JPH10256838A - 電流帰還回路 - Google Patents
電流帰還回路Info
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- JPH10256838A JPH10256838A JP9058663A JP5866397A JPH10256838A JP H10256838 A JPH10256838 A JP H10256838A JP 9058663 A JP9058663 A JP 9058663A JP 5866397 A JP5866397 A JP 5866397A JP H10256838 A JPH10256838 A JP H10256838A
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- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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- G05B19/18—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of program data in numerical form
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- G05B19/371—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of program data in numerical form characterised by positioning or contouring control systems, e.g. to control position from one programmed point to another or to control movement along a programmed continuous path using an analogue measuring device for continuous-path control the positional error is used to control continuously the servomotor according to its magnitude
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B2220/25—Disc-shaped record carriers characterised in that the disc is based on a specific recording technology
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 接続する負荷の数値に関係なく、開ループで
の安定性（発振防止）を確保した上で、所定の周波数帯
域を満たすことができる電流帰還回路を提供することを
目的とする。 【解決手段】 入力信号に応じて電圧出力を行う電流帰
還回路において、負荷５に流れる出力電流を電圧に変換
して出力する電流／電圧変換手段４と、電流／電圧変換
手段４の出力に応じて入力信号を増幅する増幅手段２と
を有し、増幅手段２では位相補償要素２３、２４を介し
て帰還が施されている。
の安定性（発振防止）を確保した上で、所定の周波数帯
域を満たすことができる電流帰還回路を提供することを
目的とする。 【解決手段】 入力信号に応じて電圧出力を行う電流帰
還回路において、負荷５に流れる出力電流を電圧に変換
して出力する電流／電圧変換手段４と、電流／電圧変換
手段４の出力に応じて入力信号を増幅する増幅手段２と
を有し、増幅手段２では位相補償要素２３、２４を介し
て帰還が施されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤ、ＣＤ−ＲＯ
Ｍ、ＤＶＤ、ＭＤなどのＤＩＳＣ機器やモータを有する
機器などの、コイルに電流を供給する回路などとして用
いられる電流帰還回路に関するものである。
Ｍ、ＤＶＤ、ＭＤなどのＤＩＳＣ機器やモータを有する
機器などの、コイルに電流を供給する回路などとして用
いられる電流帰還回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のＢＴＬ方式のコイル駆動回路のブ
ロック図を図５に示す。同図において、１０１は第１演
算増幅器、１０２は第２演算増幅器、１０３、１０４、
１０５、１０６は抵抗、５はコイル、６は外部負荷、７
はサーボ回路である。コイル駆動回路は第１演算増幅器
１０１、第２演算増幅器１０２、抵抗１０３、１０４、
１０５、１０６からなっており、第１演算増幅器１０１
の非反転入力端子（＋）には基準電圧が印加され、一
方、反転入力端子（−）には当該電流帰還回路への入力
信号が抵抗１０３を介して与えられるとともに、抵抗１
０４を介して第１演算増幅器１０１の出力が帰還されて
いる。
ロック図を図５に示す。同図において、１０１は第１演
算増幅器、１０２は第２演算増幅器、１０３、１０４、
１０５、１０６は抵抗、５はコイル、６は外部負荷、７
はサーボ回路である。コイル駆動回路は第１演算増幅器
１０１、第２演算増幅器１０２、抵抗１０３、１０４、
１０５、１０６からなっており、第１演算増幅器１０１
の非反転入力端子（＋）には基準電圧が印加され、一
方、反転入力端子（−）には当該電流帰還回路への入力
信号が抵抗１０３を介して与えられるとともに、抵抗１
０４を介して第１演算増幅器１０１の出力が帰還されて
いる。
【０００３】また、第２演算増幅器１０２の非反転入力
端子（＋）には基準電圧が印加され、一方、反転入力端
子（−）には第１演算増幅器１０１の出力が抵抗１０５
を介して与えられるとともに、抵抗１０６を介して第２
演算増幅器１０２の出力が帰還されている。そして、第
１演算増幅器１０１の出力と第２演算増幅器１０２の出
力との差電圧を出力として取り出すようになっている。
端子（＋）には基準電圧が印加され、一方、反転入力端
子（−）には第１演算増幅器１０１の出力が抵抗１０５
を介して与えられるとともに、抵抗１０６を介して第２
演算増幅器１０２の出力が帰還されている。そして、第
１演算増幅器１０１の出力と第２演算増幅器１０２の出
力との差電圧を出力として取り出すようになっている。
【０００４】以上のような構成のコイル駆動回路は、例
えば、外部負荷６の動作状態を制御するサーボ回路７か
ら与えられる制御信号に応じて電圧出力を行い、その出
力に負荷として接続されたコイル５に電流を流して外部
負荷６を駆動するというように使用される。
えば、外部負荷６の動作状態を制御するサーボ回路７か
ら与えられる制御信号に応じて電圧出力を行い、その出
力に負荷として接続されたコイル５に電流を流して外部
負荷６を駆動するというように使用される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ここで、上記構成のコ
イル駆動回路において、第１演算増幅器１０１、第２演
算増幅器１０２の周波数帯域が入力信号のそれに比べて
十分高いとすると、電流帰還回路の入力電圧と出力電圧
との間に位相ずれは発生しない。しかしながら、コイル
５のインダクタンス成分により、高周波数帯域では出力
電圧と出力電流（コイル５に流れる電流）との間に位相
ずれが生じる。この位相ずれが生じると、サーボループ
の位相余裕を悪化させる恐れがあるので、取り扱う信号
の周波数帯域が制限されることになる。
イル駆動回路において、第１演算増幅器１０１、第２演
算増幅器１０２の周波数帯域が入力信号のそれに比べて
十分高いとすると、電流帰還回路の入力電圧と出力電圧
との間に位相ずれは発生しない。しかしながら、コイル
５のインダクタンス成分により、高周波数帯域では出力
電圧と出力電流（コイル５に流れる電流）との間に位相
ずれが生じる。この位相ずれが生じると、サーボループ
の位相余裕を悪化させる恐れがあるので、取り扱う信号
の周波数帯域が制限されることになる。
【０００６】どのぐらいに周波数帯域が制限されるかを
見てみると、上記構成の電流帰還回路において、出力電
圧をＶOUT、出力電流をＩO、コイル５のインダクタンス
成分、抵抗成分をそれぞれＬ、ＲLとし、角周波数をω
とすると、 ＩO ＝ ＶOUT／（ｊωＬ＋ＲL） ∴ＩO／ＶOUT ＝ １／（ｊωＬ＋ＲL） ＝ （１／Ｌ）｛１／（ｊω＋（ＲL／Ｌ）｝ となるので、カットオフ周波数ｆCは、ｆC ＝ ＲL／２
πＬであって、この時の位相遅れは４５゜である。サー
ボループの位相余裕に影響を与えないためには、必要な
周波数帯域内で位相ずれがゼロであるのが理想であるの
で、周波数帯域がこのカットオフ周波数ｆCよりも高く
なることはない。
見てみると、上記構成の電流帰還回路において、出力電
圧をＶOUT、出力電流をＩO、コイル５のインダクタンス
成分、抵抗成分をそれぞれＬ、ＲLとし、角周波数をω
とすると、 ＩO ＝ ＶOUT／（ｊωＬ＋ＲL） ∴ＩO／ＶOUT ＝ １／（ｊωＬ＋ＲL） ＝ （１／Ｌ）｛１／（ｊω＋（ＲL／Ｌ）｝ となるので、カットオフ周波数ｆCは、ｆC ＝ ＲL／２
πＬであって、この時の位相遅れは４５゜である。サー
ボループの位相余裕に影響を与えないためには、必要な
周波数帯域内で位相ずれがゼロであるのが理想であるの
で、周波数帯域がこのカットオフ周波数ｆCよりも高く
なることはない。
【０００７】そして、カットオフ周波数ｆCが負荷であ
るコイル５の数値（インダクタンス成分及び抵抗成分）
のみによって決定してしまうので、負荷として接続され
たコイルによっては周波数帯域を十分広くとることがで
きず、規格を満足することができない、言い換えると、
負荷として接続可能なコイルが限定されてしまう。
るコイル５の数値（インダクタンス成分及び抵抗成分）
のみによって決定してしまうので、負荷として接続され
たコイルによっては周波数帯域を十分広くとることがで
きず、規格を満足することができない、言い換えると、
負荷として接続可能なコイルが限定されてしまう。
【０００８】そこで、本発明は、接続する負荷の数値に
関係なく、開ループでの安定性（発振防止）を確保した
上で、所定の周波数帯域を実現することができる電流帰
還回路を提供することを目的とする。
関係なく、開ループでの安定性（発振防止）を確保した
上で、所定の周波数帯域を実現することができる電流帰
還回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の電流帰還回路では、入力信号に応じて電圧
出力を行う電流帰還回路において、当該電流帰還回路の
負荷に流れる出力電流を電圧に変換して出力する電流／
電圧変換手段と、該電流／電圧変換手段の出力に応じて
入力信号を増幅する増幅手段とを有し、該増幅手段では
位相補償要素を介して帰還が施されている。
め、本発明の電流帰還回路では、入力信号に応じて電圧
出力を行う電流帰還回路において、当該電流帰還回路の
負荷に流れる出力電流を電圧に変換して出力する電流／
電圧変換手段と、該電流／電圧変換手段の出力に応じて
入力信号を増幅する増幅手段とを有し、該増幅手段では
位相補償要素を介して帰還が施されている。
【００１０】以上の構成により、前記位相要素及び電流
／電圧変換手段の回路定数を適切に設定することによっ
て、入力に対する出力電流の位相特性を調整して、所定
の周波数帯域を満たすことができ、また、開ループの周
波数特性においても位相余裕をかせいで、安定性（発振
防止）を確保することができる。
／電圧変換手段の回路定数を適切に設定することによっ
て、入力に対する出力電流の位相特性を調整して、所定
の周波数帯域を満たすことができ、また、開ループの周
波数特性においても位相余裕をかせいで、安定性（発振
防止）を確保することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施形態を図面を
参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態であ
る電流帰還回路のブロック図であって、１はプリアンプ
部、２はエラーアンプ部、３は従来技術において示した
コイル駆動回路と同一構成であるアンプ部、４は出力電
流／電圧変換部、５は当該電流帰還回路に負荷として接
続されたコイルである。
参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態であ
る電流帰還回路のブロック図であって、１はプリアンプ
部、２はエラーアンプ部、３は従来技術において示した
コイル駆動回路と同一構成であるアンプ部、４は出力電
流／電圧変換部、５は当該電流帰還回路に負荷として接
続されたコイルである。
【００１２】まず、プリアンプ部１は演算増幅器１１、
抵抗１２、１３からなっており、演算増幅器１１の非反
転入力端子（＋）には基準電圧が印加されており、一
方、反転入力端子（−）には当該電流帰還回路への入力
信号が抵抗１２を介して与えられているとともに、演算
増幅器１１の出力が抵抗１３を介して帰還されている。
このような構成により、プリアンプ部１は入力信号を増
幅してインターフェースをとる働きをする。
抵抗１２、１３からなっており、演算増幅器１１の非反
転入力端子（＋）には基準電圧が印加されており、一
方、反転入力端子（−）には当該電流帰還回路への入力
信号が抵抗１２を介して与えられているとともに、演算
増幅器１１の出力が抵抗１３を介して帰還されている。
このような構成により、プリアンプ部１は入力信号を増
幅してインターフェースをとる働きをする。
【００１３】次に、エラーアンプ部２は直流利得の非常
に大きな演算増幅器２１、抵抗２２、２３、コンデンサ
２４からなっており、演算増幅器２１の非反転入力端子
（＋）にはプリアンプ部１の出力が与えられており、一
方、反転入力端子（−）には出力電流／電圧変換部４の
出力が抵抗２２を介して接続されているとともに、演算
増幅器２１の出力が直列接続された抵抗２３、コンデン
サ２４を介して帰還されている。このような構成によ
り、エラーアンプ部２は抵抗２３及びコンデンサ２４に
より発振防止の位相補償（位相進み補償）を行いなが
ら、プリアンプ部１で増幅された入力信号を出力電流／
電圧回路４の出力に応じて増幅することになる。
に大きな演算増幅器２１、抵抗２２、２３、コンデンサ
２４からなっており、演算増幅器２１の非反転入力端子
（＋）にはプリアンプ部１の出力が与えられており、一
方、反転入力端子（−）には出力電流／電圧変換部４の
出力が抵抗２２を介して接続されているとともに、演算
増幅器２１の出力が直列接続された抵抗２３、コンデン
サ２４を介して帰還されている。このような構成によ
り、エラーアンプ部２は抵抗２３及びコンデンサ２４に
より発振防止の位相補償（位相進み補償）を行いなが
ら、プリアンプ部１で増幅された入力信号を出力電流／
電圧回路４の出力に応じて増幅することになる。
【００１４】次に、出力電流／電圧変換部４は抵抗４
１、４３、４４、４５、４６、演算増幅器４２からなっ
ており、抵抗４１はアンプ部３の出力に負荷であるコイ
ル５と直列に接続されており、演算増幅器４２の非反転
入力端子（＋）は抵抗４１の一端と基準電位との間に直
列接続された抵抗４３、４４との接続点が接続されてお
り、一方、反転入力端子（−）には抵抗４１の他端が抵
抗４５を介して接続されているとともに、演算増幅器４
２の出力が抵抗４６を介して帰還されている。このよう
な構成により、出力電流／電圧変換部４はコイル５に流
れる出力電流を電圧に変換し、その電圧を増幅すること
になる。
１、４３、４４、４５、４６、演算増幅器４２からなっ
ており、抵抗４１はアンプ部３の出力に負荷であるコイ
ル５と直列に接続されており、演算増幅器４２の非反転
入力端子（＋）は抵抗４１の一端と基準電位との間に直
列接続された抵抗４３、４４との接続点が接続されてお
り、一方、反転入力端子（−）には抵抗４１の他端が抵
抗４５を介して接続されているとともに、演算増幅器４
２の出力が抵抗４６を介して帰還されている。このよう
な構成により、出力電流／電圧変換部４はコイル５に流
れる出力電流を電圧に変換し、その電圧を増幅すること
になる。
【００１５】尚、アンプ部３については、従来技術にお
いて示した電流帰還回路と同一構成であるのでその説明
を省略する。
いて示した電流帰還回路と同一構成であるのでその説明
を省略する。
【００１６】ここで、図１に示した電流帰還回路では、
エラーアンプ部２の閉ループ利得をＡ、帰還量をＢとす
ると、閉ループ利得ＧCは、 ＧC ＝ ＶOUT／ＶIN ＝ Ａ／（１＋ＡＢ） となる。一方、コイル５のインダクタンス成分、抵抗成
分をそれぞれＬ、ＲLとし、出力電流／電圧変換回路４
の抵抗４１の抵抗値をＲdとすると、 ＶOUT ＝ ＩO（Ｌｓ＋ＲL＋Ｒd） であるから（但し、ｓ＝ｊω）、プリアンプ部１、アン
プ部３、及び、出力電流／電圧回路４の増幅度を１とす
ると、図１に示した電流帰還回路の直流利得Ｇmは、 Ｇ
m ＝ ＩO／ＶIN ＝｛１／（Ｌｓ＋ＲL＋Ｒd）｝・｛Ａ
／（１＋ＡＢ）｝となる。
エラーアンプ部２の閉ループ利得をＡ、帰還量をＢとす
ると、閉ループ利得ＧCは、 ＧC ＝ ＶOUT／ＶIN ＝ Ａ／（１＋ＡＢ） となる。一方、コイル５のインダクタンス成分、抵抗成
分をそれぞれＬ、ＲLとし、出力電流／電圧変換回路４
の抵抗４１の抵抗値をＲdとすると、 ＶOUT ＝ ＩO（Ｌｓ＋ＲL＋Ｒd） であるから（但し、ｓ＝ｊω）、プリアンプ部１、アン
プ部３、及び、出力電流／電圧回路４の増幅度を１とす
ると、図１に示した電流帰還回路の直流利得Ｇmは、 Ｇ
m ＝ ＩO／ＶIN ＝｛１／（Ｌｓ＋ＲL＋Ｒd）｝・｛Ａ
／（１＋ＡＢ）｝となる。
【００１７】抵抗２２、２３の抵抗値をＲ1、Ｒ2とし、
コンデンサ２４の容量をＣとして、エラーアンプ部２の
閉ループ利得をＡ、帰還量Ｂをそれぞれ求めて、上式に
代入すると、 Ｇm ＝ Ｋ（ｓ＋Ｚ）／｛ｓ2＋（ω0／Ｑ）ｓ＋ω0 2｝ 但し、Ｋ ＝ Ｒ2／（ＬＲ1）、Ｚ ＝ １／ＣＲ2 ω0 ＝ ｛Ｒd／（ＣＬＲ1）｝1/2 Ｑ ＝ Ｌ｛Ｒd／（ＣＬＲ1）｝1/2／（ＲL＋Ｒd＋Ｒ2Ｒ
d／Ｒ1） となり、これは、２次のポール（ポール周波数ｆP＝ω0
／（２π））をもつフィルタと１次のゼロ点（ゼロ点周
波数ｆZ＝Ｚ／（２π））とをもつフィルタとを合成し
たものである。
コンデンサ２４の容量をＣとして、エラーアンプ部２の
閉ループ利得をＡ、帰還量Ｂをそれぞれ求めて、上式に
代入すると、 Ｇm ＝ Ｋ（ｓ＋Ｚ）／｛ｓ2＋（ω0／Ｑ）ｓ＋ω0 2｝ 但し、Ｋ ＝ Ｒ2／（ＬＲ1）、Ｚ ＝ １／ＣＲ2 ω0 ＝ ｛Ｒd／（ＣＬＲ1）｝1/2 Ｑ ＝ Ｌ｛Ｒd／（ＣＬＲ1）｝1/2／（ＲL＋Ｒd＋Ｒ2Ｒ
d／Ｒ1） となり、これは、２次のポール（ポール周波数ｆP＝ω0
／（２π））をもつフィルタと１次のゼロ点（ゼロ点周
波数ｆZ＝Ｚ／（２π））とをもつフィルタとを合成し
たものである。
【００１８】そして、これらのポール周波数ｆP及びゼ
ロ点周波数ｆZは、負荷であるコイル５のみならず、
Ｒ1、Ｒ2、Ｃ、Ｒdの各定数にも依存しているので、コ
イル５の数値（インダクタンス成分）に応じて、Ｒ1、
Ｒ2、Ｃ、Ｒdの各定数を適切に設定すれば、直流利得Ｇ
mのボード線図は図２に示すようになり、入力に対する
出力電流の位相特性を調整して、所定の周波数帯域を満
たすことができる。
ロ点周波数ｆZは、負荷であるコイル５のみならず、
Ｒ1、Ｒ2、Ｃ、Ｒdの各定数にも依存しているので、コ
イル５の数値（インダクタンス成分）に応じて、Ｒ1、
Ｒ2、Ｃ、Ｒdの各定数を適切に設定すれば、直流利得Ｇ
mのボード線図は図２に示すようになり、入力に対する
出力電流の位相特性を調整して、所定の周波数帯域を満
たすことができる。
【００１９】次に、図１に示した電流帰還回路の開ルー
プの周波数特性について見てみる。図１に示した電流帰
還回路を等価的に表した図３の回路において、出力から
の帰還ループを同図に示すポイントでカットしたときの
周波数特性が開ループの周波数特性である。尚、閉ルー
プを考察するときには無視できたエラーアンプ部２内の
演算増幅器２１の開ループ利得とファーストポールが影
響してくるため、これらをＡOと、抵抗値Ｒ0、容量Ｃ0
をもつＲＣのローパスフィルタで等価的に示している。
プの周波数特性について見てみる。図１に示した電流帰
還回路を等価的に表した図３の回路において、出力から
の帰還ループを同図に示すポイントでカットしたときの
周波数特性が開ループの周波数特性である。尚、閉ルー
プを考察するときには無視できたエラーアンプ部２内の
演算増幅器２１の開ループ利得とファーストポールが影
響してくるため、これらをＡOと、抵抗値Ｒ0、容量Ｃ0
をもつＲＣのローパスフィルタで等価的に示している。
【００２０】図３において、ＶINからバッファＢＦ1の
出力までの１段目と、バッファＢＦ1の出力からＶOUTま
での２段目とに分割して考える。まず、１段目の伝達関
数Ｔ1は、 Ｔ1 ＝ （Ｒd／Ｌ）｛１／（ｓ＋Ｐ1）｝ 但し、Ｐ1 ＝ （ＲL＋Ｒd）／Ｌ となり、１つのポールをもつ。
出力までの１段目と、バッファＢＦ1の出力からＶOUTま
での２段目とに分割して考える。まず、１段目の伝達関
数Ｔ1は、 Ｔ1 ＝ （Ｒd／Ｌ）｛１／（ｓ＋Ｐ1）｝ 但し、Ｐ1 ＝ （ＲL＋Ｒd）／Ｌ となり、１つのポールをもつ。
【００２１】次に、２段目の伝達関数Ｔ2は、 Ｔ2 ＝ −Ｋ2（ｓ＋Ｚ2）／｛（ｓ＋ＰA）（ｓ＋
ＰB）｝ 但し、Ｋ2 ＝ ＡOＰ0Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）、Ｚ2 ＝ １／
（ＣＲ2） Ｐ0 ＝ １／（Ｒ0Ｃ0）（Ｐ0は演算増幅器２１のファー
ストポール角周波数）ＰA、ＰBは伝達関数１／（ｓ2＋
βｓ＋γ）のポール角周波数 尚、β ＝ （Ｐ0Ｒ1＋ＡOＰ0Ｒ1＋Ｐ0Ｒ2＋Ｚ2Ｒ2）／
（Ｒ1＋Ｒ2） γ ＝ Ｐ0Ｚ2Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2） となり、１つのゼロ点と２つの極をもつ。
ＰB）｝ 但し、Ｋ2 ＝ ＡOＰ0Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）、Ｚ2 ＝ １／
（ＣＲ2） Ｐ0 ＝ １／（Ｒ0Ｃ0）（Ｐ0は演算増幅器２１のファー
ストポール角周波数）ＰA、ＰBは伝達関数１／（ｓ2＋
βｓ＋γ）のポール角周波数 尚、β ＝ （Ｐ0Ｒ1＋ＡOＰ0Ｒ1＋Ｐ0Ｒ2＋Ｚ2Ｒ2）／
（Ｒ1＋Ｒ2） γ ＝ Ｐ0Ｚ2Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2） となり、１つのゼロ点と２つの極をもつ。
【００２２】以上より、開ループの伝達関数ＴOLは、 ＴOL＝−（Ｋ2Ｒd／Ｌ）（ｓ＋Ｚ2）／｛（ｓ＋ＰA）
（ｓ＋ＰB）（ｓ＋Ｐ1）｝ となり、これはゼロ点が１つ（ゼロ点周波数：Ｚ2／２
π）、ポールが３つ（ポール周波数：ＰA／２π、ＰB／
２π、Ｐ1／２π）のローパスフィルタ特性である。
（ｓ＋ＰB）（ｓ＋Ｐ1）｝ となり、これはゼロ点が１つ（ゼロ点周波数：Ｚ2／２
π）、ポールが３つ（ポール周波数：ＰA／２π、ＰB／
２π、Ｐ1／２π）のローパスフィルタ特性である。
【００２３】したがって、ゼロ点周波数（Ｚ2／２π）
及びポール周波数（ＰA／２π、ＰB／２π、Ｐ1／２
π）は、負荷であるコイル５のみならず、Ｒ1、Ｒ2、
Ｃ、Ｒdの各定数にも依存しているので、コイル５の数
値（インダクタンス成分）に応じて、Ｒ1、Ｒ2、Ｃ、Ｒ
dの各定数を適切に設定すれば、開ループの周波数特性
は図４に示すようになり、位相余裕をかせいで、安定性
（発振防止）を確保することができる（位相進み補
償）。
及びポール周波数（ＰA／２π、ＰB／２π、Ｐ1／２
π）は、負荷であるコイル５のみならず、Ｒ1、Ｒ2、
Ｃ、Ｒdの各定数にも依存しているので、コイル５の数
値（インダクタンス成分）に応じて、Ｒ1、Ｒ2、Ｃ、Ｒ
dの各定数を適切に設定すれば、開ループの周波数特性
は図４に示すようになり、位相余裕をかせいで、安定性
（発振防止）を確保することができる（位相進み補
償）。
【００２４】以上のように、本実施形態の電流帰還回路
では、負荷として接続するコイル５の数値（インダクタ
ンス成分、抵抗成分）に応じて、エラーアンプ部２及び
電流／電圧変換部４の回路定数を適切に設定することに
よって、入力に対する出力電流の位相特性を調整して、
所定の周波数帯域を満たすことができるとともに、その
開ループの周波数特性においても位相余裕をかせいで、
安定性（発振防止）を確保することができる。
では、負荷として接続するコイル５の数値（インダクタ
ンス成分、抵抗成分）に応じて、エラーアンプ部２及び
電流／電圧変換部４の回路定数を適切に設定することに
よって、入力に対する出力電流の位相特性を調整して、
所定の周波数帯域を満たすことができるとともに、その
開ループの周波数特性においても位相余裕をかせいで、
安定性（発振防止）を確保することができる。
【００２５】尚、以上の説明では、ＢＴＬ方式の実施形
態のみについて説明したが、負荷の片側のみに出力をつ
ないだ単相（ＯＴＬ）方式のコイル駆動でも同様に構成
することができる。
態のみについて説明したが、負荷の片側のみに出力をつ
ないだ単相（ＯＴＬ）方式のコイル駆動でも同様に構成
することができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電流帰還
回路によれば、接続する負荷に応じて回路定数を適切に
設定することによって、開ループの周波数特性における
位相余裕をかせいで、安定性（発振防止）を確保した上
で、入力に対する出力電流の位相の周波数特性を調整し
て、所定の周波数帯域を実現することができるので、接
続可能な負荷が限定されることはない。
回路によれば、接続する負荷に応じて回路定数を適切に
設定することによって、開ループの周波数特性における
位相余裕をかせいで、安定性（発振防止）を確保した上
で、入力に対する出力電流の位相の周波数特性を調整し
て、所定の周波数帯域を実現することができるので、接
続可能な負荷が限定されることはない。
【図１】 本発明の一実施形態である電流帰還回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】 図１の電流帰還回路における、入力に対する
出力電流の周波数特性を示す図（ボード線図）である。
出力電流の周波数特性を示す図（ボード線図）である。
【図３】 図１の電流帰還回路において開ループの周波
数特性を求めるときに用いる等価回路図である。
数特性を求めるときに用いる等価回路図である。
【図４】 図１の電流帰還回路における開ループの周波
数特性を示す図（ボード線図）である。
数特性を示す図（ボード線図）である。
【図５】 従来のＢＴＬ方式のコイル駆動回路のブロッ
ク図である。
ク図である。
１ プリアンプ部 ２ エラーアンプ部 ３ アンプ部 ４ 出力電流／電圧変換部 ５ コイル ６ 外部負荷 ７ サーボ回路 １１ 演算増幅器 １２、１３ 抵抗 ２１ 演算増幅器 ２２、２３ ２４ コンデンサ ４１ 抵抗 ４２ 演算増幅器 ４３、４４、４５、４６ 抵抗 １０１ 第１演算増幅器 １０２ 第２演算増幅器 １０３、１０４、１０５、１０６ 抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号に応じて電圧出力を行う電流帰
還回路において、当該電流帰還回路の負荷に流れる出力
電流を電圧に変換して出力する電流／電圧変換手段と、
該電流／電圧変換手段の出力に応じて入力信号を増幅す
る増幅手段とを有し、該増幅手段では位相補償要素を介
して帰還が施されていることを特徴とする電流帰還回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9058663A JPH10256838A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 電流帰還回路 |
| KR1019980007688A KR19980080023A (ko) | 1997-03-13 | 1998-03-09 | 전류귀환회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9058663A JPH10256838A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 電流帰還回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10256838A true JPH10256838A (ja) | 1998-09-25 |
Family
ID=13090835
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9058663A Pending JPH10256838A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 電流帰還回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10256838A (ja) |
| KR (1) | KR19980080023A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1753127A1 (en) * | 2005-08-05 | 2007-02-14 | Micrel, Inc. | Zero cancellation in multiloop regulator control scheme |
| KR100879436B1 (ko) | 2005-08-05 | 2009-01-20 | 마이크렐 인코포레이티드 | 전압 조정기, 그 에러 증폭기, 및 그 컨트롤 루프 안정화방법 |
| CN104216451A (zh) * | 2013-05-30 | 2014-12-17 | 深圳市振华微电子有限公司 | 具有温度补偿的v/i变换器 |
-
1997
- 1997-03-13 JP JP9058663A patent/JPH10256838A/ja active Pending
-
1998
- 1998-03-09 KR KR1019980007688A patent/KR19980080023A/ko not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1753127A1 (en) * | 2005-08-05 | 2007-02-14 | Micrel, Inc. | Zero cancellation in multiloop regulator control scheme |
| US7323854B2 (en) | 2005-08-05 | 2008-01-29 | Micrel, Incorporated | Zero cancellation in multiloop regulator control scheme |
| KR100879436B1 (ko) | 2005-08-05 | 2009-01-20 | 마이크렐 인코포레이티드 | 전압 조정기, 그 에러 증폭기, 및 그 컨트롤 루프 안정화방법 |
| CN104216451A (zh) * | 2013-05-30 | 2014-12-17 | 深圳市振华微电子有限公司 | 具有温度补偿的v/i变换器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980080023A (ko) | 1998-11-25 |
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