電圧となるから、インバータ回路の構成部品
に与えるストレスが小さく、しかも入力力率が高く入力
電流高調波歪を少なくすることができる。さらに、ダイ
オードＤ₅，Ｄ₆にコンデンサＣ₁₃，Ｃ₁₄を並列接続し
ていることにより、実施形態３の構成と同様に入力電流
波形を整形して入力電流高調波歪を低減することができ
るのである。他の構成および動作は実施形態１と同様で
ある。

【００５２】（実施形態７）本実施形態は、図９に示す
ように、図１に示した実施形態１の構成に対して、コン
デンサＣ₁，Ｃ₂をそれぞれいわゆる１／２谷埋型部分
平滑回路に置き換えたものである。１／２谷埋型部分平
滑回路は、コンデンサＣ_1a（Ｃ_2a）の一端にアノードを
接続したダイオードＤ_1a（Ｄ_2a）のカソードにコンデン
サＣ_1b（Ｃ_2b）の一端を接続し、ダイオードＤ
_1a（Ｄ_2a）のアノードにカソードを接続したダイオード
Ｄ_1b（Ｄ_2b）のアノードをコンデンサＣ_1b（Ｃ_2b）の他
端に接続し、さらに、ダイオードＤ_1a（Ｄ_2a）のカソー
ドにアノードを接続したダイオードＤ_1c（Ｄ_2c）のカソ
ードをコンデンサＣ_1a（Ｃ_2a）の他端に接続した構成を
有する。つまり、両コンデンサＣ_1a，Ｃ_1b（Ｃ_2a，
Ｃ_2b）はダイオードＤ_1a（Ｄ_2a）を介して直列接続され
た形で充電され、ダイオードＤ_1b，Ｄ_1c（Ｄ_2b，Ｄ_2c）
により並列接続された形で放電するのである。

【００５３】ところで、図５に示した実施形態４の動作
について説明したように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
のスイッチングの周波数が一定であると、放電灯ＤＬに
供給される電流の包絡線は、交流電源ＡＣの電圧の絶対
値の大きい部分では他の部分よりも小さくなる。要する
に、交流電源ＡＣの電圧の変化に応じて放電灯ＤＬの光
出力が変動する。そこで、本実施形態では１／２谷埋型
部分平滑回路を用いることによって、交流電源ＡＣの電
圧の絶対値が小さい期間では図１に示した実施形態１の
倍電圧全波整流回路をインバータ回路の電源に用いる場
合よりもインバータ回路の電源電圧を下げ、結果的に、
交流電源ＡＣの電圧の絶対値が小さい期間における放電
灯ＤＬへの供給電流の増加を抑制しているのである。こ
れによって、放電灯ＤＬへの供給電流の波高率が減少し
て、光出力の変動が小さくなるのである。他の構成およ
び動作は図１に示した実施形態１と同様であるから説明
を省略する。

【００５４】なお、上述した各実施形態では、負荷を放
電灯ＤＬとしたが、負荷は高周波電力により作動するも
のであればどのようなものでも用いることができ、また
高周波電力を整流平滑して直流を出力する電源回路を負
荷としてもよい。さらに、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
にはＭＯＳＦＥＴに代えてバイポーラトランジスタおよ
びバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間に逆
並列に接続したダイオードを用いてもよい。

【００５５】

【発明の効果】請求項１の発明は、第１のダイオードの
アノードに第２のダイオードのカソードを接続した一対
のダイオードの直列回路と、第１および第２のダイオー
ドの接続点に一端が接続された交流電源の両端間に第１
のダイオードを介して接続された第１のコンデンサと、
上記交流電源の両端間に第２のダイオードを介して接続
された第２のコンデンサと、第１および第２のダイオー
ドの直列回路に並列に接続され交互にオンオフされかつ
オフ時にはオン時とは逆向きに通電可能な一対のスイッ
チング素子の直列回路と、上記スイッチング素子の接続
点と負荷の一端との間に挿入されるインダクタと、上記
インダクタおよび上記負荷とともに直列回路を形成し少
なくとも一方のスイッチング素子にその直列回路が並列
接続される直流カット用の第３のコンデンサと、第１お
よび第２のダイオードの接続点から上記負荷と上記イン
ダクタとの間への経路を形成する第４のコンデンサとを
具備するものであり、インダクタと第３のコンデンサと
スイッチング素子と第１および第２のコンデンサにより
昇圧チョッパ回路が形成されてアクティブフィルタとし
て機能し、入力力率が高くかつ入力電流高調波歪の少な
い電源装置を提供することができるという利点がある。
しかも、アクティブフィルタとして動作する際の電流経
路には負荷が含まれないから、負荷の動作状態に応じて
等価インピーダンスが変動しても入力電流に休止期間が
生じたり直流成分が重畳されたりすることがなく、負荷
の動作状態の変化に伴う入力電流高調波歪の増加がない
という効果を奏する。

【００５６】請求項２の発明のように、第１のコンデン
サを挟んで第１のダイオードと同極性に接続され第１の
コンデンサおよび第１のダイオードとの直列回路が交流
電源の両端間に接続された第３のダイオードと、第２の
コンデンサを挟んで第２のダイオードと同極性に接続さ
れ第２のコンデンサおよび第２のダイオードとの直列回
路が交流電源の両端間に接続された第４のダイオード
と、第３および第４のダイオードと第２のコンデンサと
の直列回路に並列であって第１のコンデンサの電荷を放
電する極性に接続された第５のダイオードと、第３およ
び第４のダイオードと第１のコンデンサとの直列回路に
並列であって第２のコンデンサの電荷を放電する極性に
接続された第６のダイオードと、第１のコンデンサおよ
び第５のダイオードの直列回路と第２のコンデンサおよ
び第６のダイオードの直列回路とに並列接続されるサー
ジ吸収用の第５のコンデンサとを付加したものでは、第
１および第２のコンデンサの充電時には第３および第４
のダイオードを介して第１および第２のコンデンサを直
列接続して第１および第２のコンデンサを含む直列回路
の両端電圧を高く保つことによって、交流電源から第１
および第２のダイオードを介して第１および第２のコン
デンサに直接電流が流れるのを防止することができると
いう利点があり、結果的に、昇圧チョッパ回路として確
実に動作させることができ、高入力力率、かつ低入力電
流高調波歪とする設計が容易になるのである。しかも、
第１および第２のコンデンサの放電時には第５および第
６のダイオードによって第１および第２のコンデンサを
並列接続することでインバータ回路への電源電圧は比較
的低くすることができるから、インバータ回路を構成す
る部品への電圧ストレスが小さくなるという利点があ
る。

【００５７】請求項３の発明のように、第１および第２
のダイオードの少なくとも一方に入力電流波形の整形用
のコンデンサを並列接続したものでは、第１および第２
のダイオードのオフ時でも入力電流波形の整形用のコン
デンサを介して電流を流すことができるから、入力電流
に休止期間が生じるのを一層確実に防止することがで
き、結果的に入力電流高調波歪をさらに低減することが
できるという利点を有する。

【００５８】請求項４の発明のように、第５および第６
のダイオードの少なくとも一方に入力電流波形の整形用
のコンデンサを並列接続したものでは、第５および第６
のダイオードのオフ時でも入力電流波形の整形用のコン
デンサを介して電流を流すことができるから、入力電流
に休止期間が生じるのを一層確実に防止することがで
き、結果的に入力電流高調波歪をさらに低減することが
できるという利点がある。

【００５９】請求項５の発明のように、交流電源の電圧
の絶対値を検出する絶対値回路と、絶対値回路により検
出された電圧の絶対値が大きいほどスイッチング素子を
スイッチングする周波数を低く設定する電圧−周波数変
換回路とを備えるものでは、交流電源の電圧の絶対値が
大きいほど周波数を低く設定してインダクタを通過する
電流を増加させるから、交流電源の電圧の変化に対して
負荷への供給電流の変化を小さくすることができるので
あって、放電灯のように供給電流の変動に伴う出力の変
動が望ましくないような負荷を用いる場合に請求項５の
発明の構成を採用すれば、負荷出力の変動を抑制するこ
とができるという利点がある。

【００６０】請求項６の発明のように、電圧−周波数変
換回路を外部信号により出力周波数を変化させることに
よって負荷への供給電力を複数段階に設定可能に構成
し、絶対値回路により検出された電圧の絶対値の変化幅
に対する出力周波数の変化幅を負荷への供給電力が小さ
いほど狭く設定するものでは、負荷への供給電力が複数
段階に設定可能である場合、たとえば負荷が放電灯であ
って定格点灯と調光点灯とを切り換えることができるよ
うな場合に有効な構成であって、交流電源の電圧に応じ
て周波数を変化させる幅を負荷への供給電力に応じて変
化させているから、負荷への供給電力を変更した場合で
も負荷出力の変動を抑制することができるという利点が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】実施形態１の動作説明図である。

【図３】実施形態２を示す回路図である。

【図４】実施形態３を示す回路図である。

【図５】実施形態４を示す回路図である。

【図６】実施形態４の動作説明図である。

【図７】実施形態５を示す回路図である。

【図８】実施形態６を示す回路図である。

【図９】実施形態７を示す回路図である。

【図１０】従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

ＡＢ絶対値回路Ｃ₁ （第１の）コンデンサＣ₂ （第２の）コンデンサＣ₅ （第３の）コンデンサＣ₆ （第４の）コンデンサＣ₇ （第５の）コンデンサＣ₁₁ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＣ₁₂ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＣ₁₃ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＣ₁₄ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＤ₁ （第１の）ダイオードＤ₂ （第２の）ダイオードＤ₃ （第３の）ダイオードＤ₄ （第４の）ダイオードＤ₅ （第５の）ダイオードＤ₆ （第６の）ダイオードＬ₁ インダクタＱ₁ スイッチング素子Ｑ₂ スイッチング素子ＶＦ電圧−周波数変換回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のダイオードのアノードに第２のダ
イオードのカソードを接続した一対のダイオードの直列
回路と、第１および第２のダイオードの接続点に一端が
接続された交流電源の両端間に第１のダイオードを介し
て接続された第１のコンデンサと、上記交流電源の両端
間に第２のダイオードを介して接続された第２のコンデ
ンサと、第１および第２のダイオードの直列回路に並列
に接続され交互にオンオフされかつオフ時にはオン時と
は逆向きに通電可能な一対のスイッチング素子の直列回
路と、上記スイッチング素子の接続点と負荷の一端との
間に挿入されるインダクタと、上記インダクタおよび上
記負荷とともに直列回路を形成し少なくとも一方のスイ
ッチング素子にその直列回路が並列接続される直流カッ
ト用の第３のコンデンサと、第１および第２のダイオー
ドの接続点から上記負荷と上記インダクタとの間への経
路を形成する第４のコンデンサとを具備することを特徴
とする電源装置。
【請求項２】第１のコンデンサを挟んで第１のダイオ
ードと同極性に接続され第１のコンデンサおよび第１の
ダイオードとの直列回路が交流電源の両端間に接続され
た第３のダイオードと、第２のコンデンサを挟んで第２
のダイオードと同極性に接続され第２のコンデンサおよ
び第２のダイオードとの直列回路が交流電源の両端間に
接続された第４のダイオードと、第３および第４のダイ
オードと第２のコンデンサとの直列回路に並列であって
第１のコンデンサの電荷を放電する極性に接続された第
５のダイオードと、第３および第４のダイオードと第１
のコンデンサとの直列回路に並列であって第２のコンデ
ンサの電荷を放電する極性に接続された第６のダイオー
ドと、第１のコンデンサおよび第５のダイオードの直列
回路と第２のコンデンサおよび第６のダイオードの直列
回路とに並列接続されるサージ吸収用の第５のコンデン
サとを付加したことを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項３】第１および第２のダイオードの少なくと
も一方に入力電流波形の整形用のコンデンサを並列接続
したことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電
源装置。
【請求項４】第５および第６のダイオードの少なくと
も一方に入力電流波形の整形用のコンデンサを並列接続
したことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項５】上記交流電源の電圧の絶対値を検出する
絶対値回路と、絶対値回路により検出された電圧の絶対
値が大きいほど上記スイッチング素子をスイッチングす
る周波数を低く設定する電圧−周波数変換回路とを備え
ることを特徴とする請求項１ないし請求項４記載の電源
装置。
【請求項６】上記電圧−周波数変換回路は、外部信号
により出力周波数を変化させることによって負荷への供
給電力を複数段階に設定可能であって、上記絶対値回路
により検出された電圧の絶対値の変化幅に対する出力周
波数の変化幅は負荷への供給電力が小さいほど狭く設定
することを特徴とする請求項５記載の電源装置。