JPH0667198B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、交流電源から電力供給をを受ける直流電圧源
とその負荷装置からなる電力変換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機、あるいは直
流チヨツパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧
源として、バツテリーを使う場合はあまり問題ないが、
商用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直
流電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高
調波が近年問題になつている。

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバータを商用電源と直流電
圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されて
いる。

第６図は、交直電力変換器としてＰＷＭコンバータを用
いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、L_sは交流リアクトル、CO
NVは交直電力変換器（コンバータ）、C_dは直流平滑コン
デンサ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自
己消弧能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリ
スタ）S₁〜S₄、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び直流
リアクトルL₁,L₂から構成され上記素子S₁〜S₄は交流側
電圧V₀の値を制御するため、公知のパルス幅変調制御さ
れている。すなわち、コンバータCONVは直流電圧源C_dか
ら見た場合、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータと
なり、その場合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見るこ
とができる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源C_dの電圧V_dが
ほぼ一定になるように交流電源から供給される電流I_sを
制御するもので、 負荷装置LOADからの電力需要に応じて４象限動作が可
能なこと。

上記入力電流I_sは電源電圧V_sと常に同相に制御され入
力力率が１になること。

また、入力電流I_sは正弦波状に制御されるため高調波
がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。CT₀は
交流電流検出器、R₁,R₂は直流電圧を検出するための分
圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C₁
〜C₃は比較器、G_V(S)は電圧制御補償回路、ＭＬは乗算
器、ＯＡは反転演算増幅器、G_I(S)は電流制御補償回
路、ＴＲＧは搬送波（三角波）発生器、ＧＣはゲート制
御回路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出された直流電圧V_d
と電圧設定器ＶＲからの電圧指令値V_d ^*を比較器C₁に入
力し、偏差ε_v＝V_d ^*−V_dを求める。当該偏差ε_vは制御
補償回路G_v(S)に入力され、積分増幅あるいは比例増幅
されて入力電流I_sの波高値指令I_mとなる。

当該波高値指令I_mは乗算器ＭＬに入力され、もう一方の
入力sinωtと掛け合わせられる。当該入力信号sinωtは
電源電圧V_s＝V_m・sinωtに同期した単位正弦波で、当該
電源電圧V_sを検出し、定数倍（1/V_m倍）することによつ
て求められる。

乗算器ＭＬの出力信号I_s ^*は電源から供給されるべき電
流の指令値を与えるもので、次式のようになる。

I_s ^*＝I_m・sinωt……(1) 当該入力電流指令値I_s ^*は反転増幅器ＯＡで反転され、
コンバータCONVから電源ＳＵＰへ供給される交流電流I_c
の指令値I_c ^*となる。以下、ここでは、I_c ^*をコンバータ
出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流I_cは交流電流検出器CT_cによつて検
出され、比較器C₂に入力される。比較器C₂によつて、上
記指令値I_c ^*が比較され偏差ε_I＝I_c ^*−I_cが求められ
る。当該偏差ε_Iは次の制御補償回路G_I(S)に入力され、
比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御入力信号
e_iとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲ
Ｇ、比較器C₃及びゲート制御回路ＧＣによつて当該制御
を行つている。

すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数1kHz程度の三角波
e_Tを発生し、比較器C₃は当該三角波e_Tと前記入力信号e_i
を比較し、その偏差ε_T＝e_i−e_Tに応じて、ゲート制御
回路ＧＣからゲートターンオフサイリスタS₁〜S₄にオ
ン，オフ信号を与えている。

e_i＞e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが正のときサイリスタS
₁とS₄がオンされ（このときS₂，S₃はオフ）コンバータ
の交流出力電圧V_cは＋V_dとなる。

また、e_i＜e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが負のとき、サ
イリスタS₂とS₃がオンされ（このとき、S₁，S₄はオ
フ）、V_c＝−V_dとなる。

しかも、e_iが正の値で大きければ上記S₁とS₄のオン期間
は長くなり、S₂とS₃のオン期間は短くなつて、V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した電圧で正の値となる。逆にe_i
が負の値のときはS₁とS₄のオン期間よりS₂とS₃のオン期
間のほうが長くなつて、コンバータの出力電圧V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した値で負の値となる。

すなわち入力信号e_iに比例した値に、コンバータの出力
電圧V_cが制御されることになる。

コンバータの出力電流I_c（電源から供給される入力電流
I_sの反転値）は上記コンバータの出力電圧V_cを調整する
ことにより制御される。

交流リアクトルL_sには電源電圧V_sと上記コンバータの出
力電圧V_cとの差電圧V_L＝V_s−V_cが印加される。

V_s＞V_cのとき、電源電流I_sは図の矢印の方向に増加す
る。言いかえると、コンバータ出力電流I_cは図の矢印方
向へは減少するように働らく。逆にV_s＜V_cのとき、コン
バータ出力電流I_cは図の矢印の方向に増加しようと働ら
く。

コンバータの出力電流指令値I_c ^*に対して実電流I_cが、I
_c ^*＞I_cの関係にあるとき、偏差ε_I＝I_c ^*−I_cは正の値と
なり制御補償回路G_I(S)を介してＰＷＭ制御の入力信号e
_iを増加させる。故に、コンバータ出力電圧V_cも入力信
号e_iに比例して大きくなり、V_c＞V_sとなり、コンバータ
出力電流I_cを図の矢印方向に増加させる。逆にI_c ^*＜I_c
となつた場合、偏差ε_Iは負の値となり、e_iすなわちV_c
を減少させて、V_c＜V_sとなり、出力電流I_cを減少させ
る。故にコンバータの出力電流I_cはその指令値I_c ^*に一
致するように制御される。当該指令値I_c ^*を正弦波状に
変化させれば、それに追従して実電流I_cも正弦波状に制
御される。

コンバータの出力電流I_cは電源からの入力電流I_sの反転
値であり、また、コンバータ出力電流の指令値I_c ^*は電
源からの入力電流の指令値I_s ^*の反転値である。故に、
入力電流I_sはその指令値I_s ^*に追従して制御されること
になる。

次に直流コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を説明する。

比較器C₁によつて直流電圧検出値V_dとその指令値V_d ^*を
比較する。V_d ^*＞V_dの場合、偏差ε_vは正の値となり、制
御補償回路G_v(S)を介して、入力電流波高値Ｉｍを増加
させる。入力電流指令値I_s ^*は、(1)式で示したように電
源電圧と同相の正弦波状で与えられる。故に、実入力電
流I_sが前述の如く、I_s＝I_s ^*に制御されるものとすれ
ば、上記波高値I_mが正の値のとき、次式で示される有効
電力P_sが単相電源ＳＵＰから、コンバータCONVを介して
直流コンデンサC_dに供給される。

P_s＝V_s×I_s ＝V_m・I_m(sinωt）^２ ＝V_m・I_m・(1-cos2ωt）／２……
(2) 従つて、エネルギ−P_S・tが直流コンデンサC_dに として蓄積され、その結果、直流電圧V_dが上昇する。

逆にV_d ^*＜V_dとなつた場合、偏差ε_vは負の値となり、制
御補償回路G_v(S)を介して上記波高値I_mを減少させつい
にはI_m＜０とする。故に、有効電力P_sも負の値となり、
今度は、エネルギーP_stが直流コンデンサC_dから電源に
回生される。その結果、直流電圧V_dは低下し、最終的に
V_d＝V_d ^*制御される。

負荷装置LOADは例えば、公知のＰＷＭインバータ駆動誘
導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサC_dに
対して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を
消費すれば、直流電圧V_dが低下するが、上記制御によつ
て電源から有効電力P_sを供給して常にV_d≒V_d ^*に制御さ
れる。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を回
生運転した場合）が行われると、V_dが一旦上昇するが、
その分電源ＳＵＰに有効電力P_sを回生することにより、
やはりV_d≒V_d ^*となる。すなわち負荷装置LOADの電力消
費あるいは電力回生に応じて、電源ＳＵＰから供給する
電力P_sが自動的に調整されているのである。

このとき、入力電流I_sは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

第７図は従来の電力変換装置の別の例を示す構成図であ
る。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＴＲは電源トランス、L
_s1,L_s2は交流リアクトル、CONV1,CONV2はパルス幅変調
制御コンバータ、C_dは直流平滑コンデンサ、ＩＮＶは直
流電圧を可変電圧可変周波数の３相電圧に変換するパル
ス幅変調制御インバータ、ＩＭは３相誘導電動機であ
る。

ＰＷＭインバータＩＮＶと誘導電動機ＩＭは直流電圧源
C_dの負荷装置となる。当該負荷装置の制御動作を簡単に
説明すると次のようになる。

誘導電動機ＩＭの回転速度Ｎを速度検出器ＰＧで検出
し、当該検出値Ｎと速度指令値N^*を比較し、速度制御回
路ＳＰＣによつて、N≒N^*となるように制御する。ＳＰ
Ｃの出力信号I_L ^*は誘導電動機ＩＭに供給される３相電
流I_Lの指令値を与える。当該電流指令値I_L ^*と実電流I_L
を比較し、負荷電流制御回路ＡＬＣによつて、I_L≒I_L ^*
となるように制御する。インバータ側ＰＷＭ制御回路PW
M_Iは当該負荷電流制御回路ＡＬＣからの出力信号に応じ
て、インバータＩＮＶをＰＷＭ制御する。

一方、コンバータCONV1,CONV2は第６図の装置でも説明
したように、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dがほぼ一定
になるように電源ＳＵＰから供給される電流I_sを制御し
ている。

すなわち、直流電圧指令値V_d ^*と直流電圧検出値V_dを比
較し、電圧制御回路ＡＶＣによつて、V_d≒V_d ^*となるよ
うに制御している。ＡＶＣの出力信号I_s ^*は電源ＳＵＰ
から供給される電流I_sと指令値を与えている。当該電流
指令値I_s ^*と入力電流検出値I_sを比較し、入力電流制御
回路ＡＳＣによつてI_s≒I_s ^*となるように制御する。コ
ンバータ側ＰＷＭ制御回路PWM_cは当該入力電流制御回路
ＡＳＣの出力信号に応じて、コンバータCONV1,CONV2を
制御している。

ここで、コンバータCONV1及びCONV2を並列接続している
のは、コンバータ容量を増加させるためで、一般的な手
法である。

この場合、交流リアクトルL_S1,L_S2は両コンバータの電
流バランスをとるためと、当該入力電流I_S1,I_S2の脈動
をおさえる役目をはたしている。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があつた。

すなわち、パルス幅変調制御コンバータは、その変調周
波数（数キロヘルツ）でスイッチング動作を行う必要で
あり、通常ＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタ等を
用いなければならない。ＧＴＯサイリスタ等は一般のサ
イリスタに比較すると耐電圧あるいは許容電流の最大定
格値が小さいため、コンバータの大容量化が困難であ
る。

そこで、第７図に示したようにコンバータを並列接続
し、容量の増加を図る方法が採用されるが、各コンバー
タの容量に限界があるため、大容量になればなるほど、
ＧＴＯサイリスタの数が多くなつてくる。このため装置
の寸法，形状が大きくなることは言うまでもなく、装置
の値段が高くなるという欠点がでてくる。

また、コンバータの容量増加のための並列運転では各コ
ンバータの入力電流のバランスをとる必要があり、その
ため、交流リアクトルを電源トランスの２次側にコンバ
ータ数だけ挿入することが必要であつた。このとき、当
該交流リアクトルはＰＷＭコンバータのスイッチング動
作に伴なう交流側出力電圧に含まれる高調波成分を吸収
し、電源から供給される入力電流の脈動をおさえる役目
をはたす。しかし、各コンバータのスイッチング周波数
（変調周波数）は高々数キロヘルツであるため、上記交
流リアクトルのインダクタンス値としてかなり大きいも
のを用意しなければならない。すなわち、従来の装置で
は並列運転される各コンバータ毎に、相当大きな容量の
交流リアクトルが不可欠であつた。このため装置の小形
軽量化を図ることができず、設置場所の制限を受ける用
途には適用できないという欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、装置の大容量化
を容易にし、前記交流リアクトルの容量の低減を図り、
装置の小形軽量化及び低廉化を図つた電力変換装置を提
供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は、交流電源と、該交流電源
に交流リアクトルを介して１次巻線が直列接続された複
数台の電源トランスと、当該電源トランスの２次巻線に
接続された複数台の自励コンバータと、当該自励コンバ
ータの直流側に接続された共通の平滑コンデンサと、当
該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置を具備
し、前記複数台の自励コンバータのうち１台だけをパル
ス幅変調制御コンバータとし、他の自励コンバータは前
記交流電源の周波数の１サイクル期間に零電圧を含む交
流矩形波電圧を交流側に発生させる制御手段と、上記複
数台の自励コンバータ全体で所望の交流側出力電圧を発
生させる制御手段で構成することによつて達成出来る。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
である。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、L_sは交流リアクトル、TR
₁,TR₂は電源トランス、CONV1,CONV2は自励コンバータ、
C_dは直流平滑コンデンサ、LOADは負荷装置である。ここ
では負荷装置LOADとして、パルス幅変調制御インバータ
ＩＮＶと誘導電動機ＩＭを用意している。

２台の自励コンバータCONV1,CONV2は直流側で並列接続
されており、交流側は電源トランスTR₁,TR₂によつて絶
縁されている。当該電源トランスTR₁及びTR₂の１次巻線
は直列接続されて、交流リアクトルL_sを介して交流電源
ＳＵＰにつながれている。

負荷装置LOADの制御は第７図の装置で説明したものと同
様であり、また、本発明の目的とするところではないの
で説明を省略する。

以下、平滑コンデンサC_dを含む、自励コンバータCONV1
及びCONV2の制御動作を説明する。

制御回路を構成するものとして、電源電流I_sを検出する
ための変流器CT_s、直流電圧設定器VR、比較器C₁〜C₃、
電圧制御補償回路G_v(S)、乗算器ML、電流制御補償回路G
_I(S)、加算器ＡＤ、レベル検出器ＳＨ、演算増幅器ＯＡ
Ｋ、搬送波発生器ＴＲＧ、ゲート制御回路GC₁,GC₂が用
意されている。

まず、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dを検出し、比較器
C₁に入力する。比較器C₁は直流電圧設定器ＶＲからの電
圧指令値V_d ^*と上記検出値V_dを比較し、偏差ε_v＝V_d ^*−V
_dを出力する。当該偏差ε_vは次の電圧制御補償回路G
_v(S)に入力され比例増幅あるいは積分増幅されて、電源
からの入力電流I_sの波高値指令I_mとなる。

波高値指令I_mは乗算器ＭＬに入力されて、もう一方の入
力sinωtと掛け合わせられる。入力信号sinωtは電源電
圧V_s＝V_m・sinωtに同期した単位正弦波で、当該電圧V_s
を検出し、定数倍(1/V_m倍）することによつて求められ
る。

乗算器ＭＬの出力信号I_s ^*＝I_m・sinωtは電源から供給さ
れるべき電流I_sの指令値を与えるもので、比較器C₂には
その反転値I_s ^*が入力される。比較器C₂は電源電流の検
出値I_sと上記指令値I_s ^*の比較を行つて偏差ε_I＝I_s-I_s ^*
を次の電流制御補償回路G_I(S)に送る。ここでは説明を
簡単にするためG_I(S)は単なる比例増幅器であるとして
説明する。

G_I(S)の出力信号e₁は１つは加算器ＡＤに、もう１つは
レベル検出器ＳＨに入力される。

レベル検出器ＳＨは入力e₁が正側設定レベル値＋e_bより
大きくなつたとき“＋１”の信号を出力し、負側設定レ
ベル値-e_bより小さくなつたとき“−１”の信号を出力
し、-e_b＜e₁＜+e_bの領域では“０”信号を出力する。

ゲート制御回路GC₂は上記レベル検出器ＳＨの出力信号e
₂に応じて、自励コンバータCONV2にオン，オフ信号を与
える。すなわち、自励コンバータCONV2の交流側出力電
圧V₀₂は、上記信号e₂によつて次の値になる。

e₂＝“＋１”のとき V₀₂＝+V_d e₂＝“０”のとき V₀₂＝０ e₂＝“−１”のとき V₀₂＝-V_d ここで、電源トランスTR₂の１次／２次の巻数比を２対
１とした場合、TR₂の１次側の電圧は、V₀₂′＝2・V₀₂と
なる。

一方、レベル検出器ＳＨの出力信号e₂は演算増幅器ＯＡ
Ｋを介して加算器ＡＤに入力される。演算増幅器ＯＡＫ
は入力e₂をＫ倍して、信号e₃＝K・e₂を出力するものであ
る。

加算器ＡＤは電流制御補償回路G_I(S)の出力信号e₁と上
記演算増幅器ＯＡＫの出力信号e₃の反転値-e₃との加算
を行い、パルス幅変調制御の入力信号e_i＝e₁-e₃を与え
ている。

入力信号e_iと搬送波発生器ＴＲＧからの出力信号（周波
数１kHz程度の三角波）e_Tを比較器C₃によつて比較し、
その偏差ε_T＝e_i-e_Tに応じて、ゲート制御回路GC₁によ
つて、自励コンバータCONV1をパルス幅変調制御してい
る。

自励コンバータCONV1の交流側出力電圧V_c1は上記入力信
号e_iに比例した値となることは前に説明した通りであ
る。

ここで、電源トランスTR₁の１次／２次の巻数比を１対
１とした場合、TR₁の１次側の電圧V_c1′はV_c1′＝V_c1と
なる。

従つて、交流リアクトルL_sには、電源電圧V_sと２台のト
ランスTR₁,TR₂の１次電圧の和V_c1′＋V_c2′とによつ
て、次式で示される電圧V_Lが印加される。

V_L＝V_s−（V_c1′＋V_c2′） ＝V_s−（V_c1＋2V_c2） 入力電流I_sが図の矢印の向きに流れていた場合、V_L＞０
とすることにより、I_sを矢印の向きに増加させることが
でき、逆に、V_L＜０とすることにより、I_sを減少させる
ことができる。

反対に、入力電流I_sが図の矢印と反対向きに流れていた
場合、V_L＜０とすることにより、I_sを矢印と反対向きに
増加させることができ、逆にV_L＞０とすることにより、
I_sを減少させることができる。

第２図は、第１図の装置の交流側の電圧電流ベクトル図
を表わしたもので、電源電圧_sは、リアクトル印加電
圧_Lとコンバータ出力電圧の和_cとのベクトル和とな
る。_s ＝_L＋_c 入力電流_sとリアクトル印加電圧_Lは直交しており、
次の関係が成り立つ。_L ＝jωL_{s s} ω＝2πf_s：電源の角周波数 いいかえると、入力電流I_sを制御するには、コンバータ
出力電圧の和V_c＝V_c1′＋V_c2′を増減させることによ
り、リアクトル印加電圧V_Lを変えて制御している。

第２図(a)は力行運転時のベクトル図で、交流電源ＳＵ
Ｐから負荷LOAD側へ電力を供給している状態である。
_Lは電源電圧_sより位相が90°進んでおり、その結果、
入力電流_sは電源電圧V_sと同相になる。すなわち、入
力力率は１となる。

第２図(b)は、回生運転時のベクトル図で、負荷側から
電源側に電力が回生されるモードである。_Lは_sより
位相が90°遅れており、その結果、入力電流_sは電源
電圧_sに対して逆相になる。この場合も入力力率は１
となつている。

すなわち、入力力率を常に１に保つには、上記リアクト
ル印加電圧_Lが電源電圧_sに対して常に直交関係を保
つ必要があり、それを制御するのが、コンバータの交流
側出力電圧_cである。

次に、本発明装置の上記コンバータ出力電圧V_cに制御動
作を説明する。

第１図の装置において、電流制御補償回路G_I(S)の出力
信号e_Iの最大値をe_maxとした場合、レベル検出器ＳＨの
設定レベル値e_bを とする。

故に、 のとき、e₂＝“+1”となり、自励コンバータCONV2の出
力電圧V_c2は、+V_dとなる。このとき、パルス幅変調制御
（ＰＷＭ）コンバータCONV1を制御する入力信号e_iは前
述のようにe_i＝e₁-e₃＝e₁-Ke₂となり、当該制御入力信
号e_iに比例した電圧V_c1をコンバータCONV1の交流側に発
生する。ここで、演算増幅器ＯＡＫの比例定数Ｋを(2/
3)・e_maxに選べば、 e_i＝e₁-(2/3)・e_max×e₂ ＝e₁-(2/3)・e_max となる。

同様に、 のとき、e₂＝“-1”となり、e_i＝e₁+(2/3)・e_maxとな
る。

さらに、 の領域では、e₂＝“０”となり、e_i＝e₁となる。

第３図に上記関係を表わすタイムチヤート図を示す。

ＰＷＭコンバータCONV1は、第３図のe_iに比例した電圧V
_c1を発生する。電圧V_c1の最大値は直流平滑コンデンサC
_dの電圧V_dである。従つて、 のとき、V_c1＝+V_dとなり、 のときV_c1＝-V_dとなる。入力信号e_iが の間で変化すれば、コンバータCONV1の出力電圧V_c1はe_i
に比例して、-V_d〜+V_dの間で変化する。パルス幅変調制
御については公知なので省略する。

また、自励コンバータCONV2の出力電圧V_c2は入力信号e₂
に応じて、 e₂＝“１”のとき V_c2＝+V_d e₂＝“０”のとき V_c2＝０ e₂＝“−１”のとき V_c2＝-V_d となる。

従つて、電源トランスの１次側に発生する、コンバータ
電圧V_cは、 となり、 の関係を代入すると、 となつて、V_cは電流制御補償回路G_I(S)の出力信号e₁に
比例した値となる。

電流指令値I_s ^*が実電流I_sより大きい場合、e₁は負の値
となり、V_c＝V_c1′＋V_c2′を負の値にして、入力電流I_s
を増加させる。

逆に、I_s ^*＜I_sとなつた場合、e₁は正の値となつて、V_c
＝V_c1′＋V_c2′を正の値にし、電流I_sを減少させる。最
終的に、I_s＝I_s ^*となつて落ち着く。

I_s ^*を正弦波状に変化させればそれに追従つて実電流I_s
も正弦波状に制御される。

直流電圧V_dの制御は前に述べたものと同じであるので省
略する。

第４図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。

３台の自励コンバータCONV1〜CONV2で構成されており、
コンバータCONV1はパルス幅変調制御され、他の２つの
コンバータは、零電圧を含む矩形波電圧を発生する。

トランスTR₁の１次／２次巻数比は1:1になつており、ト
ランスTR₂とTR₃の１次／２次巻数比は2:1になつてい
る。

故にコンバータの交流側出力電圧V_cは、 V_c＝V_c1′＋V_c2′＋V_c3′ ＝V_c1＋2V_c2＋2V₃ となる。

電流制御補償回路G_I(S)の出力信号e₁の最大値をe_maxと
した場合、レベル検出器SH₁の設定レベル値e_b1は(1/5)e
_maxとし、レベル検出器SH₂の設定レベル値は(3/5)e_max
とする。

自励コンバータCONV2は入力信号e₂によつて、次の電圧V
_c2を交流側に発生する。

e₁＞(1/5)e_maxのときe₂＝“１”となり、V_c2＝+V_dとな
る。

e₁＜-(1/5)e_maxのときe₂＝“−１”となり、V_c2＝-V_dと
なる。

-(1/5)e_maxe₁(1/5)e_maxのとき、e₂＝“０”とな
り、V_c2＝０となる。

また、自励コンバータCONV3は入力信号e₄によつて次の
電圧V_c3を交流側に発生する。

e₁＞(3/5)e_maxのときe₄＝“１”となり、V_c3＝+V_dとな
る。

e₁＜-(3/5)e_maxのときe₄＝“−１”となり、V_c3＝-V_dと
なる。

-(3/5)e_maxe₁(3/5)e_maxのときe₄＝“０”となり、V
_c3＝０となる。

ＰＷＭコンバータCONV1の制御入力信号e_iは e_i＝e₁-e₃ ＝e₁-K（e₂+e₄） の関係にあり、演算増幅器ＯＡＫの比例定数ＫはＫ＝(2
/5)・e_maxに設定する。

第５図は、第４図の装置の制御入力信号e₁,e₂,e₄及びe_i
の関係を表わしたものである。すなわち、ＰＷＭ制御の
入力信号e_iは、全体の入力信号e₁の最大値e_maxに対し
て、±(1/5)e_maxの範囲で制御される。

ここで、第６図の装置のコンバータ全体のトランス１次
側電圧V_cを求めると次のようになる。

となつて、V_cはe₁に比例した電圧となることがわかる。

直流電圧V_dの制御及び入力電流I_sの制御は前に述べたも
のと同様である。

第１図及び第４図では単相電源について説明したが、三
相電源あるいは他の多相電源でも同様に実施できること
は言うまでもない。

又、前述の実施例ではパルス幅変調制御コンバータ側の
電源トランスＴＲ１の１次／２次の巻数比を１：１と
し、矩形波出力コンバータ側の電源トランスＴＲ２の１
次／２次の巻数比を２：１として説明したが、本発明は
電源トランスＴＲ１及びＴＲ２の１次／２次の巻数比を
特に限定するものでない。

本発明は、パルス幅変調制御コンバータと、矩形波出力
コンバータで、それぞれ電力を適宜分担することにより
パルス幅変調制御コンバータの容量以上の電力制御を可
能としたものであり、この場合、トランスの巻数比を前
述のように選定すれば、パルス幅変調制御コンバータの
出力電圧波形は第３図、第５図のe_iから分るように正側
電圧及び負側電圧のピーク値は等しくなるが、それ以外
の場合は一方のピーク値が減少（増加）すれば他方のピ
ーク値は増加（減少）し等しくならなくなり、全体容量
に対してパルス幅変調制御コンバータが負担する容量が
増加することになるが、両コンバータで電力を分担する
ことに変りない。

〔発明の効果〕

以上詳述したように本発明によれば、パルス幅変調制御
される自励コンバータは１台ですみ、他の自励コンバー
タは、電源周波数の１サイクル期間に、零電圧を含む交
流矩形波電圧を１回だけ発生させるように制御すればよ
い。

従つて、パルス幅変調制御自励コンバータにはＧＴＯサ
イリスタを用いる必要があるが、他の自励コンバータに
は、例えば、強制転流回路を有するサイリスタコンバー
タでも十分制御が可能となる。従つて大容量化も容易に
なり、しかもスイッチング損失の低減を図ることができ
るようになる。

また、本発明装置によれば、電源トランスの１次側を直
列接続し、交流リアクトルL_sを介して電源に接続してい
る。このため当該交流リアクトルL_sは１台で足り、しか
もＰＷＭコンバータを含めた他の自励コンバータの各出
力電圧の和が、印加されるため、電圧リツプルが小さく
なり、上記交流リアクトルL_sの容量を低減できる。

さらに、本発明装置では、ＰＷＭコンバータの電源トラ
ンスの１次／２次巻数比を、ｎ：１とし、他の自励コン
バータの１次／２次巻数比を２ｎ：１にすれば、ＰＷＭ
コンバータの出力電圧の正側のピーク値と、負側のピー
ク値が等しくなり、例えば第１図の装置では、全体容量
に対してＰＷＭコンバータの容量は1/3で済み、また、
第４図の装置では全体容量の1/5の容量のＰＷＭコンバ
ータを用意すればよいことになり、この場合、全体容量
に対してＰＷＭコンバータが負担する容量が最少とな
る。すなわち、Ｎ台の自励コンバータのうち１台をＰＷ
Ｍコンバータとすれば、その容量は、全体容量の1/(2N-
1)で済むことになる。故に大容量化が困難なＰＷＭコン
バータの割合を小さくすることができ、それに伴なつて
スイツチング損失の低減が図れ、効率の良い電力変換装
置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第２図は第１図の動作を説明するための電圧電流ベ
クトル図、第３図は第１図の制御動作を説明するための
タイムチヤート図、第４図は本発明装置の別の実施例を
示す構成図、第５図は第４図の制御動作を説明するため
のタイムチヤート図、第６図及び第７図は従来の電力変
換装置を示す構成図である。 SUP…交流電源 L_s…交流リアクトル TR₁,TR₂,TR₃…電源トランス CONV1,CONV2,CONV3…自励コンバータ C_d…直流平滑コンデンサ LOAD…負荷 VR…直流電圧設定器 C₁〜C₃…比較器 AD…加算器 G_v(S)…電圧制御補償回路 G_I(S)…電流制御補償回路 ML…乗算器 SH,SH₁,SH₂…レベル検出器 OAK…演算増幅器 TRG…搬送波発生器 GC1,GC2,GC3…ゲート制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源と、該交流電源に交流リアクトル
   を介して１次巻線が直列に接続された１台の第１の電源
   トランス及び１台以上の第２の電源トランスと、 前記第１の電源トランスの２次巻線に交流側端子が接続
   されたパルス幅変調制御の第１の自励コンバータと、 前記第２の電源トランスの２次巻線に交流側端子が接続
   された交流矩形波電圧を発生する１台以上の第２の自励
   コンバータと 前記各自励コンバータの直流側端子間に接続された共通
   の平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源とす
   る負荷装置と、 前記平滑コンデンサ電圧の設定値と平滑コンデンサ電圧
   の検出値との偏差信号が印加される電圧制御補償回路
   と、 該電圧制御補償回路の出力信号と前記交流電源電圧に同
   期した単位正弦波信号とを乗算し前記交流電源に流れる
   交流電流の交流電流基準信号を出力する乗算器と、 該交流電流基準信号と前記交流電源に流れる交流電流の
   検出値との偏差信号が印加され前記直列接続された１次
   巻線端子間に出力される前記両自励コンバータの合成し
   た交流出力電圧の指令値を出力する電流制御補償回路
   と、 該交流出力電圧指令値が印加され該交流出力電圧指令値
   に同期し且つ零電圧期間を有する１つ以上の矩形波信号
   を算出し、前記第２の自励コンバータの交流側に前記矩
   形波信号に比例した交流矩形波電圧を発生させる制御手
   段と、 前記交流出力電圧指令値と、前記１つ以上の矩形波信号
   に比例した信号の差の信号をパルス幅変調入力信号とし
   て前記第１の自励コンバータをパルス幅変調制御する制
   御手段を具備した電力変換装置。
2. 【請求項２】前記第１の電源トランスの１次／２次の巻
   数比をｎ：１とし、前記第２の電源トランスの１次／２
   次の巻数比を２ｎ：１にしたことを特徴とする前記特許
   請求の範囲第１項記載の電力変換装置。