JPH10271812A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH10271812A JPH10271812A JP9154097A JP9154097A JPH10271812A JP H10271812 A JPH10271812 A JP H10271812A JP 9154097 A JP9154097 A JP 9154097A JP 9154097 A JP9154097 A JP 9154097A JP H10271812 A JPH10271812 A JP H10271812A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広範囲な電源電圧において安定に動作するこ
とが可能な電源装置を提供すること。 【解決手段】 電源装置は、交流電源電圧を検出する検
出手段１、１２〜１５と、入力電流値に相当する電圧を
出力する電流検出手段１０と、検出手段の出力に基づき
電流検出手段の出力電圧値を調整する修正手段１１と、
修正手段の出力電圧に基づき、電源装置の力率等を制御
する制御手段９を備える。修正手段１１は、入力交流電
圧の実効値と電流検出手段１０からの出力値とを乗算す
る乗算器、あるいは電圧範囲判定手段、スイッチング手
段、減衰手段からなる。本発明においては、制御手段９
に入力される信号のレベルが所定の値以上に保たれ、信
号対雑音比が向上して、動作が安定する。
とが可能な電源装置を提供すること。 【解決手段】 電源装置は、交流電源電圧を検出する検
出手段１、１２〜１５と、入力電流値に相当する電圧を
出力する電流検出手段１０と、検出手段の出力に基づき
電流検出手段の出力電圧値を調整する修正手段１１と、
修正手段の出力電圧に基づき、電源装置の力率等を制御
する制御手段９を備える。修正手段１１は、入力交流電
圧の実効値と電流検出手段１０からの出力値とを乗算す
る乗算器、あるいは電圧範囲判定手段、スイッチング手
段、減衰手段からなる。本発明においては、制御手段９
に入力される信号のレベルが所定の値以上に保たれ、信
号対雑音比が向上して、動作が安定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源装置に関し、特
に、力率改善機能を有する交流−直流変換装置におい
て、広い入力電圧範囲において安定に動作することが可
能な電源装置に関するものである。
に、力率改善機能を有する交流−直流変換装置におい
て、広い入力電圧範囲において安定に動作することが可
能な電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、力率改善のためにブースト型の交
流直流変換回路が使用されていた。このブースト型の変
換回路は、交流入力を整流し、一端チョークインプット
型の昇圧チョッパ回路で高電圧の直流に変換して、その
後ＤＣ／ＤＣコンバータで所望の電圧の直流電流に変換
するものである。チョークインプット型の昇圧チョッパ
回路は、出力電圧を一定に保つと共に、入力電流波形が
入力電圧波形と同位相の相似波形となるように制御さ
れ、コンデンサインプット型の整流回路等と比較して力
率が大幅に改善される。
流直流変換回路が使用されていた。このブースト型の変
換回路は、交流入力を整流し、一端チョークインプット
型の昇圧チョッパ回路で高電圧の直流に変換して、その
後ＤＣ／ＤＣコンバータで所望の電圧の直流電流に変換
するものである。チョークインプット型の昇圧チョッパ
回路は、出力電圧を一定に保つと共に、入力電流波形が
入力電圧波形と同位相の相似波形となるように制御さ
れ、コンデンサインプット型の整流回路等と比較して力
率が大幅に改善される。
【０００３】図３は、従来のブースト型の交流直流変換
回路に使用されるチョークインプット型の昇圧回路の一
例を示す回路図である。交流（ＡＣ）入力はダイオード
ブリッジ１によって全波整流され、脈流となる。ＦＥＴ
４は力率改善機能を有するコンバータＩＣ９によってパ
ルス駆動される。ＦＥＴ４がオンの時にはインダクタ３
に磁気エネルギーが蓄積され、ＦＥＴ４がオフになると
該エネルギーが解放され、インダクタ３とＦＥＴ４の接
続点に高電圧が発生する。該高電圧はダイオード５によ
って整流され、コンデンサ６によって蓄積、平滑され
る。なお、コンデンサ２は例えば０．４７μＦ程度の雑
音防止用のコンデンサであり、平滑作用はない。
回路に使用されるチョークインプット型の昇圧回路の一
例を示す回路図である。交流（ＡＣ）入力はダイオード
ブリッジ１によって全波整流され、脈流となる。ＦＥＴ
４は力率改善機能を有するコンバータＩＣ９によってパ
ルス駆動される。ＦＥＴ４がオンの時にはインダクタ３
に磁気エネルギーが蓄積され、ＦＥＴ４がオフになると
該エネルギーが解放され、インダクタ３とＦＥＴ４の接
続点に高電圧が発生する。該高電圧はダイオード５によ
って整流され、コンデンサ６によって蓄積、平滑され
る。なお、コンデンサ２は例えば０．４７μＦ程度の雑
音防止用のコンデンサであり、平滑作用はない。
【０００４】抵抗１０は、例えば数百ミリオーム程度の
電流検出用の抵抗である。力率改善コンバータＩＣ９に
は、電源回路の出力電圧を抵抗７、８によって分圧した
信号がＶIN端子に、全波整流された脈流電圧を抵抗１
２、１３によって分圧した信号がＶ DET端子に、入力電
流値に応じた電圧信号がＩ DET端子に入力される。抵抗
１０によって発生する電圧はＧＮＤより負の電圧とな
る。
電流検出用の抵抗である。力率改善コンバータＩＣ９に
は、電源回路の出力電圧を抵抗７、８によって分圧した
信号がＶIN端子に、全波整流された脈流電圧を抵抗１
２、１３によって分圧した信号がＶ DET端子に、入力電
流値に応じた電圧信号がＩ DET端子に入力される。抵抗
１０によって発生する電圧はＧＮＤより負の電圧とな
る。
【０００５】図４は、力率改善コンバータＩＣ９の内部
構成の一例を示すブロック図である。電圧エラーアンプ
３０は電源回路の出力電圧を分圧したＶIN信号と基準電
圧との差に応じた電圧誤差信号を出力し、乗算器３１
は、該誤差電圧と入力脈流電圧波形信号Ｖ DETとを乗算
する。電流エラーアンプ３２は、抵抗１０によって検出
された電流波形ＩDETと乗算器３１の出力電圧波形との
誤差に応じた信号を出力する。発振器３３は例えば数十
キロヘルツの鋸歯状波を発生し、ＰＷＭコンパレータ３
４は、発振器３３の出力鋸歯状波と電流エラーアンプ３
２の出力誤差信号とを比較し、ＦＥＴ４の駆動信号パル
スを出力する。
構成の一例を示すブロック図である。電圧エラーアンプ
３０は電源回路の出力電圧を分圧したＶIN信号と基準電
圧との差に応じた電圧誤差信号を出力し、乗算器３１
は、該誤差電圧と入力脈流電圧波形信号Ｖ DETとを乗算
する。電流エラーアンプ３２は、抵抗１０によって検出
された電流波形ＩDETと乗算器３１の出力電圧波形との
誤差に応じた信号を出力する。発振器３３は例えば数十
キロヘルツの鋸歯状波を発生し、ＰＷＭコンパレータ３
４は、発振器３３の出力鋸歯状波と電流エラーアンプ３
２の出力誤差信号とを比較し、ＦＥＴ４の駆動信号パル
スを出力する。
【０００６】この回路は、出力電圧を一定に保持すると
共に、入力電圧波形（Ｖ DET）と入力電流波形（Ｉ DE
T）とが同位相の相似波形となるように作用する。従っ
て、力率をほぼ１にすることができる。なお、このよう
な機能を有する力率改善コンバータＩＣは市販されてい
る。
共に、入力電圧波形（Ｖ DET）と入力電流波形（Ｉ DE
T）とが同位相の相似波形となるように作用する。従っ
て、力率をほぼ１にすることができる。なお、このよう
な機能を有する力率改善コンバータＩＣは市販されてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】現在、各国における電
源電圧は例えば１００Ｖ〜２２０Ｖと様々であり、電子
機器においては、任意の電源電圧において使用可能なワ
ールドワイド機能が要求されている。電圧範囲として
は、変動も考慮すると８５Ｖ〜２６０Ｖ程度に対応する
ことが必要である。一方で、上記した力率改善コンバー
タＩＣの入力端子における動作可能な電圧範囲には限度
があり、この限度を越えないように回路を設計する必要
がある。例えば入力電圧範囲８５Ｖ〜２６０Ｖ、最大電
力１ＫＷ、コンバータＩＣのＩ DET端子の動作可能な最
大入力電圧を１Ｖ（実際に入力される電圧は負であり、
その絶対値が１Ｖ）とすると、図３の抵抗１０には、負
荷が１ＫＷで入力電圧が最低の８５Ｖの時に最大の電流
が流れる。従って、この時にコンバータＩＣに１Ｖ以上
の電圧がかからないためには、抵抗１０の値は８５ミリ
オーム以下である必要がある。（なお、実際には電源電
圧の実効値ではなく、ピーク時に１Ｖを越えないように
するため、抵抗１０の値は１／√２倍以下となる。また
電源回路内の電力損失も考慮すると、更に小さな値とな
るが、説明においては、計算を簡単にするためにこれら
を考慮しない。） 図５は、従来の電源回路における定格出力時および１／
１０出力時における電源入力電圧に対する電流検出信号
レベルを表すグラフである。上記のように抵抗１０の値
を決定し、この電源装置を電源電圧２６０Ｖ出力電力１
００Ｗで使用した場合、入力電流は入力電圧に反比例
し、出力電力に比例する。従って、図５に示すように、
抵抗１０によって発生する電圧は１Ｖ×（８５／２６
０）×（１／１０）＝０．０３３Ｖとなり、信号レベル
が非常に小さな値となってしまう。
源電圧は例えば１００Ｖ〜２２０Ｖと様々であり、電子
機器においては、任意の電源電圧において使用可能なワ
ールドワイド機能が要求されている。電圧範囲として
は、変動も考慮すると８５Ｖ〜２６０Ｖ程度に対応する
ことが必要である。一方で、上記した力率改善コンバー
タＩＣの入力端子における動作可能な電圧範囲には限度
があり、この限度を越えないように回路を設計する必要
がある。例えば入力電圧範囲８５Ｖ〜２６０Ｖ、最大電
力１ＫＷ、コンバータＩＣのＩ DET端子の動作可能な最
大入力電圧を１Ｖ（実際に入力される電圧は負であり、
その絶対値が１Ｖ）とすると、図３の抵抗１０には、負
荷が１ＫＷで入力電圧が最低の８５Ｖの時に最大の電流
が流れる。従って、この時にコンバータＩＣに１Ｖ以上
の電圧がかからないためには、抵抗１０の値は８５ミリ
オーム以下である必要がある。（なお、実際には電源電
圧の実効値ではなく、ピーク時に１Ｖを越えないように
するため、抵抗１０の値は１／√２倍以下となる。また
電源回路内の電力損失も考慮すると、更に小さな値とな
るが、説明においては、計算を簡単にするためにこれら
を考慮しない。） 図５は、従来の電源回路における定格出力時および１／
１０出力時における電源入力電圧に対する電流検出信号
レベルを表すグラフである。上記のように抵抗１０の値
を決定し、この電源装置を電源電圧２６０Ｖ出力電力１
００Ｗで使用した場合、入力電流は入力電圧に反比例
し、出力電力に比例する。従って、図５に示すように、
抵抗１０によって発生する電圧は１Ｖ×（８５／２６
０）×（１／１０）＝０．０３３Ｖとなり、信号レベル
が非常に小さな値となってしまう。
【０００８】一方で、図３に示す電源回路の出力電圧は
入力電圧のピーク値以上である必要があるので、３７０
Ｖ以上に設定する必要があり、ＦＥＴ４によってこの高
圧電流をオン／オフ制御する必要がある。従って、スイ
ッチングに伴う大きな雑音信号がコンバータＩＣに乗
り、信号対雑音比が低下して動作が不安定になるという
問題点があった。また、信頼性を向上させるために電源
装置を２重化構成等にした場合、両電源間の出力電流バ
ランス回路が無いと、一方の電源回路の出力電力が他方
より小さくなり、上記した問題が更に顕著になるという
問題点もあった。本発明の目的は、前記のような従来技
術の問題点を解決し、広範囲な電源電圧において安定に
動作することが可能な電源装置を提供することにある。
入力電圧のピーク値以上である必要があるので、３７０
Ｖ以上に設定する必要があり、ＦＥＴ４によってこの高
圧電流をオン／オフ制御する必要がある。従って、スイ
ッチングに伴う大きな雑音信号がコンバータＩＣに乗
り、信号対雑音比が低下して動作が不安定になるという
問題点があった。また、信頼性を向上させるために電源
装置を２重化構成等にした場合、両電源間の出力電流バ
ランス回路が無いと、一方の電源回路の出力電力が他方
より小さくなり、上記した問題が更に顕著になるという
問題点もあった。本発明の目的は、前記のような従来技
術の問題点を解決し、広範囲な電源電圧において安定に
動作することが可能な電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、交
流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、入力電流値
に相当する電圧を出力する電流検出手段と、電源電圧検
出手段の出力電圧値に基づき、電流検出手段の出力電圧
値を修正する修正手段と、修正手段の出力電圧に基づ
き、電源を制御する制御手段とを備えたことを特徴とす
る。
流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、入力電流値
に相当する電圧を出力する電流検出手段と、電源電圧検
出手段の出力電圧値に基づき、電流検出手段の出力電圧
値を修正する修正手段と、修正手段の出力電圧に基づ
き、電源を制御する制御手段とを備えたことを特徴とす
る。
【００１０】本発明においては、修正手段として、入力
交流電圧の実効値と電流検出手段からの出力値とを乗算
する乗算器を備えるか、あるいは交流電源電圧が所定の
値以下か否かによって、電流検出手段からの出力値を減
衰させるかそのまま通すかを制御可能な減衰器を備える
ことにより、制御手段に入力される信号のレベルを、入
力可能な最大値以下で、かつ所定の値以上に保つように
作用する。
交流電圧の実効値と電流検出手段からの出力値とを乗算
する乗算器を備えるか、あるいは交流電源電圧が所定の
値以下か否かによって、電流検出手段からの出力値を減
衰させるかそのまま通すかを制御可能な減衰器を備える
ことにより、制御手段に入力される信号のレベルを、入
力可能な最大値以下で、かつ所定の値以上に保つように
作用する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。図１は、本発明を適用した
電源装置の第１実施例の構成を示す回路図である。この
回路は、例えば従来例に関して前述したブースト型の交
流直流変換回路におけるチョークインプット型の昇圧回
路として使用される。交流電源入力電圧範囲は例えば８
５Ｖから２６０Ｖであり、４００Ｖの直流出力を発生す
る。図３に示した従来の昇圧回路と同じ素子には同じ番
号が付してある。
を参照して詳細に説明する。図１は、本発明を適用した
電源装置の第１実施例の構成を示す回路図である。この
回路は、例えば従来例に関して前述したブースト型の交
流直流変換回路におけるチョークインプット型の昇圧回
路として使用される。交流電源入力電圧範囲は例えば８
５Ｖから２６０Ｖであり、４００Ｖの直流出力を発生す
る。図３に示した従来の昇圧回路と同じ素子には同じ番
号が付してある。
【００１２】従来の回路と異なる所は、電流検出用の抵
抗１０の値、および乗算器１１を備えた点にある。電流
検出用の抵抗１０は、例えば最大負荷時において、入力
電源電圧が最高であり、従って電流値が最低の場合に、
抵抗１０によって発生する電圧が力率改善コンバータＩ
Ｃ９の電流値入力端子であるＩ DET端子の動作可能な最
大電圧になるように設定される。例えば、入力最大電圧
２６０Ｖ、出力電力１ＫＷ、Ｉ DET端子の動作可能な最
大電圧１Ｖである場合には、抵抗１０の値を２６０ミリ
オームとする。この場合には、電源電圧が２６０Ｖであ
れば抵抗１０によって発生する電圧は１Ｖであり、電源
電圧が８５Ｖの場合には約３Ｖの電圧が発生する。
抗１０の値、および乗算器１１を備えた点にある。電流
検出用の抵抗１０は、例えば最大負荷時において、入力
電源電圧が最高であり、従って電流値が最低の場合に、
抵抗１０によって発生する電圧が力率改善コンバータＩ
Ｃ９の電流値入力端子であるＩ DET端子の動作可能な最
大電圧になるように設定される。例えば、入力最大電圧
２６０Ｖ、出力電力１ＫＷ、Ｉ DET端子の動作可能な最
大電圧１Ｖである場合には、抵抗１０の値を２６０ミリ
オームとする。この場合には、電源電圧が２６０Ｖであ
れば抵抗１０によって発生する電圧は１Ｖであり、電源
電圧が８５Ｖの場合には約３Ｖの電圧が発生する。
【００１３】乗算器１１は、例えば公知のトランスコン
ダクタンス掛け算器あるいは対数増幅器を使用したアナ
ログ掛け算器である。乗算器１１のＶIN端子には、全波
整流された脈流を抵抗１２、１３によって分圧し、更に
抵抗１４およびコンデンサ１５によって平滑した直流電
圧（交流入力電圧の実効値を示す）が入力されており、
ＩIN端子には抵抗１０によって発生した電圧信号が入力
されている。そして、乗算器１１の出力ＯＵＴはコンバ
ータＩＣ９のＩ DET端子に接続されている。
ダクタンス掛け算器あるいは対数増幅器を使用したアナ
ログ掛け算器である。乗算器１１のＶIN端子には、全波
整流された脈流を抵抗１２、１３によって分圧し、更に
抵抗１４およびコンデンサ１５によって平滑した直流電
圧（交流入力電圧の実効値を示す）が入力されており、
ＩIN端子には抵抗１０によって発生した電圧信号が入力
されている。そして、乗算器１１の出力ＯＵＴはコンバ
ータＩＣ９のＩ DET端子に接続されている。
【００１４】乗算器１１は、ＯＵＴ＝（ＩIN）×（ＶI
N）／２６０となるように係数が設定されており、例え
ば電源電圧が２６０Ｖである時にはＩIN信号をそのまま
出力し、８５Ｖである時には、ほぼ（ＩIN）／３の値を
出力する。このような回路構成により、出力電力が一定
であれば入力電圧（ＶIN）と入力電流（ＩIN）の積は一
定となるので、電源の入力電圧が変化しても、乗算器１
１の出力は一定となる。そしてＯＵＴ信号は負荷の大小
によってのみ変動し、最大負荷時に１Ｖが出力されるよ
うになる。
N）／２６０となるように係数が設定されており、例え
ば電源電圧が２６０Ｖである時にはＩIN信号をそのまま
出力し、８５Ｖである時には、ほぼ（ＩIN）／３の値を
出力する。このような回路構成により、出力電力が一定
であれば入力電圧（ＶIN）と入力電流（ＩIN）の積は一
定となるので、電源の入力電圧が変化しても、乗算器１
１の出力は一定となる。そしてＯＵＴ信号は負荷の大小
によってのみ変動し、最大負荷時に１Ｖが出力されるよ
うになる。
【００１５】図６、図７は、本発明の実施例における定
格出力時および１／１０出力時における電源入力電圧に
対する電流検出信号レベルを表すグラフである。第１実
施例においては、定格（最大）出力時においては、コン
バータＩＣ９に入力される電流検出信号レベルは入力電
圧の値に関わらず１Ｖとなる。また、１／１０出力時に
は、やはり入力電圧の値に関わらず０．１Ｖとなる。従
って、電源電圧が高く、入力電流が小さい場合において
も、コンバータＩＣ９には従来より高いレベルの電流検
出信号が入力されるので、信号対雑音比が向上し、動作
がより安定になる。
格出力時および１／１０出力時における電源入力電圧に
対する電流検出信号レベルを表すグラフである。第１実
施例においては、定格（最大）出力時においては、コン
バータＩＣ９に入力される電流検出信号レベルは入力電
圧の値に関わらず１Ｖとなる。また、１／１０出力時に
は、やはり入力電圧の値に関わらず０．１Ｖとなる。従
って、電源電圧が高く、入力電流が小さい場合において
も、コンバータＩＣ９には従来より高いレベルの電流検
出信号が入力されるので、信号対雑音比が向上し、動作
がより安定になる。
【００１６】図２は、本発明を適用した電源装置の第２
実施例の構成を示す回路図である。この回路は、やはり
ブースト型の交流直流変換回路におけるチョークインプ
ット型の昇圧回路として使用され、交流電源入力電圧範
囲は例えば８５Ｖから２６０Ｖであり、４００Ｖの直流
出力を発生する。図１、３に示した昇圧回路と同じ素子
には同じ番号が付してある。現在、世界の電源電圧はほ
ぼ１００Ｖ圏と２２０Ｖ圏に分かれている。そこで、第
１実施例のように電源電圧値に基づいて連続的に電流検
出信号を調整するのではなく、１００Ｖか２２０Ｖかを
検出し、１００Ｖであった場合には減衰回路を通して電
流検出信号のレベルを下げるようにしたものである。
実施例の構成を示す回路図である。この回路は、やはり
ブースト型の交流直流変換回路におけるチョークインプ
ット型の昇圧回路として使用され、交流電源入力電圧範
囲は例えば８５Ｖから２６０Ｖであり、４００Ｖの直流
出力を発生する。図１、３に示した昇圧回路と同じ素子
には同じ番号が付してある。現在、世界の電源電圧はほ
ぼ１００Ｖ圏と２２０Ｖ圏に分かれている。そこで、第
１実施例のように電源電圧値に基づいて連続的に電流検
出信号を調整するのではなく、１００Ｖか２２０Ｖかを
検出し、１００Ｖであった場合には減衰回路を通して電
流検出信号のレベルを下げるようにしたものである。
【００１７】第２の実施例において従来の回路と異なる
所は、電流検出用の抵抗１０の値、および比較器２０、
スイッチング回路２２、減衰回路２３、２４を備えた点
にある。電流検出用の抵抗１０は、例えば最大負荷時に
おいて、入力電源電圧が２２０Ｖ圏における最低電圧で
ある場合に、抵抗１０によって発生する電圧が力率改善
コンバータＩＣ９の電流値入力端子であるＩ DET端子の
動作可能な最大電圧になるように設定される。例えば、
２２０Ｖ圏における入力最低電圧１８５Ｖ、出力電力１
ＫＷ、Ｉ DET端子の動作可能な最大電圧１Ｖである場合
には、抵抗１０の値を１８５ミリオームとする。この場
合には、電源電圧が１８５Ｖの時に抵抗１０によって発
生する電圧が１Ｖとなる。
所は、電流検出用の抵抗１０の値、および比較器２０、
スイッチング回路２２、減衰回路２３、２４を備えた点
にある。電流検出用の抵抗１０は、例えば最大負荷時に
おいて、入力電源電圧が２２０Ｖ圏における最低電圧で
ある場合に、抵抗１０によって発生する電圧が力率改善
コンバータＩＣ９の電流値入力端子であるＩ DET端子の
動作可能な最大電圧になるように設定される。例えば、
２２０Ｖ圏における入力最低電圧１８５Ｖ、出力電力１
ＫＷ、Ｉ DET端子の動作可能な最大電圧１Ｖである場合
には、抵抗１０の値を１８５ミリオームとする。この場
合には、電源電圧が１８５Ｖの時に抵抗１０によって発
生する電圧が１Ｖとなる。
【００１８】比較器２０の＋入力端子には、抵抗２５お
よびツェナーダイオード２６からなる基準電圧発生回路
が接続されており、−端子は、抵抗１４およびコンデン
サ１５からなる平滑回路に接続されてる。比較器２０
は、電源電圧（実効値）が１８５Ｖ以上有る場合には０
Ｖを出力し、１８５Ｖ未満の場合には図示しない低圧電
源Ｖccの電圧を出力するように、ツェナーダイオードの
電圧値等が設定されている。
よびツェナーダイオード２６からなる基準電圧発生回路
が接続されており、−端子は、抵抗１４およびコンデン
サ１５からなる平滑回路に接続されてる。比較器２０
は、電源電圧（実効値）が１８５Ｖ以上有る場合には０
Ｖを出力し、１８５Ｖ未満の場合には図示しない低圧電
源Ｖccの電圧を出力するように、ツェナーダイオードの
電圧値等が設定されている。
【００１９】抵抗２１およびトランジスタ２２はスイッ
チング回路を形成しており、トランジスタ２２がオフで
ある場合、即ち電源電圧が１８５Ｖ以上である場合に
は、ＩDET端子の入力インピーダンスが高いので、抵抗
２３の影響が無くなり、抵抗１０によって発生した電流
検出信号がそのままＩDET端子に入力される。トランジ
スタ２２がオンである場合、即ち電源電圧が１８５Ｖ未
満である場合には、電流検出信号が抵抗２３、２４によ
って分圧され、減衰した信号がＩDET端子に入力され
る。
チング回路を形成しており、トランジスタ２２がオフで
ある場合、即ち電源電圧が１８５Ｖ以上である場合に
は、ＩDET端子の入力インピーダンスが高いので、抵抗
２３の影響が無くなり、抵抗１０によって発生した電流
検出信号がそのままＩDET端子に入力される。トランジ
スタ２２がオンである場合、即ち電源電圧が１８５Ｖ未
満である場合には、電流検出信号が抵抗２３、２４によ
って分圧され、減衰した信号がＩDET端子に入力され
る。
【００２０】減衰率は、最大負荷時において、入力電圧
が１００Ｖ圏の最低電圧、例えば８５Ｖである時に、Ｉ
DET端子にかかる電圧が１Ｖを越えないように設定され
る。例えば抵抗１０が１８５ミリオーム、入力電圧が８
５Ｖで、信号が減衰しない場合には、ＩDET端子にかか
る電圧が約２．２Ｖとなるので、減衰率を１／２．２に
設定する。
が１００Ｖ圏の最低電圧、例えば８５Ｖである時に、Ｉ
DET端子にかかる電圧が１Ｖを越えないように設定され
る。例えば抵抗１０が１８５ミリオーム、入力電圧が８
５Ｖで、信号が減衰しない場合には、ＩDET端子にかか
る電圧が約２．２Ｖとなるので、減衰率を１／２．２に
設定する。
【００２１】図６、図７の第２実施例のグラフにおい
て、比較器２０の判定閾値を１８５Ｖとすると、１８５
Ｖ未満の電圧範囲においては従来例と同じ電圧レベルと
なるが、１８５Ｖ以上の電圧範囲においては、従来例よ
り数倍大きなレベルの電流検出信号が入力されるので、
信号対雑音比が向上し、動作がより安定になる。
て、比較器２０の判定閾値を１８５Ｖとすると、１８５
Ｖ未満の電圧範囲においては従来例と同じ電圧レベルと
なるが、１８５Ｖ以上の電圧範囲においては、従来例よ
り数倍大きなレベルの電流検出信号が入力されるので、
信号対雑音比が向上し、動作がより安定になる。
【００２２】以上、実施例を開示したが、本発明におい
ては以下に示すような変形例も考えられる。第２実施例
においては、１００Ｖ圏と２２０Ｖ圏の２つに分割する
例を開示したが、電圧範囲を３つ以上に分割しても、第
２実施例の技術をそのまま適用可能である。また、電圧
範囲の判定レベルは高圧側の最低値である必要はなく、
該値と低圧側の最高値の間であれば任意の値を選択可能
である。
ては以下に示すような変形例も考えられる。第２実施例
においては、１００Ｖ圏と２２０Ｖ圏の２つに分割する
例を開示したが、電圧範囲を３つ以上に分割しても、第
２実施例の技術をそのまま適用可能である。また、電圧
範囲の判定レベルは高圧側の最低値である必要はなく、
該値と低圧側の最高値の間であれば任意の値を選択可能
である。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明においては、
修正手段として、入力交流電圧の実効値と電流検出手段
からの出力値とを乗算する乗算器を備えるか、あるいは
交流電源電圧が所定の値以下か否かによって、電流検出
手段からの出力値を減衰させるかそのまま通すかを制御
可能な減衰器を備えることにより、任意の電源電圧範囲
において、電流検出手段によって検出された信号のレベ
ルが小さくならないようにして制御手段に供給する。従
って、信号対雑音比が低下せず、電源装置の動作が安定
するという効果がある。
修正手段として、入力交流電圧の実効値と電流検出手段
からの出力値とを乗算する乗算器を備えるか、あるいは
交流電源電圧が所定の値以下か否かによって、電流検出
手段からの出力値を減衰させるかそのまま通すかを制御
可能な減衰器を備えることにより、任意の電源電圧範囲
において、電流検出手段によって検出された信号のレベ
ルが小さくならないようにして制御手段に供給する。従
って、信号対雑音比が低下せず、電源装置の動作が安定
するという効果がある。
【図１】本発明の電源装置の第１実施例の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図２】本発明の電源装置の第２実施例の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図３】従来のチョークインプット型昇圧回路の例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図４】力率改善コンバータＩＣの内部構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】従来の電源入力電圧に対する電流検出信号レベ
ルを表すグラフである。
ルを表すグラフである。
【図６】定格出力時における電源入力電圧に対する電流
検出信号レベルを表すグラフである。
検出信号レベルを表すグラフである。
【図７】１／１０出力時における電源入力電圧に対する
電流検出信号レベルを表すグラフである。
電流検出信号レベルを表すグラフである。
１…ダイオードブリッジ、２、６、１５…コンデンサ、
３…インダクタ、４…ＦＥＴ、５…ダイオード、７、
８、１０、１２、１３、１４、２１、２３、２４、２５
…抵抗、９…力率改善コンバータＩＣ、１１…乗算器、
２０…比較器、２２…トランジスタ、２６…ツェナーダ
イオード
３…インダクタ、４…ＦＥＴ、５…ダイオード、７、
８、１０、１２、１３、１４、２１、２３、２４、２５
…抵抗、９…力率改善コンバータＩＣ、１１…乗算器、
２０…比較器、２２…トランジスタ、２６…ツェナーダ
イオード
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源電圧を検出する電源電圧検出手
段と、 入力電流値に相当する電圧を出力する電流検出手段と、 前記電源電圧検出手段の出力電圧値に基づき、電流検出
手段の出力電圧値を修正する修正手段と、 前記修正手段の出力電圧に基づき、電源を制御する制御
手段とを備えたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記電源電圧検出手段は、交流電源電圧
の実効値に相当する電圧を出力する実効値検出手段であ
り、 前記修正手段は、前記実効値検出手段の出力電圧値と前
記電流検出手段の出力電圧値とを乗算する乗算手段であ
ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記制御手段は力率改善制御回路である
前記電流検出手段の抵抗値は、最大負荷時において、入
力電源電圧が最高である時に、該抵抗によって発生する
電圧が力率改善制御回路の入力端子の動作可能な最大電
圧になるように設定され、 前記乗算器の乗算係数は、入力電源電圧が最高である時
に、前記電流検出手段の出力値がそのまま出力されるよ
うに設定されることを特徴とする請求項２に記載の電源
装置。 - 【請求項４】 前記電源電圧検出手段は、交流電源電圧
の実効値が所定の判定電圧以上であるか否かを示す信号
を出力する電圧判定手段であり、 前記修正手段は、前記電圧判定手段の出力信号に基づ
き、電源電圧の実効値が所定の判定電圧以上である場合
には前記電流検出手段の出力電圧値をそのまま出力し、
電源電圧の実効値が所定の判定電圧未満である場合には
前記電流検出手段の出力電圧値を減衰させて出力する減
衰手段であることを特徴とする請求項１に記載の電源装
置。 - 【請求項５】 前記制御手段は力率改善制御回路であ
り、 前記電流検出手段の抵抗値は、最大負荷時において、入
力電源電圧が前記所定の判定電圧である場合に、該抵抗
によって発生する電圧が力率改善制御回路の入力端子の
動作可能な最大電圧になるように設定され前記減衰手段
の減衰率は、最大負荷時に、入力電源電圧が最低値であ
っても、前記減衰手段の出力電圧が力率改善制御回路の
入力可能な最大電圧以下になるように調整されているこ
とを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9154097A JPH10271812A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9154097A JPH10271812A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271812A true JPH10271812A (ja) | 1998-10-09 |
Family
ID=14029311
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9154097A Pending JPH10271812A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10271812A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009027804A (ja) * | 2007-07-18 | 2009-02-05 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2011142726A (ja) * | 2010-01-06 | 2011-07-21 | Logah Technology Corp | インタリーブ・ブリッジレス・パワー・ファクター修正器およびその制御方法 |
| KR101296386B1 (ko) * | 2012-02-21 | 2013-08-12 | 옵티멀파워디자인 주식회사 | 광범위 동작 역률 보정 회로 |
-
1997
- 1997-03-26 JP JP9154097A patent/JPH10271812A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009027804A (ja) * | 2007-07-18 | 2009-02-05 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2011142726A (ja) * | 2010-01-06 | 2011-07-21 | Logah Technology Corp | インタリーブ・ブリッジレス・パワー・ファクター修正器およびその制御方法 |
| KR101296386B1 (ko) * | 2012-02-21 | 2013-08-12 | 옵티멀파워디자인 주식회사 | 광범위 동작 역률 보정 회로 |
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