JPH10271823A - ３相力率改善型コンバータ - Google Patents
３相力率改善型コンバータInfo
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- JPH10271823A JPH10271823A JP9087367A JP8736797A JPH10271823A JP H10271823 A JPH10271823 A JP H10271823A JP 9087367 A JP9087367 A JP 9087367A JP 8736797 A JP8736797 A JP 8736797A JP H10271823 A JPH10271823 A JP H10271823A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ３相４線式交流給電において、コンバータの
制御回路を共通化することにより、高調波制御と相電流
バランスを同時に満足することの出来る３相力率改善型
コンバータを得る。 【解決手段】 ３相４線式交流給電において、各相Ｕ，
Ｖ，ＷとニュートラルＮ間に昇圧チョッパ１，１７，１
８とＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２０のシリーズ回
路をそれぞれ配置し、その出力を並列接続して負荷２１
に供給する。各昇圧チョッパ１，１７，１８の出力電圧
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は同じ値の直流電圧に設定され、か
つ、各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２０は１つの制
御回路１６で制御され、それぞれのスイッチ素子４は同
じ駆動信号でオンオフを繰り返す様に回路構成されてい
る。
制御回路を共通化することにより、高調波制御と相電流
バランスを同時に満足することの出来る３相力率改善型
コンバータを得る。 【解決手段】 ３相４線式交流給電において、各相Ｕ，
Ｖ，ＷとニュートラルＮ間に昇圧チョッパ１，１７，１
８とＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２０のシリーズ回
路をそれぞれ配置し、その出力を並列接続して負荷２１
に供給する。各昇圧チョッパ１，１７，１８の出力電圧
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は同じ値の直流電圧に設定され、か
つ、各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２０は１つの制
御回路１６で制御され、それぞれのスイッチ素子４は同
じ駆動信号でオンオフを繰り返す様に回路構成されてい
る。
Description
【０００１】本発明は、３相４線式交流給電における高
調波電流抑制を目的としたスイッチング式直流安定化電
源装置に関するものである。
調波電流抑制を目的としたスイッチング式直流安定化電
源装置に関するものである。
【０００２】（２）
【従来の技術】３相４線式交流給電において、単相の高
調波抑制機能を有するコンバータ３台を中性点と各相間
に接続し、その各出力を並列接続して、電源回路を構成
する方法が知られている。この方法に於いて、各相を流
れる電流が同じ値の正弦波であれば中性線を流れる電流
はゼロになる。
調波抑制機能を有するコンバータ３台を中性点と各相間
に接続し、その各出力を並列接続して、電源回路を構成
する方法が知られている。この方法に於いて、各相を流
れる電流が同じ値の正弦波であれば中性線を流れる電流
はゼロになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
構成では各コンバータは制御回路を個別にもつので、各
相電流の高調波成分は低減されるものの、各相電流のバ
ランス、すなわち、各コンバータが分担する負荷は必ら
ずしも同一にはならず、各々の制御回路の出力電圧設定
のわずかなずれにより、各相電流に大きな差が生じ、か
つ、中性線に多大な電流が流れる。このため、負荷バラ
ンス機能無しでは従来の構成で電源回路を実現するのは
困難とされた。
構成では各コンバータは制御回路を個別にもつので、各
相電流の高調波成分は低減されるものの、各相電流のバ
ランス、すなわち、各コンバータが分担する負荷は必ら
ずしも同一にはならず、各々の制御回路の出力電圧設定
のわずかなずれにより、各相電流に大きな差が生じ、か
つ、中性線に多大な電流が流れる。このため、負荷バラ
ンス機能無しでは従来の構成で電源回路を実現するのは
困難とされた。
【０００４】そこで本発明は、従来技術と同様な回路構
成で、かつ、簡単な方法で、相電流のバランスがとれた
３相力率改善型コンバータを実現する事を目的とする。
成で、かつ、簡単な方法で、相電流のバランスがとれた
３相力率改善型コンバータを実現する事を目的とする。
【０００５】
【実施例】図１は本回路の実施例である。３相４線式交
流給電において、まずＵ相とＮ相間に昇圧チョッパ回路
１が接続されている。この昇圧チョッパ回路１は全波整
流器２、インダクタ３、スイッチ素子４、整流素子５、
コンデンサ６で構成されＵ相の相電流がＵ相−Ｎ相間の
電圧波形に比例するように、かつ、出力電圧Ｖ1が一定
の直流電圧になるように制御回路７で制御されている。
流給電において、まずＵ相とＮ相間に昇圧チョッパ回路
１が接続されている。この昇圧チョッパ回路１は全波整
流器２、インダクタ３、スイッチ素子４、整流素子５、
コンデンサ６で構成されＵ相の相電流がＵ相−Ｎ相間の
電圧波形に比例するように、かつ、出力電圧Ｖ1が一定
の直流電圧になるように制御回路７で制御されている。
【０００６】（３） 次にこの昇圧チョッパ回路１の出力Ｖ1を入力としたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ８が接続されている。ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８はスイッチ素子９及び１０、トランス１１、
整流素子１２及び１３、インダクタ１４、コンデンサ１
５で構成されるフォワード型コンバータで、直流電圧出
力Ｖ0を出力するように制御回路１６にてスイッチ素子
９及び１０のオンオフのタイミングがコントロールされ
る。尚、フォワード型コンバータとは、スイッチング素
子がオンした時に出力に電力を供給する方式であり、ハ
ーフブリッジやフルブリッジ方式のコンバータもこの範
囲に含める。
Ｃ−ＤＣコンバータ８が接続されている。ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８はスイッチ素子９及び１０、トランス１１、
整流素子１２及び１３、インダクタ１４、コンデンサ１
５で構成されるフォワード型コンバータで、直流電圧出
力Ｖ0を出力するように制御回路１６にてスイッチ素子
９及び１０のオンオフのタイミングがコントロールされ
る。尚、フォワード型コンバータとは、スイッチング素
子がオンした時に出力に電力を供給する方式であり、ハ
ーフブリッジやフルブリッジ方式のコンバータもこの範
囲に含める。
【０００７】ここでＵ相−Ｎ相間に接続された昇圧チョ
ッパ回路１及びＶ相−Ｎ相関に接続された昇圧チョッパ
回路１７及びＷ相−Ｎ相間に接続された昇圧チョッパ回
路１８の回路構成は同様であるとし、各々の出力電圧Ｖ
1、Ｖ2、Ｖ3、は一定の入出力条件下でＶ1＝Ｖ2＝Ｖ3と
なるように各々の制御回路は設定されている。
ッパ回路１及びＶ相−Ｎ相関に接続された昇圧チョッパ
回路１７及びＷ相−Ｎ相間に接続された昇圧チョッパ回
路１８の回路構成は同様であるとし、各々の出力電圧Ｖ
1、Ｖ2、Ｖ3、は一定の入出力条件下でＶ1＝Ｖ2＝Ｖ3と
なるように各々の制御回路は設定されている。
【０００８】さらに前記各出力電圧は負荷が増すにつれ
電圧が下降するようなレギュレーション特性をもつ。ま
た各昇圧チョッパ回路の出力にはＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０が各々接続されている。これらＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは同一の回路構成であり、その出力は並列
接続されて負荷２１に供給される。負荷２１に供給され
る直流電圧Ｖ0は制御回路１６により一定に保たれる。
又、制御回路１６から各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１
９，２０のスイッチ素子９，１０に送られる駆動信号は
同一である。
電圧が下降するようなレギュレーション特性をもつ。ま
た各昇圧チョッパ回路の出力にはＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０が各々接続されている。これらＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは同一の回路構成であり、その出力は並列
接続されて負荷２１に供給される。負荷２１に供給され
る直流電圧Ｖ0は制御回路１６により一定に保たれる。
又、制御回路１６から各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１
９，２０のスイッチ素子９，１０に送られる駆動信号は
同一である。
【０００９】このような回路構成において、上記のよう
にＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２０の入力電圧が同
じ値でかつ出力電圧が共通であり、主スイッチの駆動信
号も同一であれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，
２０の分担する負荷も同一と （４） なる。すなわち、各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２
０に入力電圧を供給している昇圧チョッパ回路１，１
７，１８が変換する電力も同一となり、ここで３相４線
式交流給電に電圧不平衝が無ければＵ，Ｖ，Ｗ相の相電
流も同一となる。
にＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２０の入力電圧が同
じ値でかつ出力電圧が共通であり、主スイッチの駆動信
号も同一であれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，
２０の分担する負荷も同一と （４） なる。すなわち、各ＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２
０に入力電圧を供給している昇圧チョッパ回路１，１
７，１８が変換する電力も同一となり、ここで３相４線
式交流給電に電圧不平衝が無ければＵ，Ｖ，Ｗ相の相電
流も同一となる。
【００１０】かりに、ある相の昇圧チョッパ回路の負荷
が他の昇圧チョッパ回路よりも増加したとしても、その
出力電圧は負荷が増すにつれ電圧が下降するレギュレー
ション特性をもつ為、その後段のＤＣ−ＤＣコンバータ
の入力電圧が下降することで、各ＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０が分担する負荷電流はバランスする方向
に働く。
が他の昇圧チョッパ回路よりも増加したとしても、その
出力電圧は負荷が増すにつれ電圧が下降するレギュレー
ション特性をもつ為、その後段のＤＣ−ＤＣコンバータ
の入力電圧が下降することで、各ＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０が分担する負荷電流はバランスする方向
に働く。
【００１１】以上のような方法により、従来の構成では
達成されなかった各相電流の高調波抑制と電流バランス
を同時に満足することが可能となった。
達成されなかった各相電流の高調波抑制と電流バランス
を同時に満足することが可能となった。
【００１２】
【発明の効果】本発明は、３相４線式交流給電におい
て、非常に簡単な回路構成で相電流の高調波成分の抑制
と各相電流のバランスとを同時に満足するものである。
て、非常に簡単な回路構成で相電流の高調波成分の抑制
と各相電流のバランスとを同時に満足するものである。
【図１】３相４線式交流給電における、高調波抑制電源
回路
回路
１，１７，１８ 昇圧チョッパ回路 ２ 全波整流器 ３，１４ インダクタ ４，９，１０ スイッチ素子 ５，１２，１３ 整流素子 ６，１５ コンデンサ ７，１６ 制御回路 （５） ８，１９，２０ ＤＣ−ＤＣコンバータ １１ トランス ２１ 負荷
Claims (4)
- 【請求項１】３相４線式交流電源の中性点と各相間に、
高調波抑制機能を有した単相コンバータ３組を接続した
回路構成に於いて、 前記中性点と各相間の単相入力電源に昇圧チョッパ回路
と、この出力を入力とした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
とを各々接続し、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各
出力を並列接続し、かつ同一の制御信号により前記ＤＣ
−ＤＣコンバータの主スイッチが駆動することを特徴と
した３相力率改善型コンバータ。 - 【請求項２】請求項１記載の３相力率改善型コンバータ
に於いて、 前記各々の昇圧チョッパ回路の出力電圧は同一値である
ことを特徴とする３相力率改善型コンバータ。 - 【請求項３】請求項２記載の３相力率改善型コンバータ
に於いて、 前記各々の昇圧チョッパ回路の出力電圧のレギュレーシ
ョンにより、各々の前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの
電流がバランスすることを特徴とする３相力率改善型コ
ンバータ。 - 【請求項４】請求項１記載の３相力率改善型コンバータ
に於いて、 前記各々の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータはフォワード型
ＤＣ−ＤＣコンバータである事を特徴とする３相力率改
善型コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08736797A JP3478700B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | ３相力率改善型コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08736797A JP3478700B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | ３相力率改善型コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271823A true JPH10271823A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3478700B2 JP3478700B2 (ja) | 2003-12-15 |
Family
ID=13912936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08736797A Expired - Fee Related JP3478700B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | ３相力率改善型コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3478700B2 (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1220430A1 (en) * | 2000-12-25 | 2002-07-03 | Shindengen Electric Manufacturing Company, Limited | Polyphase rectifying apparatus |
| KR100408453B1 (ko) * | 2001-10-29 | 2003-12-06 | 주식회사 동한피앤에스 | 단상 삼상 겸용 프리볼트 정류기 |
| WO2005006531A1 (ja) * | 2003-07-15 | 2005-01-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 三相電力変換装置および電力変換装置 |
| JP2006197687A (ja) * | 2005-01-12 | 2006-07-27 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 三相整流回路 |
| AU2007200635B2 (en) * | 2003-07-15 | 2008-10-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Three-phase power converter and power converter |
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| CN102684464A (zh) * | 2011-03-15 | 2012-09-19 | 雅达电子国际有限公司 | 谐振变换器装置及用于谐振变换器装置的方法 |
| JP2022024801A (ja) * | 2020-07-28 | 2022-02-09 | 株式会社三社電機製作所 | 並列運転電源装置 |
| WO2022044431A1 (ja) * | 2020-08-24 | 2022-03-03 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| WO2022149526A1 (ja) * | 2021-01-07 | 2022-07-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2024035873A (ja) * | 2022-09-05 | 2024-03-15 | 株式会社日立製作所 | 電力変換システム |
-
1997
- 1997-03-21 JP JP08736797A patent/JP3478700B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| AU2007200635B2 (en) * | 2003-07-15 | 2008-10-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Three-phase power converter and power converter |
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| WO2022044431A1 (ja) * | 2020-08-24 | 2022-03-03 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JPWO2022044431A1 (ja) * | 2020-08-24 | 2022-03-03 | ||
| US12249828B2 (en) | 2020-08-24 | 2025-03-11 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device |
| WO2022149526A1 (ja) * | 2021-01-07 | 2022-07-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
| JPWO2022149526A1 (ja) * | 2021-01-07 | 2022-07-14 | ||
| EP4277080A4 (en) * | 2021-01-07 | 2024-06-26 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | ELECTRIC ENERGY CONVERSION DEVICE |
| JP2024035873A (ja) * | 2022-09-05 | 2024-03-15 | 株式会社日立製作所 | 電力変換システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3478700B2 (ja) | 2003-12-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |