JPH10243578A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 部品点数の大幅な削減による価格の低下と小
型化を図るとともに、信頼性の向上を目的とする。 【構成】 基本的には、交流電圧整流素子を使用し、か
つ、リアクトル１１、スイッチング素子２５、制御回路
２２などを正方向と負方向で共用した１組の昇圧チョッ
パ回路兼力率改善用フィルタ３１で昇圧と、力率の改善
を行うことができるようにしたものであり、交流電源１
０の正側では、リアクトル１１、整流ダイオード５１、
５３、スイッチング素子２５、整流素子２７、コンデン
サ２９により、正方向の昇圧チョッパ兼力率改善回路が
形成され、検出回路１９により入力電流に対応した信号
と、位相を合わせた出力電圧信号とを比較し、その信号
を制御回路２２内の３角波とのコンパレータ出力でスイ
ッチング素子２５の開閉を制御する。交流電源１０の負
側でも同様である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源回路に関する
もので、さらに具体的には、力率改善を施した交流安定
化電源回路および無停電電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】交流入力線と出力線とのそれぞれの一方
を共通ラインとして結合した従来の力率改善型安定化電
源回路には、本出願人が先に提案した図７に示す回路
（特開平７−２４５９５５号）がある。この図７におい
て、交流電源１０から交流電圧が入力されると、半波倍
電圧整流回路２１で整流され、共通ライン１６に対して
正側と負側に略等しい直流電圧が得られる。

【０００３】整流された正側と負側の直流電圧は、それ
ぞれ昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１および
３２でスイッチングされ、入力電流波形を入力電圧波形
に相似した正弦波状とし、入力の力率を改善するととも
に、正方向と負方向にそれぞれ昇圧された直流電圧がえ
られる。

【０００４】昇圧された直流電圧は、ＤＣ−ＡＣインバ
ータ３７によって交流電圧に変換され、さらに、フィル
タ回路９６などを介して高調波成分を除去し、所定の電
圧および周波数の交流出力となる。

【０００５】ここで、停電などにより交流電圧が入力さ
れないときには、バッテリ３８ａおよび３８ｂからの直
流電圧をそれぞれ昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１および３２でスイッチングし昇圧して、ＤＣ−Ａ
Ｃインバータ３７によって交流電圧に変換され、さらに
フィルタ回路９６などを通して高調波成分を除去し、所
定の電圧と周波数の交流出力となる。

【０００６】以上のようにして、交流入力線の一方を共
通ライン１６とする安定化電源装置の場合には、停電時
に入力端子と出力端子を接続する直送回路を、単一の切
り換え手段で構成することができる。なお、正側と負側
のバッテリ３８ａおよび３８ｂは、交流入力時に図示し
ない充電回路で充電される。

【０００７】図７の上記以外の符号において、１は、直
送ライン、２、３は、交流入力端子、８、９は、交流出
力端子、１２は、出力電圧検出回路、１３は、負荷電流
検出回路、１４は、切換回路、１５は、ホトカプラなど
の絶縁手段、１７、１８は、整流ダイオード、２３、２
４は、リアクトル、２５、２６は、スイッチング素子、
２７、２８は、整流素子、２９、３０は、コンデンサ、
３３、３４は、スイッチング素子、３５は、リアクト
ル、３６は、コンデンサ、３９、４０は、逆流阻止スイ
ッチ素子、４３、４４は、制御回路、４５は、パルス幅
変調回路、４６、４７は、入力電流検出手段兼絶縁手段
としてのカレントトランスである。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来回路では、共通ラ
イン１６に対して正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用
フィルタ３１と負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フ
ィルタ３２の２組を構成するため、２組のリアクトル２
３と２４、２組のスイッチング素子２５と２６、２組の
整流素子２７と２８、２組の制御回路４３と４４などが
必要となり、正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィ
ルタ３１が働いているときは、負側の昇圧チョッパ回路
兼力率改善用フィルタ３２が休止し、逆に、負側の昇圧
チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３２が働いていると
きは正側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１
が休止しているという回路上の無駄があり、しかも、価
格も高価になるという問題があった。

【０００９】本発明は、力率改善した交流安定化電源回
路および無停電電源回路において、部品点数の大幅な削
減による価格の低下と小型化を図るとともに、信頼性の
向上を目的とするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源１０
の正側では、リアクトル１１、全波整流回路５０の整流
ダイオード５１、スイッチング素子２５、全波整流回路
５０の整流ダイオード５３、整流素子２７、コンデンサ
２９により、正方向の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フ
ィルタ３１ａが形成され、検出回路１９により、入力電
流検出兼絶縁手段としてのカレントトランス４からの入
力電流に対応した信号と、位相を合わせた出力電圧信号
とを比較し、その信号を制御回路２２内の３角波とのコ
ンパレータ出力でスイッチング素子２５の開閉を制御す
る。

【００１１】交流電源１０の負側では、全波整流回路５
０の整流ダイオード５２、スイッチング素子２５、全波
整流回路５０の整流ダイオード５４、リアクトル１１、
整流素子２８、コンデンサ３０により、負方向の昇圧チ
ョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１ｂが形成され、前
記正側と同様にして、検出回路２０により、入力電流検
出兼絶縁手段としてのカレントトランス４からの入力電
流に対応した信号と、位相を合わせた出力電圧信号とを
比較し、その信号を制御回路２２内の３角波とのコンパ
レータ出力でスイッチング素子２５の開閉を制御する。

【００１２】

【発明の実施の形態】従来回路では、共通ライン１６に
対して正側と負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィ
ルタ３１と３２の２組を構成するため、２組のリアクト
ル２３と２４、２組のスイッチング素子２５と２６、２
組の整流素子２７と２８、２組の制御回路４３と４４な
どが必要であったが、本発明の基本的原理は、交流電圧
整流素子を使用することにより、リアクトル１１、スイ
ッチング素子２５、制御回路２２などを正方向と負方向
で共用し、１組の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１で従来同様の電圧の昇圧と、力率の改善を行うこ
とができるようにしたものである。

【００１３】以下、本発明の実施例を図面に基づき説明
する。２、３は、それぞれ交流電源１０の交流入力端
子、８、９は、それぞれ安定化後の交流出力端子であ
る。これらの入出力端子のうち、一方の交流入力端子３
と一方の交流出力端子９間が共通ライン１６で直結さ
れ、また、他方の交流入力端子２と他方の交流出力端子
８間が直送ライン１と切換回路１４を介して結合される
ことにより、直送回路を構成している。

【００１４】前記交流入力端子２と３との間には、入力
電流検出兼絶縁手段としての１個のカレントトランス４
と、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１として
の正負兼用の１個のリアクトル１１と、交流電圧整流素
子である全波整流回路５０との直列回路が結合されてい
る。前記全波整流回路５０の後段には、インダクタンス
素子を除いた力率改善用フィルタとしても作用せしめる
昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１が結合さ
れ、この昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の
後段には、ＤＣ−ＡＣインバータ３７、フィルタ回路９
６、出力電圧検出回路１２が順次結合されている。

【００１５】前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１は、インダクタンス素子であるリアクトル１１、
全波整流回路５０、スイッチング素子２５、整流素子２
７と２８、コンデンサ２９と３０を主体として構成され
ている。この昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３
１は、共通ライン１６に対し、正方向、負方向のそれぞ
れの構成で共通の素子を使用しており、その構成を図２
（ａ）（ｂ）により詳細に説明する。

【００１６】図２（ａ）に示す正側の昇圧チョッパ回路
兼力率改善用フィルタ３１ａは、インダクタンス素子で
あるリアクトル１１、全波整流回路５０の整流ダイオー
ド５１と５３、スイッチング素子２５、整流素子２７、
コンデンサ２９を主体として構成されている。図２
（ｂ）に示す負側の昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィ
ルタ３１ｂは、インダクタンス素子であるリアクトル１
１、全波整流回路５０の整流ダイオード５２と５４、ス
イッチング素子２５、整流素子２８、コンデンサ３０を
主体として構成されている。

【００１７】前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１の制御回路２２は、整流素子２８のカソード側に
結合され、正側の検出回路１９と負側の検出回路２０
は、それぞれフローティングされている。これらの検出
回路１９と２０には、入力電流検出手段として前述のよ
うに、カレントトランス４などの絶縁された一方の２次
コイル６と他方の２次コイル７が結合され、１次コイル
５は、交流入力端子２に結合される。

【００１８】前記ＤＣ−ＡＣインバータ３７は、スイッ
チング素子３３と３４、コンデンサ２９と３０からなる
ハーフブリッジ型である。このコンデンサ２９と３０
は、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１の構成
部品と共用している。このＤＣ−ＡＣインバータ３７の
後段のリアクトル３５、コンデンサ３６は、発生した交
流電圧の高調波成分を圧縮するフィルタ回路９６を構成
している。

【００１９】前記リアクトル１１の入力側と、スイッチ
ング素子２５のソース側に並列に、バッテリ３８と逆流
阻止スイッチ素子３９の直列回路が結合されている。前
記バッテリ３８は、商用電源の停電時に電力を供給する
ためのもので、また、逆流阻止スイッチ素子３９は、交
流入力電圧が商用半サイクル毎に低下したときにバッテ
リ３８を放電させないためのものである。前記昇圧チョ
ッパ回路兼力率改善用フィルタ３１のスイッチング素子
２５のゲートには、２０ｋＨｚ以上の高周波で開閉する
前記制御回路２２が直接結合されている。

【００２０】前記ＤＣ−ＡＣインバータ３７のスイッチ
ング素子３３と３４のゲートには、２０ｋＨｚ以上で開
閉し、かつ、交流出力電圧波形に対応したパルス幅変調
をするパルス幅変調回路４５が結合されている。前記直
送回路の切換回路１４には、負荷電流検出回路１３が結
合されている。

【００２１】前記停電時に電力を供給するバッテリ３８
は、図１では、スイッチング素子２５の前段にリアクト
ル１１と全波整流回路５０とを介して接続したが、これ
に限られるものではなく、図３のように、リアクトル１
１と全波整流回路５０を介在せずに直接スイッチング素
子２５と並列に、バッテリ３８と逆流阻止スイッチ素子
３９とリアクトル４１の直列回路を結合してもよい。こ
のような回路構成にすると、商用電源の停電時にバッテ
リ３８の電圧を昇圧するため、部品としてリアクトル４
１が増えるが、バッテリ３８からの電力がリアクトル１
１、全波整流回路５０を介在しないので効率が向上す
る。

【００２２】前記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィル
タ３１は、基本的には、正側と負側の作用が共通なの
で、正側の場合を図４によりさらに詳しく説明する。前
記昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１を力率改
善用アクティブフィルタとして作用せしめるには、リア
クトル１１、スイッチング素子２５、整流素子２７の他
に、非反転誤差増幅器４２を主体としてなる検出回路１
９と、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣ４８を含む制御回路２２
を用い、入力電圧波形、実効入力電圧、入力電流波形お
よび出力電圧の４つの個別の入力のうち、入力電圧波形
と実効入力電圧とを使用しないで、入力電流波形と出力
電圧だけで制御するものである。

【００２３】図４において、前記コンデンサ２９の両端
間には、分圧用の抵抗５５と５６が結合され、また、抵
抗５６と並列に位相を揃えるためのコンデンサ６７が挿
入されている。前記カレントトランス４の一方の２次コ
イル６と並列に、入力電流検出用の抵抗５９が挿入さ
れ、この抵抗５９の一端側が抵抗５８を介して前記非反
転誤差増幅器４２の−入力端子に結合されている。基準
電圧Ｖｒｅｆは、抵抗５７を介して前記非反転誤差増幅
器４２の−入力端子に結合され、さらに、抵抗６０を介
して出力端子に結合されている。７０は、制御回路２２
と検出回路１９間を絶縁して結合するためのホトカプラ
であり、また、７１は、制御回路２２と検出回路２０間
を絶縁して結合するためのホトカプラである。

【００２４】以上のような構成による作用を説明する。
まず、図２（ａ）のように、交流電源１０の正側が入力
されると、全波整流回路５０の整流ダイオード５１、整
流ダイオード５３で半波整流され、図５（ａ）に示すよ
うな半波整流電圧が得られる。これが昇圧チョッパ回路
兼力率改善用フィルタ３１によって昇圧チョッピングさ
れてコンデンサ２９の両端に図５（ｂ）のようなリップ
ル電圧が発生する。

【００２５】同様に、負側でも図２（ｂ）のように、全
波整流回路５０の整流ダイオード５２、整流ダイオード
５４で半波整流され、昇圧チョッピングされて正側に対
して反転した電圧が得られる。これらの正側と負側の電
圧がＤＣ−ＡＣインバータ３７で交流となり、フィルタ
回路９６で高周波成分が除かれて交流電圧が負荷に供給
される。

【００２６】つぎに、力率改善作用を説明する。出力電
圧を一定にし、かつ、入力電流を入力電圧と相似形にす
るには、図４における検出回路１９（および検出回路２
０）内の非反転誤差増幅器４２の−入力端子の入力を、
出力電圧検出用の基準として使用するため、抵抗５７を
介して基準電圧Ｖｒｅｆを印加する。また、非反転誤差
増幅器４２の＋入力端子には、出力電圧信号を加える。
これらの信号を非反転誤差増幅器４２で誤差増幅するに
先立ち、互いに位相を一致させなければならない。そう
しないと、出力電圧が一定になっても、力率改善回路の
入力電流は、入力電圧に相似した波形にならないからで
ある。

【００２７】そこで、非反転誤差増幅器４２の＋入力端
子と−入力端子の入力信号の位相を合わせるため、ま
た、入力電流を入力電圧に相似した波形にするため、非
反転誤差増幅器４２の−入力端子に、入力電圧に対して
反転している微小信号を注入する。具体的には、入力電
流検出手段兼絶縁手段としてのカレントトランス４によ
り、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１から絶
縁され、かつ、特定の巻数比に変流した抵抗５９に流れ
る図５（ｈ）に示すような電流によって生ずる電圧Ｒｏ
・ｉを用いて注入すると、非反転誤差増幅器４２の−入
力端子の入力電圧Ｖ（−）は、図５（ｄ）に示すよう
に、基準電圧Ｖｒｅｆと、入力電圧に対して反転してい
る微小信号とが加算された波形となる。 Ｖ（−）＝Ｖｒｅｆ−｛抵抗５７／（抵抗５７＋抵抗５
８）｝×（Ｖｒｅｆ＋Ｒｏ・ｉ）

【００２８】また、非反転誤差増幅器４２の＋入力端子
の入力電圧Ｖ（＋）は、出力電圧を抵抗５５、５６で分
圧したつぎのような信号が入力される。 Ｖ（＋）＝｛抵抗５６／（抵抗５５＋抵抗５６）｝×出
力電圧Ｖｏ

【００２９】このままの信号では、非反転誤差増幅器４
２の＋入力端子と−入力端子の電圧の位相が一致してい
ないので、位相を合わせなければならない。そこで、抵
抗５６と並列にコンデンサ６７を結合して、抵抗５６と
コンデンサ６７の充電時定数により、図５（ｃ）のよう
に、電圧の変化を遅らせて、これを非反転誤差増幅器４
２の＋入力端子の入力電圧とし、−入力端子の入力電圧
と同じ位相にする。具体的には、非反転誤差増幅器４２
の−入力端子の入力電圧は、３π／４だけ位相が遅れる
ようにコンデンサ６７の容量を調整する。

【００３０】この状態で非反転誤差増幅器４２により誤
差増幅すると、増幅度が高すぎるので、抵抗６０を調整
することによって、非反転誤差増幅器４２の出力を図５
（ｅ）のように設定する。この非反転誤差増幅器４２の
図５（ｅ）の信号が絶縁手段としてのホトカプラ７０に
より絶縁され制御回路２２内のＰＷＭ制御用ＩＣ４８の
［８］端子に送られる。このＰＷＭ制御用ＩＣ４８内に
おいて、［８］端子に送られてきた信号と、発振器の図
５（ｆ）の３角波信号と、コンパレータで比較され、図
５（ｇ）のような出力が得られる。

【００３１】この信号は、ＰＷＭ制御用ＩＣ４８の
［２］端子から出力してそのままスイッチング素子２５
のゲート信号となり、昇圧チョッパ回路兼力率改善用フ
ィルタ３１が動作する。このように、ＰＷＭ制御用ＩＣ
４８を用いて入力電流波形と出力電圧だけで制御するこ
とができる。また、共通ライン１６に対し、正側と負側
にそれぞれに昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ３
１で昇圧して、安定化された直流電圧が後段のＤＣ−Ａ
Ｃインバータ３７に送られる。

【００３２】このハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバ
ータ３７のスイッチング素子３３と３４は、パルス幅変
調回路４５からのパルス幅変調信号により高周波で交互
に開閉し、かつ、開閉の時間幅が交流出力電圧波形に対
応したパルス幅変調をして、図６（ｄ）の実線波形のよ
うなパルス電圧波形となる。このパルス電圧は、リアク
トル３５とコンデンサ３６からなるフィルタ回路９６で
高周波成分を除去し、図６（ｄ）の点線波形のような所
定の電圧および周波数の交流出力が得られる。

【００３３】なお、本発明の力率改善回路の過電流保護
回路は、スイッチング素子２５のソース側に直列に抵抗
４９を挿入するなど、回路電流を検出し、汎用のＰＷＭ
制御用ＩＣ４８の［１５］端子に注入することにより、
汎用のＰＷＭ制御用ＩＣ４８内蔵のパルスバイパルス過
電流保護回路をそのまま使用することができる。

【００３４】前記実施例において、スイッチング素子２
５、３３、３４は、ＭＯＳＦＥＴに限られるものではな
く、バイポーラトランジスタ、その他のスイッチング素
子であってもよい。前記入力電流検出手段兼絶縁手段４
は、カレントトランスに限られるものではなく、ホール
素子などであってもよい。

【００３５】

【発明の効果】本発明は、昇圧チョッパ回路兼力率改善
用フィルタ３１の正方向、負方向の基本部品を共用して
いるため、従来回路の約半分の回路構成で力率改善用ア
クティブフィルタが得られる。

【００３６】力率改善用アクティブフィルタの制御に
も、スイッチング電源などで使用される汎用のＰＷＭ制
御用ＩＣ４８を用いるため、大幅な部品の増加がなく、
従来回路における部品点数が大幅に削減でき、価格の低
下、小型化と信頼性の向上が可能となる。

【００３７】停電その他の事故により交流電力が入力さ
れなくなったとき、サイリスタなどの逆流阻止スイッチ
素子３９をオンして、正側と負側のそれぞれのバッテリ
３８からの直流電圧を昇圧チョッパ回路兼力率改善用フ
ィルタ３１でスイッチングし、正側と負側にそれぞれ昇
圧して、交流電圧に変換し、さらにフィルタ回路９６で
高周波成分を除去し、所定の電圧および周波数の交流出
力を得ることができる無停電電源装置となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電源回路の第１実施例を示す電気
回路図である。

【図２】（ａ）は、交流入力電圧が正側のときの昇圧チ
ョッパ回路の電気回路図、（ｂ）は、交流入力電圧が負
側のときの昇圧チョッパ回路の電気回路図である。

【図３】本発明による電源回路の第２実施例を示す電気
回路図である。

【図４】本発明による電源回路内部の制御回路２２と検
出回路１９、２０の詳細な電気回路図である。

【図５】本発明による電源回路の半波整流時の動作波形
図である。

【図６】本発明による電源回路の全波整流時の動作波形
図である。

【図７】従来の電源回路の電気回路図である。

【符号の説明】

１…直送ライン、２、３…交流入力端子、４…カレント
トランス、５…１次コイル、６、７…２次コイル、８、
９…交流出力端子、１０…交流電源、１１…リアクト
ル、１２…出力電圧検出回路、１３…負荷電流検出回
路、１４…切換回路、１５…ホトカプラなどの絶縁手
段、１６…共通ライン、１７、１８…ダイオード、１
９、２０…検出回路、２１…半波倍電圧整流回路、２２
…制御回路、２３、２４…リアクトル、２５、２６…ス
イッチング素子、２７、２８…整流素子、２９、３０…
コンデンサ、３１、３２…昇圧チョッパ回路兼力率改善
用フィルタ、３３、３４…スイッチング素子、３５…リ
アクトル、３６…コンデンサ、３７…ＤＣ−ＡＣインバ
ータ、３８…バッテリ、３９、４０…逆流阻止スイッチ
素子、４１…リアクトル、４２…非反転誤差増幅器、４
３、４４…制御回路、４５…パルス幅変調回路、４６、
４７…カレントトランス、４８…ＰＷＭ制御用ＩＣ、４
９…抵抗、５０…全波整流回路、５１、５２、５３、５
４…整流ダイオード、５５、５６、５７、５８、５９、
６０、６１、６２、６３、６４、６５…抵抗、６６、６
７、６８、６９…コンデンサ、７０、７１…ホトカプ
ラ、９６…フィルタ回路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流入力端子２、３と交流出力端子８、
   ９のそれぞれの一方の端子３、９間を結合して共通ライ
   ン１６とし、この共通ライン１６と他方の入力端子２と
   の間に、共通ライン１６に対して正方向と負方向の整流
   を行う整流回路５０と昇圧チョッパ回路兼力率改善用フ
   ィルタ３１とを結合し、さらにその後段にＤＣ−ＡＣイ
   ンバータ３７を結合してなる電源回路において、前記整
   流回路５０は、全波整流回路５０からなり、前記昇圧チ
   ョッパ回路兼力率改善用フィルタ３１は、少なくともリ
   アクトル１１、スイッチング素子２５およびこのスイッ
   チング素子２５のチョッピング用の制御回路２２を、共
   通ライン１６に対して正方向と負方向とを共用してな
   り、正負それぞれの電圧に昇圧安定化した後、再び交流
   に変換して出力するようにしたことを特徴とする電源回
   路。
2. 【請求項２】 昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ
   ３１は、直流出力電圧を位相調整した信号により、入力
   電流を入力電圧に相似した正弦波状にして力率改善用フ
   ィルタとして用いるようにしたことを特徴とする請求項
   １記載の電源回路。
3. 【請求項３】 昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ
   ３１の構成部品のリアクトル１１の入力側と全波整流回
   路５０の負側との間に、逆流阻止スイッチ素子３９とバ
   ッテリ３８との直列回路を挿入し、交流電源１０の停電
   時に逆流阻止スイッチ素子３９をオンしてバッテリ３８
   から直流電圧を供給するようにしたことを特徴とする請
   求項１または２記載の電源回路。
4. 【請求項４】 昇圧チョッパ回路兼力率改善用フィルタ
   ３１の構成部品のスイッチング素子２５の入力側と全波
   整流回路５０の負側との間に、リアクトル４１、逆流阻
   止スイッチ素子３９およびバッテリ３８の直列回路を挿
   入し、交流電源１０の停電時に逆流阻止スイッチ素子３
   ９をオンしてバッテリ３８から直流電圧を供給するよう
   にしたことを特徴とする請求項１または２記載の電源回
   路。