JPH10271876A - モータ駆動器のｐｗｍ制御 - Google Patents
モータ駆動器のｐｗｍ制御Info
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- JPH10271876A JPH10271876A JP10047013A JP4701398A JPH10271876A JP H10271876 A JPH10271876 A JP H10271876A JP 10047013 A JP10047013 A JP 10047013A JP 4701398 A JP4701398 A JP 4701398A JP H10271876 A JPH10271876 A JP H10271876A
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- phase
- commutation
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- phase control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
- H02P2209/07—Trapezoidal waveform
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多相ブラシレスモータを駆動する場合に使用
するのに適した改良した方法及び装置を提供する。 【解決手段】 本発明方法及び装置は、モータの各位相
に対してスルー処理された位相制御信号を発生する。該
スルー処理された位相制御信号は、実質的に、非遷移期
間の期間中に速度制御信号に比例し、且つ遷移期間の期
間中に１つの状態から次の状態へスルー動作される。そ
の遷移期間はコミュテーション点と関連している。スル
ー処理された位相制御信号は、モータの各位相に対し
て、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動信号を発生するために
使用される。従って、結果的に得られるＰＷＭ駆動信号
の形状は、遷移期間の期間中に付加的なＰＷＭパルスを
包含し、モータにおける位相コイルの各々へ供給される
電流に台形形状を与える。モータへ印加される全電流及
びその結果発生するトルクがコミュテーション期間中に
より一定なものとなる傾向にあるので、トルクリップル
が減少される。
するのに適した改良した方法及び装置を提供する。 【解決手段】 本発明方法及び装置は、モータの各位相
に対してスルー処理された位相制御信号を発生する。該
スルー処理された位相制御信号は、実質的に、非遷移期
間の期間中に速度制御信号に比例し、且つ遷移期間の期
間中に１つの状態から次の状態へスルー動作される。そ
の遷移期間はコミュテーション点と関連している。スル
ー処理された位相制御信号は、モータの各位相に対し
て、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動信号を発生するために
使用される。従って、結果的に得られるＰＷＭ駆動信号
の形状は、遷移期間の期間中に付加的なＰＷＭパルスを
包含し、モータにおける位相コイルの各々へ供給される
電流に台形形状を与える。モータへ印加される全電流及
びその結果発生するトルクがコミュテーション期間中に
より一定なものとなる傾向にあるので、トルクリップル
が減少される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、大略、電気モータ
の制御に関するものであって、更に詳細には、パルス幅
変調（ＰＷＭ）駆動信号で多相ブラシレスセンサレスモ
ータにおけるトルクをより効果的に制御する方法及び装
置に関するものである。
の制御に関するものであって、更に詳細には、パルス幅
変調（ＰＷＭ）駆動信号で多相ブラシレスセンサレスモ
ータにおけるトルクをより効果的に制御する方法及び装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電気モータは、ディスクドライブ（ディ
スク駆動装置）及びビデオレコーダ（ＶＣＲ）を包含す
る多様な装置において使用することが可能である。これ
らの適用例は、モータ制御器回路で制御される多相ブラ
シレスセンサレススピンドルモータを包含する傾向があ
る。モータ制御器回路は、典型的に、モータを制御する
ためにモータ内の位相コイルへ直接的に駆動信号を供給
する。
スク駆動装置）及びビデオレコーダ（ＶＣＲ）を包含す
る多様な装置において使用することが可能である。これ
らの適用例は、モータ制御器回路で制御される多相ブラ
シレスセンサレススピンドルモータを包含する傾向があ
る。モータ制御器回路は、典型的に、モータを制御する
ためにモータ内の位相コイルへ直接的に駆動信号を供給
する。
【０００３】図１はディスクドライブ構成要素の殆どを
収納するハウジング１２を具備する従来のディスクドラ
イブ１０を示している。複数個の情報格納ディスク１４
がスピンドルモータ１８を具備するスピンドルモータ組
立体１６の周りに軸支されている。回転アクチュエータ
２０が複数個のヘッドアーム２２を担持しており、各ア
ームは情報格納ディスク１４と外部コンピュータシステ
ムとの間で情報を転送すべく適合されている少なくとも
１個の関連する読取／書込ヘッド２４を具備している。
ボイスコイルモータ２６が回転アクチュエータ２０に対
して精密な回転運動を与えてヘッド２４を精密に位置決
めさせる。従って、回転アクチュエータ２０とスピンド
ルモータ組立体１６の結合された運動が、ヘッド２４が
ディスク１４の任意のセグメントへランダムにアクセス
することを可能とする。ボイスコイルモータ２６の制御
は、ボイスコイルモータ制御器２８によって行なわれ
る。スピンドルモータ組立体１６の制御はモータ制御器
３０によって行なわれる。ディスクＩ／Ｏ制御器３２は
データポート３４を介して外部コンピュータシステムへ
情報を転送するために設けられている。
収納するハウジング１２を具備する従来のディスクドラ
イブ１０を示している。複数個の情報格納ディスク１４
がスピンドルモータ１８を具備するスピンドルモータ組
立体１６の周りに軸支されている。回転アクチュエータ
２０が複数個のヘッドアーム２２を担持しており、各ア
ームは情報格納ディスク１４と外部コンピュータシステ
ムとの間で情報を転送すべく適合されている少なくとも
１個の関連する読取／書込ヘッド２４を具備している。
ボイスコイルモータ２６が回転アクチュエータ２０に対
して精密な回転運動を与えてヘッド２４を精密に位置決
めさせる。従って、回転アクチュエータ２０とスピンド
ルモータ組立体１６の結合された運動が、ヘッド２４が
ディスク１４の任意のセグメントへランダムにアクセス
することを可能とする。ボイスコイルモータ２６の制御
は、ボイスコイルモータ制御器２８によって行なわれ
る。スピンドルモータ組立体１６の制御はモータ制御器
３０によって行なわれる。ディスクＩ／Ｏ制御器３２は
データポート３４を介して外部コンピュータシステムへ
情報を転送するために設けられている。
【０００４】図２はモータ制御器３０とモータ１８との
間の接続状態を示している。図示した如く、モータ制御
器３０は各フェーズ即ち位相に対して駆動信号線３６上
に駆動信号を出力し、それがモータ１８を動作させる。
動作している間に、モータ１８はフィードバック線３８
を介してモータ制御器３０へ逆ＥＭＦ信号を出力する。
間の接続状態を示している。図示した如く、モータ制御
器３０は各フェーズ即ち位相に対して駆動信号線３６上
に駆動信号を出力し、それがモータ１８を動作させる。
動作している間に、モータ１８はフィードバック線３８
を介してモータ制御器３０へ逆ＥＭＦ信号を出力する。
【０００５】当該技術分野において公知の如く、モータ
のコイルへ印加される駆動信号は、システム及び所望の
動作に依存して、異なる波形をとることが可能である。
２つの一般的なタイプの駆動信号はリニア及びデジタル
駆動信号である。リニア駆動信号は例えば直流（ＤＣ）
信号のようなかなり連続的な性質の波形を有する傾向が
ある。デジタル駆動信号は、例えばデジタルパルストレ
ーンのように時間に関してオン及びオフにスイッチ動作
される波形を有する傾向がある。パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）は、デジタルパルストレーンを使用して電気モータ
を駆動するための技術の一例である。例えば、本願出願
人に譲渡されている１９９０年１１月２０日付で発行さ
れた米国特許第４，９７２，１３０号は、モータのコイ
ルを駆動するためにＰＷＭ駆動回路を使用する特定のシ
ステムを開示している。
のコイルへ印加される駆動信号は、システム及び所望の
動作に依存して、異なる波形をとることが可能である。
２つの一般的なタイプの駆動信号はリニア及びデジタル
駆動信号である。リニア駆動信号は例えば直流（ＤＣ）
信号のようなかなり連続的な性質の波形を有する傾向が
ある。デジタル駆動信号は、例えばデジタルパルストレ
ーンのように時間に関してオン及びオフにスイッチ動作
される波形を有する傾向がある。パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）は、デジタルパルストレーンを使用して電気モータ
を駆動するための技術の一例である。例えば、本願出願
人に譲渡されている１９９０年１１月２０日付で発行さ
れた米国特許第４，９７２，１３０号は、モータのコイ
ルを駆動するためにＰＷＭ駆動回路を使用する特定のシ
ステムを開示している。
【０００６】リニア又はデジタルモータ制御システムの
いずれかにおける典型的な目的は、適用例に対して必要
とされるモータの動作を確立し且つ維持することであ
る。例えば、ディスクドライブ１０において、モータ１
８の回転速度は、実質的に一定のトルクを維持するよう
にコイルへ一定の電流を供給する駆動信号を印加させる
ことによって、与えられた付加に対して、実質的に一定
に位置させることが可能である。
いずれかにおける典型的な目的は、適用例に対して必要
とされるモータの動作を確立し且つ維持することであ
る。例えば、ディスクドライブ１０において、モータ１
８の回転速度は、実質的に一定のトルクを維持するよう
にコイルへ一定の電流を供給する駆動信号を印加させる
ことによって、与えられた付加に対して、実質的に一定
に位置させることが可能である。
【０００７】モータにおいて所望のトルクを発生させる
ために、ブラシレスモータは、典型的に、特定の時間に
おいてモータのコイルの各々を駆動信号へ選択的に接続
させ且つ駆動信号から遮断（即ち、コミュテーション）
させることが可能なモータ制御器を必要とする。適切な
コミュテーション時間を計算することは、通常、コイル
に関してのモータのロータの位置を決定し、又はモニタ
することを必要とする。このことは、例えば、このよう
な情報をモータ制御器回路と関連付けるセンサーを設け
ることによるか、又はモータ内のコイルの１つ又はそれ
以上において発生される逆ＥＭＦ信号を評価することに
よって実施することが可能である。センサレスモータの
場合には、逆ＥＭＦ信号をモータ制御器へフィードバッ
クさせて、実際の速度と所望の回転速度との間の差（即
ち、エラー）と共に、コミュテーション時間を決定する
ことが可能である。このような技術は当業者にとって公
知であり、且つ、例えば、本願出願人に譲渡されている
１９９４年５月３１日付で発行された米国特許第５，３
１７，２４３号、１９９４年４月２６日付で発行された
米国特許第５，３０６，９８８号、１９９３年６月２９
日付で発行された米国特許第５，２２３，７７２号、１
９９３年６月２２日付けで発行された米国特許第５，２
２１，８８１号に開示されている方法及び装置に記載さ
れており、これらを引用によって本明細書に取込む。
ために、ブラシレスモータは、典型的に、特定の時間に
おいてモータのコイルの各々を駆動信号へ選択的に接続
させ且つ駆動信号から遮断（即ち、コミュテーション）
させることが可能なモータ制御器を必要とする。適切な
コミュテーション時間を計算することは、通常、コイル
に関してのモータのロータの位置を決定し、又はモニタ
することを必要とする。このことは、例えば、このよう
な情報をモータ制御器回路と関連付けるセンサーを設け
ることによるか、又はモータ内のコイルの１つ又はそれ
以上において発生される逆ＥＭＦ信号を評価することに
よって実施することが可能である。センサレスモータの
場合には、逆ＥＭＦ信号をモータ制御器へフィードバッ
クさせて、実際の速度と所望の回転速度との間の差（即
ち、エラー）と共に、コミュテーション時間を決定する
ことが可能である。このような技術は当業者にとって公
知であり、且つ、例えば、本願出願人に譲渡されている
１９９４年５月３１日付で発行された米国特許第５，３
１７，２４３号、１９９４年４月２６日付で発行された
米国特許第５，３０６，９８８号、１９９３年６月２９
日付で発行された米国特許第５，２２３，７７２号、１
９９３年６月２２日付けで発行された米国特許第５，２
２１，８８１号に開示されている方法及び装置に記載さ
れており、これらを引用によって本明細書に取込む。
【０００８】図３は三相モータによって発生された逆Ｅ
ＭＦ信号４０の基本的な形状を示している。図示した如
く、逆ＥＭＦ信号４０は、基本的には、互いに重畳され
ている３個のＢＥＭＦ位相信号４２ａ，４２ｂ，４２ｃ
の組合わせである。ＢＥＭＦ位相信号４２ａ−ｃは正弦
波形状であり且つ角度αに関してプロットした場合に１
２０度位相がずれている。ＢＥＭＦ位相信号４２ｂは角
度α1 ４４において０Ｖであるとして示されており、且
つＢＥＭＦ位相信号４２ｃは角度α2 ４６において０Ｖ
として示してある。図示した如く、ＢＥＭＦ位相信号４
２ａ及び４２ｂは角度α3 ４８において互いに交差する
ものとして示されており、ＢＥＭＦ位相信号４２ａ及び
４２ｃは角度α4 ５０において互いに交差するものとし
て示されており、且つＢＥＭＦ位相信号４２ｂ及び４２
ｃは角度α5 ５２において互いに交差するものとして示
されている。典型的に、角度４８，５０，５２はコミュ
テーション点と呼ばれる。
ＭＦ信号４０の基本的な形状を示している。図示した如
く、逆ＥＭＦ信号４０は、基本的には、互いに重畳され
ている３個のＢＥＭＦ位相信号４２ａ，４２ｂ，４２ｃ
の組合わせである。ＢＥＭＦ位相信号４２ａ−ｃは正弦
波形状であり且つ角度αに関してプロットした場合に１
２０度位相がずれている。ＢＥＭＦ位相信号４２ｂは角
度α1 ４４において０Ｖであるとして示されており、且
つＢＥＭＦ位相信号４２ｃは角度α2 ４６において０Ｖ
として示してある。図示した如く、ＢＥＭＦ位相信号４
２ａ及び４２ｂは角度α3 ４８において互いに交差する
ものとして示されており、ＢＥＭＦ位相信号４２ａ及び
４２ｃは角度α4 ５０において互いに交差するものとし
て示されており、且つＢＥＭＦ位相信号４２ｂ及び４２
ｃは角度α5 ５２において互いに交差するものとして示
されている。典型的に、角度４８，５０，５２はコミュ
テーション点と呼ばれる。
【０００９】図３に示した如く、０ＶからＢＥＭＦ位相
信号４２ｂへ向かって正の方向に延在する位相Ｂベクト
ル５４が存在しており、且つ０ＶからＢＥＭＦ位相信号
４２ｃへ向かって負の方向へ延在する位相Ｃベクトル５
６が存在している。ベクトル５４及び５６は与えられた
角度αに対する逆ＥＭＦの大きさを表わしている。当該
技術分野において公知の如く、各位相に対して発生され
るトルクは、位相コイルを介して流れる電流とその角度
において該位相に対するトルク定数ＫT をかけたものに
等しい。モータに印加される全実効トルクは以下に示す
ようにこれらのベクトルの和に等しい。
信号４２ｂへ向かって正の方向に延在する位相Ｂベクト
ル５４が存在しており、且つ０ＶからＢＥＭＦ位相信号
４２ｃへ向かって負の方向へ延在する位相Ｃベクトル５
６が存在している。ベクトル５４及び５６は与えられた
角度αに対する逆ＥＭＦの大きさを表わしている。当該
技術分野において公知の如く、各位相に対して発生され
るトルクは、位相コイルを介して流れる電流とその角度
において該位相に対するトルク定数ＫT をかけたものに
等しい。モータに印加される全実効トルクは以下に示す
ようにこれらのベクトルの和に等しい。
【００１０】
【数１】
【００１１】典型的に、与えられた方向にモータを駆動
するためには、該モータを正の全トルクを与える方向に
おいて電流で駆動する。最大の効率を得るためには、２
つの位相上のＢＥＭＦが等しい場合にコミュテーション
が行なわれるべきであることは当該技術分野において公
知である。
するためには、該モータを正の全トルクを与える方向に
おいて電流で駆動する。最大の効率を得るためには、２
つの位相上のＢＥＭＦが等しい場合にコミュテーション
が行なわれるべきであることは当該技術分野において公
知である。
【００１２】然しながら、コミュテーション（ｃｏｍｍ
ｕｔａｔｉｏｎ）期間中にモータ内にトルクリップルが
導入される場合がある。トルクリップルは、モータ内に
ジッターを発生する場合があり且つそれに付随して音響
的ノイズを発生させる場合がある。トルクリップルは、
典型的に、１つのコイルにおける電流の急速な減衰及び
次の付勢されるコイルにおける電流の比較的ゆっくりと
した上昇に起因して位相のコミュテーション期間中に発
生するトルク変動のために、リニアシステム及びＰＷＭ
システムの両方において発生することがある。システム
内におけるジッターの導入などのトルクリップルの効果
は、当業者にとって公知である。例えば、本出願人に譲
渡されている１９９３年３月２日付で発行された米国特
許第５，１９１，２６９号は、線形的に駆動されるモー
タにおけるトルクリップを最小とさせる回路を開示する
ことによってリニアシステムにおけるこのような問題に
対処している。
ｕｔａｔｉｏｎ）期間中にモータ内にトルクリップルが
導入される場合がある。トルクリップルは、モータ内に
ジッターを発生する場合があり且つそれに付随して音響
的ノイズを発生させる場合がある。トルクリップルは、
典型的に、１つのコイルにおける電流の急速な減衰及び
次の付勢されるコイルにおける電流の比較的ゆっくりと
した上昇に起因して位相のコミュテーション期間中に発
生するトルク変動のために、リニアシステム及びＰＷＭ
システムの両方において発生することがある。システム
内におけるジッターの導入などのトルクリップルの効果
は、当業者にとって公知である。例えば、本出願人に譲
渡されている１９９３年３月２日付で発行された米国特
許第５，１９１，２６９号は、線形的に駆動されるモー
タにおけるトルクリップを最小とさせる回路を開示する
ことによってリニアシステムにおけるこのような問題に
対処している。
【００１３】従って、多くのシステムの目標とすること
は、トルクリップルを最小としながらトルクを最大とさ
せることである。理論的には、ＢＥＭＦ位相信号の各々
がそのそれぞれの駆動信号の電流と同相であるように、
最適な正弦波（リニア）又は擬似正弦波（デジタル）駆
動回路を設計することが可能である。このようなシステ
ムにおいては、パワーの流れ（エネルギ）は、理論的に
は、以下の式に従って一定である。
は、トルクリップルを最小としながらトルクを最大とさ
せることである。理論的には、ＢＥＭＦ位相信号の各々
がそのそれぞれの駆動信号の電流と同相であるように、
最適な正弦波（リニア）又は擬似正弦波（デジタル）駆
動回路を設計することが可能である。このようなシステ
ムにおいては、パワーの流れ（エネルギ）は、理論的に
は、以下の式に従って一定である。
【００１４】ｓｉｎ2 （ωｔ）＋ｓｉｎ2 （ωｔ＋１２
０°）＋ｓｉｎ2 （ωｔ＋２４０°）＝１ 従って、原理的には、このようなシステムは０のトルク
リップルを発生する。
０°）＋ｓｉｎ2 （ωｔ＋２４０°）＝１ 従って、原理的には、このようなシステムは０のトルク
リップルを発生する。
【００１５】然しながら、実際には、このようなデジタ
ルシステムを設計することは非常に困難なことが多く且
つ回路構成要素の品質及び量の観点から非常に高価なも
のである。例えば、モータ制御器回路は、３つの異なる
波形を同期状態に維持することが必要とされ、そのこと
は、ＰＬＬ、又はルックアップテーブルを有する何らか
の形態のデジタル回路等と共に、３つの別々の供給源を
必要とする場合がある。このような回路は、集積回路パ
ッケージにおいて実現される場合には、例えば、３００
０個乃至５０００個の論理ゲートを必要とする場合があ
る。
ルシステムを設計することは非常に困難なことが多く且
つ回路構成要素の品質及び量の観点から非常に高価なも
のである。例えば、モータ制御器回路は、３つの異なる
波形を同期状態に維持することが必要とされ、そのこと
は、ＰＬＬ、又はルックアップテーブルを有する何らか
の形態のデジタル回路等と共に、３つの別々の供給源を
必要とする場合がある。このような回路は、集積回路パ
ッケージにおいて実現される場合には、例えば、３００
０個乃至５０００個の論理ゲートを必要とする場合があ
る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、以上の点に
鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠
点を解消し、モータへ印加される全トルクがより良好に
制御され且つトルクリップルが減少されるように電気モ
ータをＰＷＭ波形で駆動する低コストの方法及び装置を
提供することを目的とする。
鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠
点を解消し、モータへ印加される全トルクがより良好に
制御され且つトルクリップルが減少されるように電気モ
ータをＰＷＭ波形で駆動する低コストの方法及び装置を
提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、パルス幅変調
（ＰＷＭ）動作モードにある間にモータドライバをコミ
ュテーション即ち転流動作させる方法及び装置を提供し
ている。本発明は、ＰＷＭ波形で電気モータを駆動する
低コストの方法及び装置を提供しており、その場合に、
モータへ印加される全トルクは良好に制御され且つコミ
ュテーション期間中にＰＷＭ駆動信号を徐々にスルー
（ｓｌｅｗ）処理することによってトルクリップルを減
少させている。
（ＰＷＭ）動作モードにある間にモータドライバをコミ
ュテーション即ち転流動作させる方法及び装置を提供し
ている。本発明は、ＰＷＭ波形で電気モータを駆動する
低コストの方法及び装置を提供しており、その場合に、
モータへ印加される全トルクは良好に制御され且つコミ
ュテーション期間中にＰＷＭ駆動信号を徐々にスルー
（ｓｌｅｗ）処理することによってトルクリップルを減
少させている。
【００１８】本発明の１実施例によれば、多相モータを
駆動する方法が提供される。この方法は、少なくとも２
つの動作状態を表わすスルー処理された即ちスルー型の
位相制御信号を発生する。これらの動作状態のうちの１
つは、基本的には、オン状態であり、その場合に、該ス
ルー処理した位相制御信号は速度制御信号によって表わ
されるようにモータの所望の速度に直接的に比例してい
る。第二状態は、例えば、フローティング又はオフ状態
とすることが可能である。この方法は、コミュテーショ
ンイベントと関連する遷移期間中にこれらの動作状態の
間で位相制御信号を徐々にスルー処理（動作）すること
を包含している。この方法は、更に、スルー処理した位
相制御信号に比例するＰＷＭ位相駆動信号を発生し且つ
該ＰＷＭ位相駆動信号をモータへ供給することを包含し
ている。本発明の１つの側面によれば、該遷移期間は、
コミュテーションイベントの前に開始し且つコミュテー
ションイベントの後に終了することが可能である。例え
ば、該遷移期間は、コミュテーションイベントの前約３
０°（電気的）において開始し且つコミュテーションイ
ベントの後約３０°（電気的）において終了することが
可能である。
駆動する方法が提供される。この方法は、少なくとも２
つの動作状態を表わすスルー処理された即ちスルー型の
位相制御信号を発生する。これらの動作状態のうちの１
つは、基本的には、オン状態であり、その場合に、該ス
ルー処理した位相制御信号は速度制御信号によって表わ
されるようにモータの所望の速度に直接的に比例してい
る。第二状態は、例えば、フローティング又はオフ状態
とすることが可能である。この方法は、コミュテーショ
ンイベントと関連する遷移期間中にこれらの動作状態の
間で位相制御信号を徐々にスルー処理（動作）すること
を包含している。この方法は、更に、スルー処理した位
相制御信号に比例するＰＷＭ位相駆動信号を発生し且つ
該ＰＷＭ位相駆動信号をモータへ供給することを包含し
ている。本発明の１つの側面によれば、該遷移期間は、
コミュテーションイベントの前に開始し且つコミュテー
ションイベントの後に終了することが可能である。例え
ば、該遷移期間は、コミュテーションイベントの前約３
０°（電気的）において開始し且つコミュテーションイ
ベントの後約３０°（電気的）において終了することが
可能である。
【００１９】本発明の別の側面によれば、多相モータを
駆動するための装置が提供される。この装置は、少なく
とも２つの動作状態を表わすＰＷＭ位相駆動信号を発生
するスルー処理遷移器（ｓｌｅｗｉｎｇ ｔｒａｎｓｉ
ｔｉｏｎｅｒ）を包含している。該スルー処理遷移器
は、遷移期間中に該動作状態の間で徐々にスイッチし、
且つＰＷＭ位相駆動信号をモータへ供給する。
駆動するための装置が提供される。この装置は、少なく
とも２つの動作状態を表わすＰＷＭ位相駆動信号を発生
するスルー処理遷移器（ｓｌｅｗｉｎｇ ｔｒａｎｓｉ
ｔｉｏｎｅｒ）を包含している。該スルー処理遷移器
は、遷移期間中に該動作状態の間で徐々にスイッチし、
且つＰＷＭ位相駆動信号をモータへ供給する。
【００２０】本発明の更に別の実施例によれば、制御回
路を具備するモータ制御器において使用する改良したド
ライバ回路即ち駆動回路が提供される。該制御回路は速
度制御信号及び１つ又はそれ以上のコミュテーション制
御信号を出力する。該改良したドライバ回路は、バッフ
ァ段、電流スイッチ段、比較器段、駆動段を包含してい
る。各段は、例えば、モータの各位相に対して専用の回
路を包含することが可能である。該バッファ段は、該制
御回路へ結合されており且つ受取った速度制御信号に比
例する少なくとも１つの位相制御信号を発生すべく構成
されている。該電流スイッチ段は、該バッファ段へ結合
されると共に該制御回路へ結合されており、且つ受取っ
た位相制御信号と受取ったコミュテーション制御信号の
関数であるスルー処理した位相制御信号を発生すべく構
成されている。該比較段は、該電流スイッチ段へ結合さ
れており且つスルー処理した位相制御信号に比例するＰ
ＷＭ位相制御信号を発生すべく構成されている。該駆動
段は、該比較器段へ結合されており、且つ該ＰＷＭ位相
制御信号に比例し且つモータを駆動するのに適した駆動
信号を発生すべく構成されている。該スルー処理した位
相制御信号は、例えば、少なくとも２つの動作状態を表
わすことが可能であり、その場合に、それらの動作状態
のうちの第一動作状態は速度制御信号に直接的に比例し
且つ遷移期間中に該動作状態の間でスルー処理即ちスル
ー動作される。
路を具備するモータ制御器において使用する改良したド
ライバ回路即ち駆動回路が提供される。該制御回路は速
度制御信号及び１つ又はそれ以上のコミュテーション制
御信号を出力する。該改良したドライバ回路は、バッフ
ァ段、電流スイッチ段、比較器段、駆動段を包含してい
る。各段は、例えば、モータの各位相に対して専用の回
路を包含することが可能である。該バッファ段は、該制
御回路へ結合されており且つ受取った速度制御信号に比
例する少なくとも１つの位相制御信号を発生すべく構成
されている。該電流スイッチ段は、該バッファ段へ結合
されると共に該制御回路へ結合されており、且つ受取っ
た位相制御信号と受取ったコミュテーション制御信号の
関数であるスルー処理した位相制御信号を発生すべく構
成されている。該比較段は、該電流スイッチ段へ結合さ
れており且つスルー処理した位相制御信号に比例するＰ
ＷＭ位相制御信号を発生すべく構成されている。該駆動
段は、該比較器段へ結合されており、且つ該ＰＷＭ位相
制御信号に比例し且つモータを駆動するのに適した駆動
信号を発生すべく構成されている。該スルー処理した位
相制御信号は、例えば、少なくとも２つの動作状態を表
わすことが可能であり、その場合に、それらの動作状態
のうちの第一動作状態は速度制御信号に直接的に比例し
且つ遷移期間中に該動作状態の間でスルー処理即ちスル
ー動作される。
【００２１】電流スイッチ段の１つの実現例は、第一及
び第二電流源を包含しており、その各々が該制御回路へ
結合されており且つ、夫々、第一及び第二電流信号を発
生すべく構成されており、その場合に該第二電流は該第
一電流と反対の極性である。該第一及び第二電流信号は
補償ノードと接地との間に結合されているスルー処理
（動作）用のコンデンサを包含する補償ノードへ印加さ
れる。電流スイッチ段は、更に、バッファ段と補償ノー
ドとの間に結合されており且つ補償ノードへ印加される
電圧を制御すべく構成されている１つ又はそれ以上のク
ランプダイオードを包含することが可能である。
び第二電流源を包含しており、その各々が該制御回路へ
結合されており且つ、夫々、第一及び第二電流信号を発
生すべく構成されており、その場合に該第二電流は該第
一電流と反対の極性である。該第一及び第二電流信号は
補償ノードと接地との間に結合されているスルー処理
（動作）用のコンデンサを包含する補償ノードへ印加さ
れる。電流スイッチ段は、更に、バッファ段と補償ノー
ドとの間に結合されており且つ補償ノードへ印加される
電圧を制御すべく構成されている１つ又はそれ以上のク
ランプダイオードを包含することが可能である。
【００２２】補償段の１つの実現例は、三角波発生器及
び比較器を包含している。該比較器は三角波信号を受取
るために該三角波形発生器へ結合されており且つ該スル
ー処理した位相制御信号を受取るために該電流スイッチ
段へ結合している。該比較器は、更に、三角波波形信号
及びスルー処理した位相制御信号の関数であるＰＷＭ位
相制御信号を発生すべく構成されている。
び比較器を包含している。該比較器は三角波信号を受取
るために該三角波形発生器へ結合されており且つ該スル
ー処理した位相制御信号を受取るために該電流スイッチ
段へ結合している。該比較器は、更に、三角波波形信号
及びスルー処理した位相制御信号の関数であるＰＷＭ位
相制御信号を発生すべく構成されている。
【００２３】該バッファの１つの実現例は、例えＰＮＰ
トランジスタ等のデカップリング（離脱）装置を包含し
ており、それは速度制御信号を受取るために制御回路へ
結合されると共に、位相制御信号を供給するために電流
スイッチ段内の補償ノードへ結合している。該デカップ
リング（離脱）装置は、基本的に、補償ノード上に高イ
ンピーダンスを与える。このようなバッファ段は、定周
波数ＰＷＭ駆動信号を発生するドライバ回路において使
用することが可能である。
トランジスタ等のデカップリング（離脱）装置を包含し
ており、それは速度制御信号を受取るために制御回路へ
結合されると共に、位相制御信号を供給するために電流
スイッチ段内の補償ノードへ結合している。該デカップ
リング（離脱）装置は、基本的に、補償ノード上に高イ
ンピーダンスを与える。このようなバッファ段は、定周
波数ＰＷＭ駆動信号を発生するドライバ回路において使
用することが可能である。
【００２４】バッファ段の別の実現例は、第一バッファ
と第二バッファとを包含するものである。該第一バッフ
ァは、速度制御信号を受取るために該制御回路へ結合さ
れており且つ速度制御信号に比例する第一位相制御信号
を発生すべく構成されている。該第二バッファは、該第
一バッファの出力端へ結合しており、且つ基準電圧信号
に関して第一位相制御信号と反対の極性の第二位相制御
信号を発生すべく構成されている。該第二バッファは、
例えば、基準電圧信号へ結合される第一入力端と該第一
バッファからの第一位相制御信号を受取るべく結合され
ている第二入力端とを具備する反転バッファとすること
が可能である。このようなバッファ段は、フェーズシフ
ト即ち位相をシフトさせた周波数ＰＷＭ駆動信号を発生
するドライバ回路において使用することが可能である。
と第二バッファとを包含するものである。該第一バッフ
ァは、速度制御信号を受取るために該制御回路へ結合さ
れており且つ速度制御信号に比例する第一位相制御信号
を発生すべく構成されている。該第二バッファは、該第
一バッファの出力端へ結合しており、且つ基準電圧信号
に関して第一位相制御信号と反対の極性の第二位相制御
信号を発生すべく構成されている。該第二バッファは、
例えば、基準電圧信号へ結合される第一入力端と該第一
バッファからの第一位相制御信号を受取るべく結合され
ている第二入力端とを具備する反転バッファとすること
が可能である。このようなバッファ段は、フェーズシフ
ト即ち位相をシフトさせた周波数ＰＷＭ駆動信号を発生
するドライバ回路において使用することが可能である。
【００２５】本発明の更に別の実施例においては、モー
タに使用するモータ制御器が提供される。該モータ制御
器は速度制御信号及びコミュテーション制御信号を発生
すべく構成されている制御回路、及び上述したような改
良したドライバ回路を包含している。本発明の更に別の
実施例においては、改良したドライバ回路を具備するモ
ータ制御器がモータと共にディスクドライブ、即ちディ
スク駆動装置内に設けられている。
タに使用するモータ制御器が提供される。該モータ制御
器は速度制御信号及びコミュテーション制御信号を発生
すべく構成されている制御回路、及び上述したような改
良したドライバ回路を包含している。本発明の更に別の
実施例においては、改良したドライバ回路を具備するモ
ータ制御器がモータと共にディスクドライブ、即ちディ
スク駆動装置内に設けられている。
【００２６】
【発明の実施の形態】本発明の特徴をよりよく理解する
ために、従来のモータ制御器の動作について最初に説明
し、このような制御器がどのようにしてシステム内に不
所望のトルクリップルを実際に導入する場合があるかに
ついて説明する。図４は従来のモータ制御器３０のブロ
ック図を示しており、それはモータ１８における１つ又
はそれ以上の位相コイルを駆動するための定周波数ＰＷ
Ｍ信号を発生する。モータ制御器３０は制御線６１を介
してドライバ回路６２へ制御信号を出力する制御回路６
０を具備するものとして示されている。ドライバ回路６
２は駆動信号線３６ａ及び３６ｂを介してＰＷＭ位相駆
動信号を出力する。
ために、従来のモータ制御器の動作について最初に説明
し、このような制御器がどのようにしてシステム内に不
所望のトルクリップルを実際に導入する場合があるかに
ついて説明する。図４は従来のモータ制御器３０のブロ
ック図を示しており、それはモータ１８における１つ又
はそれ以上の位相コイルを駆動するための定周波数ＰＷ
Ｍ信号を発生する。モータ制御器３０は制御線６１を介
してドライバ回路６２へ制御信号を出力する制御回路６
０を具備するものとして示されている。ドライバ回路６
２は駆動信号線３６ａ及び３６ｂを介してＰＷＭ位相駆
動信号を出力する。
【００２７】制御回路６０は、典型的に、位相状態の間
のコミュテーションを制御し且つモータ１８における位
相コイルの各々に対しての状態を介して段階的に進行す
るアナログ・デジタル回路を包含することが可能であ
る。従って、制御回路６０は、基本的に、モータ１８内
の位相のうちのいずれが、選択された動作モードに依存
して、「高」又は「低」へ駆動されるか又は「フローテ
ィング」のままとされるかを決定する。図示した如く、
制御回路６０は速度制御ループ６４、コミュテーション
制御段６６、フィードバック制御ループ６８を包含して
いる。速度制御ループ６４はモータ１８の所望速度を確
立し且つ所望の速度と実際の又は計算された速度との間
の差を、フィードバック制御ループ６８から受取ったフ
ィードバック信号に基づいて決定する。速度制御ループ
６４の出力は、典型的に、モータ１８を所望の速度で動
作させるのに必要な補正に比例する速度制御電圧又は電
流信号である。該速度制御信号はコミュテーション制御
段６６へ印加され、コミュテーション制御段６６は該速
度制御信号を修正し及び／又はそれをドライバ回路６２
へ通過させることが可能である。コミュテーション制御
段６６は各相の状態を選択的に制御する。コミュテーシ
ョン制御段６６の出力は、典型的に、各位相に対するコ
ミュテーション制御信号を包含している。コミュテーシ
ョン制御段６６は、更に、コミュテーション制御信号と
共に、ライン６１を介して、速度制御ループ６４からの
速度制御信号を供給することが可能である。
のコミュテーションを制御し且つモータ１８における位
相コイルの各々に対しての状態を介して段階的に進行す
るアナログ・デジタル回路を包含することが可能であ
る。従って、制御回路６０は、基本的に、モータ１８内
の位相のうちのいずれが、選択された動作モードに依存
して、「高」又は「低」へ駆動されるか又は「フローテ
ィング」のままとされるかを決定する。図示した如く、
制御回路６０は速度制御ループ６４、コミュテーション
制御段６６、フィードバック制御ループ６８を包含して
いる。速度制御ループ６４はモータ１８の所望速度を確
立し且つ所望の速度と実際の又は計算された速度との間
の差を、フィードバック制御ループ６８から受取ったフ
ィードバック信号に基づいて決定する。速度制御ループ
６４の出力は、典型的に、モータ１８を所望の速度で動
作させるのに必要な補正に比例する速度制御電圧又は電
流信号である。該速度制御信号はコミュテーション制御
段６６へ印加され、コミュテーション制御段６６は該速
度制御信号を修正し及び／又はそれをドライバ回路６２
へ通過させることが可能である。コミュテーション制御
段６６は各相の状態を選択的に制御する。コミュテーシ
ョン制御段６６の出力は、典型的に、各位相に対するコ
ミュテーション制御信号を包含している。コミュテーシ
ョン制御段６６は、更に、コミュテーション制御信号と
共に、ライン６１を介して、速度制御ループ６４からの
速度制御信号を供給することが可能である。
【００２８】図示した如く、ドライバ回路６２はＰＷＭ
制御段７０とＰＷＭ駆動段７２とを包含している。ＰＷ
Ｍ制御段７０は制御回路６０からの速度制御信号及びコ
ミュテーション制御信号を受取る。ＰＷＭ制御段７０
は、典型的に、１つ又はそれ以上のコミュテーション制
御信号によって活性化され又は脱活性化させることが可
能な各位相に対しての専用の回路を包含している。活性
化されると、これらの専用の回路は速度制御信号に比例
するＰＷＭ位相制御信号を発生する。該ＰＷＭ位相制御
信号は、位相制御線７４ａ及び７４ｂを介して、ＰＷＭ
駆動段７２へ供給される。単に２つの位相制御線７４ａ
−ｂが示されているに過ぎないが、例えば各位相に対し
て１つずつより多くのものを設けることが可能であるこ
とは勿論である。ＰＷＭ制御段７０は速度制御信号を三
角波形信号と比較するために１つ又はそれ以上の比較器
を包含することが可能である。このようなＰＷＭ信号発
生技術及びそれに関連する回路は当業者にとって公知で
ある。
制御段７０とＰＷＭ駆動段７２とを包含している。ＰＷ
Ｍ制御段７０は制御回路６０からの速度制御信号及びコ
ミュテーション制御信号を受取る。ＰＷＭ制御段７０
は、典型的に、１つ又はそれ以上のコミュテーション制
御信号によって活性化され又は脱活性化させることが可
能な各位相に対しての専用の回路を包含している。活性
化されると、これらの専用の回路は速度制御信号に比例
するＰＷＭ位相制御信号を発生する。該ＰＷＭ位相制御
信号は、位相制御線７４ａ及び７４ｂを介して、ＰＷＭ
駆動段７２へ供給される。単に２つの位相制御線７４ａ
−ｂが示されているに過ぎないが、例えば各位相に対し
て１つずつより多くのものを設けることが可能であるこ
とは勿論である。ＰＷＭ制御段７０は速度制御信号を三
角波形信号と比較するために１つ又はそれ以上の比較器
を包含することが可能である。このようなＰＷＭ信号発
生技術及びそれに関連する回路は当業者にとって公知で
ある。
【００２９】ＰＷＭ駆動段７２は各位相と関連している
ＰＷＭ位相制御信号に比例するＰＷＭ位相駆動信号を発
生する。該ＰＷＭ位相駆動信号はモータ１８における夫
々の位相コイルへ供給することが可能である。ＰＷＭ駆
動段７２は、例えば、ＰＷＭ位相制御信号に従って、位
相コイルを駆動電流フローティングノード及び／又は接
地へ接続し且つ切断させるプシュプルドライバ回路を包
含することが可能である。
ＰＷＭ位相制御信号に比例するＰＷＭ位相駆動信号を発
生する。該ＰＷＭ位相駆動信号はモータ１８における夫
々の位相コイルへ供給することが可能である。ＰＷＭ駆
動段７２は、例えば、ＰＷＭ位相制御信号に従って、位
相コイルを駆動電流フローティングノード及び／又は接
地へ接続し且つ切断させるプシュプルドライバ回路を包
含することが可能である。
【００３０】制御回路６０及びドライバ回路６２に関連
して上述した技術及び回路は当業者にとって公知であ
る。例えば、この点に関しては、米国特許第５，３１
７，２４３号、第５，３０６，９８８号、第５，２２
３，７７２号、第５，２２１，８８１号、第５，２０
４，５９４号を参照するとよく、これらは引用によって
本明細書に取込む。
して上述した技術及び回路は当業者にとって公知であ
る。例えば、この点に関しては、米国特許第５，３１
７，２４３号、第５，３０６，９８８号、第５，２２
３，７７２号、第５，２２１，８８１号、第５，２０
４，５９４号を参照するとよく、これらは引用によって
本明細書に取込む。
【００３１】制御回路６０及びドライバ回路６２の動作
を図５に示してあり、それは２つの位相、即ち位相Ａ及
び位相Ｂに関連する種々の信号を図示している。図５に
示した信号は、位相Ａコミュテーション制御信号８０ａ
及び位相Ｂコミュテーション制御信号８０ｂ（各々はオ
ンである場合に速度制御信号に比例する）、ＰＷＭ位相
駆動信号８２ａ及びその結果得られる位相Ａ電流８４
ａ、及びＰＷＭ位相駆動信号電圧８２ｂ及びその結果得
られる位相Ｂ電流８４ｂを包含している。図示した如
く、時間８６において発生するコミュテーションが存在
しており、その場合に、位相Ａはターンオフし且つ位相
Ｂはターンオンする。一例として、コミュテーションが
発生すると、位相Ａコイルは高状態からフローティング
状態へシフトされ且つ位相Ｂコイルはフローティング状
態から高状態へシフトさせることが可能である。コミュ
テーションに続いて、電流８４ａは時間と共に約０へ減
少し、一方、同時に、電流８４ｂは時間と共に増加を開
始する。
を図５に示してあり、それは２つの位相、即ち位相Ａ及
び位相Ｂに関連する種々の信号を図示している。図５に
示した信号は、位相Ａコミュテーション制御信号８０ａ
及び位相Ｂコミュテーション制御信号８０ｂ（各々はオ
ンである場合に速度制御信号に比例する）、ＰＷＭ位相
駆動信号８２ａ及びその結果得られる位相Ａ電流８４
ａ、及びＰＷＭ位相駆動信号電圧８２ｂ及びその結果得
られる位相Ｂ電流８４ｂを包含している。図示した如
く、時間８６において発生するコミュテーションが存在
しており、その場合に、位相Ａはターンオフし且つ位相
Ｂはターンオンする。一例として、コミュテーションが
発生すると、位相Ａコイルは高状態からフローティング
状態へシフトされ且つ位相Ｂコイルはフローティング状
態から高状態へシフトさせることが可能である。コミュ
テーションに続いて、電流８４ａは時間と共に約０へ減
少し、一方、同時に、電流８４ｂは時間と共に増加を開
始する。
【００３２】図示した如く、電圧８２ａ−ｂはパルス間
においてＰＷＭ信号を負へ駆動する傾向のある再循環電
圧を包含している。これらの再循環効果は、究極的にほ
ぼ０Ｖへ復帰する電圧８２ａによって反映されているよ
うに、コミュテーションに続いて減少されている。同様
に、電流８４ａが減少し且つ究極的に期間８７において
ほぼ０へ到達する。コミュテーションに続いて、電圧８
２ｂはＰＷＭ駆動信号パルストレインの形状をしてお
り、且つ関連する電流８４ｂは時間７６においてジャン
プ８８を有しており（モータ１８内の寄生結合の結果で
あると考えられる）、次いで期間９０においてランプ即
ち傾斜勾配をもって増加しており（再循環電圧効果に起
因する）且つ期間９２及びそれ以後においては通常のラ
ンプ即ち傾斜勾配をもっての上昇が存在している（モー
タ１８におけるインダクタンスと抵抗に起因してい
る）。ある時間において、通常期間８７より後の時間に
おいて、電流８４ｂがコミュテーション前の電流８４ａ
と形状が類似したランニング即ち稼動電流への「ランプ
アップ」即ち傾斜勾配をもっての上昇動作を完了する。
においてＰＷＭ信号を負へ駆動する傾向のある再循環電
圧を包含している。これらの再循環効果は、究極的にほ
ぼ０Ｖへ復帰する電圧８２ａによって反映されているよ
うに、コミュテーションに続いて減少されている。同様
に、電流８４ａが減少し且つ究極的に期間８７において
ほぼ０へ到達する。コミュテーションに続いて、電圧８
２ｂはＰＷＭ駆動信号パルストレインの形状をしてお
り、且つ関連する電流８４ｂは時間７６においてジャン
プ８８を有しており（モータ１８内の寄生結合の結果で
あると考えられる）、次いで期間９０においてランプ即
ち傾斜勾配をもって増加しており（再循環電圧効果に起
因する）且つ期間９２及びそれ以後においては通常のラ
ンプ即ち傾斜勾配をもっての上昇が存在している（モー
タ１８におけるインダクタンスと抵抗に起因してい
る）。ある時間において、通常期間８７より後の時間に
おいて、電流８４ｂがコミュテーション前の電流８４ａ
と形状が類似したランニング即ち稼動電流への「ランプ
アップ」即ち傾斜勾配をもっての上昇動作を完了する。
【００３３】然しながら、コミュテーションに続く電流
８４ｂの形状にも拘らず、電流８４ａは電流８４ｂより
も一層迅速に減少する傾向があるので、モータ１８へ印
加される全電流においては尚且つ変動が存在している。
この変動はトルクリップルを増加させる可能性がある。
８４ｂの形状にも拘らず、電流８４ａは電流８４ｂより
も一層迅速に減少する傾向があるので、モータ１８へ印
加される全電流においては尚且つ変動が存在している。
この変動はトルクリップルを増加させる可能性がある。
【００３４】従って、本発明の１実施例に基づいて、図
６は、このような変動及びそれに関連するトルクリップ
ルを減少させる改良したモータ制御器１００のブロック
図を示している。モータ制御器１００は、制御回路６０
（図４と同様）、及び改良したドライバ回路１０２を包
含している。図示した如く、ドライバ回路１０２はバッ
ファ段１０４と、スルー処理型電流スイッチ段１０６
と、比較器段１０８と、ＰＷＭ駆動段１１０と、三角波
形発生器１１２とを包含している。以下に説明するよう
に、改良したドライバ回路１０２はスルー処理したＰＷ
Ｍ位相駆動信号を発生し、それはコミュテーション点を
包含する場合のある遷移期間中に、変化する幅の１つ又
はそれ以上の付加的なＰＷＭパルスを包含している。こ
れらの付加的なパルスは、１つの位相から次の位相への
コミュテーション期間中における全電流において発生す
る場合のある変動を充填する傾向となる。
６は、このような変動及びそれに関連するトルクリップ
ルを減少させる改良したモータ制御器１００のブロック
図を示している。モータ制御器１００は、制御回路６０
（図４と同様）、及び改良したドライバ回路１０２を包
含している。図示した如く、ドライバ回路１０２はバッ
ファ段１０４と、スルー処理型電流スイッチ段１０６
と、比較器段１０８と、ＰＷＭ駆動段１１０と、三角波
形発生器１１２とを包含している。以下に説明するよう
に、改良したドライバ回路１０２はスルー処理したＰＷ
Ｍ位相駆動信号を発生し、それはコミュテーション点を
包含する場合のある遷移期間中に、変化する幅の１つ又
はそれ以上の付加的なＰＷＭパルスを包含している。こ
れらの付加的なパルスは、１つの位相から次の位相への
コミュテーション期間中における全電流において発生す
る場合のある変動を充填する傾向となる。
【００３５】図示した如く、バッファ段１０４は制御信
号線６１を介して制御回路６０から制御入力を受取り且
つ該位相の各々において使用するために制御信号を発生
するか又は供給する。バッファ段１０４は、例えば、各
位相に対して１つ又はそれ以上のバッファ用トランジス
タ又はバッファ用増幅器を包含することが可能である。
バッファ段１０４の出力は位相制御信号であって、それ
らは、オン位相に対して、速度制御信号に比例してい
る。更に、バッファ段１０４は、修正なしである制御信
号、例えば、次の段への位相コミュテーション信号を通
過させることが可能である。
号線６１を介して制御回路６０から制御入力を受取り且
つ該位相の各々において使用するために制御信号を発生
するか又は供給する。バッファ段１０４は、例えば、各
位相に対して１つ又はそれ以上のバッファ用トランジス
タ又はバッファ用増幅器を包含することが可能である。
バッファ段１０４の出力は位相制御信号であって、それ
らは、オン位相に対して、速度制御信号に比例してい
る。更に、バッファ段１０４は、修正なしである制御信
号、例えば、次の段への位相コミュテーション信号を通
過させることが可能である。
【００３６】該位相制御信号はスルー処理型電流スイッ
チ段１０６へ供給され、スルー処理型電流スイッチ段１
０６はこれらの信号を使用してスルー処理された位相制
御信号を発生し、該信号の各々は遷移期間へ到達し且つ
それに追従する対応する位相制御信号に比例している。
遷移期間中に、スルー処理された位相制御信号は時間に
関して１つの状態から次の状態（与えらえた位相に対し
て）に対してスルー（ｓｌｅｗ）処理することが可能で
ある。一例として、与えらえた位相が高状態へ駆動さ
れ、即ちその位相がオンであると仮定する。そうである
とすると、遷移期間の開始前において、該スルー処理さ
れた位相制御信号は実質的に位相制御信号に比例する。
然しながら、遷移期間に到達すると、スルー処理された
位相制御信号は該遷移期間の期間中に高状態から低状態
又はフローティング状態（例えば、オフ状態）へスルー
処理（動作）される。従って、例えば、その高状態が正
電圧によって表わされ且つ該低状態が０電圧状態によっ
て表わされる場合には、遷移期間中に、該スルー処理さ
れた位相制御信号は正電圧から０電圧へ時間と共に減少
する。逆に、その位相がスイッチオンされる場合には、
そのスルー処理された位相制御信号は、遷移期間中に、
０電圧から高電圧へ時間と共に増加される。そうである
から、コミュテーションイベントの発生と共に、１つの
状態から次の状態へ急激に変化する代わりに、その変化
は遷移期間中に状態間において徐々にスルー動作（上方
又は下方）することにより時間に関して分散されること
となる。その結果得られるスルー処理された位相制御信
号は比較器段１０８へ供給される。
チ段１０６へ供給され、スルー処理型電流スイッチ段１
０６はこれらの信号を使用してスルー処理された位相制
御信号を発生し、該信号の各々は遷移期間へ到達し且つ
それに追従する対応する位相制御信号に比例している。
遷移期間中に、スルー処理された位相制御信号は時間に
関して１つの状態から次の状態（与えらえた位相に対し
て）に対してスルー（ｓｌｅｗ）処理することが可能で
ある。一例として、与えらえた位相が高状態へ駆動さ
れ、即ちその位相がオンであると仮定する。そうである
とすると、遷移期間の開始前において、該スルー処理さ
れた位相制御信号は実質的に位相制御信号に比例する。
然しながら、遷移期間に到達すると、スルー処理された
位相制御信号は該遷移期間の期間中に高状態から低状態
又はフローティング状態（例えば、オフ状態）へスルー
処理（動作）される。従って、例えば、その高状態が正
電圧によって表わされ且つ該低状態が０電圧状態によっ
て表わされる場合には、遷移期間中に、該スルー処理さ
れた位相制御信号は正電圧から０電圧へ時間と共に減少
する。逆に、その位相がスイッチオンされる場合には、
そのスルー処理された位相制御信号は、遷移期間中に、
０電圧から高電圧へ時間と共に増加される。そうである
から、コミュテーションイベントの発生と共に、１つの
状態から次の状態へ急激に変化する代わりに、その変化
は遷移期間中に状態間において徐々にスルー動作（上方
又は下方）することにより時間に関して分散されること
となる。その結果得られるスルー処理された位相制御信
号は比較器段１０８へ供給される。
【００３７】比較器段１０８は該スルー処理された位相
制御信号を三角波形発生器１１２から供給された三角波
形信号と比較し且つ各位相に対して比例的なＰＷＭ位相
制御信号を出力する。比較器段１０８は、例えば、その
位相に対して位相制御信号に比例するデューティサイク
ルをもっており且つ三角波形信号の周波数に比例する周
波数をもっているＰＷＭデジタルパルストレインを出力
する比較器を各位相に対して有することが可能である。
当該技術分野において公知の如く、三角波形の周波数
は、与えらえた位相に対する関連するコミュテーション
周波数よりも実質的に一層高いものに選択することが可
能である。例えば、三角波形形状が約２０−３０ＫＨｚ
の間の周波数を有することは一般的である。比較器段１
０８の出力はＰＷＭ駆動段１１０へ供給される。
制御信号を三角波形発生器１１２から供給された三角波
形信号と比較し且つ各位相に対して比例的なＰＷＭ位相
制御信号を出力する。比較器段１０８は、例えば、その
位相に対して位相制御信号に比例するデューティサイク
ルをもっており且つ三角波形信号の周波数に比例する周
波数をもっているＰＷＭデジタルパルストレインを出力
する比較器を各位相に対して有することが可能である。
当該技術分野において公知の如く、三角波形の周波数
は、与えらえた位相に対する関連するコミュテーション
周波数よりも実質的に一層高いものに選択することが可
能である。例えば、三角波形形状が約２０−３０ＫＨｚ
の間の周波数を有することは一般的である。比較器段１
０８の出力はＰＷＭ駆動段１１０へ供給される。
【００３８】図７ａは本発明の１実施例に基づいて、図
６に示したようなドライバ回路１０２の第一の具体例を
示している。ドライバ回路１０２はバッファ段１０４
と、スルー処理型電流スイッチ段１０６と、比較器段１
０８と、ドライバ段１１０とを包含している。
６に示したようなドライバ回路１０２の第一の具体例を
示している。ドライバ回路１０２はバッファ段１０４
と、スルー処理型電流スイッチ段１０６と、比較器段１
０８と、ドライバ段１１０とを包含している。
【００３９】図示した如く、バッファ段１０４は入力ノ
ード１２０において制御線６１からの速度制御信号を受
取る。バッファ段１０４は各位相に対してＰＮＰトラン
ジスタを有している。位相Ａに対して、ＰＮＰトランジ
スタ１２２が設けられており、そのベースはノード１２
０へ結合されており、そのエミッタは位相Ａスルー処理
ノード１２８へ結合しており、且つそのコレクタは接地
へ結合している。位相Ｂに対しては、ＰＮＰトランジス
タ１２４が設けられており、そのベースはノード１２０
へ結合しており、そのエミッタは位相Ｂスルー処理ノー
ド１３０へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結
合している。位相Ｃに対しては、ＰＮＰトランジスタ１
２６が設けられており、そのベースはノード１２０へ結
合しており、そのエミッタは位相Ｃスルー処理ノード１
３２へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結合し
ている。ＰＮＰトランジスタ１２２，１２４，１２６
は、デカップリング（離脱）装置として作用することに
より（例えば、補償ノード上に高インピーダンスを与え
ることにより）、夫々、補償ノード６１上に負荷をかけ
ることを回避するバッファを供給することの可能なその
他の同様のタイプのバイポーラ装置とすることが可能で
ある。注意すべきことであるが、ＰＮＰトランジスタ１
２２，１２４，１２６のエミッタ（それは、以下に説明
するように、関連する電流源によって駆動される）が低
へプルされると、該トランジスタは、基本的に、ターン
オフし、従って、遷移期間中において、スルー処理型電
流スイッチ段１０６によって位相制御信号の下流でのス
ルー処理と干渉することはない。スルー処理型電流スイ
ッチ段１０６は、各位相に対し２つの反対の電流源を有
しており、該電流源はその位相と関連するコミュテーシ
ョン制御信号によって（オン／オフ）制御される（制御
信号線６１を介して）。位相Ａの場合には、電流源１３
４及び１３６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノ
ード１２８へ結合している。位相Ｂに対しては、電流源
１３８及び１４０が設けられており且つ位相Ｂスルー処
理ノード１３０へ結合している。位相Ｃに対しては、電
流源１４２及び１４４が設けられており且つ位相Ｃスル
ー処理ノード１３２へ結合している。
ード１２０において制御線６１からの速度制御信号を受
取る。バッファ段１０４は各位相に対してＰＮＰトラン
ジスタを有している。位相Ａに対して、ＰＮＰトランジ
スタ１２２が設けられており、そのベースはノード１２
０へ結合されており、そのエミッタは位相Ａスルー処理
ノード１２８へ結合しており、且つそのコレクタは接地
へ結合している。位相Ｂに対しては、ＰＮＰトランジス
タ１２４が設けられており、そのベースはノード１２０
へ結合しており、そのエミッタは位相Ｂスルー処理ノー
ド１３０へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結
合している。位相Ｃに対しては、ＰＮＰトランジスタ１
２６が設けられており、そのベースはノード１２０へ結
合しており、そのエミッタは位相Ｃスルー処理ノード１
３２へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結合し
ている。ＰＮＰトランジスタ１２２，１２４，１２６
は、デカップリング（離脱）装置として作用することに
より（例えば、補償ノード上に高インピーダンスを与え
ることにより）、夫々、補償ノード６１上に負荷をかけ
ることを回避するバッファを供給することの可能なその
他の同様のタイプのバイポーラ装置とすることが可能で
ある。注意すべきことであるが、ＰＮＰトランジスタ１
２２，１２４，１２６のエミッタ（それは、以下に説明
するように、関連する電流源によって駆動される）が低
へプルされると、該トランジスタは、基本的に、ターン
オフし、従って、遷移期間中において、スルー処理型電
流スイッチ段１０６によって位相制御信号の下流でのス
ルー処理と干渉することはない。スルー処理型電流スイ
ッチ段１０６は、各位相に対し２つの反対の電流源を有
しており、該電流源はその位相と関連するコミュテーシ
ョン制御信号によって（オン／オフ）制御される（制御
信号線６１を介して）。位相Ａの場合には、電流源１３
４及び１３６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノ
ード１２８へ結合している。位相Ｂに対しては、電流源
１３８及び１４０が設けられており且つ位相Ｂスルー処
理ノード１３０へ結合している。位相Ｃに対しては、電
流源１４２及び１４４が設けられており且つ位相Ｃスル
ー処理ノード１３２へ結合している。
【００４０】スルー処理型電流スイッチ段１０６は、更
に、各位相に対しスルー処理コンデンサを包含してい
る。位相Ａに対しては、スルー処理コンデンサ１４６が
設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード１２８と接
地との間に結合されている。位相Ｂに対してはスルー処
理コンデンサ１４８が設けられており且つ位相Ｂスルー
処理ノード１３０と接地との間に結合されている。位相
Ｃに対しては、スルー処理コンデンサ１５０が設けられ
ており且つ位相Ｃスルー処理ノード１３２と接地との間
に結合されている。各位相に対して、関連するスルー処
理コンデンサが、位相補償ノード上の位相制御信号の大
きさに基づいて、遷移期間中に、充電させ且つ放電させ
ることが可能である。この充電及び放電の変化割合、即
ち勾配は、同一のものであることは必要ではなく且つ、
各位相に対して、スルー処理コンデンサの容量及び関連
する電流源に比例している（従って、選択可能であ
る）。スルー処理型電流スイッチ段１０６の出力は比較
器段１０８へ供給される。
に、各位相に対しスルー処理コンデンサを包含してい
る。位相Ａに対しては、スルー処理コンデンサ１４６が
設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード１２８と接
地との間に結合されている。位相Ｂに対してはスルー処
理コンデンサ１４８が設けられており且つ位相Ｂスルー
処理ノード１３０と接地との間に結合されている。位相
Ｃに対しては、スルー処理コンデンサ１５０が設けられ
ており且つ位相Ｃスルー処理ノード１３２と接地との間
に結合されている。各位相に対して、関連するスルー処
理コンデンサが、位相補償ノード上の位相制御信号の大
きさに基づいて、遷移期間中に、充電させ且つ放電させ
ることが可能である。この充電及び放電の変化割合、即
ち勾配は、同一のものであることは必要ではなく且つ、
各位相に対して、スルー処理コンデンサの容量及び関連
する電流源に比例している（従って、選択可能であ
る）。スルー処理型電流スイッチ段１０６の出力は比較
器段１０８へ供給される。
【００４１】比較器段１０８は各位相に対する比較器を
有している。位相Ａに対しては、比較器１５２が設けら
れており、位相Ａスルー処理ノード１２８へ結合されて
いる第一入力端及び三角波形発生器１１２からの三角波
形信号を受取るべく結合されている第二入力端を具備し
ている。位相Ｂに対しては、比較器１５４が設けられて
おり、位相Ｂスルー処理ノード１３０へ結合されている
第一入力端と、該三角波形信号を受取るべく結合されて
いる第二入力端とを具備している。位相Ｃに対しては、
比較器１５６が設けられており、位相Ｃスルー処理ノー
ド１３２へ結合されている第一入力端と、該三角波形信
号を受取るべく結合されている第二入力端とを具備して
いる。比較器１５２，１５４，１５６からの出力は、夫
々、ノード１５８，１６０，１６２へ印加される。
有している。位相Ａに対しては、比較器１５２が設けら
れており、位相Ａスルー処理ノード１２８へ結合されて
いる第一入力端及び三角波形発生器１１２からの三角波
形信号を受取るべく結合されている第二入力端を具備し
ている。位相Ｂに対しては、比較器１５４が設けられて
おり、位相Ｂスルー処理ノード１３０へ結合されている
第一入力端と、該三角波形信号を受取るべく結合されて
いる第二入力端とを具備している。位相Ｃに対しては、
比較器１５６が設けられており、位相Ｃスルー処理ノー
ド１３２へ結合されている第一入力端と、該三角波形信
号を受取るべく結合されている第二入力端とを具備して
いる。比較器１５２，１５４，１５６からの出力は、夫
々、ノード１５８，１６０，１６２へ印加される。
【００４２】比較器１５２，１５４，１５６は、夫々、
ノード１２８，１３０，１３２上に存在する電圧を該三
角波形信号と比較し、それに比例するデューティサイク
ルをもったＰＷＭ位相制御信号を発生する。注意すべき
ことであるが、該スルー処理した位相制御信号は、基本
的に、与えられた位相に対する電流に対する要求に対し
て基本的に比例しており、且つ該三角波形信号の最小電
圧と最大電圧との間の電圧に制限させることが可能であ
る。そうであるから、位相制御信号における増加はＰＷ
Ｍ位相制御信号のデューティサイクルを増加させ且つ位
相制御信号における減少はＰＷＭ位相制御信号のデュー
ティサイクルを減少させる。
ノード１２８，１３０，１３２上に存在する電圧を該三
角波形信号と比較し、それに比例するデューティサイク
ルをもったＰＷＭ位相制御信号を発生する。注意すべき
ことであるが、該スルー処理した位相制御信号は、基本
的に、与えられた位相に対する電流に対する要求に対し
て基本的に比例しており、且つ該三角波形信号の最小電
圧と最大電圧との間の電圧に制限させることが可能であ
る。そうであるから、位相制御信号における増加はＰＷ
Ｍ位相制御信号のデューティサイクルを増加させ且つ位
相制御信号における減少はＰＷＭ位相制御信号のデュー
ティサイクルを減少させる。
【００４３】ドライバ段１１０は各位相に対しプシュプ
ルドライバ回路を有している。位相Ａに対するプシュプ
ルドライバは、高側パワートランジスタ１６４と、低側
パワートランジスタ１６６と、論理ブロック１６８とを
包含している。論理ブロック１６８はコミュテーション
制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーショ
ン制御信号を受取り且つノード１５８から入力を受取
る。論理ブロック１６８は、選択的に、低側トランジス
タ１６６を制御する。高側パワートランジスタ１６４
は、そのゲートをノード１５８へ結合しており、そのド
レインを駆動パワー信号（不図示の電源から供給され
る）を受取るべく結合されており、且つそのソースはノ
ード１６７へ結合している。低側パワートランジスタ１
６６は、そのゲートを論理ブロック１６８の出力端へ結
合しており、そのドレインをノード１６７へ結合してお
り、且つそのソースをノード１６９へ結合している。位
相Ｂに対するプシュプルドライバは、高側パワートラン
ジスタ１７０と、低側パワートランジスタ１７１と、論
理ブロック１７４とを包含している。論理ブロック１６
８はコミュテーション制御線６１を介して１つ又はそれ
以上のコミュテーション制御信号を受取り且つノード１
６０から入力を受取る。論理ブロック１７４は低側トラ
ンジスタ１７２を選択的に制御する。高側パワートラン
ジスタ１７０は、そのゲートをノード１６０へ結合して
おり、そのドレインを駆動用パワー信号を受取るべく結
合しており、且つそのソースをノード１７３へ結合して
いる。低側パワートランジスタ１７２は、そのゲートを
論理ブロック１７４の出力端へ結合しており、そのドレ
インをノード１７３へ結合しており、且つそのソースを
ノード１７５へ結合している。位相Ｃに対するプシュプ
ルドライバは、高側パワートランジスタ１７６と、低側
パワートランジスタ１７８と、論理ブロック１８０とを
包含している。論理ブロック１８０はコミュテーション
制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーショ
ン制御信号を受取り且つノード１６２から入力を受取
る。論理ブロック１８０は低側トランジスタ１７８を選
択的に制御する。高側パワートランジスタ１７６は、そ
のゲートをノード１６２へ結合しており、そのドレイン
を駆動用パワー信号を受取るべく結合しており、且つソ
ースをノード１７７へ結合している。低側パワートラン
ジスタ１７８は、そのゲートを論理ブロック１８０の出
力端へ結合しており、そのドレインをノード１７７へ結
合しており、且つそのソースをノード１８１へ結合して
いる。当該技術分野において公知のように、ノード１６
９，１７５，１８１は、該位相の各々からフィードバッ
ク制御ループ内の検知用抵抗又は同様の回路への逆ＥＭ
Ｆ信号を供給するために使用することが可能である。該
プシュプルドライバの各々からの出力はＰＷＭ位相駆動
信号である。図示した如く、位相コイル１８２ａ，１８
２ｂ，１８２ｃは、例えば、共通のセンターノード１８
３を具備する「Ｙ」形態で接続させることが可能であ
る。
ルドライバ回路を有している。位相Ａに対するプシュプ
ルドライバは、高側パワートランジスタ１６４と、低側
パワートランジスタ１６６と、論理ブロック１６８とを
包含している。論理ブロック１６８はコミュテーション
制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーショ
ン制御信号を受取り且つノード１５８から入力を受取
る。論理ブロック１６８は、選択的に、低側トランジス
タ１６６を制御する。高側パワートランジスタ１６４
は、そのゲートをノード１５８へ結合しており、そのド
レインを駆動パワー信号（不図示の電源から供給され
る）を受取るべく結合されており、且つそのソースはノ
ード１６７へ結合している。低側パワートランジスタ１
６６は、そのゲートを論理ブロック１６８の出力端へ結
合しており、そのドレインをノード１６７へ結合してお
り、且つそのソースをノード１６９へ結合している。位
相Ｂに対するプシュプルドライバは、高側パワートラン
ジスタ１７０と、低側パワートランジスタ１７１と、論
理ブロック１７４とを包含している。論理ブロック１６
８はコミュテーション制御線６１を介して１つ又はそれ
以上のコミュテーション制御信号を受取り且つノード１
６０から入力を受取る。論理ブロック１７４は低側トラ
ンジスタ１７２を選択的に制御する。高側パワートラン
ジスタ１７０は、そのゲートをノード１６０へ結合して
おり、そのドレインを駆動用パワー信号を受取るべく結
合しており、且つそのソースをノード１７３へ結合して
いる。低側パワートランジスタ１７２は、そのゲートを
論理ブロック１７４の出力端へ結合しており、そのドレ
インをノード１７３へ結合しており、且つそのソースを
ノード１７５へ結合している。位相Ｃに対するプシュプ
ルドライバは、高側パワートランジスタ１７６と、低側
パワートランジスタ１７８と、論理ブロック１８０とを
包含している。論理ブロック１８０はコミュテーション
制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーショ
ン制御信号を受取り且つノード１６２から入力を受取
る。論理ブロック１８０は低側トランジスタ１７８を選
択的に制御する。高側パワートランジスタ１７６は、そ
のゲートをノード１６２へ結合しており、そのドレイン
を駆動用パワー信号を受取るべく結合しており、且つソ
ースをノード１７７へ結合している。低側パワートラン
ジスタ１７８は、そのゲートを論理ブロック１８０の出
力端へ結合しており、そのドレインをノード１７７へ結
合しており、且つそのソースをノード１８１へ結合して
いる。当該技術分野において公知のように、ノード１６
９，１７５，１８１は、該位相の各々からフィードバッ
ク制御ループ内の検知用抵抗又は同様の回路への逆ＥＭ
Ｆ信号を供給するために使用することが可能である。該
プシュプルドライバの各々からの出力はＰＷＭ位相駆動
信号である。図示した如く、位相コイル１８２ａ，１８
２ｂ，１８２ｃは、例えば、共通のセンターノード１８
３を具備する「Ｙ」形態で接続させることが可能であ
る。
【００４４】ドライバ回路１０２の場合には、図７ａに
示したように、コミュテーションを早期に開始させるこ
とが可能であり（即ち、ＢＥＭＦ位相信号が互いに交差
する前に）、例えば、コミュテーションは、前のゼロ交
差において開始し、性質上は正弦波的な台形波形を発生
させることが可能である。上述したように、スルー処理
型電流スイッチ段１０６においてスルー処理コンデンサ
及び電流源の選択に基づいて、該波形の勾配を選択する
ことが可能である。然しながら、負の電流が確立される
点へ該スルー処理コンデンサを放電させることも可能で
ある（ある回路においては）。従って、０を超えて駆動
することがないように、正確な量の時間（例えば、遷移
期間中）においてスルー処理（動作）することが重要で
ある。このことを回避する１つの態様は、スルー処理コ
ンデンサが完全に放電された場合に、その位相をトライ
ステートとさせることである。例えば、このことは、論
理的に行なうことが可能であり、その場合に、その位相
を駆動する場合にのみ同期整流が使用され（コミュテー
ション制御信号によって）、その位相がターンオフされ
る場合には、同期クランプのみが駆動される（不図示の
ダイオードを介して）。当業者はこれら及びその他の同
様の保護及び／又は制限回路を容易に想起することが可
能である。
示したように、コミュテーションを早期に開始させるこ
とが可能であり（即ち、ＢＥＭＦ位相信号が互いに交差
する前に）、例えば、コミュテーションは、前のゼロ交
差において開始し、性質上は正弦波的な台形波形を発生
させることが可能である。上述したように、スルー処理
型電流スイッチ段１０６においてスルー処理コンデンサ
及び電流源の選択に基づいて、該波形の勾配を選択する
ことが可能である。然しながら、負の電流が確立される
点へ該スルー処理コンデンサを放電させることも可能で
ある（ある回路においては）。従って、０を超えて駆動
することがないように、正確な量の時間（例えば、遷移
期間中）においてスルー処理（動作）することが重要で
ある。このことを回避する１つの態様は、スルー処理コ
ンデンサが完全に放電された場合に、その位相をトライ
ステートとさせることである。例えば、このことは、論
理的に行なうことが可能であり、その場合に、その位相
を駆動する場合にのみ同期整流が使用され（コミュテー
ション制御信号によって）、その位相がターンオフされ
る場合には、同期クランプのみが駆動される（不図示の
ダイオードを介して）。当業者はこれら及びその他の同
様の保護及び／又は制限回路を容易に想起することが可
能である。
【００４５】図７ｂは遷移期間１８４の期間中における
位相制御信号のスルー処理（動作）の効果を示すために
比較器１５２及び１５４への入力（例えば、位相Ａ及び
Ｂ）を示している。図示した如く、比較器１５２は三角
波形信号１８５及びスルー処理された位相制御信号１８
６を受取る。スルー処理された位相制御信号１８６は時
間と共に減少するので、結果的に得られるＰＷＭ位相制
御信号におけるデューティサイクルも比例的に減少す
る。同様に、比較器１５４は三角波形信号１８５及びス
ルー処理された位相制御信号１８７を受取る。スルー処
理された位相制御信号１８７（位相Ｂに対するもの）は
時間と共に増加するので、結果的に得られるＰＷＭ位相
制御信号におけるうデューティサイクルも比例的に増加
する。
位相制御信号のスルー処理（動作）の効果を示すために
比較器１５２及び１５４への入力（例えば、位相Ａ及び
Ｂ）を示している。図示した如く、比較器１５２は三角
波形信号１８５及びスルー処理された位相制御信号１８
６を受取る。スルー処理された位相制御信号１８６は時
間と共に減少するので、結果的に得られるＰＷＭ位相制
御信号におけるデューティサイクルも比例的に減少す
る。同様に、比較器１５４は三角波形信号１８５及びス
ルー処理された位相制御信号１８７を受取る。スルー処
理された位相制御信号１８７（位相Ｂに対するもの）は
時間と共に増加するので、結果的に得られるＰＷＭ位相
制御信号におけるうデューティサイクルも比例的に増加
する。
【００４６】図７ｃは、本発明の１実施例に基づいて、
図７ａにおけるドライバ回路１０２の動作に関連する波
形を示している。図７ｃに示した波形は、夫々、位相Ａ
及びＢに対するＰＷＭ駆動電圧１８８ａ及び１８８ｂ及
び、コミュテーション点１９２前において開始し且つす
ぐその後に終了する遷移期間１８４期間中に位相Ａ及び
Ｂコイル１８２ａ及び１８２ｂへ印加されるような関連
する電流１９０ａ及び１９０ｂを表わしている。図示し
た如く、これらの位相に対するスルー処理されたＰＷＭ
位相駆動信号は、基本的に、該位相コイルへ付加的な電
流を供給し、該電流はコミュテーション時に全電流にお
いて残された孔を「充填」する傾向となる（上述したよ
うに）。従って、その結果各位相に対する電流形状は台
形状となり、従って、トルクリップルを減少するために
使用することが可能である。
図７ａにおけるドライバ回路１０２の動作に関連する波
形を示している。図７ｃに示した波形は、夫々、位相Ａ
及びＢに対するＰＷＭ駆動電圧１８８ａ及び１８８ｂ及
び、コミュテーション点１９２前において開始し且つす
ぐその後に終了する遷移期間１８４期間中に位相Ａ及び
Ｂコイル１８２ａ及び１８２ｂへ印加されるような関連
する電流１９０ａ及び１９０ｂを表わしている。図示し
た如く、これらの位相に対するスルー処理されたＰＷＭ
位相駆動信号は、基本的に、該位相コイルへ付加的な電
流を供給し、該電流はコミュテーション時に全電流にお
いて残された孔を「充填」する傾向となる（上述したよ
うに）。従って、その結果各位相に対する電流形状は台
形状となり、従って、トルクリップルを減少するために
使用することが可能である。
【００４７】図７ａに示した如く、ドライバ回路１０２
は一定の周波数を持ったスルー処理されたＰＷＭ位相駆
動信号出力を発生する。然しながら、本発明からの利益
を享受することの可能なその他のＰＷＭモータ制御器及
びシステムが存在している。当業者によって理解される
ように、本発明はこのような回路及び／又はシステムに
おいて使用するのに容易に適合させることが可能なもの
である。例えば、図８ａはフェーズシフトされているＰ
ＷＭ位相駆動信号を発生するためにドライバ回路１０２
において使用するための、図６に示したようなバッファ
段１０４及びスルー処理型電流スイッチ段１０６の別の
実施例を示している。
は一定の周波数を持ったスルー処理されたＰＷＭ位相駆
動信号出力を発生する。然しながら、本発明からの利益
を享受することの可能なその他のＰＷＭモータ制御器及
びシステムが存在している。当業者によって理解される
ように、本発明はこのような回路及び／又はシステムに
おいて使用するのに容易に適合させることが可能なもの
である。例えば、図８ａはフェーズシフトされているＰ
ＷＭ位相駆動信号を発生するためにドライバ回路１０２
において使用するための、図６に示したようなバッファ
段１０４及びスルー処理型電流スイッチ段１０６の別の
実施例を示している。
【００４８】図８ａにおけるバッファ段１０４′は非反
転型バッファ２０２を有しており、その入力端のうちの
１つは制御線６１からの１つ又はそれ以上の速度制御信
号を受取るべく結合されており、且つ第二入力端は、ノ
ード２０４へ印加されるその出力端からのフィードバッ
クを与えるように結合されている。バッファ２０２の出
力は、更に、クランプダイオード２１６，２２０，２２
４を介して、夫々、ノード２０３，２０５，２０７へ印
加される。バッファ段２０２は、更に、反転用バッファ
２０８を有しており、その入力端のうちの１つは抵抗２
０６へ結合しており、抵抗２０６はノード２０４へ結合
すると共にフィードバック抵抗２１２へ結合しており、
フィードバック抵抗２１２はノード２１０へ印加される
反転バッファ２０８の出力と結合される。反転用バッフ
ァ２０８への第二入力２１３は図６における三角波形発
生器１１２によって発生された三角波形の平均（即ち、
中心値）に等しい場合がある内部的に発生された基準電
圧を受取るべく結合されている。反転用バッファ２０８
の出力は、更に、クランプダイオード２１４，２１８，
２２２を介して、夫々、ノード２０３，２０５，２０７
へ印加される。
転型バッファ２０２を有しており、その入力端のうちの
１つは制御線６１からの１つ又はそれ以上の速度制御信
号を受取るべく結合されており、且つ第二入力端は、ノ
ード２０４へ印加されるその出力端からのフィードバッ
クを与えるように結合されている。バッファ２０２の出
力は、更に、クランプダイオード２１６，２２０，２２
４を介して、夫々、ノード２０３，２０５，２０７へ印
加される。バッファ段２０２は、更に、反転用バッファ
２０８を有しており、その入力端のうちの１つは抵抗２
０６へ結合しており、抵抗２０６はノード２０４へ結合
すると共にフィードバック抵抗２１２へ結合しており、
フィードバック抵抗２１２はノード２１０へ印加される
反転バッファ２０８の出力と結合される。反転用バッフ
ァ２０８への第二入力２１３は図６における三角波形発
生器１１２によって発生された三角波形の平均（即ち、
中心値）に等しい場合がある内部的に発生された基準電
圧を受取るべく結合されている。反転用バッファ２０８
の出力は、更に、クランプダイオード２１４，２１８，
２２２を介して、夫々、ノード２０３，２０５，２０７
へ印加される。
【００４９】図８ａに示したように、スルー処理型電流
スイッチ段１０６′は、各位相に対して２つの対向した
電流源を有しており、これらの電流源は各位相と関連し
ている１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号
（ライン６１からのもの）によって制御（オン／オフ）
される。位相Ａに対しては、電流源２２６及び２２８が
設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード２０３へ結
合されている。位相Ｂに対しては、電流源２３０及び２
３２が設けられており且つ位相Ｂスルー処理ノード２０
５へ結合されている。位相Ｃに対しては、電流源２３４
及び２３６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノー
ド２０７へ結合されている。スルー処理型電流スイッチ
段１０６′は、更に、各位相に対してスルー処理コンデ
ンサを包含している。位相Ａに対しては、スルー処理コ
ンデンサ２３８が設けられており且つ位相Ａスルー処理
ノード２０３と接地との間に結合されている。位相Ｂに
対しては、スルー処理コンデンサ２４０が設けられてお
り且つ位相Ｂスルー処理ノード２０５と接地との間に結
合されている。位相Ｃに対しては、スルー処理コンデン
サ２４２が設けられており且つ位相Ｃスルー処理ノード
２０７と接地との間に結合されている。スルー処理ノー
ドの各々の上のスルー処理した位相制御信号は比較器段
１０８へ供給される。
スイッチ段１０６′は、各位相に対して２つの対向した
電流源を有しており、これらの電流源は各位相と関連し
ている１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号
（ライン６１からのもの）によって制御（オン／オフ）
される。位相Ａに対しては、電流源２２６及び２２８が
設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード２０３へ結
合されている。位相Ｂに対しては、電流源２３０及び２
３２が設けられており且つ位相Ｂスルー処理ノード２０
５へ結合されている。位相Ｃに対しては、電流源２３４
及び２３６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノー
ド２０７へ結合されている。スルー処理型電流スイッチ
段１０６′は、更に、各位相に対してスルー処理コンデ
ンサを包含している。位相Ａに対しては、スルー処理コ
ンデンサ２３８が設けられており且つ位相Ａスルー処理
ノード２０３と接地との間に結合されている。位相Ｂに
対しては、スルー処理コンデンサ２４０が設けられてお
り且つ位相Ｂスルー処理ノード２０５と接地との間に結
合されている。位相Ｃに対しては、スルー処理コンデン
サ２４２が設けられており且つ位相Ｃスルー処理ノード
２０７と接地との間に結合されている。スルー処理ノー
ドの各々の上のスルー処理した位相制御信号は比較器段
１０８へ供給される。
【００５０】図８ｂは遷移期間２４７の期間中における
位相制御信号のスルー処理の効果を示すために比較器１
５２及び１５４に対する入力（例えば、位相Ａ及びＢ）
を示している。図示した如く、比較器１５２は三角波形
信号１８５及びノード２０３からのスルー処理された位
相制御信号２４８ａが供給される。同様に、比較器１５
４は三角波形信号１８５及びノード２０５からのスルー
処理された位相制御信号２４８ｂが供給される。然しな
がら、位相Ｂに対するスルー処理された位相制御信号は
位相Ａに対して印加される速度制御信号と極性が反対で
ある（この側面については後に更に説明する）。前述し
たように、スルー処理された位相制御信号２４８ａ（位
相Ａに対するもの）が時間と共に減少する場合には、結
果的に得られるＰＷＭ位相制御信号におけるデューティ
サイクルは比例的に減少する。同様に、スルー処理した
位相制御信号２４８ｂ（位相Ｂに対するもの）が時間と
共に増加する場合には、結果的に得られるＰＷＭ位相制
御信号におけるデューティサイクルは比例的に増加す
る。
位相制御信号のスルー処理の効果を示すために比較器１
５２及び１５４に対する入力（例えば、位相Ａ及びＢ）
を示している。図示した如く、比較器１５２は三角波形
信号１８５及びノード２０３からのスルー処理された位
相制御信号２４８ａが供給される。同様に、比較器１５
４は三角波形信号１８５及びノード２０５からのスルー
処理された位相制御信号２４８ｂが供給される。然しな
がら、位相Ｂに対するスルー処理された位相制御信号は
位相Ａに対して印加される速度制御信号と極性が反対で
ある（この側面については後に更に説明する）。前述し
たように、スルー処理された位相制御信号２４８ａ（位
相Ａに対するもの）が時間と共に減少する場合には、結
果的に得られるＰＷＭ位相制御信号におけるデューティ
サイクルは比例的に減少する。同様に、スルー処理した
位相制御信号２４８ｂ（位相Ｂに対するもの）が時間と
共に増加する場合には、結果的に得られるＰＷＭ位相制
御信号におけるデューティサイクルは比例的に増加す
る。
【００５１】図８ｃは図８ａにおける実現例に従って図
６におけるドライバ回路１０２の動作に関連する波形を
示している。最も上側の波形は、位相Ａに対するスルー
処理された位相制御信号が基準電圧２５０（図８におけ
るノード２１３へ印加される）と等しい場合に、位相Ａ
及びＢの夫々に対して結果的に得られるＰＷＭ位相駆動
信号２５２ａ及び２５２ｂを示している。最も下側の波
形は、位相Ａに対するスルー処理された位相制御信号が
基準電圧２５０（図８ａにおけるノード２１３に印加さ
れる）と等しいものでない場合に、位相Ａ及びＢの夫々
に対して結果的に得られるＰＷＭ位相駆動信号２５２ａ
及び２５２ｂを示している。
６におけるドライバ回路１０２の動作に関連する波形を
示している。最も上側の波形は、位相Ａに対するスルー
処理された位相制御信号が基準電圧２５０（図８におけ
るノード２１３へ印加される）と等しい場合に、位相Ａ
及びＢの夫々に対して結果的に得られるＰＷＭ位相駆動
信号２５２ａ及び２５２ｂを示している。最も下側の波
形は、位相Ａに対するスルー処理された位相制御信号が
基準電圧２５０（図８ａにおけるノード２１３に印加さ
れる）と等しいものでない場合に、位相Ａ及びＢの夫々
に対して結果的に得られるＰＷＭ位相駆動信号２５２ａ
及び２５２ｂを示している。
【００５２】最も上側の波形において、位相Ｂに対する
スルー処理された位相制御信号は位相Ａに対するスルー
処理された位相制御信号と極性が反対であるので（基準
電圧に関して）、位相Ａに対するスルー処理された位相
制御信号が基準電圧と等しい場合には、位相Ｂに対する
スルー処理された位相制御信号も基準電圧と等しい。そ
うであるから、制御信号Ａ及びＢは、基準電圧２５０に
よって表わすことが可能である。その結果、スルー処理
されたＰＷＭ位相制御信号２５２ａ及び２５２ｂは、信
号２５０が三角波形信号１８５と比較された場合に、同
一のデューティサイクルを有することとなる。スルー処
理されたＰＷＭ位相制御信号２５２ａ及び２５２ｂが、
夫々、位相Ａコイル１８２ａ及び位相Ｂコイル１８２ｂ
へ印加されると（反対の方向において）、結果的に得ら
れる電流２５４はほぼ０である。何故ならば、信号２５
２ａ及び２５２ｂは基本的に互いに相殺するからであ
る。従って、スルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５
２ａ及び２５２ｂのデューティサイクルが等しい場合に
は（即ち、各々が５０％）、モータ１８へ印加される正
味の電流の流れ（即ち、トルク）は存在しない。
スルー処理された位相制御信号は位相Ａに対するスルー
処理された位相制御信号と極性が反対であるので（基準
電圧に関して）、位相Ａに対するスルー処理された位相
制御信号が基準電圧と等しい場合には、位相Ｂに対する
スルー処理された位相制御信号も基準電圧と等しい。そ
うであるから、制御信号Ａ及びＢは、基準電圧２５０に
よって表わすことが可能である。その結果、スルー処理
されたＰＷＭ位相制御信号２５２ａ及び２５２ｂは、信
号２５０が三角波形信号１８５と比較された場合に、同
一のデューティサイクルを有することとなる。スルー処
理されたＰＷＭ位相制御信号２５２ａ及び２５２ｂが、
夫々、位相Ａコイル１８２ａ及び位相Ｂコイル１８２ｂ
へ印加されると（反対の方向において）、結果的に得ら
れる電流２５４はほぼ０である。何故ならば、信号２５
２ａ及び２５２ｂは基本的に互いに相殺するからであ
る。従って、スルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５
２ａ及び２５２ｂのデューティサイクルが等しい場合に
は（即ち、各々が５０％）、モータ１８へ印加される正
味の電流の流れ（即ち、トルク）は存在しない。
【００５３】最も下側の波形において、スルー処理され
たＰＷＭ位相制御信号２４８ａは基準電圧２５０よりも
一層大きく且つスルー処理されたＰＷＭ位相制御信号２
４８ｂは、等しく、基準電圧２５０より低い。その結果
は、スルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５６ａはス
ルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５６ｂよりもより
低いデューティサイクルを有することとなる。信号２５
６ａ及び２５６ｂの間の差はモータ１８における関連す
る位相コイルを介して流れる正味の電流２５８となる。
従って、モータ１８のトルクは正味の電流２５８に比例
する。
たＰＷＭ位相制御信号２４８ａは基準電圧２５０よりも
一層大きく且つスルー処理されたＰＷＭ位相制御信号２
４８ｂは、等しく、基準電圧２５０より低い。その結果
は、スルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５６ａはス
ルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５６ｂよりもより
低いデューティサイクルを有することとなる。信号２５
６ａ及び２５６ｂの間の差はモータ１８における関連す
る位相コイルを介して流れる正味の電流２５８となる。
従って、モータ１８のトルクは正味の電流２５８に比例
する。
【００５４】このフェーズシフトされたＰＷＭ動作モー
ドが三相システムにおける全ての相に対して印加される
場合には、ゼロの正味電流となることはない。何故なら
ば、各位相は、基本的に、それが発生する前に遷移期間
中に開始するからである。その結果、遷移期間中に反対
の条件へスルー処理することによって最小のデューティ
サイクル（例えば、該位相中における完全にオンの場
合）から台形遷移を発生させることが可能である。図８
ａに示したように、スルー処理期間はスルー処理コンデ
ンサ及び電流源の選択を介して確立することが可能であ
る。電流を変化させることによって、例えば（コンデン
サにより）、１つの条件から別の条件への変化割合が変
化される。従って、該台形形状は異なる勾配を有するよ
うに選択することが可能である。
ドが三相システムにおける全ての相に対して印加される
場合には、ゼロの正味電流となることはない。何故なら
ば、各位相は、基本的に、それが発生する前に遷移期間
中に開始するからである。その結果、遷移期間中に反対
の条件へスルー処理することによって最小のデューティ
サイクル（例えば、該位相中における完全にオンの場
合）から台形遷移を発生させることが可能である。図８
ａに示したように、スルー処理期間はスルー処理コンデ
ンサ及び電流源の選択を介して確立することが可能であ
る。電流を変化させることによって、例えば（コンデン
サにより）、１つの条件から別の条件への変化割合が変
化される。従って、該台形形状は異なる勾配を有するよ
うに選択することが可能である。
【００５５】更に、スルー処理（動作）の勾配は、ＢＥ
ＭＦのゼロ交差点に従って調節することが可能である。
例えば、正確に６０°の台形とするためには（即ち、６
０°の上昇と、１２０°の平坦と、６０°の下降）、勾
配は、図３に示したように、ゼロ交差の前３０°（電気
的）において開始する。然しながら、２つの位相のＢＥ
ＭＦ信号が等しい場合に高及び低の位相における電流が
等しいことが有利であるので、スルー処理（動作）の割
合は、どの程度前もってコミュテーションを開始させる
かを決定する可能性がある。これらの制御方法は、典型
的に、システムのタイプ、モータ、及びモータのＢＥＭ
Ｆによって決定される。更に、システムの効率も考慮す
ることが可能であり、例えば、スルー処理（動作）が長
ければ長い程、システムの効率は低下する傾向となる。
本発明によれば、スルーレートの確立及び制御が簡単化
されている。何故ならば、それは、単に、各駆動される
位相のスルー処理ノード上の電流を調整するに過ぎない
からである。更に、スルーレートに対してコミュテーシ
ョンタイミングを最適することが可能であることは勿論
である。
ＭＦのゼロ交差点に従って調節することが可能である。
例えば、正確に６０°の台形とするためには（即ち、６
０°の上昇と、１２０°の平坦と、６０°の下降）、勾
配は、図３に示したように、ゼロ交差の前３０°（電気
的）において開始する。然しながら、２つの位相のＢＥ
ＭＦ信号が等しい場合に高及び低の位相における電流が
等しいことが有利であるので、スルー処理（動作）の割
合は、どの程度前もってコミュテーションを開始させる
かを決定する可能性がある。これらの制御方法は、典型
的に、システムのタイプ、モータ、及びモータのＢＥＭ
Ｆによって決定される。更に、システムの効率も考慮す
ることが可能であり、例えば、スルー処理（動作）が長
ければ長い程、システムの効率は低下する傾向となる。
本発明によれば、スルーレートの確立及び制御が簡単化
されている。何故ならば、それは、単に、各駆動される
位相のスルー処理ノード上の電流を調整するに過ぎない
からである。更に、スルーレートに対してコミュテーシ
ョンタイミングを最適することが可能であることは勿論
である。
【００５６】フェーズシフト型ＰＷＭシステム（図８ａ
におけるようなもの）における付加的な利点の中で、図
７におけるシステムのように、ゼロを超えて１つの位相
を駆動すること又は位相がずれるように駆動することが
不可能であるということである。例えば、遷移期間中
に、デューティサイクルのみがクランプダイオードの結
果として最大正から最大負へスルー処理され、それは、
基本的に、速度制御信号に従って電流に対する要求の関
数として基準電圧周りに対称的にシフトするレールとし
て動作する。そうであるから、該システムは、実際のデ
ューティサイクルを決定する２つのレールの間で実際的
に変動することによってモータを介しての全電流を制御
する。更に注意すべきことであるが、図８におけるモー
タドライバは各タイプの遷移に対して異なるスルーレー
ト（例えば、充電率及び放電率）を必要とするものでは
ない。何故ならば、その他の最適化方法を適用すること
が可能であるが、該スルーレートは本質的に対称的なも
のだからである。
におけるようなもの）における付加的な利点の中で、図
７におけるシステムのように、ゼロを超えて１つの位相
を駆動すること又は位相がずれるように駆動することが
不可能であるということである。例えば、遷移期間中
に、デューティサイクルのみがクランプダイオードの結
果として最大正から最大負へスルー処理され、それは、
基本的に、速度制御信号に従って電流に対する要求の関
数として基準電圧周りに対称的にシフトするレールとし
て動作する。そうであるから、該システムは、実際のデ
ューティサイクルを決定する２つのレールの間で実際的
に変動することによってモータを介しての全電流を制御
する。更に注意すべきことであるが、図８におけるモー
タドライバは各タイプの遷移に対して異なるスルーレー
ト（例えば、充電率及び放電率）を必要とするものでは
ない。何故ならば、その他の最適化方法を適用すること
が可能であるが、該スルーレートは本質的に対称的なも
のだからである。
【００５７】図６，７ａ，８ａにおけるドライバ回路に
おいて、結果的に得られるＰＷＭ駆動信号の形状は、モ
ータにおける位相コイルの各々へ供給される電流の台形
形状を与える遷移期間の期間中における付加的なＰＷＭ
パルスを包含している。その結果は、トルクリップルが
減少されることとなる。何故ならば、モータへ印加され
る全電流及びそれから発生するトルクはコミュテーショ
ン期間中により一定なものとなる傾向があるからであ
る。従って、本発明の場合には、正弦波駆動を発生する
ために通常必要とされる複雑な回路は、例えば、単に数
個のダイオード、コンデンサ及び電流源を使用すること
によってより簡単な回路で置換させることが可能であ
る。更に、その結果得られるシステムは正弦波電流と台
形電流との間において殆ど差異が見られない程度に良好
に機能する。
おいて、結果的に得られるＰＷＭ駆動信号の形状は、モ
ータにおける位相コイルの各々へ供給される電流の台形
形状を与える遷移期間の期間中における付加的なＰＷＭ
パルスを包含している。その結果は、トルクリップルが
減少されることとなる。何故ならば、モータへ印加され
る全電流及びそれから発生するトルクはコミュテーショ
ン期間中により一定なものとなる傾向があるからであ
る。従って、本発明の場合には、正弦波駆動を発生する
ために通常必要とされる複雑な回路は、例えば、単に数
個のダイオード、コンデンサ及び電流源を使用すること
によってより簡単な回路で置換させることが可能であ
る。更に、その結果得られるシステムは正弦波電流と台
形電流との間において殆ど差異が見られない程度に良好
に機能する。
【００５８】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
【図１】 従来のディスクドライブを示した概略図。
【図２】 図１におけるディスクドライブにおいて使用
する典型的なモータ制御器及びモータを示した概略ブロ
ック図。
する典型的なモータ制御器及びモータを示した概略ブロ
ック図。
【図３】 図２におけるようなモータによって発生され
る逆ＥＭＦ信号の基本的な形状を示したタイミング線
図。
る逆ＥＭＦ信号の基本的な形状を示したタイミング線
図。
【図４】 制御回路とドライバ回路とを具備する図２に
おけるような従来のモータ制御器を示した概略ブロック
図。
おけるような従来のモータ制御器を示した概略ブロック
図。
【図５】 図４のモータ制御器によって発生される代表
的な信号を示したタイミング線図。
的な信号を示したタイミング線図。
【図６】 本発明の１実施例に基づいて構成されたモー
タを駆動する場合に使用するのに適した改良型ドライバ
回路を具備するモータ制御器を示した概略ブロック図。
タを駆動する場合に使用するのに適した改良型ドライバ
回路を具備するモータ制御器を示した概略ブロック図。
【図７ａ】 図６に示した改良型ドライバ回路の第一実
現例を示した概略回路図。
現例を示した概略回路図。
【図７ｂ】 図７ａに示した改良型ドライバ回路の比較
器段への入力の代表的な信号を示したタイミング線図。
器段への入力の代表的な信号を示したタイミング線図。
【図７ｃ】 図７ａに示した改良型ドライバ回路によっ
て発生される２つのＰＷＭ位相駆動信号と関連した代表
的な出力電圧及び電流信号を示したタイミング線図。
て発生される２つのＰＷＭ位相駆動信号と関連した代表
的な出力電圧及び電流信号を示したタイミング線図。
【図８ａ】 図６に示した改良型ドライバ回路の第二実
現例を示した概略回路図。
現例を示した概略回路図。
【図８ｂ】 図８ａに示した改良型ドライバ回路の比較
器段への入力端の代表的な信号を示したタイミング線
図。
器段への入力端の代表的な信号を示したタイミング線
図。
【図８ｃ】 図８ａに示した改良型ドライバ回路によっ
て発生される２つのＰＷＭ位相駆動信号と関連した代表
的な出力電圧及び電流信号を示したタイミング線図。
て発生される２つのＰＷＭ位相駆動信号と関連した代表
的な出力電圧及び電流信号を示したタイミング線図。
６０ 制御回路 １００ モータ制御器 １０２ ドライバ回路 １０４ バッファ段 １０６ スルー処理型電流スイッチ段 １０８ 比較器段 １１０ ＰＷＭ駆動段 １１２ 三角波形発生器
Claims (24)
- 【請求項１】 多相モータ駆動方法において、 スルー処理した位相制御信号を発生し、前記スルー処理
した位相制御信号は少なくとも２つの動作状態を表わし
ており、前記動作状態のうちの第一動作状態は速度制御
信号に直接的に比例しており、前記位相制御信号はコミ
ュテーションイベントに応答して前記動作状態の間でス
イッチし、前記コミュテーションイベントはそれと関連
する遷移期間を有しており、前記位相制御信号が前記遷
移期間中に前記動作状態間においてスルー処理され、 前記スルー処理した位相制御信号に比例するパルス幅変
調（ＰＷＭ）位相駆動信号を発生し、 前記ＰＷＭ位相駆動信号を前記モータへ供給する、上記
各ステップを有することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 請求項１において、前記遷移期間が、前
記コミュテーションイベントの前に開始し且つ前記コミ
ュテーションイベントの後に終了することを特徴とする
方法。 - 【請求項３】 請求項２において、前記遷移期間が前記
コミュテーションイベント前において約３０電気角より
速く開始することはなく、且つ前記コミュテーションイ
ベントの後約３０電気角より遅くに終了することがない
ことを特徴とする方法。 - 【請求項４】 請求項１において、前記遷移期間が前記
コミュテーションイベントと共に開始し且つ前記コミュ
テーションイベントの後に終了することを特徴とする方
法。 - 【請求項５】 請求項４において、前記遷移期間が前記
コミュテーションイベントの後約３０電気角より遅くに
終了することがないことを特徴とする方法。 - 【請求項６】 請求項１において、前記遷移期間が前記
コミュテーションイベントの前に開始し且つ前記コミュ
テーションイベントと共に終了することを特徴とする方
法。 - 【請求項７】 請求項６において、前記遷移期間が前記
コミュテーションイベントの前約６０度より前に開始す
ることがないことを特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項１において、前記スルー処理した
位相制御信号が実質的に台形形状であることを特徴とす
る方法。 - 【請求項９】 請求項１において、前記ＰＷＭ位相駆動
信号が実質的に台形形状であることを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 多相モータ駆動装置において、 少なくとも２つの動作状態を表わすパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）位相駆動信号を発生するスルー処理遷移器が設けら
れており、前記動作状態のうちの第一動作状態は速度制
御信号に直接的に比例し、前記スルー処理遷移器は遷移
期間中に前記動作状態の間で徐々にスイッチ動作し、且
つ前記ＰＷＭ位相駆動信号を前記モータへ供給すること
を特徴とする装置。 - 【請求項１１】 請求項１０において、前記遷移期間が
コミュテーションイベント前に開始し且つ前記コミュテ
ーションイベントの後に終了することを特徴とする装
置。 - 【請求項１２】 請求項１０において、前記遷移期間が
コミュテーションイベントと共に開始し且つ前記コミュ
テーションイベントの後に終了することを特徴とする装
置。 - 【請求項１３】 請求項１０において、前記遷移期間が
コミュテーションイベントの前に開始し且つ前記コミュ
テーションイベントと共に終了することを特徴とする装
置。 - 【請求項１４】 速度制御信号とコミュテーション制御
信号とを出力する制御回路を具備するモータ制御器にお
いて使用するドライバ回路において、 前記制御回路へ結合されており、前記速度制御信号を受
取り、前記受取った速度制御信号に比例する少なくとも
１個の位相制御信号を発生するバッファ段、 前記位相制御信号を受取るために前記バッファ段へ結合
しており且つ前記コミュテーション制御信号を受取るた
めに前記制御回路へ結合されており、前記受取った位相
制御信号と前記受取ったコミュテーション制御信号の関
数であるスルー処理した位相制御信号を発生する電流ス
イッチ段、 前記スルー処理した位相制御信号を受取るために前記電
流スイッチ段へ結合しており、前記スルー処理した位相
制御信号に比例するパルス幅変調（ＰＷＭ）位相制御信
号を発生する比較器段、 前記ＰＷＭ位相制御信号を受取るために前記比較段へ結
合しており、モータを駆動するのに適した前記ＰＷＭ位
相制御信号に比例する駆動信号を発生する駆動段、を有
することを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項１５】 請求項１４において、前記スルー処理
した位相制御信号が少なくとも２つの動作状態を表わ
し、前記動作状態のうちの第一動作状態が速度制御信号
に直接的に比例し、且つコミュテーションイベントに応
答して前記動作状態の間でスイッチ動作し、前記コミュ
テーションイベントがそれと関連する遷移期間を有して
おり、前記位相制御信号が前記遷移期間中に前記動作状
態の間でスルー処理されることを特徴とするドライバ回
路。 - 【請求項１６】 請求項１４において、前記電流スイッ
チ段が、 （ａ）第一コミュテーション制御信号を受取るために前
記制御回路へ結合しており、前記第一コミュテーション
制御信号の関数であり前記電流スイッチ段内のスルー処
理ノードへ供給される第一電流源、 （ｂ）第二コミュテーション制御信号を受取るために前
記制御回路へ結合しており、前記第二コミュテーション
制御信号の関数であり前記スルー処理ノードへ供給され
る第二電流信号を発生する第二電流源であって、前記第
二電流がスルー処理ノードに関して前記第一電流と極性
が反対である第二電流源、 （ｃ）前記スルー処理ノードへ結合されると共に接地ノ
ードへ結合しているスルー処理コンデンサ、を有するこ
とを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項１７】 請求項１４において、前記比較器段が
三角波発生器と比較器とを有しており、前記比較器がそ
れから三角波信号を受取るために前記三角波発生器へ結
合すると共に、前記スルー処理した位相制御信号を受取
るために前記電流スイッチ段へ結合しており、前記比較
器が前記三角波信号及び前記スルー処理した位相制御信
号の関数としてＰＷＭ位相制御信号を出力することを特
徴とするドライバ回路。 - 【請求項１８】 請求項１４において、前記バッファ段
が入力ノードと出力ノードとを具備する離脱装置を有し
ており、前記入力ノードが前記速度制御信号を受取るた
めに前記制御回路へ結合しており、前記出力ノードが前
記位相制御信号を供給するために前記電流スイッチ段内
の補償ノードへ結合しており、且つ前記離脱装置が前記
補償ノード上にハイインピーダンスを与えることを特徴
とするドライバ回路。 - 【請求項１９】 請求項１８において、前記離脱装置が
前記入力ノードとしての制御端子と前記出力ノードとし
ての第二端子とを具備しているトランジスタであること
を特徴とするドライバ回路。 - 【請求項２０】 請求項１４において、前記バッファ段
が、 （ａ）前記速度制御信号を受取るために前記制御回路へ
結合されており、前記速度制御信号に比例する第一位相
制御信号を発生する第一バッファと、 （ｂ）前記第一位相制御信号を受取るために前記第一バ
ッファへ結合しており、前記速度制御信号に比例してお
り且つ基準電圧信号に関して前記第一位相制御信号と極
性が反対である第二位相制御信号を発生する第二バッフ
ァ、を有していることを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項２１】 請求項２０において、前記第二バッフ
ァが、前記基準電圧信号へ結合される第一入力端及び前
記第一バッファからの前記第一位相制御信号を受取るべ
く結合されている第二入力端を具備する反転バッファで
あることを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項２２】 請求項２０において、前記スルー処理
型電流スイッチ段が、前記バッファ段と前記補償ノード
との間に結合されているクランプダイオードを有するこ
とを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項２３】 モータに使用するモータ制御器におい
て、 速度制御信号とコミュテーション制御信号とを発生すべ
く構成された制御回路、 請求項１４に記載したドライバ回路、を有することを特
徴とするモータ制御器。 - 【請求項２４】 ディスク駆動装置において、 モータ、 請求項２３に記載したモータ制御器、を有することを特
徴とするディスク駆動装置。
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