JPH10277739A - ア−ク加工用電源装置 - Google Patents
ア−ク加工用電源装置Info
- Publication number
- JPH10277739A JPH10277739A JP9833197A JP9833197A JPH10277739A JP H10277739 A JPH10277739 A JP H10277739A JP 9833197 A JP9833197 A JP 9833197A JP 9833197 A JP9833197 A JP 9833197A JP H10277739 A JPH10277739 A JP H10277739A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- frequency
- switching elements
- rectifier circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000003754 machining Methods 0.000 claims description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 4
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 24
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 3
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は直流電源をインバータ回路によって高
周波交流に変換した後に再度整流して直流とする方式の
アーク溶接、切断、プラズマアーク加工等に用いる改良
されたアーク加工用電源装置を提供するものである。 【解決手段】本発明は、共振型インバータ回路のスイッ
チング周波数を共振周波数に対して出力設定信号に応じ
て増減させて制御することによって出力を調整するアー
ク加工用電源装置を特徴としている。
周波交流に変換した後に再度整流して直流とする方式の
アーク溶接、切断、プラズマアーク加工等に用いる改良
されたアーク加工用電源装置を提供するものである。 【解決手段】本発明は、共振型インバータ回路のスイッ
チング周波数を共振周波数に対して出力設定信号に応じ
て増減させて制御することによって出力を調整するアー
ク加工用電源装置を特徴としている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流電源をインバー
タ回路によって高周波交流に変換した後に再度整流して
直流とする方式のアーク溶接、切断、プラズマアーク加
工等に用いるアーク加工用電源装置の改良に関するもの
である。
タ回路によって高周波交流に変換した後に再度整流して
直流とする方式のアーク溶接、切断、プラズマアーク加
工等に用いるアーク加工用電源装置の改良に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来、アーク加工用電源装置として直流
電源をインバータ回路により数KHz ないし数１０KHz の
高周波交流に変換した後に再度整流して直流出力を得る
方式のものが小形、軽量化および高精度の出力制御を目
的として製作されている。図１２は上記のようにした直
流出力のアーク加工用電源装置の例を示す接続図であ
る。同図において、１は交流電源であり、単相商用交流
または３相商用交流の電源が用いられる。２は交流電源
１からの電力を整流して直流に変換するサイリスタ制御
式の一次整流回路であり、後述するパルス発生回路１９
からの制御信号によって出力が制御される。この一次整
流回路２は、簡単な平滑回路を含むこともある。３ない
し６はブリッジ接続されたスイッチング素子であり、７
ないし１０はスイッチング素子３ないし６にそれぞれ逆
極性で並列に接続されたダイオードであり、スイッチン
グ素子３ないし６に逆方向の電圧が印加されるのを防止
するために設けられている。また、５１はコンデンサで
あり、５２はリアクトルであり、スイッチング素子３な
いし６、ダイオード７ないし１０、コンデンサ５１およ
びリアクトル５２によって一次整流回路２の出力を高周
波の略正弦波交流に変換する共振型インバータ回路４３
を構成している。１１は出力変圧器であり、共振型イン
バータ回路の出力電圧をアーク加工に適した電圧に変換
する。１２は出力変圧器１１の出力を再度整流して直流
とする二次整流回路、１３は二次整流回路１２と出力端
子（ａ）との間に直列に接続された直流リアクトル、１
４は出力端子（ａ）に接続されたアーク加工用電極、１
５は出力端子（ｂ）に接続された被加工物である。１６
は出力電流検出器、１７は出力電流設定器１８の出力信
号Ｉｒと出力電流検出器１６の出力信号Ｉｆとを比較し
て差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器、１９は比
較器１７の出力信号ΔＩに応じて出力パルスの位相が決
定される電圧制御発振器を備えたパルス発生回路であ
り、一次整流回路２に位相制御信号を出力し、また２０
はスイッチング素子３、４およびスイッチング素子５、
６を交互に共振周波数で導通させる駆動信号を出力する
ためのインバータ制御回路である。
電源をインバータ回路により数KHz ないし数１０KHz の
高周波交流に変換した後に再度整流して直流出力を得る
方式のものが小形、軽量化および高精度の出力制御を目
的として製作されている。図１２は上記のようにした直
流出力のアーク加工用電源装置の例を示す接続図であ
る。同図において、１は交流電源であり、単相商用交流
または３相商用交流の電源が用いられる。２は交流電源
１からの電力を整流して直流に変換するサイリスタ制御
式の一次整流回路であり、後述するパルス発生回路１９
からの制御信号によって出力が制御される。この一次整
流回路２は、簡単な平滑回路を含むこともある。３ない
し６はブリッジ接続されたスイッチング素子であり、７
ないし１０はスイッチング素子３ないし６にそれぞれ逆
極性で並列に接続されたダイオードであり、スイッチン
グ素子３ないし６に逆方向の電圧が印加されるのを防止
するために設けられている。また、５１はコンデンサで
あり、５２はリアクトルであり、スイッチング素子３な
いし６、ダイオード７ないし１０、コンデンサ５１およ
びリアクトル５２によって一次整流回路２の出力を高周
波の略正弦波交流に変換する共振型インバータ回路４３
を構成している。１１は出力変圧器であり、共振型イン
バータ回路の出力電圧をアーク加工に適した電圧に変換
する。１２は出力変圧器１１の出力を再度整流して直流
とする二次整流回路、１３は二次整流回路１２と出力端
子（ａ）との間に直列に接続された直流リアクトル、１
４は出力端子（ａ）に接続されたアーク加工用電極、１
５は出力端子（ｂ）に接続された被加工物である。１６
は出力電流検出器、１７は出力電流設定器１８の出力信
号Ｉｒと出力電流検出器１６の出力信号Ｉｆとを比較し
て差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器、１９は比
較器１７の出力信号ΔＩに応じて出力パルスの位相が決
定される電圧制御発振器を備えたパルス発生回路であ
り、一次整流回路２に位相制御信号を出力し、また２０
はスイッチング素子３、４およびスイッチング素子５、
６を交互に共振周波数で導通させる駆動信号を出力する
ためのインバータ制御回路である。
【０００３】図１２の従来装置においては、交流電源１
からの電力は一次整流回路２にて整流・平滑されて直流
となり、スイッチング素子３ないし６、ダイオード７な
いし１０、コンデンサ５１およびリアクトル５２にて構
成される共振型インバータ回路４３にて高周波交流に変
換される。その出力は、コンデンサ５１とリアクトル５
２とによって構成される共振回路にて、共振周波数に応
じた正弦波状の出力電圧となり、出力変圧器１１にて所
定の電圧となる。出力変圧器１１の出力電圧は二次整流
回路１２にて再び直流に変換されて直流リアクトル１３
を経て出力端子（ａ）（ｂ）からアーク加工用電極１４
および被加工物１５に供給され、これによって両者間に
加工用アークが発生する。この出力電流は出力電流検出
器１６にて検出されて出力電流設定器１８の設定値と比
較され、差信号ΔＩが演算される。パルス発生回路１９
はこの差信号ΔＩを入力として入力信号が減少する方向
に一次整流回路２へ出力される位相制御信号を制御す
る。この結果、出力電流は設定値に対応した一定値に保
たれる。
からの電力は一次整流回路２にて整流・平滑されて直流
となり、スイッチング素子３ないし６、ダイオード７な
いし１０、コンデンサ５１およびリアクトル５２にて構
成される共振型インバータ回路４３にて高周波交流に変
換される。その出力は、コンデンサ５１とリアクトル５
２とによって構成される共振回路にて、共振周波数に応
じた正弦波状の出力電圧となり、出力変圧器１１にて所
定の電圧となる。出力変圧器１１の出力電圧は二次整流
回路１２にて再び直流に変換されて直流リアクトル１３
を経て出力端子（ａ）（ｂ）からアーク加工用電極１４
および被加工物１５に供給され、これによって両者間に
加工用アークが発生する。この出力電流は出力電流検出
器１６にて検出されて出力電流設定器１８の設定値と比
較され、差信号ΔＩが演算される。パルス発生回路１９
はこの差信号ΔＩを入力として入力信号が減少する方向
に一次整流回路２へ出力される位相制御信号を制御す
る。この結果、出力電流は設定値に対応した一定値に保
たれる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来装置におい
ては、共振型インバータ回路の出力は共振周波数に応じ
た正弦波状の出力電圧であり、負荷へ供給される出力
は、一次整流回路のサイリスタによって位相制御するも
のであるために、制御は商用交流電源周波の半波が基本
となり、入力商用電源が単相の場合は１０［ms］毎、３
相でも３［ms］単位程度であるので、速応性が非常に悪
いという不具合があった。
ては、共振型インバータ回路の出力は共振周波数に応じ
た正弦波状の出力電圧であり、負荷へ供給される出力
は、一次整流回路のサイリスタによって位相制御するも
のであるために、制御は商用交流電源周波の半波が基本
となり、入力商用電源が単相の場合は１０［ms］毎、３
相でも３［ms］単位程度であるので、速応性が非常に悪
いという不具合があった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は上記従来装置の
課題を解決するためのものであって、請求項１に記載の
アーク加工用電源装置は、共振型インバータ回路のスイ
ッチング周波数を共振周波数に対して出力設定信号に応
じて増減させて制御することによって出力を調整する装
置を提案したものである。
課題を解決するためのものであって、請求項１に記載の
アーク加工用電源装置は、共振型インバータ回路のスイ
ッチング周波数を共振周波数に対して出力設定信号に応
じて増減させて制御することによって出力を調整する装
置を提案したものである。
【００１１】請求項２に記載のアーク加工用電源装置
は、スイッチング周波数を共振周波数よりも増加させ、
４個のスイッチング素子のうち相対向する２個のスイッ
チング素子を１対として各１対のスイッチング素子を交
互に連続して所定回数ＯＮ−ＯＦＦした後に出力電流と
出力電流設定信号との差信号に反比例した期間だけ４個
のスイッチング素子が全て非導通となる期間を設けて出
力を調整する装置を提案したものである。
は、スイッチング周波数を共振周波数よりも増加させ、
４個のスイッチング素子のうち相対向する２個のスイッ
チング素子を１対として各１対のスイッチング素子を交
互に連続して所定回数ＯＮ−ＯＦＦした後に出力電流と
出力電流設定信号との差信号に反比例した期間だけ４個
のスイッチング素子が全て非導通となる期間を設けて出
力を調整する装置を提案したものである。
【００１２】請求項３または４に記載のアーク加工用電
源装置は、スイッチング周波数を共振周波数よりも若干
低い周波数で一定に制御しスイッチング素子をパルス幅
制御または移相制御することによって出力を調整するも
のを提案したものである。
源装置は、スイッチング周波数を共振周波数よりも若干
低い周波数で一定に制御しスイッチング素子をパルス幅
制御または移相制御することによって出力を調整するも
のを提案したものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の例を
示す接続図である。同図において、２１は交流電源１か
らの電力を整流して直流に変換するダイオードからなる
整流回路であり、簡単な平滑回路を含むこともある。２
２はデューティが５０［％］の矩形波パルスを発生する
第１パルス発生回路であって、比較器１７の出力信号Δ
Ｉに応じて出力パルスの周期が決定される電圧制御発振
器を備えており、スイッチング素子３、４を導通させる
駆動信号Ｐ1 を出力し、インバータゲート２３はこの駆
動信号Ｐ1 を極性反転して駆動信号Ｐ2 を出力しスイッ
チング素子５、６を導通させる。その結果差信号ΔＩに
応じてスイッチング周波数を共振周波数よりも増加また
は減少させて制御することによって、負荷への出力を調
整する。その他は図１２に示した従来装置と同機能のも
のに同符号を付してある。出力電流設定器１８、比較器
１７、第１パルス発生回路２２およびインバ−タゲ−ト
２３はインバータ制御回路を構成している。
示す接続図である。同図において、２１は交流電源１か
らの電力を整流して直流に変換するダイオードからなる
整流回路であり、簡単な平滑回路を含むこともある。２
２はデューティが５０［％］の矩形波パルスを発生する
第１パルス発生回路であって、比較器１７の出力信号Δ
Ｉに応じて出力パルスの周期が決定される電圧制御発振
器を備えており、スイッチング素子３、４を導通させる
駆動信号Ｐ1 を出力し、インバータゲート２３はこの駆
動信号Ｐ1 を極性反転して駆動信号Ｐ2 を出力しスイッ
チング素子５、６を導通させる。その結果差信号ΔＩに
応じてスイッチング周波数を共振周波数よりも増加また
は減少させて制御することによって、負荷への出力を調
整する。その他は図１２に示した従来装置と同機能のも
のに同符号を付してある。出力電流設定器１８、比較器
１７、第１パルス発生回路２２およびインバ−タゲ−ト
２３はインバータ制御回路を構成している。
【００１４】図１の装置においては、交流電源１からの
電力は整流回路２１にて整流・平滑されて直流となり、
スイッチング素子３ないし６、ダイオード７ないし１
０、コンデンサ５１およびリアクトル５２にて構成され
る共振型インバータ回路４３にて高周波交流に変換され
る。その出力は、コンデンサ５１とリアクトル５２とに
よって構成される共振回路にて、共振周波数に応じた正
弦波状の出力電圧となり、出力変圧器１１にて所定の電
圧となる。出力変圧器１１の出力電圧は二次整流回路１
２にて再び直流に変換されて直流リアクトル１３を経て
出力端子（ａ）（ｂ）からアーク加工用電極１４および
被加工物１５に供給され、これによって両者間に加工用
アークが発生する。この出力電流は出力電流検出器１６
にて検出されて出力電流設定器１８の設定値と比較さ
れ、差信号ΔＩが演算される。
電力は整流回路２１にて整流・平滑されて直流となり、
スイッチング素子３ないし６、ダイオード７ないし１
０、コンデンサ５１およびリアクトル５２にて構成され
る共振型インバータ回路４３にて高周波交流に変換され
る。その出力は、コンデンサ５１とリアクトル５２とに
よって構成される共振回路にて、共振周波数に応じた正
弦波状の出力電圧となり、出力変圧器１１にて所定の電
圧となる。出力変圧器１１の出力電圧は二次整流回路１
２にて再び直流に変換されて直流リアクトル１３を経て
出力端子（ａ）（ｂ）からアーク加工用電極１４および
被加工物１５に供給され、これによって両者間に加工用
アークが発生する。この出力電流は出力電流検出器１６
にて検出されて出力電流設定器１８の設定値と比較さ
れ、差信号ΔＩが演算される。
【００１５】図２は図１の装置の動作を説明するための
線図であって、差信号に反比例してスイッチング周波数
を共振周波数よりも増加させる場合を示している。同図
において（ａ）は第１パルス発生回路２２の出力信号Ｐ
1 、（ｂ）は駆動信号Ｐ1 をインバータ回路２３によっ
て極性反転した信号Ｐ2 、（ｃ）はコンデンサ５１の電
圧、（ｄ）は直流リアクトル１３の電流、（ｅ）は出力
端子（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時
間の経過とともに示したものである。
線図であって、差信号に反比例してスイッチング周波数
を共振周波数よりも増加させる場合を示している。同図
において（ａ）は第１パルス発生回路２２の出力信号Ｐ
1 、（ｂ）は駆動信号Ｐ1 をインバータ回路２３によっ
て極性反転した信号Ｐ2 、（ｃ）はコンデンサ５１の電
圧、（ｄ）は直流リアクトル１３の電流、（ｅ）は出力
端子（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時
間の経過とともに示したものである。
【００１６】図２において、時刻ｔ2 とｔ3 との間及び
ｔ4 とｔ5 との間は、直流リアクトル１３を流れる電流
が増加して、直流リアクトル１３に電力を蓄積する期間
であって、以下電流増加期間という。また、時刻ｔ1 と
ｔ2 との間及びｔ3 とｔ4 との間は、二次整流回路１２
がフライホイールダイオードとして働く期間であって、
以下フライホイール動作期間という。スイッチング周波
数が共振周波数よりも大きい場合は、時刻ｔ1 において
駆動信号Ｐ1 がＯＮした時に、まずフライホイール動作
期間になり、その後に時刻ｔ2 において電流増加期間に
なっている。
ｔ4 とｔ5 との間は、直流リアクトル１３を流れる電流
が増加して、直流リアクトル１３に電力を蓄積する期間
であって、以下電流増加期間という。また、時刻ｔ1 と
ｔ2 との間及びｔ3 とｔ4 との間は、二次整流回路１２
がフライホイールダイオードとして働く期間であって、
以下フライホイール動作期間という。スイッチング周波
数が共振周波数よりも大きい場合は、時刻ｔ1 において
駆動信号Ｐ1 がＯＮした時に、まずフライホイール動作
期間になり、その後に時刻ｔ2 において電流増加期間に
なっている。
【００１７】第１パルス発生回路２２は、差信号ΔＩを
入力として、出力電流が大きいときは、駆動信号Ｐ1 、
Ｐ2 の周期を短くしてスイッチング周期を短くし、例え
ば時刻ｔ1 とｔ2 との間及び時刻ｔ3 とｔ4 との間のフ
ライホイール動作期間を短くすることによってコンデン
サ５１の充電電圧が低くなり、その結果出力電流を小さ
くすることができる。逆に出力電流が小さいときは、駆
動信号Ｐ1 、Ｐ2 の周期を長くすることによって、出力
電流を大きくすることができる。即ち、差信号ΔＩに反
比例して第１パルス発生回路２２の出力周波数を調整す
ることによって出力電流を設定値に保つことができる。
入力として、出力電流が大きいときは、駆動信号Ｐ1 、
Ｐ2 の周期を短くしてスイッチング周期を短くし、例え
ば時刻ｔ1 とｔ2 との間及び時刻ｔ3 とｔ4 との間のフ
ライホイール動作期間を短くすることによってコンデン
サ５１の充電電圧が低くなり、その結果出力電流を小さ
くすることができる。逆に出力電流が小さいときは、駆
動信号Ｐ1 、Ｐ2 の周期を長くすることによって、出力
電流を大きくすることができる。即ち、差信号ΔＩに反
比例して第１パルス発生回路２２の出力周波数を調整す
ることによって出力電流を設定値に保つことができる。
【００１８】図３は図１の装置の動作を説明するための
線図であって、スイッチング周波数を差信号ΔＩに応じ
て共振周波数よりも減少させる場合を示している。同図
において（ａ）は第１パルス発生回路２２の出力信号Ｐ
1 、（ｂ）は駆動信号Ｐ1 をインバ−タゲ−ト２３によ
って極性反転した信号Ｐ2 、（ｃ）はコンデンサ５１の
電圧、（ｄ）は直流リアクトル１３の電流、（ｅ）は出
力端子（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ
時間の経過とともに示したものである。
線図であって、スイッチング周波数を差信号ΔＩに応じ
て共振周波数よりも減少させる場合を示している。同図
において（ａ）は第１パルス発生回路２２の出力信号Ｐ
1 、（ｂ）は駆動信号Ｐ1 をインバ−タゲ−ト２３によ
って極性反転した信号Ｐ2 、（ｃ）はコンデンサ５１の
電圧、（ｄ）は直流リアクトル１３の電流、（ｅ）は出
力端子（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ
時間の経過とともに示したものである。
【００１９】図３において、時刻ｔ1 とｔ2 との間及び
ｔ3 とｔ4 との間は電流増加期間であり、時刻ｔ2 とｔ
3 との間及びｔ4 とｔ5 との間はフライホイール動作期
間である。スイッチング周波数が共振周波数よりも小さ
い場合は、時刻ｔ1 において駆動信号Ｐ1 がＯＮした時
にまず電流増加期間になり、その後に時刻ｔ2 において
フライホイール動作期間になっている。
ｔ3 とｔ4 との間は電流増加期間であり、時刻ｔ2 とｔ
3 との間及びｔ4 とｔ5 との間はフライホイール動作期
間である。スイッチング周波数が共振周波数よりも小さ
い場合は、時刻ｔ1 において駆動信号Ｐ1 がＯＮした時
にまず電流増加期間になり、その後に時刻ｔ2 において
フライホイール動作期間になっている。
【００２０】スイッチング周波数が共振周波数よりも小
さい場合、図１に示した第１パルス発生回路２２は、差
信号ΔＩを入力として、出力電流が大きいときは、駆動
信号Ｐ1 、Ｐ2 の周期を長くしてスイッチング周期を長
くすることによって、出力電流を小さくすることができ
る。逆に出力電流が小さいときは、駆動信号Ｐ1 、Ｐ2
の周期を短くすることによって出力電流を大きくするこ
とができる。即ち、差信号ΔＩに正比例して第１パルス
発生回路２２の出力周波数を調整することによって出力
電流を設定値に保つことができる。
さい場合、図１に示した第１パルス発生回路２２は、差
信号ΔＩを入力として、出力電流が大きいときは、駆動
信号Ｐ1 、Ｐ2 の周期を長くしてスイッチング周期を長
くすることによって、出力電流を小さくすることができ
る。逆に出力電流が小さいときは、駆動信号Ｐ1 、Ｐ2
の周期を短くすることによって出力電流を大きくするこ
とができる。即ち、差信号ΔＩに正比例して第１パルス
発生回路２２の出力周波数を調整することによって出力
電流を設定値に保つことができる。
【００２１】図１の装置においては、スイッチング周期
は、共振回路の特性を活用しなければならないため、最
大周期の数１０［％］にするのが限度である。そこで、
各組の駆動信号の間にＯＦＦ期間を設け、このＯＦＦ期
間を調整するようにすれば、図１に示した装置よりも小
さい最小出力を得ることができる。
は、共振回路の特性を活用しなければならないため、最
大周期の数１０［％］にするのが限度である。そこで、
各組の駆動信号の間にＯＦＦ期間を設け、このＯＦＦ期
間を調整するようにすれば、図１に示した装置よりも小
さい最小出力を得ることができる。
【００２２】図４はこのようにした本発明の別の実施の
形態の例を示す接続図である。同図において、２４は第
２パルス発生回路であり、２５および２６はモノマルチ
バイブレータであって、モノマルチバイブレータ２５は
入力信号の立上がりに同期して一定時間幅のパルスを発
生し、モノマルチバイブレータ２６は入力信号の立下が
りに同期して一定時間幅のパルスを発生する。その他は
図１に示した装置と同機能のものに同符号を付してあ
る。出力電流設定器１８、比較器１７、第２パルス発生
回路２４およびモノマルチバイブレータ２５、２６はイ
ンバータ制御回路を構成している。
形態の例を示す接続図である。同図において、２４は第
２パルス発生回路であり、２５および２６はモノマルチ
バイブレータであって、モノマルチバイブレータ２５は
入力信号の立上がりに同期して一定時間幅のパルスを発
生し、モノマルチバイブレータ２６は入力信号の立下が
りに同期して一定時間幅のパルスを発生する。その他は
図１に示した装置と同機能のものに同符号を付してあ
る。出力電流設定器１８、比較器１７、第２パルス発生
回路２４およびモノマルチバイブレータ２５、２６はイ
ンバータ制御回路を構成している。
【００３０】図５は図４の装置の動作を説明するための
線図である。同図において、（ａ）は第２パルス発生回
路２４の出力、（ｂ）はモノマルチバイブレータ２５の
出力かつ駆動信号Ｐ3 、（ｃ）はモノマルチバイブレー
タ２６の出力かつ駆動信号Ｐ4 、（ｄ）は出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時間の
経過とともに示したものである。
線図である。同図において、（ａ）は第２パルス発生回
路２４の出力、（ｂ）はモノマルチバイブレータ２５の
出力かつ駆動信号Ｐ3 、（ｃ）はモノマルチバイブレー
タ２６の出力かつ駆動信号Ｐ4 、（ｄ）は出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時間の
経過とともに示したものである。
【００３１】図４において、第２パルス発生回路２４は
差信号ΔＩを入力して同期パルスを出力し、モノマルチ
バイブレータ２５は、第２パルス発生回路２４の出力信
号の立上がりに同期してパルスを出力する。モノマルチ
バイブレータ２６はモノマルチバイブレータ２５の出力
信号の立下がりに同期してパルスを出力する。その後第
２パルス発生回路２４が次のパルスを出力するまでパル
ス出力は中断される。その結果スイッチング素子３、４
およびスイッチング素子５、６はそれぞれ１組の駆動信
号Ｐ3 、Ｐ4 を受けてそれぞれ各１回導通した後に遮断
し、再び１組の駆動信号Ｐ3 、Ｐ4 が入力されるまで遮
断状態を保つことになる。図４の装置においてはモノマ
ルチバイブレータ２５、２６の出力パルス幅Ｔ0 を共振
型インバータ回路の共振周期に等しいか若干短くしてお
き、第２パルス発生回路２４の出力周期Ｔを差信号ΔＩ
に反比例して、Ｔ≧２Ｔ0 の条件にて変化させることに
よって出力を設定値に保つよう制御することができる。
差信号ΔＩを入力して同期パルスを出力し、モノマルチ
バイブレータ２５は、第２パルス発生回路２４の出力信
号の立上がりに同期してパルスを出力する。モノマルチ
バイブレータ２６はモノマルチバイブレータ２５の出力
信号の立下がりに同期してパルスを出力する。その後第
２パルス発生回路２４が次のパルスを出力するまでパル
ス出力は中断される。その結果スイッチング素子３、４
およびスイッチング素子５、６はそれぞれ１組の駆動信
号Ｐ3 、Ｐ4 を受けてそれぞれ各１回導通した後に遮断
し、再び１組の駆動信号Ｐ3 、Ｐ4 が入力されるまで遮
断状態を保つことになる。図４の装置においてはモノマ
ルチバイブレータ２５、２６の出力パルス幅Ｔ0 を共振
型インバータ回路の共振周期に等しいか若干短くしてお
き、第２パルス発生回路２４の出力周期Ｔを差信号ΔＩ
に反比例して、Ｔ≧２Ｔ0 の条件にて変化させることに
よって出力を設定値に保つよう制御することができる。
【００３２】図６は本発明の１らに別の実施の形態の例
を示す接続図であって、共振型インバータ回路４３のス
イッチング素子３ないし６を２回連続してＯＮ−ＯＦＦ
した後にＯＦＦ期間を設けるときの例である。同図にお
いて、２４は第２パルス発生回路であり、２５ないし２
８はモノマルチバイブレータであって、モノマルチバイ
ブレータ２５は入力信号の立上がりに同期して一定時間
幅のパルスを出力し、モノマルチバイブレータ２６ない
し２８は入力信号の立下がりに同期して一定時間幅のパ
ルスを出力する。２９及び３０はオアゲートである。そ
の他は図１に示した装置と同機能のものに同符号を付し
てある。出力電流設定器１８、比較器１７、第２パルス
発生回路２４、モノマルチバイブレータ２５ないし２８
およびオアゲート２９、３０はインバータ制御回路を構
成している。
を示す接続図であって、共振型インバータ回路４３のス
イッチング素子３ないし６を２回連続してＯＮ−ＯＦＦ
した後にＯＦＦ期間を設けるときの例である。同図にお
いて、２４は第２パルス発生回路であり、２５ないし２
８はモノマルチバイブレータであって、モノマルチバイ
ブレータ２５は入力信号の立上がりに同期して一定時間
幅のパルスを出力し、モノマルチバイブレータ２６ない
し２８は入力信号の立下がりに同期して一定時間幅のパ
ルスを出力する。２９及び３０はオアゲートである。そ
の他は図１に示した装置と同機能のものに同符号を付し
てある。出力電流設定器１８、比較器１７、第２パルス
発生回路２４、モノマルチバイブレータ２５ないし２８
およびオアゲート２９、３０はインバータ制御回路を構
成している。
【００３３】図７は図６の装置の動作を説明するための
線図である。同図において、（ａ）は第２パルス発生回
路２４の出力、（ｂ）はモノマルチバイブレータ２５の
出力、（ｃ）はモノマルチバイブレータ２６の出力、
（ｄ）はモノマルチバイブレータ２７の出力、（ｅ）は
モノマルチバイブレータ２８の出力、（ｆ）は駆動信号
Ｐ5 、（ｇ）は駆動信号Ｐ6 、（ｈ）は出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時間の
経過とともに示したものである。
線図である。同図において、（ａ）は第２パルス発生回
路２４の出力、（ｂ）はモノマルチバイブレータ２５の
出力、（ｃ）はモノマルチバイブレータ２６の出力、
（ｄ）はモノマルチバイブレータ２７の出力、（ｅ）は
モノマルチバイブレータ２８の出力、（ｆ）は駆動信号
Ｐ5 、（ｇ）は駆動信号Ｐ6 、（ｈ）は出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時間の
経過とともに示したものである。
【００３４】図６において、第２パルス発生回路２４
は、差信号ΔＩを入力として入力信号の大きさに反比例
した周期の同期パルスを出力する。モノマルチバイブレ
ータ２５は、第２パルス発生回路２４の出力の立上がり
に同期してパルスを出力し、モノマルチバイブレータ２
６は、モノマルチバイブレータ２５の出力信号の立下が
りに同期してパルスを出力し、モノマルチバイブレータ
２７は、モノマルチバイブレータ２６の出力信号の立下
がりに同期してパルスを出力し、モノマルチバイブレー
タ２８は、モノマルチバイブレータ２７の出力信号の立
下がりに同期してパルスを出力する。ここでモノマルチ
バイブレータ２５ないし２８はその出力パルス幅Ｔ0 が
共振型インバータ回路４３の共振周波数に対応する周期
よりも若干短く設定しておく。オアゲート２９はモノマ
ルチバイブレータ２７の出力信号とモノマルチバイブレ
ータ２５の出力信号とのどちらかがＯＮの時、駆動信号
Ｐ5を出力する。オアゲート３０は、モノマルチバイブ
レータ２８の出力信号とモノマルチバイブレータ２６の
出力信号とのどちらかがＯＮの時、駆動信号Ｐ6 を出力
する。その後第２パルス発生回路２４が次のパルスを出
力するまで、スイッチング素子３ないし６は非導通にな
る。その結果スイッチング素子３ないし６は、２組の駆
動信号Ｐ5 、Ｐ6 によって２回ＯＮ−ＯＦＦを交互に繰
り返した後に差信号ΔＩに反比例したＯＦＦ期間が設け
られることになる。
は、差信号ΔＩを入力として入力信号の大きさに反比例
した周期の同期パルスを出力する。モノマルチバイブレ
ータ２５は、第２パルス発生回路２４の出力の立上がり
に同期してパルスを出力し、モノマルチバイブレータ２
６は、モノマルチバイブレータ２５の出力信号の立下が
りに同期してパルスを出力し、モノマルチバイブレータ
２７は、モノマルチバイブレータ２６の出力信号の立下
がりに同期してパルスを出力し、モノマルチバイブレー
タ２８は、モノマルチバイブレータ２７の出力信号の立
下がりに同期してパルスを出力する。ここでモノマルチ
バイブレータ２５ないし２８はその出力パルス幅Ｔ0 が
共振型インバータ回路４３の共振周波数に対応する周期
よりも若干短く設定しておく。オアゲート２９はモノマ
ルチバイブレータ２７の出力信号とモノマルチバイブレ
ータ２５の出力信号とのどちらかがＯＮの時、駆動信号
Ｐ5を出力する。オアゲート３０は、モノマルチバイブ
レータ２８の出力信号とモノマルチバイブレータ２６の
出力信号とのどちらかがＯＮの時、駆動信号Ｐ6 を出力
する。その後第２パルス発生回路２４が次のパルスを出
力するまで、スイッチング素子３ないし６は非導通にな
る。その結果スイッチング素子３ないし６は、２組の駆
動信号Ｐ5 、Ｐ6 によって２回ＯＮ−ＯＦＦを交互に繰
り返した後に差信号ΔＩに反比例したＯＦＦ期間が設け
られることになる。
【００３５】図６に示した装置と同様にして、モノマル
チバイブレータをＮ段接続することによって、スイッチ
ング素子３ないし６は、Ｎ組の駆動信号と次のＮ組の駆
動信号との間に差信号ΔＩに反比例したＯＦＦ期間を設
けた信号を入力するように構成することができる。
チバイブレータをＮ段接続することによって、スイッチ
ング素子３ないし６は、Ｎ組の駆動信号と次のＮ組の駆
動信号との間に差信号ΔＩに反比例したＯＦＦ期間を設
けた信号を入力するように構成することができる。
【００３６】図８は本発明のさらに別の実施の形態の例
を示す接続図である。同図において、３１は第３パルス
発生回路、３２はのこぎり波発生回路、３３は第２比較
器、３４はフリップフロップ回路、３５および３６はア
ンドゲ−トである。その他は図１に示した装置と同機能
のものに同符号を付してある。出力電流設定器１８、比
較器１７、第３パルス発生回路３１、のこぎり波発生回
路３２、第２比較器３３、フリップフロップ回路３４お
よびアンドゲ−ト３５、３６はインバータ制御回路を構
成している。
を示す接続図である。同図において、３１は第３パルス
発生回路、３２はのこぎり波発生回路、３３は第２比較
器、３４はフリップフロップ回路、３５および３６はア
ンドゲ−トである。その他は図１に示した装置と同機能
のものに同符号を付してある。出力電流設定器１８、比
較器１７、第３パルス発生回路３１、のこぎり波発生回
路３２、第２比較器３３、フリップフロップ回路３４お
よびアンドゲ−ト３５、３６はインバータ制御回路を構
成している。
【００３７】図９は図８の装置の動作を説明するための
線図である。同図において、（ａ）は第３パルス発生回
路３１の出力、（ｂ）はのこぎり波発生回路３２の出
力、（ｃ）はフリップフロップ回路３４の出力、（ｄ）
は第２比較器３３の出力、（ｅ）は駆動信号Ｐ7 、
（ｆ）は駆動信号Ｐ8 、（ｇ）は出力変圧器１１の出
力、（ｈ）は出力端子（ａ）、（ｂ）間に現われる出力
電圧をそれぞれ時間の経過とともに示したものである。
線図である。同図において、（ａ）は第３パルス発生回
路３１の出力、（ｂ）はのこぎり波発生回路３２の出
力、（ｃ）はフリップフロップ回路３４の出力、（ｄ）
は第２比較器３３の出力、（ｅ）は駆動信号Ｐ7 、
（ｆ）は駆動信号Ｐ8 、（ｇ）は出力変圧器１１の出
力、（ｈ）は出力端子（ａ）、（ｂ）間に現われる出力
電圧をそれぞれ時間の経過とともに示したものである。
【００４１】図８において、第３パルス発生回路３１は
共振型インバータ回路の共振周波数よりも若干低い周波
数の同期パルスを出力し、のこぎり波発生回路３２は第
３パルス発生回路３１の出力に同期してのこぎり波を出
力する。第２比較器３３は、のこぎり波発生回路３２の
出力と差信号ΔＩとを比較して、のこぎり波発生回路の
出力が差信号ΔＩよりも小さいときに正の信号をアンド
ゲ−ト３５および３６に出力する。フリップフロップ回
路３４は第３パルス発生回路３１の出力の立下がりに同
期して出力ＱおよびＱバーをアンドゲ−ト３５および３
６にそれぞれ出力する。アンドゲ−ト３５および３６
は、第２比較器３３の出力とフリップフロップ回路３４
の出力とを入力として、駆動信号Ｐ7 およびＰ8 をスイ
ッチング素子３、４および５、６にそれぞれ出力してい
る。同図において、スイッチング周波数は第３パルス発
生回路３１の出力周波数となるので、この周波数を共振
型インバータ回路の共振周波数よりも小さく共振周波数
に近い周波数で一定に制御し、スイッチング素子３ない
し６を差信号ΔＩに対応してパルス幅制御することによ
って、出力電流を設定値に保つように制御する。
共振型インバータ回路の共振周波数よりも若干低い周波
数の同期パルスを出力し、のこぎり波発生回路３２は第
３パルス発生回路３１の出力に同期してのこぎり波を出
力する。第２比較器３３は、のこぎり波発生回路３２の
出力と差信号ΔＩとを比較して、のこぎり波発生回路の
出力が差信号ΔＩよりも小さいときに正の信号をアンド
ゲ−ト３５および３６に出力する。フリップフロップ回
路３４は第３パルス発生回路３１の出力の立下がりに同
期して出力ＱおよびＱバーをアンドゲ−ト３５および３
６にそれぞれ出力する。アンドゲ−ト３５および３６
は、第２比較器３３の出力とフリップフロップ回路３４
の出力とを入力として、駆動信号Ｐ7 およびＰ8 をスイ
ッチング素子３、４および５、６にそれぞれ出力してい
る。同図において、スイッチング周波数は第３パルス発
生回路３１の出力周波数となるので、この周波数を共振
型インバータ回路の共振周波数よりも小さく共振周波数
に近い周波数で一定に制御し、スイッチング素子３ない
し６を差信号ΔＩに対応してパルス幅制御することによ
って、出力電流を設定値に保つように制御する。
【００４２】図１０は本発明のさらに別の実施の形態の
例を示す接続図である。同図において、３１は第３パル
ス発生回路であり、スイッチング周波数を決定する。３
７は位相比較器であり２つの入力信号の位相差に応じた
電圧信号を出力する公知の乗算器形、ディジタル形、位
相周波数比較器などの位相比較器が用いられる。３８は
ローパスフィルタであり、位相比較器３７の出力のうち
高周波成分を除去する。３９は加算器であり、４０は電
圧制御発振器であり、４１および４２はインバータゲー
トである。その他は図１に示した装置と同機能のものに
同符号を付してある。出力電流設定器１８、比較器１
７、第３パルス発生回路３１、位相比較器３７、ローパ
スフィルタ３８、加算器３９、電圧制御発振器４０およ
びインバータゲート４１、４２はインバータ制御回路を
構成している。
例を示す接続図である。同図において、３１は第３パル
ス発生回路であり、スイッチング周波数を決定する。３
７は位相比較器であり２つの入力信号の位相差に応じた
電圧信号を出力する公知の乗算器形、ディジタル形、位
相周波数比較器などの位相比較器が用いられる。３８は
ローパスフィルタであり、位相比較器３７の出力のうち
高周波成分を除去する。３９は加算器であり、４０は電
圧制御発振器であり、４１および４２はインバータゲー
トである。その他は図１に示した装置と同機能のものに
同符号を付してある。出力電流設定器１８、比較器１
７、第３パルス発生回路３１、位相比較器３７、ローパ
スフィルタ３８、加算器３９、電圧制御発振器４０およ
びインバータゲート４１、４２はインバータ制御回路を
構成している。
【００４３】図１１は図１０の装置の動作を説明するた
めの線図である。同図において、（ａ）は第３パルス発
生回路３１の出力および駆動信号Ｐ9 、（ｂ）は駆動信
号Ｐ10、（ｃ）は駆動信号Ｐ11、（ｄ）は駆動信号Ｐ1
2、（ｅ）は出力変圧器１１の出力、（ｆ）は出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時間の
経過とともに示したものである。
めの線図である。同図において、（ａ）は第３パルス発
生回路３１の出力および駆動信号Ｐ9 、（ｂ）は駆動信
号Ｐ10、（ｃ）は駆動信号Ｐ11、（ｄ）は駆動信号Ｐ1
2、（ｅ）は出力変圧器１１の出力、（ｆ）は出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われる出力電圧をそれぞれ時間の
経過とともに示したものである。
【００４４】図１０の装置において、第３パルス発生回
路３１の出力は、駆動信号Ｐ9 としてスイッチング素子
３に出力され、またインバータ回路４２にて極性が反転
されて駆動信号Ｐ11としてスイッチング素子５に出力さ
れる。さらに第３パルス発生回路３１の出力は電圧制御
発振器４０の出力信号と位相比較器３７にて比較されて
両入力信号の位相差に相当する電圧が演算される。この
位相比較器３７の出力はローパスフィルタ３８にて高周
波成分が除去されて加算器３９の一方の入力となる。一
方、出力電流設定器１８の設定値Ｉｒは出力電流検出器
１６の出力信号Ｉｆと比較器１７にて比較されて差信号
ΔＩとなり、加算器３９の他方の入力となる。加算器３
９において、ローパスフィルタ３８の出力と比較器１７
の出力とが加算されて電圧制御発振器４０に入力され、
電圧制御発振器４０は入力電圧に対応した周波数のパル
ス信号を出力する。この電圧制御発振器４０の出力信号
はインバータゲ−ト４１にて極性が反転された後に駆動
信号Ｐ10としてスイッチング素子４に出力される。また
電圧制御発振器４０の出力は位相比較器３７にフィード
バックされるとともに、駆動信号Ｐ12としてスイッチン
グ素子６に出力される。
路３１の出力は、駆動信号Ｐ9 としてスイッチング素子
３に出力され、またインバータ回路４２にて極性が反転
されて駆動信号Ｐ11としてスイッチング素子５に出力さ
れる。さらに第３パルス発生回路３１の出力は電圧制御
発振器４０の出力信号と位相比較器３７にて比較されて
両入力信号の位相差に相当する電圧が演算される。この
位相比較器３７の出力はローパスフィルタ３８にて高周
波成分が除去されて加算器３９の一方の入力となる。一
方、出力電流設定器１８の設定値Ｉｒは出力電流検出器
１６の出力信号Ｉｆと比較器１７にて比較されて差信号
ΔＩとなり、加算器３９の他方の入力となる。加算器３
９において、ローパスフィルタ３８の出力と比較器１７
の出力とが加算されて電圧制御発振器４０に入力され、
電圧制御発振器４０は入力電圧に対応した周波数のパル
ス信号を出力する。この電圧制御発振器４０の出力信号
はインバータゲ−ト４１にて極性が反転された後に駆動
信号Ｐ10としてスイッチング素子４に出力される。また
電圧制御発振器４０の出力は位相比較器３７にフィード
バックされるとともに、駆動信号Ｐ12としてスイッチン
グ素子６に出力される。
【００４５】ここで、位相比較器３７、ローパスフィル
タ３８、電圧制御発振器４０は公知のＰＬＬ回路を構成
しており、図１０の制御回路は、この公知のＰＬＬ回路
の途中に差信号ΔＩを加算する加算器３９を加えたもの
である。それ故、電圧制御発振器４０は第３パルス発生
回路３１の出力周波数と同一の周波数でかつ差信号ΔＩ
に相当する分だけ位相がずれた波形のパルス信号を出力
することになる。その結果、駆動信号Ｐ9 とＰ10と及び
駆動信号Ｐ11とＰ12とはそれぞれ差信号ΔＩに相当する
α分だけ位相がずれた波形となり、また駆動信号Ｐ9 と
Ｐ11および駆動信号Ｐ10とＰ12とはそれぞれ逆位相とな
る。同図において、スイッチング周波数を共振周波数よ
りも小さく共振周波数に近い周波数で一定に制御すると
駆動信号の位相差α即ち差信号ΔＩに比例して各スイッ
チング素子の導通時間が定まることになり、出力電流が
設定値に保たれるように制御される。
タ３８、電圧制御発振器４０は公知のＰＬＬ回路を構成
しており、図１０の制御回路は、この公知のＰＬＬ回路
の途中に差信号ΔＩを加算する加算器３９を加えたもの
である。それ故、電圧制御発振器４０は第３パルス発生
回路３１の出力周波数と同一の周波数でかつ差信号ΔＩ
に相当する分だけ位相がずれた波形のパルス信号を出力
することになる。その結果、駆動信号Ｐ9 とＰ10と及び
駆動信号Ｐ11とＰ12とはそれぞれ差信号ΔＩに相当する
α分だけ位相がずれた波形となり、また駆動信号Ｐ9 と
Ｐ11および駆動信号Ｐ10とＰ12とはそれぞれ逆位相とな
る。同図において、スイッチング周波数を共振周波数よ
りも小さく共振周波数に近い周波数で一定に制御すると
駆動信号の位相差α即ち差信号ΔＩに比例して各スイッ
チング素子の導通時間が定まることになり、出力電流が
設定値に保たれるように制御される。
【００４６】なお、図４および図６に示した実施例にお
いて、モノマルチバイブレ−タ２５ないし２８の出力パ
ルス幅を増減させる制御を加えると、さらに広範囲の出
力制御が可能となる。また、図８および図１０に示した
実施例において、それぞれ第３パルス発生回路３１の出
力周波数を共振型インバータ回路４３の共振周波数に対
して増減させる制御を加えると、さらに広範囲の出力制
御が可能となる。
いて、モノマルチバイブレ−タ２５ないし２８の出力パ
ルス幅を増減させる制御を加えると、さらに広範囲の出
力制御が可能となる。また、図８および図１０に示した
実施例において、それぞれ第３パルス発生回路３１の出
力周波数を共振型インバータ回路４３の共振周波数に対
して増減させる制御を加えると、さらに広範囲の出力制
御が可能となる。
【００４７】図１、図４、図６および図８に示した実施
例において、共振型インバ−タ回路４３はフルブリッジ
式の回路を示しているが、本発明は、これに代えてハ−
フブリッジ式の回路を用いてもよい。また前述したいず
れの実施例においても出力電流をフィードバックして設
定値を比較することにより出力電流を一定値に保つもの
を示したが、本発明は出力電流に代えて出力電圧を検出
して、これを設定値と比較することにより出力電圧を一
定に保つものにも適用できる。
例において、共振型インバ−タ回路４３はフルブリッジ
式の回路を示しているが、本発明は、これに代えてハ−
フブリッジ式の回路を用いてもよい。また前述したいず
れの実施例においても出力電流をフィードバックして設
定値を比較することにより出力電流を一定値に保つもの
を示したが、本発明は出力電流に代えて出力電圧を検出
して、これを設定値と比較することにより出力電圧を一
定に保つものにも適用できる。
【００５０】
【発明の効果】上記の通り、本発明のアーク加工用電源
装置は、共振型インバータ回路のスイッチング素子のス
イッチング周波数を共振周波数に対して変化させること
によって出力を調整するものであるので、負荷への出力
の変動に対して即応性が良いという効果がある。さらに
スイッチング周波数を共振周波数よりも増加させ４個の
スイッチング素子のうち相対向する２個のスイッチング
素子を１対として各１対のスイッチング素子を交互に連
続して所定回数ＯＮ−ＯＦＦした後に差信号に反比例し
た期間だけ４個のスイッチング素子が全て非導通となる
期間を設けることによって最小出力をより小さくするこ
とができ、制御可能な出力範囲を拡大することができ
る。また、スイッチング周波数を共振周波数よりも若干
低い一定の周波数で制御してスイッチング素子をパルス
幅制御または移相制御することによって、負荷への出力
の変動に対する即応性を保ったまま、低出力領域まで制
御範囲を拡大することができる。
装置は、共振型インバータ回路のスイッチング素子のス
イッチング周波数を共振周波数に対して変化させること
によって出力を調整するものであるので、負荷への出力
の変動に対して即応性が良いという効果がある。さらに
スイッチング周波数を共振周波数よりも増加させ４個の
スイッチング素子のうち相対向する２個のスイッチング
素子を１対として各１対のスイッチング素子を交互に連
続して所定回数ＯＮ−ＯＦＦした後に差信号に反比例し
た期間だけ４個のスイッチング素子が全て非導通となる
期間を設けることによって最小出力をより小さくするこ
とができ、制御可能な出力範囲を拡大することができ
る。また、スイッチング周波数を共振周波数よりも若干
低い一定の周波数で制御してスイッチング素子をパルス
幅制御または移相制御することによって、負荷への出力
の変動に対する即応性を保ったまま、低出力領域まで制
御範囲を拡大することができる。
【図１】本発明の実施の形態の例を示す接続図である。
【図２】図１の装置の動作を説明するための線図であっ
て、スイッチング周波数を共振周波数よりも増加させる
場合を示している。
て、スイッチング周波数を共振周波数よりも増加させる
場合を示している。
【図３】図１の装置の動作を説明するための線図であっ
て、スイッチング周波数を共振周波数よりも減少させる
場合を示している。
て、スイッチング周波数を共振周波数よりも減少させる
場合を示している。
【図４】本発明の別の実施の形態の例を示す接続図であ
る。
る。
【図５】図４の装置の動作を説明するための線図であ
る。
る。
【図６】本発明のさらに別の実施の形態の例を示す接続
図である。
図である。
【図７】図６の装置の動作を説明するための線図であ
る。
る。
【図８】本発明のさらに別の実施の形態の例を示す接続
図である。
図である。
【図９】図８の装置の動作を説明するための線図であ
る。
る。
【図１０】本発明のさらに別の実施の形態の例を示す接
続図である。
続図である。
【図１１】図１０の装置の動作を説明するための線図で
ある。
ある。
【図１２】従来の装置の例を示す接続図である。
１ 交流電源 ２ 一次整流回路 ３ スイッチング素子 ４ スイッチング素子 ５ スイッチング素子 ６ スイッチング素子 ７ ダイオード ８ ダイオード ９ ダイオード １０ ダイオード １１ 出力変圧器 １２ 二次整流回路 １３ 直流リアクトル １４ アーク加工用電極 １５ 被加工物 １６ 出力電流検出器 １７ 比較器 １８ 出力電流設定器 １９ パルス発生回路 ２０ インバータ制御回路 ２１ 整流回路 ２２ 第１パルス発生回路 ２３ インバータゲート ２４ 第２パルス発生回路 ２５ モノマルチバイブレータ ２６ モノマルチバイブレータ ２７ モノマルチバイブレータ ２８ モノマルチバイブレータ ２９ オアゲート ３０ オアゲート ３１ 第３パルス発生回路 ３２ のこぎり波発生回路 ３３ 第２比較器 ３４ フリップフロップ回路 ３５ アンドゲート ３６ アンドゲート ３７ 位相比較器 ３８ ローパスフィルタ ３９ 加算器 ４０ 電圧制御発振器 ４１ インバータゲート ４２ インバータゲート ４３ 共振型インバータ回路
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源を整流して直流電力を得る一次
整流回路と、前記一次整流回路の出力を高周波の略正弦
波交流に変換する共振型インバータ回路と、前記共振型
インバータ回路の出力を所定の電圧に変換する出力変圧
器と、前記出力変圧器の出力を整流して直流とする二次
整流回路と、出力電流を検出し出力電流設定信号との差
信号に応じて前記共振型インバータ回路のスイッチング
周波数を共振周波数に対して変化させるインバータ制御
回路とを具備したアーク加工用電源装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流して直流電力を得る一次
整流回路と、前記一次整流回路の出力を高周波の略正弦
波交流に変換するブリッジ接続された４個のスイッチン
グ素子からなる共振型インバータ回路と、前記共振型イ
ンバータ回路の出力を所定の電圧に変換する出力変圧器
と、前記出力変圧器の出力を整流して直流とする二次整
流回路と、出力電流を検出し出力電流設定信号との差信
号に応じて前記共振型インバータ回路のスイッチング周
波数を共振周波数よりも増加させ前記４個のスイッチン
グ素子のうち相対向する２個のスイッチング素子を１対
として各１対のスイッチング素子を交互に連続して所定
回数ＯＮ−ＯＦＦした後に前記差信号に反比例した期間
だけ前記４個のスイッチング素子が全て非導通となる期
間を設けたインバータ制御回路とを具備したアーク加工
用電源装置。 - 【請求項３】 交流電源を整流して直流電力を得る一次
整流回路と、前記一次整流回路の出力を高周波の略正弦
波交流に変換するブリッジ接続された４個のスイッチン
グ素子からなる共振型インバータ回路と、前記共振型イ
ンバータ回路の出力を所定の電圧に変換する出力変圧器
と、前記出力変圧器の出力を整流して直流とする二次整
流回路と、出力電流を検出し出力電流設定信号との差信
号に応じて前記共振型インバータ回路のスイッチング周
波数を共振周波数よりも若干低い一定の周波数で制御し
前記４個のスイッチング素子のうち相対向する２個のス
イッチング素子を１対として各１対のスイッチング素子
を交互にＯＮ−ＯＦＦ制御し前記各１対のスイッチング
素子の導通時間率を変化させることによって出力を制御
するインバータ制御回路とを具備したアーク加工用電源
装置。 - 【請求項４】 交流電源を整流して直流電力を得る一次
整流回路と、前記一次整流回路の出力を高周波の略正弦
波交流に変換するブリッジ接続された４個のスイッチン
グ素子からなる共振型インバータ回路と、前記共振型イ
ンバータ回路の出力を所定の電圧に変換する出力変圧器
と、前記出力変圧器の出力を整流して直流とする二次整
流回路と、出力電流を検出し出力電流設定信号との差信
号に応じて前記共振型インバータ回路のスイッチング周
波数を共振周波数よりも若干低い一定の周波数で制御し
前記４個のスイッチング素子のうち直列接続された各２
個のスイッチング素子の駆動信号をそれぞれ半周期毎に
交互にＯＮ−ＯＦＦ制御し前記４個のスイッチング素子
のうち相対向する各２個のスイッチング素子の駆動信号
のそれぞれの位相差を変化させることによって出力を制
御するインバータ制御回路とを具備したアーク加工用電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09833197A JP3825870B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | ア−ク加工用電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09833197A JP3825870B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | ア−ク加工用電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10277739A true JPH10277739A (ja) | 1998-10-20 |
| JP3825870B2 JP3825870B2 (ja) | 2006-09-27 |
Family
ID=14216930
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09833197A Expired - Fee Related JP3825870B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | ア−ク加工用電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3825870B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001037416A3 (en) * | 1999-11-19 | 2001-11-01 | Koninkl Philips Electronics Nv | Power supply unit including an inverter |
| JP2003532356A (ja) * | 2000-01-20 | 2003-10-28 | フロニウス インターナショナル ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 共振回路を備えた溶接用電源を調整および／または制御する方法 |
| JP2015530253A (ja) * | 2012-09-24 | 2015-10-15 | リンカーン グローバル，インコーポレイテッド | Ａｃアーク溶接プロセスのための低電流調整を提供するシステム及び方法 |
| CN115229309A (zh) * | 2022-07-14 | 2022-10-25 | 上海多木实业有限公司 | 三种频率可调的tig交流焊接方法 |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP09833197A patent/JP3825870B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001037416A3 (en) * | 1999-11-19 | 2001-11-01 | Koninkl Philips Electronics Nv | Power supply unit including an inverter |
| JP2003532356A (ja) * | 2000-01-20 | 2003-10-28 | フロニウス インターナショナル ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 共振回路を備えた溶接用電源を調整および／または制御する方法 |
| US6849828B2 (en) * | 2000-01-20 | 2005-02-01 | Fronius International Gmbh | Method for regulating and/or controlling a welding current source with a resonance circuit |
| AT412388B (de) * | 2000-01-20 | 2005-02-25 | Fronius Schweissmasch Prod | Verfahren zum regeln einer schweissstromquelle mit einem resonanzkreis |
| JP2015530253A (ja) * | 2012-09-24 | 2015-10-15 | リンカーン グローバル，インコーポレイテッド | Ａｃアーク溶接プロセスのための低電流調整を提供するシステム及び方法 |
| CN115229309A (zh) * | 2022-07-14 | 2022-10-25 | 上海多木实业有限公司 | 三种频率可调的tig交流焊接方法 |
| CN115229309B (zh) * | 2022-07-14 | 2023-10-13 | 上海多木实业有限公司 | 三种频率可调的tig交流焊接方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3825870B2 (ja) | 2006-09-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4328454A (en) | Apparatus for controlling ac motor | |
| EP0490670B1 (en) | Induction motor control apparatus | |
| US4556937A (en) | DC-AC Power converter including two high frequency resonant link converters | |
| CN103503297B (zh) | 逆变器电路 | |
| US4554430A (en) | Electrical power source for resistance welding apparatus | |
| JPH07337036A (ja) | 交流電力変換装置 | |
| JPH10277739A (ja) | ア−ク加工用電源装置 | |
| JP3390688B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2001128462A (ja) | インバータ装置の制御方法 | |
| JP2704519B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH07131984A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH1174057A (ja) | 無声放電用電源装置 | |
| JPH10216936A (ja) | ア−ク加工用電源装置 | |
| KR0155248B1 (ko) | 변형된 정현파 출력 3상 인버터를 이용한 가변형 고전압 대출력 안정화 직류 전원 장치 | |
| JP2676070B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPS6035892B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| RU2079202C1 (ru) | Устройство бесперебойного питания переменным напряжением радиоэлектронной аппаратуры с промежуточным преобразованием на повышенной частоте | |
| SU1150709A1 (ru) | Способ управлени регул тором напр жени | |
| JPS5875472A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JP2732428B2 (ja) | チョッパ装置 | |
| JP2685547B2 (ja) | アーク溶接用電源の制御装置 | |
| JPH0652998B2 (ja) | 交流電動機給電用３相インバ−タの制御電圧を制御する方法及び装置 | |
| JPH02193570A (ja) | インバータの制御方法 | |
| JPS6198160A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH01202164A (ja) | 直流電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040226 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060612 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060627 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060703 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090707 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100707 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110707 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110707 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120707 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120707 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130707 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |