JPH10257783A - 駆動回路 - Google Patents

駆動回路

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JPH10257783A
JPH10257783A JP6931298A JP6931298A JPH10257783A JP H10257783 A JPH10257783 A JP H10257783A JP 6931298 A JP6931298 A JP 6931298A JP 6931298 A JP6931298 A JP 6931298A JP H10257783 A JPH10257783 A JP H10257783A
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JP
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circuit
diode
freewheeling
capacitor
voltage
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JP6931298A
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English (en)
Inventor
Ludwig Reiser
ライザー ルートヴイツヒ
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単でコスト的に有利な製造が可能になるよ
うに駆動回路を改善する。 【解決手段】 負荷を駆動させるための自由振動形回路
装置において、正常駆動時にはスイッチ素子（Ｔa 、Ｔ
b ）を活性化させるための制御エネルギーはこのスイッ
チ素子に逆並列なフリーホイーリング電流のエネルギー
内容から得られ、投入期間はスイッチ素子に所属する制
御パワー蓄積器の時定数によって、又はバイポーラトラ
ンジスタの蓄積時間によって決定される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、フリーホイーリン
グ相中にスイッチ素子の導通状態に関して逆並列のフリ
ーホイーリング電流を流すことのできる逆並列のフリー
ホイーリング区間を有する少なくとも１つのパワースイ
ッチ素子を備えた負荷（例えば、低圧放電ランプ）の駆
動回路に関する。
【０００２】この駆動回路は、特に、例えば小形電源ユ
ニット及び特にコンパクト形蛍光ランプ用の電子安定器
のような、とりわけコストに重きを置かれている十ワッ
トまでの電力範囲用の駆動回路である。
【０００３】
【従来の技術】このような駆動回路において、スイッチ
素子はスイッチング周波数のサイクルで駆動パワーを供
給されなければならない。公知の装置はこのために、ヒ
ルシュマン（W.Hirschmann）の著書「電子回路（Ｅｌｅ
ｔｒｏｎｉｋｓｃｈａｌｔｕｎｇｅｎ）」（１９８２年
シーメンス社発行、第１４８頁及び第１５０頁参照）に
示されているように、例えば独立した変流器を利用する
か、又は共振チョークコイル又は電力変成器上の補助巻
線を介して制御エネルギーを取出し、その制御エネルギ
ーをパルス成形及び移相回路網内で相応して成形してい
る（ドイツ連邦共和国特許出願公開第４１２９４３０号
公報参照）。勿論、周波数又はパルス幅制御回路を好ま
しくは制御ＩＣ内に集積して使用することもできる。
【０００４】しかしながらこのような制御回路の欠点
は、固有の巻線品質、又は既存のインダクタンス上の補
助巻線、又は補助電流源等を備えた経費のかかる高価な
制御ＩＣに要する労力であり、この労力は小電力の場合
には直ちに敏感にコストに影響する。というのは、制御
に要する価格は、パワー素子とは異なり、伝送される電
力が数ワットしかない場合でも数百ワット用の場合と実
質上同じ値になるからである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、簡単
でコスト的に有利な製造が可能になるように冒頭で述べ
た駆動回路を改善することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この課題は本発明によれ
ば、回路を駆動状態に最初に始動させた後スイッチ素子
を投入状態に制御するためのエネルギーをフリーホイー
リング電流を使用して得ることによって解決される。
【０００７】本発明の有利な実施態様は請求項２以降に
記載されている。
【０００８】本発明は、スイッチ素子の非導通状態中に
導通状態のスイッチ素子を通る電流に対して逆並列に流
れるフリーホイーリング電流を、導通状態のスイッチ素
子を制御するためのエネルギー源として使用するという
考えに基づいている。このことは、フリーホイーリング
電流の路が例えばフリーホイーリングダイオードによっ
て阻止され、例えばフリーホイーリング区間に設けられ
たツェナーダイオードによって電圧降下を生じさせ、こ
の電圧降下がフリーホイーリング時間の長さ及びツェナ
ー電圧の大きさの励起パルスとして電流又は電荷蓄積素
子によって、フリーホイーリングダイオードに並列接続
されたスイッチ素子の活性化を持続する必要のある限
り、減衰を遅らされることによって生ずる。
【０００９】しかしながら本発明において、パワースイ
ッチ素子を有する駆動回路内にいずれにせよ存在するフ
リーホイーリング電流をパワースイッチ素子の制御のた
めに簡単かつコスト的に有利なように利用することは以
下で説明するように種々の方法が可能である。
【００１０】“エネルギー”という概念はその一般性に
おいてここでは確かに一方では物理量の“エネルギー”
について述べているが、しかしながらさらに例えば、Ｆ
ＥＴを制御するための電圧、バイポーラトランジスタを
制御するための電流又は電荷などを表すものも対象とし
ている。いずれにしても、パワースイッチ素子の駆動に
適する電気量は以下の実施例に記載されているように又
は当業者に知られている他の方法でフリーホイーリング
電流から得ることができる。
【００１１】スイッチ素子のためのこのような制御の用
途はハーフブリッジ及び電子安定器に限定されず、フル
ブリッジ、プッシュ・プル変換器、１トランジスタ形又
は非対称ハーフブリッジのようなシングルエンド変換器
に対しても使用することができる。
【００１２】負荷は直列共振回路内に必ずしも設けなけ
ればならないという訳ではなく、電源ユニットにおいて
良く行われているように二次側整流器に変圧器的に結合
してもよい。
【００１３】入力回路としての濾波器を備えた単純な整
流器回路の代わりに、電源電流高調波振動を減少させる
ための回路との組合わせも可能である。
【００１４】スイッチ素子としてはＰチャネル又はｐｎ
ｐスイッチングトランジスタを使用することができる
が、同様にここでは以下に記載するｎチャネルもしくは
ｎｐｎスイッチングトランジスタと組合わせて使用する
こともできる。
【００１５】勿論、以下に例として説明するような種々
異なる実施形態を互いに組合わせることもできる。
【００１６】重要なことは、スイッチ素子の活性化の前
にフリーホイーリング相が逆並列に作用するフリーホイ
ーリング区間（例えば逆並列に位置するフリーホイーリ
ングダイオード）によって生ずることである。
【００１７】二次側整流器回路又は低電圧ハロゲン電球
のような負荷を、それに直列接続されたインダクタンス
（寄生的に存在する小容量の漂遊インダクタンスを除
く）を用いずに変圧器結合する際、十分なフリーホイー
リング相のために与えられるべき電流は負荷に並列なイ
ンダクタンス内に蓄積することができる。補助チョーク
コイルの使用を回避するために、空隙を有する変圧器が
用いられ、このようにして高められた磁化電流によって
十分なフリーホイーリング電流をスイッチング素子の遮
断後に保証することができる。
【００１８】しかしながら以下に記載する実施例の重要
な点は、直列共振回路を備えたハーフブリッジにある。
というのは、ハーフブリッジはコンパクト形蛍光ランプ
用の電子安定器に非常に好適であるからである。
【００１９】ランプ及び共振回路の範囲における配線の
種々の例を説明するために、この範囲においても異なっ
た実施例が種々に形成される。しかしながら、これは本
発明によるそれぞれのフリーホイーリング制御回路間の
相違とは直接的に関係するものではない。むしろこれら
の変形例は実際上任意に組合わせ可能であり、その例示
的な説明は本発明の対象がフリーホイーリング制御回路
以外の特殊な配線に限定されないことを明らかにするた
めのものである。
【００２０】
【実施例】次に、回路の機能を、零電圧スイッチとして
動作するＭＯＳＦＥＴスイッチングトランジスタ（以下
では単にＦＥＴと称する）を備えた共振形ハーフブリッ
ジ回路の形態をした１５Ｗのコンパクト形蛍光ランプ用
の電子安定器に基づいて説明する。ＦＥＴの代わりに、
図１乃至図９では相応する電圧及び電流容量を有するＩ
ＧＢＴ（Ｉｓｏｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ
Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラト
ランジスタとの組合わせ）を使用することもできる。
【００２１】図１において、電源の交流電圧はヒューズ
Ｓｉを介して整流器ＧＬＲに印加され、これによって発
生した直流電圧は電解コンデンサＥｌｋｏによって平滑
される。電池のような直流電圧源から専ら給電する場合
にはこれらの入力部は省略することができる。棒状鉄心
チョークコイルＬfilter及びその後に接続された箔形コ
ンデンサＣfilterによって回路全体の十分に良好な雑音
防止が達成される。
【００２２】今、供給電圧の印加後、単安定マルチバイ
ブレータ機能によって最初のスタートパルスを発生する
ためにまず始動コンデンサＣｓが高抵抗Ｒｓを介して供
給電圧から充電される。同時に上側トランジスタＴa に
並列な“プル・アップ”抵抗Ｒpuによって、例えば下側
トランジスタＴb に漏れ電流が生じていても始動するた
めの、又は始動の試みを失敗した後に出発体勢を繰り返
すための良好な出発状態が作られる。始動コンデンサの
電圧が（ダイアックＤＩＡＣの閾値電圧＋下側ツェナー
ダイオードＺＤtbの順方向電圧）に達すると、ダイアッ
クＤＩＡＣが導通し、トランジスタＴb のゲートコンデ
ンサＣtbへコンデンサＣｓの電荷の一部分を注入し、こ
れによってトランジスタＴb が初めて活性化して負荷回
路に共振振動が起こる。同時にトランジスタＴb はコン
デンサＣｓを放電ダイオードＤdi s 及び制限抵抗Ｒ
limit を介して放電させ始める。
【００２３】制限抵抗Ｒlimit が存在していない場合に
は、トランジスタＴb はその閾値電圧を上回わると直ぐ
に始動コンデンサＣｓを放電ダイオードＤdis を介して
完全に放電させ、ゲートコンデンサＣtbには約４Ｖの電
圧しか蓄積されない。例えば変流器制御装置を備えた電
子安定器ＥＶＧの場合、確かに投入される共振電流は直
ちに正帰還するように作用し、これによって第１回目の
駆動が弱い場合でもさらに確実に発振の立上げがなされ
るであろう。ここではしかしながら第１回目のパルスは
大きさ及び期間が後にフリーホイーリングによって発生
される制御信号と殆ど同じでなければならない。という
のは、さらに続く正帰還は回路から制御エネルギーを供
給しないからてある。
【００２４】ダイアックパルスの終了と共にコンデンサ
Ｃtbは抵抗Ｒtbを介して放電を開始し、トランジスタＴ
b は閾値電圧を下回った後に遮断する。共振チョークコ
イルＬres には既に電流が与えられている。この電流は
予熱回路を備えた図示の電子安定器ＥＶＧ回路内のトラ
ンジスタＴb が活性化している間に供給電圧のプラス側
からコンデンサＣres と、出力コンデンサＣc 、ＫＬＬ
の上側フィラメントＷH 、コンデンサＣPTC に並列な正
特性サーミスタＰＴＣ、コンデンサＣsec 、Ｃres との
接続点に至るランプＫＬＬの下側フィラメントＷL から
成る直列回路とをそれぞれ流れ、さらにチョークコイル
Ｌres 、トランジスタＴb 及びツェナーダイオードＺＤ
tbを介して供給電圧のマイナス側へ流れる。
【００２５】トランジスタＴb の遮断後、チョークコイ
ルＬres 内に与えられた電流がトランジスタＴa 内に含
まれたフリーホイーリングダイオードを介するフリーホ
イーリング路に流れる前に、先ず台形コンデンサＣtra
が制動抵抗Ｒtra を介して再充電される。抵抗Ｒtra は
この構成における高周波発振を抑制するが、必ずしも必
要であるという訳ではない。しかしながら、フリーホイ
ーリング電流の路はトランジスタＴa のソース線に設け
られたツェナーダイオードＺＤtaによって遮断され、そ
れゆえフリーホイーリング電流はダイオードＤtaとコン
デンサＣta、抵抗Ｒtaから成る並列回路とを介して流れ
なければならず、その場合このフリーホイーリング電流
はコンデンサＣtaを充電しながらトランジスタの逆並列
フリーホイーリングダイオードを介してコンデンサＣ
res 、Ｃc の接続点に達する。コンデンサＣtaの電圧が
ツェナーダイオードＺＤtaのツェナー電圧−ダイオード
Ｄtaの順方向電圧に一致すると直ちに、ツェナーダイオ
ードＺＤtaが導通し、コンデンサＣtaの電圧はそれ以上
に増大しない。トランジスタＴa はこのトランジスタに
逆並列接続されたフリーホイーリングダイオードのフリ
ーホイーリング相中は損失無く（無電圧なので）投入さ
れる。
【００２６】チョークコイルＬres に与えられたエネル
ギーが使い尽くされると、フリーホイーリング相が終了
する。コンデンサＣtaは抵抗Ｒtaによって放電し始め、
抵抗、ＲtaがコンデンサＣtaの電圧をトランジスタＴa
のゲート閾値電圧以下に下げてトランジスタＴa が遮断
するまで、電流はトランジスタＴa 、ツェナーダイオー
ドＺＤta（もはやツェナー方向ではなく順方向）を通っ
て正弦波状にチョークコイルＬres を通りさらに要素Ｗ
L 、Ｃsec 、要素ＣPTC を備えた正特性サーミスタＰＴ
Ｃ、要素ＷH 、コンデンサＣc から成る直列回路と、Ｃ
res との並列回路を介して戻ることができる。この戻り
のためのエネルギー源は前述のトランジスタＴb のサイ
クル時にコンデンサＣres 、Ｃc 、Ｃsec 内に蓄積され
たエネルギー（コンデンサＣPTC はＰＴＣの低抵抗で橋
絡されているので、コンデンサＣPTC 内の蓄積エネルギ
ーではない）である。チョークコイルＬres に与えられ
た電流が供給電圧のマイナス側からダイオードＤtbと、
要素Ｃtb、Ｒtbの並列回路と、トランジスタＴb に逆並
列なボディーダイオード（即ちトランジスタに技術的に
生ぜしめられた内部ダイオード）と、電圧発生用チョー
クコイルＬres と、共振コンデンサもしくはフィラメン
トとを介して供給電圧のプラス側へ至る、ツェナーダイ
オードＺＤtbによって遮られたフリーホイーリング路を
見出す前に、遮断損失を減少させるために設けられたコ
ンデンサＣtra が再充電される。コンデンサＣtbの電圧
が（ツェナーダイオードＺＤtbのツェナー電圧−ダイオ
ードＤtbの順方向電圧）の値に達すると、ツェナーダイ
オードＺＤtbが導通し、コンデンサＣtbの電圧を制限す
る。トランジスタＴa と同じようにトランジスタＴb も
フリーホイーリング相の開始と共に投入される。トラン
ジスタＴb 及びツェナーダイオードＺＤtbを通る電流は
正になり、閾値電圧を下回りトランジスタＴb が新たに
遮断されるまで、コンデンサＣtbは再び抵抗Ｒtbを介し
て放電する。
【００２７】発振は半サイクル毎に上述のように継続
し、フィラメント及び正特性サーミスタを流れる電流は
フィラメントを予熱し、しかも正特性サーミスタを跳躍
温度以上に加熱する。正特性サーミスタが高抵抗にな
り、コンデンサＣPTC がもはや殆ど短絡しなくなると、
共振回路全体の極位置は高周波数側へ、詳細に言うとハ
ーフブリッジから発生した周波数へずれて、これによっ
てハーフブリッジの台形振動に含まれた基本波が共振回
路を強く励振し、ランプに高電圧が発生し、これによっ
てランプを点弧する。その後燃焼するランプは共振回路
を制動する。それにも拘わらず、制御のために十分なフ
リーホイーリングエネルギーを利用できる限り、発振は
継続する。
【００２８】変流器制御又は移相器制御とは異なり、予
熱相、点弧相及び駆動相中の駆動周波数はほぼ同じであ
る（ソース線内に要素、例えば補助抵抗が設けられてい
ない場合）。小さな変調は、直流供給電圧の周期的変化
による種々の長さのコンデンサＣtra の再充電時間及び
種々の長さのフリーホイーリング相によって生ずる（電
解コンデンサＥｌｋｏの唸り）。というのは、半サイク
ル期間は（コンデンサＣtra の再充電時間）＋（フリー
ホイーリング時間）＋（ツェナーダイオードＺＤt の初
期値電圧から抵抗Ｒt （Ｒta、Ｒtb）を介して行われる
コンデンサＣt（Ｃta、Ｃtb）の放電時間）−（ゲート
閾値電圧以下になるまでのＤt 順方向電圧）から形成さ
れるからである。デバイス（特に負荷に並列な容量）を
設計することによって、全ての駆動相においてフリーホ
イーリング電流がチョークコイルＬres に十分に与えら
れることが保証されなければならない。というのは、さ
もなければ発振が停止し、ダイアックＤＩＡＣによって
新たに始動されなければならないからである。
【００２９】図１に示された回路の欠点はＲt によるＣ
t の指数関数的放電がＦＥＴを著しく緩慢に遮断させる
点である。というのは、最終相では高いチャネル抵抗Ｒ
DSonを持つＦＥＴ特性線の直線範囲は、最終的にＲt に
よって取除かれて遮断するまで、通過されるからであ
る。
【００３０】Ｒt は任意に低抵抗に選定することができ
ない。というのは、さもないと所望の時定数Ｃt の場合
に、フリーホイーリング電流がもはや全ての駆動相にお
いてＣt を完全に充電するのに十分ではないような大き
さに選定されなければならないからである。しかしなが
ら、コンデンサＣtra を適当に設計することによって大
部分の遮断損失を回避することができる。
【００３１】それゆえ、ＦＥＴが直線範囲で動作する程
ゲート電圧が低い場合、投入期間の終了に通じる導通損
失は特に欠点である。このような欠点は図２、図３、図
４、図５及び図７に示された実施例によって除去され
る。
【００３２】図２では、放電抵抗Ｒt （Ｒta２、Ｒ
tb２）に対して補助的に放電インダクタンスＬt （Ｌta
２、Ｌtb２）が直列に設けられており、これによってコ
ンデンサＣt （Ｃta２、Ｃtb２）が制動された振動にて
放電し、これによりゲート電圧は図１の実施例における
よりも小さい半周期期間のタイムインターバルでトラン
ジスタの直線範囲を通過する。放電インダクタンスとし
ては非常に小さくしかもコスト的に有利な構成、例えば
ボビンコア形チョークコイルで十分である。図示の実施
例では、要素Ｃt 、Ｌt から成る振動回路の事後振動を
阻止するために、抵抗Ｒt ＝４７０Ωでもって非常に強
い制動が選定される。しかしながら、この制動は小さく
することもできる。
【００３３】さらに、出力コンデンサＣc ２は図１のよ
うに供給電圧のプラス側とランプとの間に配置されてい
るのではなく、チョークコイルＬres ２とフィラメント
ＷL２の間に配置されている。
【００３４】図３では、コンデンサＣt （Ｃta３、Ｃtb
３）の放電は、単純な放電抵抗Ｒt（Ｒta３、Ｒtb３）
の代わりに、コンデンサＣt の放電特性線を降下する直
線の形態で形成しそれにより単純な放電抵抗Ｒt の指数
関数的放電特性線よりも有利である定電流シンクによっ
て選定される。この定電流シンクは例えばトランジスタ
Ｔs （Ｔsa３、Ｔsb３）と、抵抗Ｒs （Ｒsa３、Ｒ
sb３）及びＲl （Ｒla３、Ｒlb３）と、ダイオードＤ
sa1 ３もしくはＤsb1 ３及びＤsa2 ３もしくはＤsb2３
から成る直列回路とによって形成されている。
【００３５】さらに、図３においてはフィラメントを予
熱するための正特性サーミスタは省略され、コールドス
タートが選定されており、ここでは共振コンデンサＣ
res ３がフィラメントＷL ３に、共振コンデンサＣsec
３がフィラメントＷH ３に電流を供給する。
【００３６】図４では切換可能な時定数が提案されてお
り、その場合最初に完全に充電されたコンデンサＣ
t （Ｃta４、Ｃtb４）は始めに高抵抗で抵抗Ｒtz（Ｒ
tza ４、Ｒtzb ４）、ツェナーダイオードＺＤd （ＺＤ
da４、ＺＤdb４）、第１の小信号トランジスタＴt （Ｔ
ta４、Ｔtb４）のベースから成る第１の直列回路と、抵
抗Ｒt （Ｒta４、Ｒtb４）、トランジスタＴt の導通制
御されたコレクタ−エミッタ間から成る第２の直列回路
とから成る並列放電区間を通って放電される。コンデン
サＣt の電圧が（ツェナーダイオードＺＤd のツェナー
電圧）＋（トランジスタＴt のベース−エミッタ閾値電
圧）から成る閾値以下に低下すると直ちに、抵抗Ｒ
t （Ｒta４、Ｒtb４）によって第２の小信号トランジス
タＴt2（Ｔt2a ４、Ｔt2b ４）が導通制御され、この第
２の小信号トランジスタＴt2は第１の時定数に比べて比
較的短い第２の時定数（例えば第１の時定数の１０％）
で切換えられ、コンデンサＣt の電荷の残りをトランジ
スタ容量と同じように抵抗Ｒt2（Ｒt2 a ４、Ｒt2b ４）
を介して迅速に放電する。ＦＥＴが直線的に動作する相
は非常に早く通過され、またドレイン電流の電流降下時
間は同様に明らかに短縮する。
【００３７】さらに、補助的な“一次側”共振コンデン
サＣres は省略され、ランプに並列な必要な全ての容量
はＣsec ４にまとめられている。このことはフィラメン
トＷH ４、ＷL ４が高抵抗でない限り容易に可能であ
る。しかも、ランプは供給電圧のプラス側に接続される
のではなく、出力コンデンサＣc ４に直列に供給電圧の
マイナス側に接続されている。
【００３８】図５、図６に示された回路は図４における
ゲート電圧に類似した特性線形状を達成し、時定数を切
換えるために低抵抗値の放電抵抗が接続されているので
はなく、コンデンサＣt の所定の電圧閾値から分離さ
れ、これによりトランジスタＴa ／Ｔb の投入期間の終
了間近では時定数は抵抗Ｒt （Ｒta５、Ｒtb５）とＦＥ
Ｔの比較的小さい内部容量とからのみ構成される。
【００３９】その場合、図５においてコンデンサＣ
t （Ｃta５ａ、Ｃtb５ａ）の充電電流は補助的に設けら
れた小信号ダイオードＤs （Ｄsa５ａ、Ｄsb５ａ）を介
して導かれる。この小信号ダイオードＤs はコンデンサ
Ｃt の放電方向に阻止される。コンデンサＣt の電圧が
（ツェナーダイオードＺＤd （ＺＤda５ａ、ＺＤdb５
ａ）の予め与えられたツェナー電圧）＋（ｐｎｐ小信号
トランジスタＴs （Ｔsa５ａ、Ｔsb５ａ）のエミッタ−
ベース電圧）より大きい限り、この小信号トランジスタ
は導通制御され、そのエミッタ−コレクタ間及び抵抗Ｒ
t （Ｒta５ａ、Ｒtb５ａ）を介するコンデンサＣt の放
電を可能にする。コンデンサＣt の電圧がこの閾値以下
に降下すると、コンデンサＣt はそれ以上に放電され
ず、阻止されているダイオードＤs と同様に今や阻止さ
れているトランジスタＴs によってゲートから分離さ
れ、これによって抵抗Ｒt はＦＥＴ入力容量だけを放電
しなければならず、それゆえ直線的な動作範囲は迅速に
通過される（約６００ｎｓ）。ゲート電圧が閾値電圧以
下に降下する際のプラトーは約４００ｎｓの期間であ
り、ドレイン電流の純粋な降下時間は下記の部品設計値
の場合約１００ｎｓであり、従って十分速い。
【００４０】さらに、図５では結合コンデンサＣca５
ａ、Ｃcb５ａを介する対称出力が実施されている。この
結合コンデンサが十分に大きいと、供給電圧のプラス側
とマイナス側との間におけるその直列作用はフィルタコ
ンデンサＣfilterを代用し、これによって対称出力によ
るデバイス点数は多くならない。コンデンサＣtra ５
ａ、抵抗Ｒtra ５ａから成る直列回路はこの実施例では
ハーフブリッジ中間点から供給電圧のマイナス側に接続
される。
【００４１】図６では、ｎｐｎ小信号トランジスタＴs
（Ｔsa５ｂ、Ｔsb５ｂ）を利用し得るようにするため
に、コンデンサＣt （Ｃta５ｂ、Ｃtb５ｂ）のマイナス
リード線が中断されている。しかしその作用は図５にお
ける作用と同じである。
【００４２】勿論、図３及び図４の回路も同様にｐｎｐ
トランジスタ又は同様にＦＥＴ又は集積電流シンクを用
いて構成するか又は別の仕方で設計することができる。
【００４３】さらに、図６においては、コンデンサＣ
tra ５ｂ、Ｒtra ５ｂから成る直列回路はハーフブリッ
ジ中間点からコンデンサＣc ５ｂとフィラメントＷH ５
ｂとの接続点へ接続されている。
【００４４】図７では、遮断損失を減少させるために今
まで述べた全ての実施例においてもコンデンサＣt とＦ
ＥＴのゲートとの間に補助的に設けることのできる従来
技術の遮断加速回路が実施されている。このためにＦＥ
Ｔのゲートは小信号ダイオードＤsa６、Ｄsb６を介して
充電され、放電はベースが抵抗Ｒba６、Ｒbb６を介して
ダイオードＤsa６、Ｄsb６のアノードに接続されている
ｐｎｐ小信号トランジスタＴsa６、Ｔsb６を介して行わ
れる。それによって、ゲート電圧プラトーの期間及びド
レイン電流降下時間は有効に短縮することができるが、
ＦＥＴの直線的な動作範囲の通過は短縮されない。
【００４５】さらに、図７においては、ランプはコンデ
ンサＣc ６を介して供給電圧のプラス側に接続され、共
振コンデンサＣres ６は供給電圧のマイナス側に接続さ
れている。
【００４６】図８の実施例では、ＦＥＴトランジスタＴ
（Ｔa ７ａ、Ｔb ７ａ）のゲートはコンデンサＣt （Ｃ
ta７ａ、Ｃtb７ａ）での電圧変化によって並列に抵抗Ｒ
t （Ｒta７ａ、Ｒtb７ａ）に減結合される。このために
コンデンサＣt の電圧は第１のダイオードＺＤx （ＺＤ
xa７ａ、ＺＤxb７ａ）（ここでは導通方向のツェナーダ
イオードとして形成されている）を介して小形補助コン
デンサＣh （Ｃha７ａ、Ｃhb７ａ）に充電される。しか
しながら、この補助コンデンサＣh はツェナーダイオー
ドＺＤx の逆回復時間のためにのみに必要である。この
場合、制御電圧は（比較的低抵抗値の）電流制限抵抗Ｒ
x （Ｒxa７ａ、Ｒxb７ａ）及び別のダイオードＤy （Ｄ
ya７ａ、Ｄyb７ａ）を介してＦＥＴのゲートに与えられ
る。ｐｎｐ小信号トランジスタＴy （Ｔya７ａ、Ｔyb７
ａ）とｎｐｎ小信号トランジスタＴx （Ｔxa７ａ、Ｔxb
７ａ）はサイリスタ構造を有しており、このサイリスタ
構造はコンデンサＣt の電圧が（ツェナーダイオードＺ
Ｄx のツェナー電圧）＋（小信号トランジスタＴy のエ
ミッタ−ベース電圧）だけゲート電圧以下に低下すると
直ちにｐｎｐトランジスタのベースから点弧される。
【００４７】ｎｐｎトランジスタＴx のベースとエミッ
タとの間の抵抗Ｒy （Ｒya７ａ、Ｒyb７ａ）及びとりわ
けｐｎｐトランジスタＴy のベースからエミッタに至る
別のダイオードＤy はフリーホイーリング電流によって
コンデンサＣt に生ぜしめられた急峻な電圧増大による
サイリスタ構造の“オーバーヘッド”点弧を防止する。
小形補助コンデンサＣh はツェナーダイオードＺＤx の
逆回復電流を供給し、サイリスタ構造はコンデンサＣt
での電圧が少し低下しただけではツェナーダイオードＺ
Ｄx のこの逆回復電流によって点弧しないようになされ
ている。このように形成されたサイリスタはゲートの点
弧後に直接放電し、コンデンサＣt 及びＣh は抵抗Ｒx
を介して放電する。
【００４８】回路はＦＥＴのゲートにほぼ矩形状の電圧
を発生する。というのは、第１のツェナーダイオードＺ
Ｄx が減結合的に作用し、非常に高速で遮断するからで
ある（下記の設計値で１０ｎｓのドレイン電流降下時間
が得られる）。
【００４９】負の温度経過をとるツェナーダイオード区
間を選定することによって、周囲温度が高い際にも周波
数の上昇、従って出力の帰還制御が得られる（飽和形変
流器によって駆動する際のフェライトの選択に類似）。
【００５０】さらに、図８では結合コンデンサＣca７
ａ、Ｃcb７ａを用いた対称出力が実施され、またコンデ
ンサＣfilterが省略され、その場合ここではコンデンサ
Ｃres７ａはチョークコイルＬres ７ａ、フィラメント
ＷL ７ａの接続点と、コンデンサＣca７ａ、Ｃcb７ａ、
フィラメントＷH ７ａの接続点との間に設けられ、フィ
ルタチョークコイルＬfilter７ａは供給電圧のマイナス
線に接続されている。
【００５１】サイリスタ構造はモトローラ社の簡単でコ
スト的に有利な３ピン形モジュールＭＤＣ１０００に用
いられており、部品点数を減少させるために有効である
（図９参照）。このモジュールＭＤＣ１０００内の１５
ｋΩの内部抵抗は勿論補助コンデンサＣh ７ｂと共に、
Ｃt ７ｂ×Ｒt ７ｂより明らかに大きくなければならな
い不所望な第２の時定数を形成する。
【００５２】図１０も同様にサイリスタ回路を示してい
るが、しかしながらこのサイリスタ回路はコンデンサＣ
t とサイリスタ構造を点弧しなければならないゲート電
圧との電圧差を決定するためのツェナーダイオードを備
えていない。この電圧差は減結合ダイオードＤy （Ｄya
７ｃ、Ｄyb７ｃ）の順方向電圧に一致する。というの
は、コンデンサＣt （Ｃta７ｃ、Ｃtb７ｃ）は初めに
（ゲート電圧＋ｐｎｐトランジスタＴy （Ｔya７ｃ、Ｔ
yb７ｃ）のエミッタ−ベース電圧）より約０．６Ｖだけ
高く充電されるからである。ｐｎｐトランジスタＴ
y （Ｔya７ｃ、Ｔyb７ｃ）はトランジスタＴx （Ｔxa７
ｃ、Ｔxb７ｃ）と共にサイリスタ構造を形成し、トラン
ジスタＴ（Ｔa ７ｃ、Ｔb ７ｃ）のゲートは直接放電
し、コンデンサＣtは電流制限抵抗Ｒx （Ｒxa７ｃ、Ｒ
xb７ｃ）を介して放電する。このように差が僅かである
ために抵抗Ｒt （Ｒta７ｃ、Ｒtb７ｃ）は高抵抗に設計
しなければならない。
【００５３】しかしながら、この簡単な装置の欠点は差
−閾値の温度変化が大きくしかも部品のバラツキに起因
する偏差が生ずることである。
【００５４】さらに、図１０では、フィラメントＷL ７
ｃは供給電圧のマイナス側に接続され、共振コンデンサ
Ｃres ７ｃは供給電圧のプラス側に接続されている。
【００５５】図１１はデバイスの個数を減らすためにモ
トローラ社の上述の３ピン形モジュールＭＤＣ１０００
を使用した図１０の回路を示す。モジュールＭＤＣ１０
００内の１５ｋΩの内部抵抗は放電抵抗Ｒt ７ｄとして
（放電のために直列に位置する小さい抵抗Ｒx ７ｄと一
緒に）利用される。抵抗Ｒx ７ｄはサイリスタ構造の点
弧後コンデンサＣt ７ｄの放電電流を制限する。
【００５６】図１２では、フリーホイーリング路のツェ
ナーダイオードＺＤz （ＺＤza８、ＺＤzb８）に直列に
抵抗Ｒz （Ｒza８、Ｒzb８）が設けられている。トラン
ジスタの投入時間中の損失を少なくするために、この直
列回路は好ましくは別のダイオードによって橋絡され
る。この別のダイオードはツェナーダイオードＺＤz よ
り高い電圧を持つツェナーダイオードＺＤt （ＺＤ
ta８、ＺＤtb８）としても形成することができる。
【００５７】それゆえ、コンデンサＣt のピーク電圧
は、第２のツェナーダイオードＺＤtによって与えられ
る最大値に至るまで、（例えば点弧中の）フリーホイー
リング電流の大きさに依存してコントロール可能であ
る。
【００５８】さらに、図１２では、負荷電流に直列に位
置するチョークコイルＬres ８及びコンデンサＣc ８の
直列回路が設けられ、コンデンサＣc ８がハーフブリッ
ジ中間点に接続されている。
【００５９】図１３ではＦＥＴトランジスタＴa ９、Ｔ
b ９のソースリード線に負帰還抵抗Ｒfa９、Ｒfb９が設
けられている。
【００６０】さらに、図１３では、共振チョークコイル
Ｌres ９はハーフブリッジ中間点とランプとの間ではな
く、供給電圧のプラス側（可能ならば勿論供給電圧のマ
イナス側でもよい）と、ランプのフィラメントＷH ９に
至るコンデンサＣc ９との間に配置されている。他のフ
ィラメントＷL ９はハーフブリッジの中間点に接続され
ている。フィラメントＷH ９、ＷL ９は短絡され、ラン
プに並列な全容量はコンデンサＣres ９にまとめられて
いる。
【００６１】図１４乃至図１８に示された以下の実施例
においてはバイポーラパワートランジスタが使用されい
てる。
【００６２】図１４は、フリーホイーリング電流がベー
ス抵抗Ｒb （Ｒba１０、Ｒbb１０）を介してバイポーラ
パワートランジスタＴ（Ｔa １０、Ｔb １０）のベース
−コレクタダイオードを通って流れ、そしてトランジス
タがフリーホイーリング時間の終了後もさらにその蓄積
時間中導通し続けるようにトランジスタに電荷キャリヤ
を供給する。ベース抵抗Ｒb は少なくとも下側トランジ
スタＴb １０においては必要である。というのは、さも
ないと最初のスタートパルスをダイアックＤＩＣからト
ランジスタＴb １０のベース−エミッタ区間へ供給する
ことができないからである。トランジスタＴa １０の代
わりに理論的には（“準パワースイッチ素子”として）
フリーホイーリング電流の通る導通相後にさらに所定の
逆回復時間のために開かれ続けるような緩速フリーホイ
ーリングダイオードでも十分間に合うであろう。しかし
ながらこのような緩速ダイオードは自由に使えない。ト
ランジスタＴb １０はダイアックＤＩＡＣによる上述の
第１の駆動可能性のためにもトランジスタとして（従っ
ていずれにしてもパワースイッチ素子として）構成され
なければならないであろう。
【００６３】非常に単純な回路は駆動周波数（従って同
様に出力）に非常に大きなバラツキを有する。というの
は、トランジスタの投入期間はその蓄積時間によって規
定され、部品のバラツキ、温度、異なったフリーホイー
リング相でもって非常に強く変わるからである。従っ
て、エミッタには比較的高い負帰還抵抗Ｒe （Ｒea１
０、Ｒeb１０）が接続される。この負帰還抵抗Ｒe は非
常に多くの大電流を必要とする点弧をあまりにも強く妨
害しないようにするために、選択された実施例ではダイ
オードＤe （Ｄea１０、Ｄeb１０）によって橋絡されて
いる（ドイツ連邦共和国特許出願公開第３８３５４２１
号公報参照）。
【００６４】図１５は図１４の基本回路の改善を説明す
るためのものである。抵抗Ｒb （Ｒba１１、Ｒbb１１）
とトランジスタＴ（Ｔa １１、Ｔb １１）のベース−コ
レクタダイオードとから成る駆動用フリーホイーリング
路に並列にさらに正規のフリーホイーリングダイオード
Ｄf （Ｄfa１１、Ｄfb１１）が配置され、その導通閾値
は逆直列の補助ツェナーダイオードＺＤf （ＺＤfa１
１、ＺＤfb１１）によって電圧ＵZDf だけ高められてい
る。これによって、ベース−コレクタ電流の大きさはフ
リーホイーリング相中約ＵZDf ：Ｒb に一定保持するこ
とができる（というのは、トランジスタＴのベース−コ
レクタ閾値電圧はフリーホイーリングダイオードＤf の
順方向電圧にほぼ相当するからである）。
【００６５】さらに、図１５では上述の実施例とは異な
り下側トランジスタＴb １１ではなく上側トランジスタ
Ｔa １１がダイアックＤＩＡＣによって最初にトリガさ
れ、これによって始動コンデンサＣs １１は必然的に基
準電位としてのハーフブリッジの中間点に接続されてい
る。コンデンサＣs １１が抵抗Ｒs １１によって供給電
圧のプラス側から充電される場合、ハーフブリッジの中
間点はここでは“プル・ダウン”抵抗Ｒpq１１を介して
供給電圧のマイナス側に接続されなければならない。放
電ダイオードＤdis は抵抗Ｒs １１に並列でアノードが
コンデンサＣs１１に接続されている。
【００６６】コンデンサＣsec を介して流れる共振電流
の半波のみがそれぞれフィラメントに流れるようにする
ために、フィラメントＷH １１、ＷL １１はダイオード
ＤWH１１、ＤWL１１によって橋絡されている。それによ
って、後からランプの外部回路をいつもは最良ではない
フィラメント抵抗に整合させることができる。
【００６７】図１６に示された回路の変形例は、抵抗Ｒ
b （Ｒba１２、Ｒbb１２）に直列に、制御チョークコイ
ルＬt （Ｌta１２、Ｌtb１２）と制動抵抗Ｒp （Ｒpa１
２、Ｒpb１２）とから成る並列回路が接続されることに
よって、駆動挙動を改善する。これによってフリーホイ
ーリング相中にチョークコイルＬt に制御電流が与えら
れるようになり、その場合フリーホイーリング電流の減
衰後、チョークコイルＬt に与えられた制御電流は引き
続いてトランジスタＴ（Ｔa １２、Ｔb １２）のベース
−エミッタ間に供給され、その際この与えられた制御電
流は殆ど直線的に減少し、最後に零になり、そして今ト
ランジスタの蓄積時間中に負の空乏化電流がチョークコ
イルＬt に与えられ、この負の空乏化電流が蓄積時間の
終了後与えられた負の制御電流を持つベースを空にす
る。
【００６８】ここで今やトランジスタの投入時間はもは
やその蓄積時間だけではなく、相当の部分がチョークコ
イルＬt 内に一時蓄積された制御エネルギーによっての
み規定される。その他に、遮断挙動が改善される。
【００６９】さらに、図１６では、フィルタコンデンサ
Ｃfilterが省略され、フィルタチョークコイルＬfilter
１２はＥｌｋｏの前、ここでは整流器ＧＬＲ１２の前の
交流側の電流リード線に設けられている。フィルタチョ
ークコイルＬfilter１２は勿論分割された巻線を持つチ
ョークコイルとして両リード線に配線することもでき、
同様に電流補償チョークコイルとして配線することもで
き、そして他の雑音防止デバイスと組合わせることもで
きる。
【００７０】図１７にはフリーホイーリング駆動回路の
他の変形例が示されている。先ず、フリーホイーリング
ダイオードと逆直列のツェナーダイオードとから成る図
１５に示された直列回路は省略され、従って全フリーホ
イーリング電流はトランジスタＴ（Ｔa １３、Ｔb １
３）のベース−コレクタダイオード内へ供給され、しか
しながらフリーホイーリング中のエミッタ−ベース区間
の電圧（この電圧にはチョークコイルＬt （Ｌta１３、
Ｌtb１３）内の電圧増大も直接比例する）を制限するた
めに、小信号ダイオードＤt （Ｄta１３、Ｄtb１３）と
逆直列のツェナーダイオードＺＤt （ＺＤta１３、ＺＤ
tb１３）とから成る直列回路がトランジスタＴのベース
−エミッタ区間とエミッタ抵抗Ｒe （Ｒea１３、Ｒeb１
３）とから成る直列回路に並列に使用されている。図１
６の実施例に比べた利点は（高速・高電圧形）フリーホ
イーリングダイオードに比べて小信号ダイオードの価格
が安い点であり、欠点はフリーホイーリング電流の高さ
からの駆動電流の減結合が無くされた点である。小信号
ダイオードに逆直列なツェナーダイオードの代わりに、
１つ又は複数の小信号ダイオードから成る直列回路を使
用することもできる。
【００７１】ダイアックＤＩＡＣのスタートパルスの振
幅を制限するために、制限抵抗ＲDI AC１３がダイアック
ＤＩＡＣ１３に直列に接続されている。
【００７２】図１８の実施例は、図１７と比較して、先
ず、上側トランジスタＴa １４のベースから供給電圧の
プラス電位に至るならびに下側トランジスタＴb １４の
ベースからハーフブリッジの中間点に至る補助フリーホ
イーリングダイオードＤf （Ｄfa１４、Ｄfb１４）を有
している。これによってフリーホイーリング電流の少な
くとも一部分はこの区間を通って流れ、もはやトランジ
スタＴa １４、Ｔb １４のベース−コレクタダイオード
を流れない。その場合トランジスタのコレクタリード線
には、フリーホイーリング相中の電圧降下によってフリ
ーホイーリングダイオードＤf を介するフリーホイーリ
ング電流の路を一層助成する部品又はモジュールを設け
ることができ、また特に優れた実施例ではこのデバイス
はコレクタに直列なダイオードＤc （Ｄca１４、Ｄcb１
４）である。このようにして全フリーホイーリング電流
は設けられたフリーホイーリングダイオードを通るよう
に強制される。フリーホイーリング電流は要素Ｒb −Ｌ
t −Ｒp の回路網に並列なツェナーダイオードＺＤ
t （ＺＤta１４、ＺＤtb１４）と小信号ダイオードＤt
（Ｄta１４、Ｄtb１４）との直列回路から成るツェナー
区間によって電圧降下を発生し、この電圧降下がチョー
クコイルＬt （Ｌta１４、Ｌtb１４）内に電圧増大を生
ぜしめる。チョークコイルＬt に与えられたこの電流は
トランジスタのための単一のしかも規定された駆動源で
あり、それゆえ（各飽和形変流器回路の場合と同じよう
に）トランジスタの正常な蓄積時間だけが一種のバラツ
キを生ずる。勿論、この蓄積時間、従ってそのバラツキ
はトランジスタＴでの飽和防止回路によって一層減少さ
せることができる。
【００７３】調査した全てのバイポーラの変形例に関し
てこの蓄積時間はバラツキが最小であるが、多くの経費
を要する。
【００７４】図１乃至図１８に例として使用された部品
及び設計値を以下に示す。なお、次の部品は全ての実施
例において同一である。
【００７５】
【表１】 Ｓｉ： １Ａで平均的にダウン ＧＬＲ： ＤＦ０６Ｍ Ｅｌｋｏ： ４．７μＦ ３５０Ｖ Ｌfilter： １．５ｍＨ シーメンス 社BC（ホ゛ヒ゛ン コア） Ｃfilter： ２２０ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｒs ： １ＭΩ（図１５を除く） Ｃs ： １００ｎＦ ６３Ｖ Ｄdis ： １Ｎ４００４ ＤＩＡＣ： ＤＢ３Ｎ Ｒlimit ： 図１〜図１３： ３３０Ω 図１４〜図１８： １００Ω Ｄt ： １Ｎ４１４８ Ｔ： ＦＥＴ： SSU1N50 （図１〜図１３） バイポーラ：BUD43B（図１４〜図１８） Ｒtra ： ２２Ω Ｃtra ： １ｎＦ ６３０Ｖ ＭＫＰ Ｒpu： ４７０ｋΩ ＰＴＣ： Ｓ１３８０（１７５Ω冷抵抗）
【００７６】他の部品は以下の補助部品リストに掲載さ
れている。
【００７７】
【表２】 図１： Ｒta／Ｒtb： ６８０Ω Ｃta／Ｃtb： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ ＺＤta／ＺＤtb： ＢＺＸ８５／Ｃ１５ （１５Ｖ） Ｌres ： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃres ： ２．２ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃc ： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec ： １０ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ ＣPTC ： ４．７ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ
【００７８】
【表３】 図２： Ｒta２／Ｒtb２： ４７０Ω Ｃta２／Ｃtb２： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｌta２／Ｌtb２： ４．７ｍＨ シーメンス 社BC（ホ゛ヒ゛ン コア） ＺＤta２／ＺＤtb２： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ２： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃres ２： ２．２ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃc ２： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec ２： １０ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ ＣPTC ２： ４．７ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ
【００７９】
【表４】 図３： Ｒcta ３／Ｒctb ３： ２２Ω Ｃta３／Ｃtb３： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒsaa ３／Ｒsab ３： １０ｋΩ Ｄsa1 ３／Ｄsa2 ３： １Ｎ４１４８ Ｄsb1 ３／Ｄsb2 ３： １Ｎ４１４８ Ｔsa３／Ｔsb３： ＢＣ５４６Ｂ Ｒla３／ＲLb３： ４３Ω ＺＤta３／ＺＤtb３： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ３： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃres ３： ２．７ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃc ３： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec ３： ２．７ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００８０】
【表５】 図４： Ｃta４／Ｃtb４： １．５ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒtza ４／Ｒtzb ４： １０ｋΩ ＺＤda４／ＺＤdb４： ＢＺＸ５５／Ｃ６Ｖ８（６．８Ｖ） Ｒzba ４／Ｒzbb ４： １０ｋΩ Ｒta４／Ｒtb４： ４．７ｋΩ Ｒt2a ４／Ｒt2b ４： ２２０Ω Ｔta４／Ｔtb４： ＢＣ５４６Ｂ Ｔt2a ４／Ｔt2b ４： ＢＣ５４６Ｂ ＺＤta４／ＺＤtb４： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ４： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃc ４： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃres ４： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００８１】
【表６】 図５： Ｄsa５ａ／Ｄsb５ａ １Ｎ４１４８ Ｃta５ａ／Ｃtb５ａ： １５ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒbza ５ａ／Ｒbzb ５ａ： １０ｋΩ Ｔsa５ａ／Ｔsb５ａ： ＢＣ５５６Ｂ ＺＤda５ａ／ＺＤdb５ａ： ＢＺＸ５５／Ｃ８Ｖ２（８．２Ｖ） Ｒda５ａ／Ｒdb５ａ： ３．３ｋΩ Ｒta５ａ／Ｒtb５ａ： ６８０Ω ＺＤta５ａ／ＺＤtb５ａ： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ５ａ： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃca５ａ／Ｃcb５ａ： １００ｎＦ ２５０Ｖ ＭＫＴ Ｃres ５ａ： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００８２】
【表７】 図６： Ｄsa５ｂ／Ｄsb５ｂ： １Ｎ４１４８ Ｃta５ｂ／Ｃtb５ｂ： １５ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒbza ５ｂ／Ｒbzb ５ｂ： １０ｋΩ Ｔsa５ｂ／Ｔsb５ｂ： ＢＣ５４６Ｂ ＺＤda５ｂ／ＺＤdb５ｂ： ＢＺＸ５５／Ｃ８Ｖ２（８．２Ｖ） Ｒda５ｂ／Ｒdb５ｂ： ３．３ｋΩ Ｒta５ｂ／Ｒtb５ｂ： ６２０Ω ＺＤta５ｂ／ＺＤtb５ｂ： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ５ｂ： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃca５ｂ／Ｃcb５ｂ： １００ｎＦ ２５０Ｖ ＭＫＴ Ｃres ５ｂ： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００８３】
【表８】 図７： Ｃta６／Ｃtb６： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒta６／Ｒtb６： ６８０Ω Ｄsa６／Ｄsb６： １Ｎ４１４８ Ｒba６／Ｒbb６： １０ｋΩ Ｔsa６／Ｔsb６： ＢＣ５５６Ｂ ＺＤta６／ＺＤtb６： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ６： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃc ６： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃres ６： ２．２ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃsec ６： １０ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ ＣPTC ６： ３．３ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ
【００８４】
【表９】 図８： Ｃta７ａ／Ｃtb７ａ： ４．７ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒta７ａ／Ｒtb７ａ： ３．６ｋΩ ＺＤxa７ａ／ＺＤxb７ａ： ＢＺＸ８５／Ｃ３Ｖ６（３．６Ｖ） Ｃha７ａ／Ｃhb７ａ： １ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒxa７ａ／Ｒxb７ａ： １００Ω Ｄya７ａ／Ｄyb７ａ： １Ｎ４１４８ Ｔya７ａ／Ｔyb７ａ： ＢＣ５５６Ｂ Ｔxa７ａ／Ｔxb７ａ： ＢＣ５４６Ｂ Ｒya７ａ／Ｒyb７ａ： ５．１ｋΩ ＺＤta７ａ／ＺＤtb７ａ： ＢＺＸ８５／Ｃ１２（１２Ｖ） Ｌres ７ａ： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃca７ａ／Ｃcb７ａ： １００ｎＦ ２５０Ｖ ＭＫＴ Ｃres ７ａ： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃsec ７ａ： ６．８ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ ＣPTC ７ａ： ３．３ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ
【００８５】
【表１０】 図９： Ｃt ７ｂ： ４．７ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒt ７ｂ： ４．７ｋΩ ＺＤx ７ｂ： ＢＺＸ５５／Ｃ３Ｖ６（３．６Ｖ） Ｃh ７ｂ： １ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒx ７ｂ： １００Ω ＭＤＣ１０００（モトローラ社） ＺＤt ７ｂ： ＢＺＸ８５／Ｃ１２（１２Ｖ）
【００８６】
【表１１】 図１０： Ｃta７ｃ／Ｃtb７ｃ： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒta７ｃ／Ｒtb７ｃ： １５ｋΩ Ｒxa７ｃ／Ｒxb７ｃ： １００Ω Ｄya７ｃ／Ｄyb７ｃ： １Ｎ４１４８ Ｔya７ｃ／Ｔyb７ｃ： ＢＣ５４６Ｂ Ｔxa７ｃ／Ｔxb７ｃ： ＢＣ５４６Ｂ Ｒya７ｃ／Ｒyb７ｃ： ５．１ｋΩ ＺＤta７ｃ／ＺＤtb７ｃ： ＢＺＸ８５／Ｃ１２（１２Ｖ） Ｌres ７ｃ： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃca７ｃ／Ｃcb７ｃ： １００ｎＦ ２５０Ｖ ＭＫＴ Ｃres ７ｃ： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃsec ７ｃ： ６．８ｎＦ ５００Ｖ ＭＫＴ
【００８７】
【表１２】 図７ｄ： 図１１： Ｃt ７ｄ： ４．７ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ （Ｒt ７ｄ： １５ｋΩ−ＭＤＣ１０００に含まれる） Ｒx ７ｄ： １００Ω ＭＤＣ１０００（モトローラ社） ＺＤt ７ｄ： ＢＺＸ８５／Ｃ１２（１２Ｖ）
【００８８】
【表１３】 図１２： Ｒta８／Ｒtb８： ６８０Ω Ｃta８／Ｃtb８： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ ＺＤta８／ＺＤtb８： ＢＺＸ８５／Ｃ１２（１２Ｖ） Ｒza８／Ｒzb８： １０Ω ＺＤta８／ＺＤtb８： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ８： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃres ８： ３．３ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃc ８： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec ８： ３．３ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＴ
【００８９】
【表１４】 図１３： Ｒta９／Ｒtb９： ６８０Ω Ｃta９／Ｃtb９： ６．８ｎＦ ６３Ｖ ＭＫＴ Ｒfa９／Ｒfb９： ３．３Ω ＺＤta９／ＺＤtb９： ＢＺＸ８５／Ｃ１５（１５Ｖ） Ｌres ９： ３ｍＨ ＥＦ１６ Ｃres ９： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃc ９： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ
【００９０】
【表１５】 図１４： Ｒba１０／Ｒbb１０： ３３Ω Ｒea１０／Ｒeb１０： ３．３Ω Ｄea１０／Ｄeb１０： ＢＡ１５７ＧＰ Ｌres １０： ２．５ｍＨ ＥＦ１６ Ｃres １０： ６．８ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ Ｃc １０： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec １０： ３．３ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＴ
【００９１】
【表１６】 図１５： Ｒs １１： ６８０ｋΩ Ｒpd１１： ３３０ｋΩ Ｒba１１／Ｒbb１１： ３３Ω Ｒea１１／Ｒeb１１： ３．３Ω Ｄea１１／Ｄeb１１： ＢＡ１５７ＧＰ Ｄfa１１／Ｄfb１１： ＢＡ１５７ＧＰ ＺＤfa１１／ＺＤfb１１： ＢＺＸ５５／Ｃ５Ｖ１（５．１Ｖ） Ｌres １１： ２．５ｍＨ ＥＦ１６ Ｃc １１： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ ＤWH１１／ＤWL１１： ＢＡ１５７ＧＰ Ｃsec １１： １０ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００９２】
【表１７】 図１６： Ｌfiter ： ２．２ｍＨ シーメンス 社LBC （大ホ゛ヒ゛ン コア） Ｒba１２／Ｒbb１２： ２２Ω Ｌta１２／Ｌtb１２： １００μＨ シーメンス 社 BC （ホ゛ヒ゛ン コア） Ｒpa１２／Ｒpb１２： ３３０Ω Ｒea１２／Ｒeb１２： ２．２Ω Ｄfa１２／Ｄfb１２： ＢＡ１５７ＧＰ ＺＤfa１２／ＺＤfb１２： ＢＺＸ５５／Ｃ５Ｖ１（５．１Ｖ） Ｌres １２： ３．５ｍＨ ＥＦ１６ Ｃc １２： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec １２： １０ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００９３】
【表１８】 図１７： ＲDIAC１３： ２２Ω Ｒba１３／Ｒbb１３： ２２Ω Ｌta１３／Ｌtb１３： ２２０μＨ シーメンス 社 BC （ホ゛ヒ゛ン コア） Ｒpa１３／Ｒpb１３： ２２０Ω Ｒea１３／Ｒeb１３： ４．３Ω Ｄta１３／Ｄtb１３： １Ｎ４１４８ ＺＤta１３／ＺＤtb１３： ＢＺＸ５５／Ｃ４Ｖ３（４．３Ｖ） Ｌres １３： ３．５ｍＨ ＥＦ１６ Ｃc １３： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec １３： １０ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００９４】
【表１９】 図１８： Ｒba１４／Ｒbb１４： ２２Ω Ｌta１４／Ｌtb１４： １００μＨ シーメンス 社 BC （ホ゛ヒ゛ン コア） Ｒpa１４／Ｒpb１４： ３３０Ω Ｒea１４／Ｒeb１４： ２．２Ω Ｄfa１４／Ｄfb１４： ＢＡ１５７ＧＰ Ｄta１４／Ｄtb１４： １Ｎ４１４８ ＺＤta１４／ＺＤtb１４： ＢＺＸ５５／Ｃ６Ｖ８（６．８Ｖ） Ｄca１４／Ｄcb１４： ＢＡ１５７ＧＰ Ｌres １４： ３．５ｍＨ ＥＦ１６ Ｃc １４： ４７ｎＦ ４００Ｖ ＭＫＴ Ｃsec １４： １０ｎＦ １０００Ｖ ＭＫＰ
【００９５】制御デバイスの設計値はトランジスタ
Ｔa 、Ｔb に対して無理に同じにする必要はない。しか
しながら、ここに示された使用例では５０％のデューテ
ィーサイクルが有利であり、それゆえトランジスタ
Ｔa 、Ｔb に対しては同じ駆動設計値が選定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による駆動回路の第１の実施例を示す回
路図。
【図２】本発明による駆動回路の第２の実施例を示す回
路図。
【図３】本発明による駆動回路の第３の実施例を示す回
路図。
【図４】本発明による駆動回路の第４の実施例を示す回
路図
【図５】本発明による駆動回路の第５の実施例を示す回
路図。
【図６】本発明による駆動回路の第６の実施例を示す回
路図。
【図７】本発明による駆動回路の第７の実施例を示す回
路図。
【図８】本発明による駆動回路の第８の実施例を示す回
路図。
【図９】本発明による駆動回路の実施形態の要部を示す
回路図。
【図１０】本発明による駆動回路の第１０の実施例を示
す回路図。
【図１１】本発明による駆動回路の第１１の実施例の要
部を示す回路図。
【図１２】本発明による駆動回路の第１２実施例を示す
回路図。
【図１３】本発明による駆動回路の第１３の実施例を示
す回路図。
【図１４】本発明による駆動回路の第１４の実施例を示
す回路図。
【図１５】本発明による駆動回路の第１５の実施例を示
す回路図。
【図１６】本発明による駆動回路の第１６の実施例を示
す回路図。
【図１７】本発明による駆動回路の第１７の実施例を示
す回路図。
【図１８】本発明による駆動回路の第１８の実施例を示
す回路図。
【符号の説明】
Ｓｉ ヒューズ ＧＬＲ 整流器 Ｅｌｋｏ 電解コンデンサ Ｌfilter 棒鉄心チョークコイル Ｃfilter 箔形コンデンサ Ｃs 始動コンデンサ Ｒs 抵抗 Ｒpu プル・アップ抵抗 Ｔa 上側トランジスタ Ｔb 下側トランジスタ ＺＤta、ＺＤtb ツェナーダイオード Ｒta、Ｒtb 抵抗 Ｃta、Ｃtb ゲートコンデンサ Ｄta、Ｄtb ダイオード Ｒlimit 制限抵抗 Ｄdis 放電ダイオード ＤＩＡＣ ダイアック ＰＴＣ 正特性サーミスタ ＷH 、ＷL フィラメント Ｌres 共振チョークコイル Ｃres 共振容量 Ｒtra 制動抵抗 Ｃres 、Ｃtra 、ＣPTC コンデンサ ＫＬＬ コンパクト形蛍光ランプ
フロントページの続き (72)発明者 ルートヴイツヒ ライザー ドイツ連邦共和国 86368 ゲルストホー フエン ブラームスシユトラーセ 31

Claims (26)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 フリーホイーリング相中にスイッチ素子
    の導通状態に関して逆並列のフリーホイーリング電流を
    流すことのできる逆並列のフリーホイーリング区間を有
    する少なくとも１つのパワースイッチ素子（Ｔ）を備え
    た負荷の駆動回路において、回路を駆動状態に最初に始
    動させた後スイッチ素子（Ｔ）を投入された状態に制御
    するためのエネルギーをフリーホイーリング電流を使用
    して得ることを特徴とする駆動回路。
  2. 【請求項２】 回路はランプ、好ましくは数十ワットま
    での電力範囲の好ましくは低圧放電ランプを駆動するた
    めの電子安定器であることを特徴とする請求項１記載の
    回路。
  3. 【請求項３】 フリーホイーリング区間にはフリーホイ
    ーリング電流によって電圧降下を発生するデバイスもし
    くはモジュールが設けられ、その電圧降下が制御エネル
    ギー蓄積素子内にパワースイッチ素子を制御するための
    エネルギーを供給することを特徴とする請求項１又は２
    記載の回路。
  4. 【請求項４】 フリーホイーリング区間に設けられたデ
    バイスはツェナーダイオード（ＺＤt ）であることを特
    徴とする請求項３記載の回路。
  5. 【請求項５】 パワーチョークコイル（Ｌres ）とラン
    プに直接的又は間接的に並列接続された少なくとも１つ
    の共振容量（Ｃres ）とから構成された共振回路を備え
    たハーフブリッジ回路が使用されることを特徴とする請
    求項２乃至４の１つに記載の回路。
  6. 【請求項６】 パワースイッチ素子は電圧制御形デバイ
    ス、例えばＦＥＴであり、所属のフリーホイーリング区
    間に設けられたデバイス又はモジュールによってフリー
    ホイーリング相中に形成される電圧インパルス機能はダ
    イオード（Ｄt ）を介してコンデンサ（Ｃt ）内に一時
    蓄積され、このコンデンサは直接又は別のデバイスを介
    してパワースイッチ素子のゲートに接続され、このコン
    デンサはフリーホイーリング相の終了後放電回路を介し
    て再び放電し、これによってパワースイッチの投入期間
    が決められることを特徴とする請求項３乃至５の１つに
    記載の回路。
  7. 【請求項７】 コンデンサ（Ｃt ）の放電のために抵抗
    （Ｒt ）が使用されることを特徴とする請求項６記載の
    回路。
  8. 【請求項８】 コンデンサ（Ｃt ）の放電のためにチョ
    −クコイル（Ｌt ）及びデバイス例えば抵抗（Ｒt ）、
    又はコンデンサ（Ｃt ）とチョ−クコイル（Ｌt ）とか
    ら成る振動回路を制動するためのモジュールが利用され
    ることを特徴とする請求項６記載の回路。
  9. 【請求項９】 コンデンサ（Ｃt ）の放電のために定電
    流シンクが利用されることを特徴とする請求項６記載の
    回路。
  10. 【請求項１０】 コンデンサ（Ｃt ）の放電のために、
    切換可能な時定数を持つ放電回路が使用され、その場合
    放電は最初に高抵抗で行われ、その後決められた電圧閾
    値から明らかに低抵抗で行われることを特徴とする請求
    項６記載の回路。
  11. 【請求項１１】 コンデンサ（Ｃt ）は直列の補助モジ
    ュールによって所定の電圧閾値以下では切離され、完全
    に放電されないことを特徴とする請求項７記載の回路。
  12. 【請求項１２】 パワースイッチ素子（Ｔ）のゲートと
    コンデンサ（Ｃt ）との間の充電ダイオード（Ｄs ）
    と、この充電ダイオードのコンデンサ側端子とエミッタ
    がゲートに接続されコレクタがソースに接続されたトラ
    ンジスタ（Ｔs）のベースとの間の抵抗とから成る補助
    回路によって、パワースイッチ素子の遮断が加速される
    ことを特徴とする請求項６乃至１１の１つに記載の回
    路。
  13. 【請求項１３】 コンデンサ（Ｃt ）及びその並列放電
    抵抗（Ｒt ）は少なくとも１つのダイオード（ＺＤx ）
    を介してパワースイッチ素子（Ｔ）のゲートから減結合
    され、その場合ゲートは（コンデンサ（Ｃt ）のピーク
    電圧）−（ダイオードの順方向電圧）に充電され、しか
    しながらゲートの引き続いて行われる放電はコンデンサ
    （Ｃt ）の放電と共にサイリスタ構造が点弧されるまで
    遮断しているダイオードによって阻止され、そのサイリ
    スタ構造はコンデンサ（Ｃt ）及びパワースイッチ素子
    （Ｔ）の入力容量を高速に放電し、それによってゲート
    にほぼ矩形状の制御電圧が発生されることを特徴とする
    請求項７記載の回路。
  14. 【請求項１４】 フリーホイーリング区間内のツェナー
    ダイオード（ＺＤz）に直列に補助抵抗（Ｒz ）が設け
    られていることを特徴とする請求項１乃至１３の１つに
    記載の回路。
  15. 【請求項１５】 この抵抗（Ｒz ）、特にこの抵抗とツ
    ェナーダイオード（ＺＤz ）とから成る全直列回路は補
    助ダイオード（ＺＤt ）によって橋絡されていることを
    特徴とする請求項１４記載の回路。
  16. 【請求項１６】 この補助ダイオードはツェナーダイオ
    ード（ＺＤt ）として形成されていることを特徴とする
    請求項１５記載の回路。
  17. 【請求項１７】 パワースイッチ素子（Ｔ）のソース端
    子又はエミッタ端子には負帰還抵抗（Ｒf ）が設けられ
    ていることを特徴とする請求項１乃至１６の１つに記載
    の回路。
  18. 【請求項１８】 パワースイッチ素子（Ｔ）はフリーホ
    イーリング電流によって直接的又は間接的に投入される
    バイポーラトランジスタであり、その投入期間はその電
    荷キャリヤ蓄積時間、又は制御チョークコイル（Ｌt ）
    に与えられフリーホイーリング相後に減少する制御電
    流、又は蓄積時間と制御電流との組合わせによって決定
    されることを特徴とする請求項１乃至５、１４乃至１７
    の１つに記載の回路。
  19. 【請求項１９】 フリーホイーリング電流はベース側抵
    抗（Ｒb ）及びバイポーラトランジスタ（Ｔ）のベース
    −コレクタダイオードを介して流れることができ、これ
    によってトランジスタは、フリーホイーリング相後にベ
    ース駆動がなくても電荷キャリヤ蓄積時間以上にさらに
    数μｓ開かれ続け、遮断されるまでコレクタ−エミッタ
    電流を許容するように電荷キャリヤを供給されることを
    特徴とする請求項１８記載の回路。
  20. 【請求項２０】 逆直列のツェナーダイオード（Ｚ
    Ｄf ）を有するフリーホイーリングダイオード（Ｄf ）
    はトランジスタ（Ｔ）に並列に接続され、それによって
    フリーホイーリング電流の一部分は導通方向に高められ
    たこのフリーホイーリング区間を介して流出し、これに
    よって一定に維持された第２の部分はベース−コレクタ
    ダイオードに供給される特徴とする請求項１９記載の回
    路。
  21. 【請求項２１】 ベース抵抗（Ｒb ）の他に、制御チョ
    ークコイル（Ｌt ）及び制動抵抗（Ｒp ）から成る並列
    回路がバイポーラトランジスタ（Ｔ）のベースリード線
    に設けられることを特徴とする請求項１９又は２０記載
    の回路。
  22. 【請求項２２】 制動抵抗（Ｒp ）及び制御チョークコ
    イル（Ｌt ）から成る並列回路と、ベース抵抗（Ｒb ）
    とから成る直列回路に並列に、複数のダイオード又は１
    つのツェナーダイオード（ＺＤt ）と１つの逆直列のダ
    イオード（Ｄt ）とから成る直列回路が接続され、それ
    によりフリーホイーリング相中にはバイポーラトランジ
    スタ（Ｔ）のベース−エミッタ区間の負の電圧が制限さ
    れ、これによって同様にフリーホイーリング相中に制御
    チョークコイル（Ｌt ）の電流増大を決定する電圧も制
    限されることを特徴とする請求項２１記載の回路。
  23. 【請求項２３】 ２つのバイポーラトランジスタ（Ｔ）
    を有するハーフブリッジを使用する場合、プラス電位側
    トランジスタのベースとプラス電位との間、マイナス側
    トランジスタのベースとハーフブリッジの中間点との間
    にそれぞれフリーホイーリングダイオード（Ｄf ）が接
    続され、このフリーホイーリングダイオード（Ｄf ）は
    このダイオードが無くても全部がベース−コレクタダイ
    オードを通って流れるフリーホイーリング電流の少なく
    とも一部分を引き受けることを特徴とする請求項２２記
    載の回路。
  24. 【請求項２４】 両バイポーラトランジスタ（Ｔ）の各
    々におけるコレクタリード線には、フリーホイーリング
    相中の電圧降下によって、フリーホイーリングダイオー
    ド（Ｄf ）を介して流出する電流量に有利なようにベー
    ス−コレクタダイオードの電流を少なくする部品
    （Ｄc ）又はモジュールが設けられていることを特徴と
    する請求項２３記載の回路。
  25. 【請求項２５】 コレクタに直列な部品はダイオード
    （Ｄc ）であることを特徴とする請求項２４記載の回
    路。
  26. 【請求項２６】 供給電圧の印加後の駆動状態において
    回路に自由振動発振を開始させるための最初のトリガ
    は、一端が直接的に又は間接的にパワースイッチ素子
    （Ｔ）のゲート又はベースに接続されかつ他端が始動コ
    ンデンサ（Ｃs ）に接続されたダイアック（ＤＩＡＣ）
    によって発生され、その始動コンデンサは供給電圧から
    高抵抗で充電され、発振開始後は放電ダイオード（Ｄ
    dis ）及びトリガされたパワースイッチ素子のスイッチ
    ング区間を介して常に再び放電され、それにより駆動時
    にはダイアックの点弧に十分な電圧がもはや始動コンデ
    ンサに形成されず、その場合放電ダイオードに直列に最
    初のトリガの期間に影響することのできる好ましくは抵
    抗（Ｒlimit ）が配置され、ダイアックに直列に電流パ
    ルスの高さを制限できる別の抵抗が設けられることを特
    徴とする請求項１乃至２５の１つに記載の回路。
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