JPH10261925A - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- JPH10261925A JPH10261925A JP9063279A JP6327997A JPH10261925A JP H10261925 A JPH10261925 A JP H10261925A JP 9063279 A JP9063279 A JP 9063279A JP 6327997 A JP6327997 A JP 6327997A JP H10261925 A JPH10261925 A JP H10261925A
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- frequency amplifier
- bypass
- gate
- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
- H03H11/245—Frequency-independent attenuators using field-effect transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/007—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using field-effect transistors [FET]
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】線形性が良好でかつ構成が簡単な可変利得機能
を有する高周波増幅器を提供する。 【解決手段】初段の増幅用ＦＥＴ１４のゲートに抵抗２
３を介してドレインが接続され、ソースがキャパシタ２
１を介して接地されたバイパス用ＦＥＴ１８からなる可
変減衰器を増幅用ＦＥＴ１４のゲートへの主信号路に配
置し、バイパス用ＦＥＴ１８のゲート電位を利得制御電
圧源２０により制御して利得を変化させるようにした高
周波増幅器。
を有する高周波増幅器を提供する。 【解決手段】初段の増幅用ＦＥＴ１４のゲートに抵抗２
３を介してドレインが接続され、ソースがキャパシタ２
１を介して接地されたバイパス用ＦＥＴ１８からなる可
変減衰器を増幅用ＦＥＴ１４のゲートへの主信号路に配
置し、バイパス用ＦＥＴ１８のゲート電位を利得制御電
圧源２０により制御して利得を変化させるようにした高
周波増幅器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＧＨｚ帯のような
超高周波帯域で使用される高周波増幅器に係り、特に利
得可変機能を有する高周波増幅器に関する。
超高周波帯域で使用される高周波増幅器に係り、特に利
得可変機能を有する高周波増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信の需要増大に伴い、携帯電話機
その他の移動通信機器の小型化、低価格化の要求が高ま
っている。この要求に対し、移動通信機器に用いられる
高周波増幅器などの高周波回路について、その機能をで
きるだけ集積してチップ数を減らす方向に研究開発が進
められている。
その他の移動通信機器の小型化、低価格化の要求が高ま
っている。この要求に対し、移動通信機器に用いられる
高周波増幅器などの高周波回路について、その機能をで
きるだけ集積してチップ数を減らす方向に研究開発が進
められている。
【０００３】一般に、高周波増幅器は個体差や温度変動
などにより利得が変動する。また、高周波増幅器の信号
源側に位置する変調器などの出力振幅にも個体差があ
る。このような高周波増幅器自体の利得変動や入力信号
の振幅変動に対処するために、高周波増幅器に可変利得
増幅器や可変減衰器を用いて利得可変機能を持たせるこ
とが多く行われている。
などにより利得が変動する。また、高周波増幅器の信号
源側に位置する変調器などの出力振幅にも個体差があ
る。このような高周波増幅器自体の利得変動や入力信号
の振幅変動に対処するために、高周波増幅器に可変利得
増幅器や可変減衰器を用いて利得可変機能を持たせるこ
とが多く行われている。
【０００４】高周波増幅器に利得可変機能を持たせる場
合、移動通信機器の仕様に合致した増幅器出力を維持す
るために、特にディジタル移動通信用の移動通信機器で
は、利得を変えても線形性が大きく変化しないことが要
求される。
合、移動通信機器の仕様に合致した増幅器出力を維持す
るために、特にディジタル移動通信用の移動通信機器で
は、利得を変えても線形性が大きく変化しないことが要
求される。
【０００５】高周波増幅器の利得可変機能を実現するた
めに、幾つかの方法が提案されている。第１は、カスケ
ード接続した二つのＦＥＴまたはデュアルゲートＦＥＴ
により構成される可変利得増幅器を用いる方法である。
図１５は前者の例を示したもので、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１
２はカスケード接続され、ＦＥＴＱ１１のゲートは高周
波入力端子ＲＦinに接続され、ＦＥＴＱ１２のドレイン
は高周波出力ＲＦoutに接続される。ＦＥＴＱ１１のゲ
ートには抵抗Ｒ１１を介してゲートバイアス電源Ｖｇが
接続されており、またＦＥＴＱ１２のゲートには抵抗Ｒ
１２を介して利得制御電源Ｖｃが接続されている。
めに、幾つかの方法が提案されている。第１は、カスケ
ード接続した二つのＦＥＴまたはデュアルゲートＦＥＴ
により構成される可変利得増幅器を用いる方法である。
図１５は前者の例を示したもので、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１
２はカスケード接続され、ＦＥＴＱ１１のゲートは高周
波入力端子ＲＦinに接続され、ＦＥＴＱ１２のドレイン
は高周波出力ＲＦoutに接続される。ＦＥＴＱ１１のゲ
ートには抵抗Ｒ１１を介してゲートバイアス電源Ｖｇが
接続されており、またＦＥＴＱ１２のゲートには抵抗Ｒ
１２を介して利得制御電源Ｖｃが接続されている。
【０００６】このような可変利得増幅器は、利得制御電
源Ｖｃの電圧を制御することにより利得を変えることが
可能であるが、線形性に難がある。すなわち、携帯電話
機では電源の低電圧化が進み、例えば３Ｖ以下というよ
うな低電圧動作が要求されているが、カスケード接続ま
たはデュアルゲートＦＥＴの場合、実質的に２つのＦＥ
Ｔが電源に対して直列に接続される構成となるため、Ｆ
ＥＴのＶｄｓ（ドレイン・ソース間電圧）を十分に確保
することが難しく、原理的に歪みやすい。このことか
ら、低電圧化の進むディジタル移動通信用の移動通信機
器に要求される線形性のスペックを満たすことは困難で
あった。
源Ｖｃの電圧を制御することにより利得を変えることが
可能であるが、線形性に難がある。すなわち、携帯電話
機では電源の低電圧化が進み、例えば３Ｖ以下というよ
うな低電圧動作が要求されているが、カスケード接続ま
たはデュアルゲートＦＥＴの場合、実質的に２つのＦＥ
Ｔが電源に対して直列に接続される構成となるため、Ｆ
ＥＴのＶｄｓ（ドレイン・ソース間電圧）を十分に確保
することが難しく、原理的に歪みやすい。このことか
ら、低電圧化の進むディジタル移動通信用の移動通信機
器に要求される線形性のスペックを満たすことは困難で
あった。
【０００７】高周波増幅器の利得可変機能を実現する第
２の方法は、ＦＥＴを用いた可変減衰器により高周波信
号をバイパスさせる方法である。図１６はその一例を示
したものであり、高周波入力端子ＲＦinと高周波出力端
子ＲＦout との間の主信号線路にバイパス用ＦＥＴＱ２
１のドレインが接続され、ＦＥＴＱ２１のソースはバイ
アス電源Ｖｄに接続されるとともに、キャパシタＣ２１
を介して接地されている。また、ＦＥＴＱ２１のドレイ
ン・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続されている。さらに、
ＦＥＴＱ２１のゲートには抵抗Ｒ２２を介して利得制御
電源Ｖｇが接続されている。利得制御電源Ｖｇの電圧、
すなわちＦＥＴＱ２１のゲート電位を変えてＦＥＴＱ２
１のドレイン・ソース間抵抗を変化させることにより、
バイパス量が変化するので、高周波入力端子ＲＦinと高
周波出力端子ＲＦout 間の減衰量を変化させることがで
きる。
２の方法は、ＦＥＴを用いた可変減衰器により高周波信
号をバイパスさせる方法である。図１６はその一例を示
したものであり、高周波入力端子ＲＦinと高周波出力端
子ＲＦout との間の主信号線路にバイパス用ＦＥＴＱ２
１のドレインが接続され、ＦＥＴＱ２１のソースはバイ
アス電源Ｖｄに接続されるとともに、キャパシタＣ２１
を介して接地されている。また、ＦＥＴＱ２１のドレイ
ン・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続されている。さらに、
ＦＥＴＱ２１のゲートには抵抗Ｒ２２を介して利得制御
電源Ｖｇが接続されている。利得制御電源Ｖｇの電圧、
すなわちＦＥＴＱ２１のゲート電位を変えてＦＥＴＱ２
１のドレイン・ソース間抵抗を変化させることにより、
バイパス量が変化するので、高周波入力端子ＲＦinと高
周波出力端子ＲＦout 間の減衰量を変化させることがで
きる。
【０００８】この可変減衰器は、高周波増幅器における
増幅素子と出力整合回路の間、あるいは多段増幅器の段
間に配置される。しかし、この構成では増幅素子により
増幅された後の電圧振幅の大きい位置でバイパスを行う
ために、バイアス用ＦＥＴＱ２１の非線形に基づく歪み
が出力に発生しやすいという問題と、減衰量が大きくな
った場合、バイパス用ＦＥＴＱ２１のドレイン側から見
たインピーダンスが低くなるために、減衰量が小さい場
合に比較して増幅素子の負荷線が急傾斜となり、電流振
幅に起因する歪みが出力に発生しやすいという問題があ
る。
増幅素子と出力整合回路の間、あるいは多段増幅器の段
間に配置される。しかし、この構成では増幅素子により
増幅された後の電圧振幅の大きい位置でバイパスを行う
ために、バイアス用ＦＥＴＱ２１の非線形に基づく歪み
が出力に発生しやすいという問題と、減衰量が大きくな
った場合、バイパス用ＦＥＴＱ２１のドレイン側から見
たインピーダンスが低くなるために、減衰量が小さい場
合に比較して増幅素子の負荷線が急傾斜となり、電流振
幅に起因する歪みが出力に発生しやすいという問題があ
る。
【０００９】さらに、高周波増幅器の利得を可変させる
のに適した可変減衰器として、Ｔ型減衰器またはπ型減
衰器の入出力端子の抵抗と並列に第１のＦＥＴを接続
し、さらに接地側の抵抗と直列に第２のＦＥＴを接続し
て、これら第１、第２のＦＥＴを相補的にオン・オフさ
せることで、一定のインピーダンスを保ちつつ減衰量を
変えるようにしたものも提案されている。しかし、この
可変減衰器では素子数が多くなるほか、複数のＦＥＴを
オン・オフ制御する制御回路が必要となるため、回路が
複雑となり、チップ面積の増大、歩留まりの低下などの
問題がある。チップ面積を小さくしようとすると、文
献：Miyatuji.k.,and Ueda,D.,“A Low Distortion GaA
s Variable Attenuator IC for Digital Mobile Commun
ication System”,ISSCC Digest.pp.42-43,Feb.,1995に
記載されたＴ型減衰器にみられるように Octal Gate Ｆ
ＥＴやＢＳＴキャパシタといった特殊なプロセスによる
素子を用いなければならない。
のに適した可変減衰器として、Ｔ型減衰器またはπ型減
衰器の入出力端子の抵抗と並列に第１のＦＥＴを接続
し、さらに接地側の抵抗と直列に第２のＦＥＴを接続し
て、これら第１、第２のＦＥＴを相補的にオン・オフさ
せることで、一定のインピーダンスを保ちつつ減衰量を
変えるようにしたものも提案されている。しかし、この
可変減衰器では素子数が多くなるほか、複数のＦＥＴを
オン・オフ制御する制御回路が必要となるため、回路が
複雑となり、チップ面積の増大、歩留まりの低下などの
問題がある。チップ面積を小さくしようとすると、文
献：Miyatuji.k.,and Ueda,D.,“A Low Distortion GaA
s Variable Attenuator IC for Digital Mobile Commun
ication System”,ISSCC Digest.pp.42-43,Feb.,1995に
記載されたＴ型減衰器にみられるように Octal Gate Ｆ
ＥＴやＢＳＴキャパシタといった特殊なプロセスによる
素子を用いなければならない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の技術では高周波増幅器に利得可変機能を持たせようと
すると、線形性が劣化したり、回路構成が複雑化すると
いう問題があった。
の技術では高周波増幅器に利得可変機能を持たせようと
すると、線形性が劣化したり、回路構成が複雑化すると
いう問題があった。
【００１１】本発明は、線形性が良好でかつ構成が簡単
な可変利得機能を有する高周波増幅器を提供することを
目的とする。
な可変利得機能を有する高周波増幅器を提供することを
目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明は初段の増幅素子の入力側にバイパス方式の
可変減衰器を配置することを骨子とする。
め、本発明は初段の増幅素子の入力側にバイパス方式の
可変減衰器を配置することを骨子とする。
【００１３】すなわち、本発明は少なくとも１段の増幅
用ＦＥＴを有する高周波増幅器において、初段の増幅用
ＦＥＴのゲートに直接またはキャパシタを介してドレイ
ンが接続され、ソースが直接またはキャパシタを介して
定電位点に接続されたバイパス用ＦＥＴと、このバイパ
ス用ＦＥＴのゲート電位またはゲート・ソース間電圧を
制御する制御手段とを有することを特徴とする。
用ＦＥＴを有する高周波増幅器において、初段の増幅用
ＦＥＴのゲートに直接またはキャパシタを介してドレイ
ンが接続され、ソースが直接またはキャパシタを介して
定電位点に接続されたバイパス用ＦＥＴと、このバイパ
ス用ＦＥＴのゲート電位またはゲート・ソース間電圧を
制御する制御手段とを有することを特徴とする。
【００１４】この高周波増幅器では、バイパス用ＦＥＴ
が初段の増幅用ＦＥＴの入力側の高周波信号の電圧振幅
が小さい位置に接続されているため、バイパス用ＦＥＴ
の非線形に基づく歪みが発生しにくくなり、良好な線形
性が得られる。また、この可変減衰器はバイパスＦＥＴ
と周辺のバイアス回路からなる簡単な構成であるため
に、ＭＩＣ（マイクロ波集積回路）やＭＭＩＣ（モノリ
シックマイクロ波集積回路）に適し、チップ面積が小さ
く、歩留まりも良好である。
が初段の増幅用ＦＥＴの入力側の高周波信号の電圧振幅
が小さい位置に接続されているため、バイパス用ＦＥＴ
の非線形に基づく歪みが発生しにくくなり、良好な線形
性が得られる。また、この可変減衰器はバイパスＦＥＴ
と周辺のバイアス回路からなる簡単な構成であるため
に、ＭＩＣ（マイクロ波集積回路）やＭＭＩＣ（モノリ
シックマイクロ波集積回路）に適し、チップ面積が小さ
く、歩留まりも良好である。
【００１５】本発明の一つの態様では、初段の増幅用Ｆ
ＥＴのドレインに一端が接続され、他端が第１のバイア
ス電源に接続された第１のインピーダンス素子と、バイ
パス用ＦＥＴのソースに一端が接続され、他端が第１の
バイアス電源または第２のバイアス電源に接続された第
２のインピーダンス素子をさらに有する。
ＥＴのドレインに一端が接続され、他端が第１のバイア
ス電源に接続された第１のインピーダンス素子と、バイ
パス用ＦＥＴのソースに一端が接続され、他端が第１の
バイアス電源または第２のバイアス電源に接続された第
２のインピーダンス素子をさらに有する。
【００１６】この種の高周波増幅器では、一般に増幅用
ＦＥＴの非線形特性による相互変調歪が高周波信号出力
に低周波ノイズとして混入する。この低周波ノイズそれ
自体は問題はないが、これがバイアス電源を通してバイ
パス用ＦＥＴのドレインから主信号路に漏れ込むと、高
周波信号のキャリア成分と低周波ノイズがビートを起こ
して、両者の差周波成分がキャリア周波数成分の近傍に
現れ、この差周波成分が増幅用ＦＥＴで高周波信号成分
とともに増幅される結果、例えば隣接チャネル間漏洩電
力といった仕様を満たさなくなってしまうという問題が
ある。
ＦＥＴの非線形特性による相互変調歪が高周波信号出力
に低周波ノイズとして混入する。この低周波ノイズそれ
自体は問題はないが、これがバイアス電源を通してバイ
パス用ＦＥＴのドレインから主信号路に漏れ込むと、高
周波信号のキャリア成分と低周波ノイズがビートを起こ
して、両者の差周波成分がキャリア周波数成分の近傍に
現れ、この差周波成分が増幅用ＦＥＴで高周波信号成分
とともに増幅される結果、例えば隣接チャネル間漏洩電
力といった仕様を満たさなくなってしまうという問題が
ある。
【００１７】これに対し、上記のようにバイパス用ＦＥ
Ｔのソースとバイアス電源との間に第２のインピーダン
ス素子として例えば高抵抗を挿入すると、高周波信号出
力に混入しバイアス電源に流入した低周波ノイズは、第
２のインピーダンス素子で阻止されてバイアス電源で吸
収されてしまうので、バイパス用ＦＥＴを通して主信号
路に漏れ込むことはない。従って、この低周波ノイズが
キャリア周波数成分との間でビートを起こすことはな
く、隣接チャネル間漏洩電力の増大などの問題は回避さ
れる。
Ｔのソースとバイアス電源との間に第２のインピーダン
ス素子として例えば高抵抗を挿入すると、高周波信号出
力に混入しバイアス電源に流入した低周波ノイズは、第
２のインピーダンス素子で阻止されてバイアス電源で吸
収されてしまうので、バイパス用ＦＥＴを通して主信号
路に漏れ込むことはない。従って、この低周波ノイズが
キャリア周波数成分との間でビートを起こすことはな
く、隣接チャネル間漏洩電力の増大などの問題は回避さ
れる。
【００１８】本発明の他の態様では、初段の増幅用ＦＥ
Ｔのゲート電位およびバイパス用ＦＥＴのドレインまた
はゲートの電位を同時に制御する制御手段を有する。こ
のようにすると、バイパス用ＦＥＴによるバイパス量
（減衰量）と増幅用ＦＥＴの利得の両方を同時に変化さ
せることにより、高周波増幅器の利得を制御できるた
め、利得に対する線形性の劣化がさらに少なくなる。ま
た、この構成によるとバイパス用ＦＥＴによる減衰時に
増幅用ＦＥＴのゲート・ソース間電圧を小さくして電流
を減らし、消費電力を低減させることも可能である。
Ｔのゲート電位およびバイパス用ＦＥＴのドレインまた
はゲートの電位を同時に制御する制御手段を有する。こ
のようにすると、バイパス用ＦＥＴによるバイパス量
（減衰量）と増幅用ＦＥＴの利得の両方を同時に変化さ
せることにより、高周波増幅器の利得を制御できるた
め、利得に対する線形性の劣化がさらに少なくなる。ま
た、この構成によるとバイパス用ＦＥＴによる減衰時に
増幅用ＦＥＴのゲート・ソース間電圧を小さくして電流
を減らし、消費電力を低減させることも可能である。
【００１９】本発明の高周波増幅器においては、初段の
増幅用ＦＥＴのゲートと高周波信号が入力される入力端
子との間に、出力側から見て直流的に開放された入力整
合回路を挿入することが望ましい。さらに、この入力整
合回路の出力側とバイパス用ＦＥＴのドレインとの間に
比較的抵抗値の高い抵抗を挿入する望ましい。このよう
にすると、バイパス用ＦＥＴのバイパス量の変化に伴う
高周波増幅器の入力インピーダンスの変化が小さくな
り、入力ＶＳＷＲを高周波増幅器の利得によらず例えば
２未満の良好な値に保つことができる。入力整合回路自
体を高損失とすることによっても同様の結果が得られ
る。
増幅用ＦＥＴのゲートと高周波信号が入力される入力端
子との間に、出力側から見て直流的に開放された入力整
合回路を挿入することが望ましい。さらに、この入力整
合回路の出力側とバイパス用ＦＥＴのドレインとの間に
比較的抵抗値の高い抵抗を挿入する望ましい。このよう
にすると、バイパス用ＦＥＴのバイパス量の変化に伴う
高周波増幅器の入力インピーダンスの変化が小さくな
り、入力ＶＳＷＲを高周波増幅器の利得によらず例えば
２未満の良好な値に保つことができる。入力整合回路自
体を高損失とすることによっても同様の結果が得られ
る。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （第１の実施形態）図１に、本発明の第１の実施形態に
係る高周波増幅器の構成を示す。高周波入力端子１１に
は、例えば特性インピーダンス５０Ωの伝送線路を介し
てＧＨｚ帯の高周波信号が入力される。高周波入力端子
１１は入力整合回路１２の入力側に接続され、この入力
整合回路１２の出力側は主信号路に挿入された抵抗１３
を介して、初段増幅素子である第１のＦＥＴ１４（以
下、増幅用ＦＥＴという）のゲートに接続される。
施の形態を説明する。 （第１の実施形態）図１に、本発明の第１の実施形態に
係る高周波増幅器の構成を示す。高周波入力端子１１に
は、例えば特性インピーダンス５０Ωの伝送線路を介し
てＧＨｚ帯の高周波信号が入力される。高周波入力端子
１１は入力整合回路１２の入力側に接続され、この入力
整合回路１２の出力側は主信号路に挿入された抵抗１３
を介して、初段増幅素子である第１のＦＥＴ１４（以
下、増幅用ＦＥＴという）のゲートに接続される。
【００２１】増幅用ＦＥＴ１４としては、例えばしきい
値電圧が−０．３Ｖ程度、ゲート幅が２００μｍのＧａ
ＡｓＭＥＳＦＥＴが用いられる。増幅用ＦＥＴ１４のド
レインはインダクタ１５を介してドレインバイアス電源
１６に接続されるとともに、高周波出力端子１７に接続
される。なお、インダクタ１５に変えて分布定数線路を
用いてもよく、適当なインピーダンス素子であればよ
い。
値電圧が−０．３Ｖ程度、ゲート幅が２００μｍのＧａ
ＡｓＭＥＳＦＥＴが用いられる。増幅用ＦＥＴ１４のド
レインはインダクタ１５を介してドレインバイアス電源
１６に接続されるとともに、高周波出力端子１７に接続
される。なお、インダクタ１５に変えて分布定数線路を
用いてもよく、適当なインピーダンス素子であればよ
い。
【００２２】本実施形態の高周波増幅器は、１段または
多段増幅器のいずれでもよく、１段の場合は高周波出力
端子１７が最終出力端子となる。多段増幅器の場合は、
高周波出力端子１７が図示しない直流遮断用キャパシタ
を介して次段の増幅用ＦＥＴのゲートに接続される。
多段増幅器のいずれでもよく、１段の場合は高周波出力
端子１７が最終出力端子となる。多段増幅器の場合は、
高周波出力端子１７が図示しない直流遮断用キャパシタ
を介して次段の増幅用ＦＥＴのゲートに接続される。
【００２３】増幅用ＦＥＴ１４のゲートには、可変減衰
器を構成するバイパス用ＦＥＴ１８のドレインが接続さ
れる。バイパス用ＦＥＴ１８としては、例えばしきい値
電圧が−１Ｖ程度、ゲート幅が２００μｍのＧａＡｓＭ
ＥＳＦＥＴが用いられる。バイパス用ＦＥＴ１８のゲー
トは、３ｋΩ〜２０ｋΩ程度の抵抗１９を介して利得制
御電圧源２０に接続される。バイパス用ＦＥＴ１８のソ
ースは、例えば数１０〜数百ｐＦ程度の容量のキャパシ
タ２１を介して接地される。
器を構成するバイパス用ＦＥＴ１８のドレインが接続さ
れる。バイパス用ＦＥＴ１８としては、例えばしきい値
電圧が−１Ｖ程度、ゲート幅が２００μｍのＧａＡｓＭ
ＥＳＦＥＴが用いられる。バイパス用ＦＥＴ１８のゲー
トは、３ｋΩ〜２０ｋΩ程度の抵抗１９を介して利得制
御電圧源２０に接続される。バイパス用ＦＥＴ１８のソ
ースは、例えば数１０〜数百ｐＦ程度の容量のキャパシ
タ２１を介して接地される。
【００２４】もう一つのバイアス電源２２は増幅用ＦＥ
Ｔ１４のソースバイアスとバイパス用ＦＥＴ１８のゲー
トバイアスの役割を兼ねる共通バイアス電源であり、バ
イパス用ＦＥＴ１８のソースに接続されるとともに、数
十〜数ｋΩ程度の抵抗２３を介して増幅用ＦＥＴ１４の
ゲートに接続される。抵抗２３は、バイパス用ＦＥＴ１
８のドレインとソースを同一電位にする働きを持つ。な
お、抵抗２３に代えて高インピーダンスのインダクタま
たは分布定数線路を用いてもよく、要するに増幅用ＦＥ
Ｔ１４のゲートとバイパス用ＦＥＴ１８のドレインを直
流的に接続する素子であればよい。
Ｔ１４のソースバイアスとバイパス用ＦＥＴ１８のゲー
トバイアスの役割を兼ねる共通バイアス電源であり、バ
イパス用ＦＥＴ１８のソースに接続されるとともに、数
十〜数ｋΩ程度の抵抗２３を介して増幅用ＦＥＴ１４の
ゲートに接続される。抵抗２３は、バイパス用ＦＥＴ１
８のドレインとソースを同一電位にする働きを持つ。な
お、抵抗２３に代えて高インピーダンスのインダクタま
たは分布定数線路を用いてもよく、要するに増幅用ＦＥ
Ｔ１４のゲートとバイパス用ＦＥＴ１８のドレインを直
流的に接続する素子であればよい。
【００２５】入力整合回路１２は、例えば５０Ωのイン
ピーダンス整合をとると同時に、高周波入力端子１１と
バイパス用ＦＥＴ１８のドレインとの間を直流的に遮断
するためのものであり、その出力側から見て直流的に開
放されている。この入力整合回路１２は、例えば図２
（ａ）（ｂ）に示すように構成されている。図２（ａ）
では、入出力端子間にキャパシタＣ１とインダクタＬ１
が直列に接続され、さらに出力端子と接地間にキャパシ
タＣ２が接続されている。図２（ｂ）では、入出力端子
間にキャパシタＣ３が接続され、さらに出力端子と接地
間にインダクタＬ２とキャパシタＣ４が直列に接続され
ている。
ピーダンス整合をとると同時に、高周波入力端子１１と
バイパス用ＦＥＴ１８のドレインとの間を直流的に遮断
するためのものであり、その出力側から見て直流的に開
放されている。この入力整合回路１２は、例えば図２
（ａ）（ｂ）に示すように構成されている。図２（ａ）
では、入出力端子間にキャパシタＣ１とインダクタＬ１
が直列に接続され、さらに出力端子と接地間にキャパシ
タＣ２が接続されている。図２（ｂ）では、入出力端子
間にキャパシタＣ３が接続され、さらに出力端子と接地
間にインダクタＬ２とキャパシタＣ４が直列に接続され
ている。
【００２６】増幅用ＦＥＴ１４は、主に抵抗１３、抵抗
２３およびバイパス用ＦＥＴ１８によって安定化されて
いる。また、抵抗１３は利得を変える際の高周波増幅器
のインピーダンス変化を抑える役目も担っており、この
ことも考慮してその抵抗値が決められている。但し、抵
抗１３の抵抗値をあまり大きくすると、増幅器の利得を
損なうため、５０〜２００Ω程度が適当である。なお、
入力整合回路１２を高損失とすることで、抵抗１３を省
略することも可能である。この点は、以下の実施形態に
おいても同様である。
２３およびバイパス用ＦＥＴ１８によって安定化されて
いる。また、抵抗１３は利得を変える際の高周波増幅器
のインピーダンス変化を抑える役目も担っており、この
ことも考慮してその抵抗値が決められている。但し、抵
抗１３の抵抗値をあまり大きくすると、増幅器の利得を
損なうため、５０〜２００Ω程度が適当である。なお、
入力整合回路１２を高損失とすることで、抵抗１３を省
略することも可能である。この点は、以下の実施形態に
おいても同様である。
【００２７】このように構成された本実施形態の高周波
増幅器では、利得制御電圧源２０の電圧を変えることに
より、バイパス用ＦＥＴ１８のドレイン・ソース間抵抗
が変化する。これによりＦＥＴ１８による高周波信号の
バイパス量、つまり可変減衰器の減衰量が変化するた
め、高周波増幅器の利得が変化することになる。具体的
には、利得制御電圧源２０の０〜３Ｖの範囲の電圧変化
に対して１０〜１５ｄＢの利得変化が得られた。また、
高周波増幅器の入力ＶＳＷＲは、この利得可変範囲全域
で２以下の良好な値を示した。
増幅器では、利得制御電圧源２０の電圧を変えることに
より、バイパス用ＦＥＴ１８のドレイン・ソース間抵抗
が変化する。これによりＦＥＴ１８による高周波信号の
バイパス量、つまり可変減衰器の減衰量が変化するた
め、高周波増幅器の利得が変化することになる。具体的
には、利得制御電圧源２０の０〜３Ｖの範囲の電圧変化
に対して１０〜１５ｄＢの利得変化が得られた。また、
高周波増幅器の入力ＶＳＷＲは、この利得可変範囲全域
で２以下の良好な値を示した。
【００２８】さらに、この高周波増幅器は初段増幅素子
である増幅用ＦＥＴ１４の入力側、すなわち高周波信号
の電圧振幅の小さい位置にバイパス用ＦＥＴ１８からな
る可変減衰器が配置されているため、線形性も良好であ
る。具体的には、高周波入力端子１１への二波入力時の
３次および７次の相互変調歪みは、利得可変範囲全域で
それぞれ−４５ｄＢｃ以下および−７０ｄＢｃ以下とい
う値を示した。
である増幅用ＦＥＴ１４の入力側、すなわち高周波信号
の電圧振幅の小さい位置にバイパス用ＦＥＴ１８からな
る可変減衰器が配置されているため、線形性も良好であ
る。具体的には、高周波入力端子１１への二波入力時の
３次および７次の相互変調歪みは、利得可変範囲全域で
それぞれ−４５ｄＢｃ以下および−７０ｄＢｃ以下とい
う値を示した。
【００２９】一方、比較例としてバイパス用ＦＥＴを第
１段増幅用ＦＥＴと第２段増幅用ＦＥＴの間の主信号路
に接続した構成の多段高周波増幅器について、同様の二
波入力時の特性を調べたところ、３次および７次の相互
変調歪みは、それぞれ−３７ｄＢｃ以下および−５３ｄ
Ｂｃ以下という値を示した。この結果からも、本実施形
態の高周波増幅器は、従来のバイパス用ＦＥＴを用いた
利得可変機能を有する高周波増幅器に比較して線形性に
優れていることが分かる。
１段増幅用ＦＥＴと第２段増幅用ＦＥＴの間の主信号路
に接続した構成の多段高周波増幅器について、同様の二
波入力時の特性を調べたところ、３次および７次の相互
変調歪みは、それぞれ−３７ｄＢｃ以下および−５３ｄ
Ｂｃ以下という値を示した。この結果からも、本実施形
態の高周波増幅器は、従来のバイパス用ＦＥＴを用いた
利得可変機能を有する高周波増幅器に比較して線形性に
優れていることが分かる。
【００３０】また、本実施形態における可変減衰器は、
バイパスＦＥＴ１８と周辺のバイアス回路からなる簡単
な構成であるため、ＭＩＣ化やＭＭＩＣ化に適してお
り、チップ面積が小さく、歩留まりも良好である。
バイパスＦＥＴ１８と周辺のバイアス回路からなる簡単
な構成であるため、ＭＩＣ化やＭＭＩＣ化に適してお
り、チップ面積が小さく、歩留まりも良好である。
【００３１】しかも、本実施形態の高周波増幅器は可変
減衰器の利得可変素子がバイパス用ＦＥＴ１８のみで構
成されており、利得制御電圧源２０の電圧のみを変化さ
せるのみで利得制御が実現できるため、利得制御のため
の制御回路も簡単となるという利点がある。
減衰器の利得可変素子がバイパス用ＦＥＴ１８のみで構
成されており、利得制御電圧源２０の電圧のみを変化さ
せるのみで利得制御が実現できるため、利得制御のため
の制御回路も簡単となるという利点がある。
【００３２】次に、本発明の他の実施形態を説明する。
なお、以下の実施形態では図１と同一部分に同一符号を
付して、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
なお、以下の実施形態では図１と同一部分に同一符号を
付して、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００３３】（第２の実施形態）図３は、本発明の第２
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図であり、
バイパス用ＦＥＴ１８のソースを図１のキャパシタ２１
を介さずに直接接地し、さらに抵抗２３の増幅用ＦＥＴ
１４のゲートと反対側の端も図１の電源２２を介さずに
直接接地している。このように構成しても、第１の実施
形態と基本的に同一の効果が得られる。
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図であり、
バイパス用ＦＥＴ１８のソースを図１のキャパシタ２１
を介さずに直接接地し、さらに抵抗２３の増幅用ＦＥＴ
１４のゲートと反対側の端も図１の電源２２を介さずに
直接接地している。このように構成しても、第１の実施
形態と基本的に同一の効果が得られる。
【００３４】（第３の実施形態）図４に、本発明の第３
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本実施形
態では、増幅用ＦＥＴ１４のゲートに、主信号路に直列
に挿入されたキャパシタ２４を介してバイパス用ＦＥＴ
１８のドレインが接続されている。また、増幅用ＦＥＴ
１４のゲートは抵抗２３を介してゲートバイアス電源２
５に接続されている。一方、バイパス用ＦＥＴ１８のソ
ースは３ｋΩ〜２０ｋΩ程度の抵抗２６を介してソース
バイアス電源２７に接続されている。なお、抵抗２３を
高インピーダンスのインダクタまたは分布定数線路に置
き換えることも可能である。
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本実施形
態では、増幅用ＦＥＴ１４のゲートに、主信号路に直列
に挿入されたキャパシタ２４を介してバイパス用ＦＥＴ
１８のドレインが接続されている。また、増幅用ＦＥＴ
１４のゲートは抵抗２３を介してゲートバイアス電源２
５に接続されている。一方、バイパス用ＦＥＴ１８のソ
ースは３ｋΩ〜２０ｋΩ程度の抵抗２６を介してソース
バイアス電源２７に接続されている。なお、抵抗２３を
高インピーダンスのインダクタまたは分布定数線路に置
き換えることも可能である。
【００３５】本実施形態の構成によると、第１および第
２の実施形態と基本的に同一の効果が得られるほか、抵
抗２６を設けたことにより、次のような利点がある。こ
の種の高周波増幅器では、一般に増幅用ＦＥＴ１４の非
線形特性による相互変調歪が高周波出力端子１７の高周
波信号出力に低周波ノイズとして現れる。この低周波ノ
イズが例えば図４において電源１６および電源２７の電
源回路を通してバイパス用ＦＥＴ１８のドレインから主
信号路に漏れ込むと、例えば高周波入力端子１１からの
高周波信号入力としてキャリア周波数１．９Ｈｚの信号
が与えられているとすれば、増幅用ＦＥＴ１４のゲート
において１．９ＧＨｚの成分と低周波ノイズがビートを
起こして、両者の差周波成分がキャリア周波数成分の近
傍に現れるため、この差周波成分が増幅用ＦＥＴ１４で
高周波信号成分とともに増幅されてしまう。この結果、
隣接チャネル間漏洩電力が携帯電話機などの移動通信機
器に要求されている仕様を満たさなくなってしまうとい
う問題がある。
２の実施形態と基本的に同一の効果が得られるほか、抵
抗２６を設けたことにより、次のような利点がある。こ
の種の高周波増幅器では、一般に増幅用ＦＥＴ１４の非
線形特性による相互変調歪が高周波出力端子１７の高周
波信号出力に低周波ノイズとして現れる。この低周波ノ
イズが例えば図４において電源１６および電源２７の電
源回路を通してバイパス用ＦＥＴ１８のドレインから主
信号路に漏れ込むと、例えば高周波入力端子１１からの
高周波信号入力としてキャリア周波数１．９Ｈｚの信号
が与えられているとすれば、増幅用ＦＥＴ１４のゲート
において１．９ＧＨｚの成分と低周波ノイズがビートを
起こして、両者の差周波成分がキャリア周波数成分の近
傍に現れるため、この差周波成分が増幅用ＦＥＴ１４で
高周波信号成分とともに増幅されてしまう。この結果、
隣接チャネル間漏洩電力が携帯電話機などの移動通信機
器に要求されている仕様を満たさなくなってしまうとい
う問題がある。
【００３６】これに対し、本実施形態の構成ではバイパ
ス用ＦＥＴ１８のソースとそのバイアス電源２７との間
に抵抗２６が挿入されているため、高周波出力端子１７
に現れた低周波ノイズは、電源１６の電源回路を介して
電源２７の電源回路に伝達されるが、抵抗２６の抵抗値
を上記のように十分に高くしておけば、この抵抗２６で
低周波成分は阻止されて電源２７に吸収されてしまい、
バイパス用ＦＥＴ１８を通して主信号路に漏れ込むこと
はない。従って、この低周波ノイズと１．９ＧＨｚのキ
ャリア周波数成分との間でビートを起こす現象がなくな
るため、隣接チャネル間漏洩電力の増大という問題が回
避される。
ス用ＦＥＴ１８のソースとそのバイアス電源２７との間
に抵抗２６が挿入されているため、高周波出力端子１７
に現れた低周波ノイズは、電源１６の電源回路を介して
電源２７の電源回路に伝達されるが、抵抗２６の抵抗値
を上記のように十分に高くしておけば、この抵抗２６で
低周波成分は阻止されて電源２７に吸収されてしまい、
バイパス用ＦＥＴ１８を通して主信号路に漏れ込むこと
はない。従って、この低周波ノイズと１．９ＧＨｚのキ
ャリア周波数成分との間でビートを起こす現象がなくな
るため、隣接チャネル間漏洩電力の増大という問題が回
避される。
【００３７】本実施形態の変形として、利得制御電圧源
２０を固定のゲートバイアス電源に置き換えると共に、
ソースバイアス電源２７を可変電圧源に置き換えて利得
制御電圧源としてもよい。
２０を固定のゲートバイアス電源に置き換えると共に、
ソースバイアス電源２７を可変電圧源に置き換えて利得
制御電圧源としてもよい。
【００３８】（第４の実施形態）図５は、本発明の第４
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図であり、
図４中に示した増幅用ＦＥＴ１４のドレインバイアス電
源１６と、バイパス用ＦＥＴ１８のソースバイアス電源
２７を共通バイアス電源２８に置き換えている。さら
に、インダクタ１５と抵抗２６および共通バイアス電源
２８の接続点との間にキャパシタ３０が挿入される。本
実施形態の構成によっても、第３の実施形態と同様の効
果が得られることはいうまでもない。
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図であり、
図４中に示した増幅用ＦＥＴ１４のドレインバイアス電
源１６と、バイパス用ＦＥＴ１８のソースバイアス電源
２７を共通バイアス電源２８に置き換えている。さら
に、インダクタ１５と抵抗２６および共通バイアス電源
２８の接続点との間にキャパシタ３０が挿入される。本
実施形態の構成によっても、第３の実施形態と同様の効
果が得られることはいうまでもない。
【００３９】（第５の実施形態）図６は、本発明の第５
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図であり、
図４において主信号路に挿入されていたキャパシタ２４
を主信号路とバイパス用ＦＥＴ１８のドレインとの間に
挿入したキャパシタ２９に置き換えた構成となってい
る。本実施形態によっても、第３の実施形態と同様の効
果が得られる。さらに、第４の実施形態と同様、本実施
形態におけるバイアス電源１６とバイアス電源２７を共
通のバイアス電源に置き換えることも可能である。
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図であり、
図４において主信号路に挿入されていたキャパシタ２４
を主信号路とバイパス用ＦＥＴ１８のドレインとの間に
挿入したキャパシタ２９に置き換えた構成となってい
る。本実施形態によっても、第３の実施形態と同様の効
果が得られる。さらに、第４の実施形態と同様、本実施
形態におけるバイアス電源１６とバイアス電源２７を共
通のバイアス電源に置き換えることも可能である。
【００４０】また、本実施形態の変形として、利得制御
電圧源２０を固定のゲートバイアス電源に置き換えると
共に、ソースバイアス電源２７を可変電圧源に置き換え
て利得制御電圧源としてもよい。
電圧源２０を固定のゲートバイアス電源に置き換えると
共に、ソースバイアス電源２７を可変電圧源に置き換え
て利得制御電圧源としてもよい。
【００４１】（第６の実施形態）図７は、本発明の第６
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図である。
本実施形態では、バイパス用ＦＥＴ１８のゲートは抵抗
１９を介してバイアス電源３１に接続され、ソースはキ
ャパシタ２１を介して接地されている。さらに、抵抗２
３の増幅用ＦＥＴ１４のゲートに接続された主信号路と
反対側の端は、利得制御端子３２に接続されている。利
得制御端子３２には、可変の利得制御電圧Ｖｇが供給さ
れる。
の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図である。
本実施形態では、バイパス用ＦＥＴ１８のゲートは抵抗
１９を介してバイアス電源３１に接続され、ソースはキ
ャパシタ２１を介して接地されている。さらに、抵抗２
３の増幅用ＦＥＴ１４のゲートに接続された主信号路と
反対側の端は、利得制御端子３２に接続されている。利
得制御端子３２には、可変の利得制御電圧Ｖｇが供給さ
れる。
【００４２】本実施形態によれば、利得制御端子３２に
供給される利得制御電圧Ｖｇを変化させると、増幅用Ｆ
ＥＴ１４のバイアス条件とバイパス用ＦＥＴ１８のバイ
アス条件が連動して同時に変化することにより、高周波
増幅器の利得が変化する。
供給される利得制御電圧Ｖｇを変化させると、増幅用Ｆ
ＥＴ１４のバイアス条件とバイパス用ＦＥＴ１８のバイ
アス条件が連動して同時に変化することにより、高周波
増幅器の利得が変化する。
【００４３】表１に、増幅用ＦＥＴ１４とバイパス用Ｆ
ＥＴ１８のバイアス条件（ゲート・ソース間電圧：Ｖｇ
ｓ14，Ｖｇｓ18、および増幅用ＦＥＴ１４の最大有能電
力：ＭＡＧ14）のＶｇ依存性を示す。この場合、バイア
ス電源３１の電圧は０Ｖとしている。
ＥＴ１８のバイアス条件（ゲート・ソース間電圧：Ｖｇ
ｓ14，Ｖｇｓ18、および増幅用ＦＥＴ１４の最大有能電
力：ＭＡＧ14）のＶｇ依存性を示す。この場合、バイア
ス電源３１の電圧は０Ｖとしている。
【００４４】
【表１】 表１から分かるように、利得制御端子３２に供給される
利得制御電圧Ｖｇを負にすると、バイパス用ＦＥＴ１８
のオン抵抗（ドレイン・ソース間抵抗）が小さくなって
バイパス量が増大し、増幅用ＦＥＴ１４への入力電力が
減少して減衰量が増大する。このとき、増幅用ＦＥＴ１
４はゲートバイアスが負となることによりＭＡＧが減少
し、利得が減少する。
利得制御電圧Ｖｇを負にすると、バイパス用ＦＥＴ１８
のオン抵抗（ドレイン・ソース間抵抗）が小さくなって
バイパス量が増大し、増幅用ＦＥＴ１４への入力電力が
減少して減衰量が増大する。このとき、増幅用ＦＥＴ１
４はゲートバイアスが負となることによりＭＡＧが減少
し、利得が減少する。
【００４５】このように本実施形態による高周波増幅器
では、利得制御電圧Ｖｇの変化に対して、バイパス用Ｆ
ＥＴ１８による減衰量と増幅用ＦＥＴ１４での利得の両
方を同時に変化させることにより、高周波増幅器の利得
を制御できるため、利得に対する線形性の劣化がさらに
少なくなるという利点がある。
では、利得制御電圧Ｖｇの変化に対して、バイパス用Ｆ
ＥＴ１８による減衰量と増幅用ＦＥＴ１４での利得の両
方を同時に変化させることにより、高周波増幅器の利得
を制御できるため、利得に対する線形性の劣化がさらに
少なくなるという利点がある。
【００４６】次に、本実施形態における歪み特性につい
て述べる。本実施形態の高周波増幅器の歪みは、増幅用
ＦＥＴ１４による歪みとバイパス用ＦＥＴ１８による歪
みが要因として考えられるが、ここではバイパス用ＦＥ
Ｔ１８による歪みのみを議論する。何故なら、増幅用Ｆ
ＥＴ１４の歪み特性は本発明による利得制御方式の回路
上の優劣には大きく寄与せず、また歪み特性のゲートバ
イアス依存性は本発明に関連するが、ここではＶｇは−
０．１Ｖ〜０．３Ｖの範囲に限定した設計を行ってお
り、この範囲で線形性が問題とならないようにＦＥＴの
ディメンジョン設計を行うことが可能であるからであ
る。
て述べる。本実施形態の高周波増幅器の歪みは、増幅用
ＦＥＴ１４による歪みとバイパス用ＦＥＴ１８による歪
みが要因として考えられるが、ここではバイパス用ＦＥ
Ｔ１８による歪みのみを議論する。何故なら、増幅用Ｆ
ＥＴ１４の歪み特性は本発明による利得制御方式の回路
上の優劣には大きく寄与せず、また歪み特性のゲートバ
イアス依存性は本発明に関連するが、ここではＶｇは−
０．１Ｖ〜０．３Ｖの範囲に限定した設計を行ってお
り、この範囲で線形性が問題とならないようにＦＥＴの
ディメンジョン設計を行うことが可能であるからであ
る。
【００４７】図８は、図７中のバイパス用ＦＥＴ１８を
含む可変減衰器部分を抜き出して示したものであり、高
周波入力端子ＲＦinと高周波出力端子ＲＦout との間の
主信号路に直流遮断用キャパシタＣ５，Ｃ６を挿入して
いる。
含む可変減衰器部分を抜き出して示したものであり、高
周波入力端子ＲＦinと高周波出力端子ＲＦout との間の
主信号路に直流遮断用キャパシタＣ５，Ｃ６を挿入して
いる。
【００４８】図９に、図８の可変減衰器を用いて二波入
力による大信号シミュレーションを行ったときの高周波
出力端子ＲＦout への出力電力Ｐout と３次、５次およ
び７次の相互変調歪みＩm3，Ｉm5，Ｉm7のＶｇ依存性を
示す。図９より、バイパス用ＦＥＴ１８のしきい値電圧
付近、すなわちＶｇ＝１．１Ｖ付近で線形性が著しく劣
化することが分かる。このため、５ｄＢ程度の利得制御
であれば線形性の劣化は問題とならないが、１０ｄＢ程
度の利得制御を行う場合には、線形性がかなり劣化す
る。
力による大信号シミュレーションを行ったときの高周波
出力端子ＲＦout への出力電力Ｐout と３次、５次およ
び７次の相互変調歪みＩm3，Ｉm5，Ｉm7のＶｇ依存性を
示す。図９より、バイパス用ＦＥＴ１８のしきい値電圧
付近、すなわちＶｇ＝１．１Ｖ付近で線形性が著しく劣
化することが分かる。このため、５ｄＢ程度の利得制御
であれば線形性の劣化は問題とならないが、１０ｄＢ程
度の利得制御を行う場合には、線形性がかなり劣化す
る。
【００４９】これ対し、本実施形態においては上述した
ように利得制御電圧Ｖｇの変化によってバイパス用ＦＥ
Ｔ１８による減衰量と増幅用ＦＥＴ１４での利得の両方
を同時に変化させるため、１０ｄＢ程度の利得制御を行
う際でも、この１０ｄＢをバイパス用ＦＥＴ１８による
減衰量の制御と増幅用ＦＥＴ１４での利得制御に振り分
けることができる。従って、バイパス用ＦＥＴ１８によ
る歪みが生じない領域（Ｖｇ＝０．７Ｖ未満）で動作す
るように設計することにより、線形性を損なうことなく
利得制御を行うことができる。
ように利得制御電圧Ｖｇの変化によってバイパス用ＦＥ
Ｔ１８による減衰量と増幅用ＦＥＴ１４での利得の両方
を同時に変化させるため、１０ｄＢ程度の利得制御を行
う際でも、この１０ｄＢをバイパス用ＦＥＴ１８による
減衰量の制御と増幅用ＦＥＴ１４での利得制御に振り分
けることができる。従って、バイパス用ＦＥＴ１８によ
る歪みが生じない領域（Ｖｇ＝０．７Ｖ未満）で動作す
るように設計することにより、線形性を損なうことなく
利得制御を行うことができる。
【００５０】また、本実施形態の他の効果として、減衰
時には増幅用ＦＥＴ１４のＶｇｓが小さくなるために電
流が減り、消費電力が小さくなるという効果が挙げられ
る。さらに、バイパス用ＦＥＴ１８とキャパシタ２１お
よび幾つかの抵抗を追加するだけで利得制御が可能であ
り、利得制御のための制御回路も簡単であるために、Ｍ
ＩＣ化、ＭＭＩＣ化による小型化が容易であるという利
点も先の実施形態と同様である。
時には増幅用ＦＥＴ１４のＶｇｓが小さくなるために電
流が減り、消費電力が小さくなるという効果が挙げられ
る。さらに、バイパス用ＦＥＴ１８とキャパシタ２１お
よび幾つかの抵抗を追加するだけで利得制御が可能であ
り、利得制御のための制御回路も簡単であるために、Ｍ
ＩＣ化、ＭＭＩＣ化による小型化が容易であるという利
点も先の実施形態と同様である。
【００５１】（第７の実施形態）図１０に、本発明の第
７の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本実施
形態は、増幅用ＦＥＴ１８のソースと接地間にキャパシ
タ３３と抵抗３４の並列回路からなる自己バイアス回路
を挿入した例である。
７の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本実施
形態は、増幅用ＦＥＴ１８のソースと接地間にキャパシ
タ３３と抵抗３４の並列回路からなる自己バイアス回路
を挿入した例である。
【００５２】（第８の実施形態）図１１に、本発明の第
８の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本実施
形態は、図７におけるバイパス用ＦＥＴ１８を４個のＦ
ＥＴがカスケード接続されたカスケードＦＥＴ群３５に
置き換え、かつそれぞれのＦＥＴのゲートとゲートバイ
アス用のバイアス電源３１との間に抵抗３６を挿入した
例である。本実施形態によると、バイパス用ＦＥＴをカ
スケード接続することによって、より線形性を良くす
る、より減衰量を増やす、あるいは大信号入力を可能と
するなどの効果が得られる。
８の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本実施
形態は、図７におけるバイパス用ＦＥＴ１８を４個のＦ
ＥＴがカスケード接続されたカスケードＦＥＴ群３５に
置き換え、かつそれぞれのＦＥＴのゲートとゲートバイ
アス用のバイアス電源３１との間に抵抗３６を挿入した
例である。本実施形態によると、バイパス用ＦＥＴをカ
スケード接続することによって、より線形性を良くす
る、より減衰量を増やす、あるいは大信号入力を可能と
するなどの効果が得られる。
【００５３】なお、カスケードＦＥＴ群３５に代えて複
数のゲートを有するＦＥＴを用いても同様の効果が得ら
れることはいうまでもない。
数のゲートを有するＦＥＴを用いても同様の効果が得ら
れることはいうまでもない。
【００５４】（第９の実施形態）図１２は、本発明の第
９の実施形態に係る高周波増幅器であり、バイパス用Ｆ
ＥＴ１８のゲートバイアスを主信号路と接地間に接続さ
れた分圧抵抗３７，３８による抵抗分割により与えるよ
うにした例である。
９の実施形態に係る高周波増幅器であり、バイパス用Ｆ
ＥＴ１８のゲートバイアスを主信号路と接地間に接続さ
れた分圧抵抗３７，３８による抵抗分割により与えるよ
うにした例である。
【００５５】（第１０の実施形態）図１３に、本発明の
第１０の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本
実施形態では、電源端子４０と接地間に直列に接続した
分圧抵抗４１，４２の接続点を利得制御端子３２として
いる点がこれまでの実施形態と異なっている。
第１０の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す。本
実施形態では、電源端子４０と接地間に直列に接続した
分圧抵抗４１，４２の接続点を利得制御端子３２として
いる点がこれまでの実施形態と異なっている。
【００５６】第７〜第９の実施形態では、増幅用ＦＥＴ
１４とバイパス用ＦＥＴ１８（またはバイパス用カスケ
ード回路３５）を歪まない領域で動作させることにより
線形性の劣化を少なくしているため、利得制御端子３２
に供給する利得制御電圧Ｖｇの可変範囲は制限される。
１４とバイパス用ＦＥＴ１８（またはバイパス用カスケ
ード回路３５）を歪まない領域で動作させることにより
線形性の劣化を少なくしているため、利得制御端子３２
に供給する利得制御電圧Ｖｇの可変範囲は制限される。
【００５７】これに対し、本実施形態のように電源端子
４０の電圧Ｖｃを抵抗分割して利得制御電圧Ｖｇとすれ
ば、Ｖｃとして負電源の電圧（単一正電源の場合は０
Ｖ）から正電源の電圧まで供給することが可能となり、
外部回路への制約の少ない汎用性に優れた回路構成とす
ることができる。
４０の電圧Ｖｃを抵抗分割して利得制御電圧Ｖｇとすれ
ば、Ｖｃとして負電源の電圧（単一正電源の場合は０
Ｖ）から正電源の電圧まで供給することが可能となり、
外部回路への制約の少ない汎用性に優れた回路構成とす
ることができる。
【００５８】（第１１の実施形態）図１４は、本発明の
第１１の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図で
あり、図１２に示した第９の実施形態の構成と図１３に
示した第１０の実施形態の構成を組み合わせたものであ
る。
第１１の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す図で
あり、図１２に示した第９の実施形態の構成と図１３に
示した第１０の実施形態の構成を組み合わせたものであ
る。
【００５９】以上、本発明の実施形態をいくつか説明し
たが、本発明はこれ以外にも種々の変形が可能である。
例えば、上記実施形態では能動素子としてＧａＡｓＭＥ
ＳＦＥＴを用いたが、ＨＥＭＴ、ＨＢＴなどの化合物半
導体素子、ＣＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジ
スタなどの素子を用いて本発明の高周波増幅器を構成す
ることもできる。また、本発明の高周波増幅器は電力増
幅器のみでなく、電圧増幅器、低雑音増幅器などにも適
用が可能である。さらに、高周波増幅器の動作周波数と
してＰＨＳで使用される１．９ＧＨｚ帯を例にとった
が、これに限られるものではなく、本発明は一般に高い
周波数、特にＧＨｚ帯の周波数を扱う高周波増幅器に適
用が可能である。
たが、本発明はこれ以外にも種々の変形が可能である。
例えば、上記実施形態では能動素子としてＧａＡｓＭＥ
ＳＦＥＴを用いたが、ＨＥＭＴ、ＨＢＴなどの化合物半
導体素子、ＣＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジ
スタなどの素子を用いて本発明の高周波増幅器を構成す
ることもできる。また、本発明の高周波増幅器は電力増
幅器のみでなく、電圧増幅器、低雑音増幅器などにも適
用が可能である。さらに、高周波増幅器の動作周波数と
してＰＨＳで使用される１．９ＧＨｚ帯を例にとった
が、これに限られるものではなく、本発明は一般に高い
周波数、特にＧＨｚ帯の周波数を扱う高周波増幅器に適
用が可能である。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による高周
波増幅器は、可変減衰器を構成するバイパス用ＦＥＴが
初段の増幅用ＦＥＴの入力側の高周波信号の電圧振幅が
小さい位置に接続されているため、バイパス用ＦＥＴの
非線形特性に基づく歪みが発生しにくく、良好な線形性
が得られるとともに、ＭＩＣ化やＭＭＩＣ化による小型
化が容易であり、歩留まりも良好であるという利点があ
る。
波増幅器は、可変減衰器を構成するバイパス用ＦＥＴが
初段の増幅用ＦＥＴの入力側の高周波信号の電圧振幅が
小さい位置に接続されているため、バイパス用ＦＥＴの
非線形特性に基づく歪みが発生しにくく、良好な線形性
が得られるとともに、ＭＩＣ化やＭＭＩＣ化による小型
化が容易であり、歩留まりも良好であるという利点があ
る。
【００６１】また、バイパス用ＦＥＴのソースとそのバ
イアス電源との間に高抵抗などのインピーダンス素子を
挿入することにより、高周波信号出力に混入してバイア
ス電源の回路に流入した低周波ノイズをバイアス電源で
吸収し、バイパス用ＦＥＴを通して主信号路に漏れ込ま
ないようにできるため、低周波ノイズとキャリア周波数
成分との差周波成分による隣接チャネル間漏洩電力の増
大の問題を解決することができる。
イアス電源との間に高抵抗などのインピーダンス素子を
挿入することにより、高周波信号出力に混入してバイア
ス電源の回路に流入した低周波ノイズをバイアス電源で
吸収し、バイパス用ＦＥＴを通して主信号路に漏れ込ま
ないようにできるため、低周波ノイズとキャリア周波数
成分との差周波成分による隣接チャネル間漏洩電力の増
大の問題を解決することができる。
【００６２】また、本発明によれば初段の増幅用ＦＥＴ
のゲート電位およびバイパス用ＦＥＴのドレイン電位を
同時に制御して、バイパス用ＦＥＴによる減衰量と増幅
用ＦＥＴでの利得の両方を同時に変化させることによ
り、高周波増幅器の利得を制御できるため、利得に対す
る線形性の劣化がさらに少なくなり、しかもバイパス用
ＦＥＴによる減衰時に増幅用ＦＥＴのゲート・ソース間
電圧を小さくして電流を減らし、消費電力を低減させる
ことも可能である。
のゲート電位およびバイパス用ＦＥＴのドレイン電位を
同時に制御して、バイパス用ＦＥＴによる減衰量と増幅
用ＦＥＴでの利得の両方を同時に変化させることによ
り、高周波増幅器の利得を制御できるため、利得に対す
る線形性の劣化がさらに少なくなり、しかもバイパス用
ＦＥＴによる減衰時に増幅用ＦＥＴのゲート・ソース間
電圧を小さくして電流を減らし、消費電力を低減させる
ことも可能である。
【００６３】さらに、初段の増幅用ＦＥＴのゲートと高
周波信号が入力される入力端子との間に出力側から見て
直流的に開放された入力整合回路を挿入し、この入力整
合回路の損失をある程度大きくするか、あるいは入力整
合回路の出力側とバイパス用ＦＥＴのドレインとの間に
抵抗を挿入することによって、バイパス用ＦＥＴのバイ
パス量の変化に伴う高周波増幅器の入力インピーダンス
の変化を小さく抑え、もって入力ＶＳＷＲを高周波増幅
器の利得によらず例えば２以下の良好な値に保つことが
できる。
周波信号が入力される入力端子との間に出力側から見て
直流的に開放された入力整合回路を挿入し、この入力整
合回路の損失をある程度大きくするか、あるいは入力整
合回路の出力側とバイパス用ＦＥＴのドレインとの間に
抵抗を挿入することによって、バイパス用ＦＥＴのバイ
パス量の変化に伴う高周波増幅器の入力インピーダンス
の変化を小さく抑え、もって入力ＶＳＷＲを高周波増幅
器の利得によらず例えば２以下の良好な値に保つことが
できる。
【図１】本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の
構成を示す回路図
構成を示す回路図
【図２】入力整合回路の構成例を示す回路図
【図３】本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器の
構成を示す回路図
構成を示す回路図
【図４】本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅器の
構成を示す回路図
構成を示す回路図
【図５】本発明の第４の実施形態に係る高周波増幅器の
構成を示す回路図
構成を示す回路図
【図６】本発明の第５の実施形態に係る高周波増幅器の
構成を示す回路図
構成を示す回路図
【図７】本発明の第６の実施形態に係る高周波増幅器の
構成を示す回路図
構成を示す回路図
【図８】同実施形態の効果を確認するためのシミュレー
ションに用いた高周波増幅器の回路図
ションに用いた高周波増幅器の回路図
【図９】図８の高周波増幅器における増幅用ＦＥＴから
の出力電力および相互変調歪みの利得制御電圧に対する
依存性を示す図
の出力電力および相互変調歪みの利得制御電圧に対する
依存性を示す図
【図１０】本発明の第７の実施形態に係る高周波増幅器
の構成を示す回路図
の構成を示す回路図
【図１１】本発明の第８の実施形態に係る高周波増幅器
の構成を示す回路図
の構成を示す回路図
【図１２】本発明の第９の実施形態に係る高周波増幅器
の構成を示す回路図
の構成を示す回路図
【図１３】本発明の第１０の実施形態に係る高周波増幅
器の構成を示す回路図
器の構成を示す回路図
【図１４】本発明の第１１の実施形態に係る高周波増幅
器の構成を示す回路図
器の構成を示す回路図
【図１５】従来の可変利得増幅器の構成を示す図
【図１６】従来の可変減衰器の構成を示す図
１１…高周波入力端子 １２…入力整合回路 １３…入力インピーダンス調整用抵抗 １４…増幅用ＦＥＴ １５…インダクタ（第１のインピーダンス素子） １６…増幅用ＦＥＴのドレインバイアス電源 １７…高周波出力端子 １８…バイパス用ＦＥＴ １９…抵抗 ２０…利得制御電圧源 ２１…バイパスキャパシタ ２２…共通バイアス電源 ２３…抵抗 ２４…キャパシタ ２５…増幅用ＦＥＴのゲートバイアス電源 ２６…抵抗（第２のインピーダンス素子） ２７…バイパス用ＦＥＴのソースバイアス電源 ２８…共通バイアス電源 ２９…キャパシタ ３１…バイパス用ＦＥＴのゲートバイアス電源 ３２…利得制御端子 ３３…自己バイアス用キャパシタ ３４…自己バイアス用抵抗 ３５…カスケードＦＥＴ群 ３６…抵抗 ３７，３８…分圧抵抗 ４０…電源端子 ４１，４２…分圧抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 亀山 敦 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝研究開発センター内
Claims (6)
- 【請求項１】少なくとも１段の増幅用ＦＥＴを有する高
周波増幅器において、 初段の増幅用ＦＥＴのゲートに直接または抵抗を介して
ドレインが接続され、ソースが直接またはキャパシタを
介して定電位点に接続されたバイパス用ＦＥＴと、 前記バイパス用ＦＥＴのゲート電位を制御する制御手段
とを有することを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項２】少なくとも１段の増幅用ＦＥＴを有する高
周波増幅器において、 初段の増幅用ＦＥＴのゲートに直接または抵抗を介して
ドレインが接続され、ソースが直接またはキャパシタを
介して定電位点に接続されたバイパス用ＦＥＴと、 前記バイパス用ＦＥＴのゲート・ソース間電圧を制御す
る制御手段とを有することを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項３】少なくとも１段の増幅用ＦＥＴを有する高
周波増幅器において、 初段の増幅用ＦＥＴのドレインに一端が接続され、他端
が第１のバイアス電源に接続された第１のインピーダン
ス素子と、 初段の増幅用ＦＥＴのゲートに直接またはキャパシタを
介してドレインが接続され、ソースがキャパシタを介し
て定電位点に接続されたバイパス用ＦＥＴと、 前記バイパス用ＦＥＴのソースまたはドレインに一端が
接続され、他端が前記第１のバイアス電源または第２の
バイアス電源に接続された第２のインピーダンス素子
と、 前記バイパス用ＦＥＴのゲート電位を制御する制御手段
とを有することを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項４】少なくとも１段の増幅用ＦＥＴを有する高
周波増幅器において、 初段の増幅用ＦＥＴのゲートに直接またはキャパシタを
介してドレインが接続され、ソースが直接またはキャパ
シタを介して定電位点に接続されたバイパス用ＦＥＴ
と、 前記初段の増幅用ＦＥＴのゲート電位および前記バイパ
ス用ＦＥＴのドレインまたはゲートの電位を同時に制御
する制御手段とを有することを特徴とする高周波増幅
器。 - 【請求項５】前記初段の増幅用ＦＥＴのゲートと増幅さ
れるべき高周波信号が入力される入力端子との間に挿入
され、出力側から見て直流的に開放された入力整合回路
を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項
記載の高周波増幅器。 - 【請求項６】前記入力整合回路の出力側と前記バイパス
用ＦＥＴのドレインとの間に挿入された抵抗を有するこ
とを特徴とする請求項５記載の高周波増幅器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9063279A JPH10261925A (ja) | 1997-03-17 | 1997-03-17 | 高周波増幅器 |
| US09/041,765 US6075414A (en) | 1997-03-17 | 1998-03-13 | High frequency amplifier having a variable attenuator connected to the base of an amplifier FET |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9063279A JPH10261925A (ja) | 1997-03-17 | 1997-03-17 | 高周波増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10261925A true JPH10261925A (ja) | 1998-09-29 |
Family
ID=13224731
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9063279A Pending JPH10261925A (ja) | 1997-03-17 | 1997-03-17 | 高周波増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6075414A (ja) |
| JP (1) | JPH10261925A (ja) |
Cited By (12)
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| US6922115B2 (en) | 2002-12-19 | 2005-07-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Attenuator with switchable transistors for controlling attenuation |
| US7340229B2 (en) | 2004-08-20 | 2008-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency amplification circuit and mobile communication terminal using the same |
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| KR100851702B1 (ko) * | 2001-03-27 | 2008-08-11 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 고주파 가변이득 증폭장치 |
| JP2011254408A (ja) * | 2010-06-04 | 2011-12-15 | Renesas Electronics Corp | パワーアンプモジュール及び携帯情報端末 |
| JP2013070244A (ja) * | 2011-09-22 | 2013-04-18 | Toshiba Corp | 高周波増幅器 |
| US8461929B2 (en) | 2010-12-20 | 2013-06-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Power amplifier |
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| JP7384318B1 (ja) * | 2022-11-10 | 2023-11-21 | 三菱電機株式会社 | 電力増幅器 |
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1997
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-
1998
- 1998-03-13 US US09/041,765 patent/US6075414A/en not_active Expired - Fee Related
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