JPH10285137A

JPH10285137A - スペクトル拡散パルス位置変調通信方式

Info

Publication number: JPH10285137A
Application number: JP9083144A
Authority: JP
Inventors: Masayoshi Kato; 正良加藤
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1997-04-01
Filing date: 1997-04-01
Publication date: 1998-10-23

Abstract

(57)【要約】【課題】低速な媒体を用い安価で高速かつ高信頼性を
有する通信方式を提供する。【解決手段】送信回路１では、クロック回路２からの
クロックを基に、スロット及びフレームの制御を行い、
ＰＰＭ符号発生器６で入力されたデータシンボルに対
し、ＰＰＭ符号化タイミング信号に同期してクロック信
号から１／ｉ分周信号を発生させ、ＰＮ符号発生器５で
は、前記分周信号を基にＰＮ符号を発生する。ＰＮ符号
発生器５では、Ｌチップ（１周期）信号を発生させた
後、符号の発生を停止する。このＰＮ符号を基に発光ダ
イオード７を駆動して、光を媒体に情報を伝送する。受
信側１０では、ＰＤ１５により電流変換した後、電圧に
変換後、増幅してコンパレータにてパルス信号に戻す。
その後、マッチドフィルタ１１にて相関パルス信号に変
換し、それを基にクロック及びフレーム同期信号を得る
と同時に、符号判定器１２にてスロット位置を判定して
元のデータシンボルに変換する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信，光無線
ＬＡＮ，光インターコネクション等のデータ通信などに
用いるスペクトル拡散パルス位置変調方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８乃至図１２は、本出願人が先に提案
したスペクトル拡散パルス位置変調通信（ＳＳ−ＰＰ
Ｍ）方式の概要を説明するための図で、図８において、
使用する拡散符号(擬似雑音系列；ＰＮ code）並びにＳ
ＡＷマッチドフィルタの段数をＬとし、スペクトル拡散
パルス（ＳＳパルス）の位置を１フレーム中Ｍ箇所とる
ものとするとlog₂Ｍbit/frame，送信１フレームはＭ＋
２Ｌスロットで構成されている。１スロット長は擬似雑
音符号の１チップ長と等しい。図中、最後のスロットは
同期信号として、さらにその前のＬスロットはパルスの
重複を防ぐスロットとしてとっておく。すなわち、ＳＳ
−ＰＰＭ送信用の情報パルスは、第１スロットから第Ｍ
スロットのいずれかで始まり、そのスロットからＬスロ
ットの間にＳＳパルスとして存在する。

【０００３】さて、いま拡散符号のチップ速度をＲｃと
すると、１フレームは２Ｌ＋Ｍスロットでlog₂Ｍビット
の情報が伝送可能なので、そのときの情報伝送速度Ｒ_B
は、Ｒ_B＝(log₂Ｍ)Ｒc／(２Ｌ＋Ｍ) [bps] …（１）（Ｍ：２以上の整数）となる。Ｒ_BはＭに関し、上に凸
の関数であり、最大値を持つ。いま、Ｌを１２８とする
と情報の伝送速度は図８のようになる。ここで、Ｌ＝１
２８は微弱無線通信の実験から十分実用的な値と考えら
れる。

【０００４】スペクトル拡散パルス位置変調通信（ＳＳ
−ＰＰＭ)方式とオン・オフ・キーイング（ＳＳ−ＯＯ
Ｋ)方式の誤り率(いずれも包絡線検波)は、伝送帯域、
情報伝送速度(図８より、Ｍ＝２¹⁰の場合）を同一とし
た場合を比較すると、図１０に示すようになる。ここ
で、ＳＳ−ＰＰＭはＭ個のスロットからの最尤判定の場
合の計算を行っており、さらに、Ｍ値のシンボル誤り率
から、２値のビット誤り率に変換している。各フレーム
に同期用擬似雑音符号パルスを入れた場合と、入れない
場合の誤り率を示しているが、いずれも大幅にＳＳ−Ｏ
ＯＫに比べ特性の向上が見られる。

【０００５】図１１は、本出願人が先に提案したスペク
トル拡散パルス位置変調通信方式の一例を説明するため
の送信機の構成図で、図中、３１はクロック発生器、３
２はモジュールＭ＋２Ｌカウンタ（ＣＮＴ１）、３３は
Ｍ＋Ｌ−１検出器（ＤＥＴ１）、３４はコンパレータ、
３５は直列並列変換器、３６はバッファ、３７は逓倍回
路（ＰＬＬ１）、３８はＯＲゲート、３９は擬似雑音
（ＰＮ）信号発生器、４０は変調器（ＭＯＤ）、４１は
発振器、４２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ；Band Pas
s Filter）である。

【０００６】クロック信号発生器３１は直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式におけるチップレートに相当するクロックを発
生する。このクロックの信号名およびクロック速度を混
乱のない限りＲｃで表記する。ここの例では、Ｒｃ＝１
２.８ＭＨｚであるとする。ＣＮＴ１はモジュール（Mod
ule)Ｍ＋２Ｌカウンタ(Counter)である。ここで、Ｌ＝
１２８，Ｍ＝２⁸＝２５６であるとすると、Ｍ＋２Ｌ＝
５１２＝２⁹であるから、この数値の列では通常の９ビ
ットカウンタで実現できる。ＣＮＴ１の出力信号名とそ
のカウント値の両方をＣで表記する。

【０００７】検出器（ＤＥＴ１）３３はＭ＋Ｌ−１を検
出する検出器であり、一般的な論理回路ではデコーダと
呼ばれることもある。この例における数値では、Ｍ＋Ｌ
−１＝３８３であり、ＤＥＴ１はＣ＝３８３を検出した
時に論理１を出力する。この出力の周波数（周期の逆
数）は、ＣＮＴ１の出力周波数に等しいから、Ｒｃ／(Ｍ＋２Ｌ)＝１２.８・１０⁶／２⁹＝２５・１０³(Ｈｚ) …（２）となる。この数値を、シンボルレート（ｆｓ）と呼ぶ。
この出力信号とシンボルレートに混乱を来さない限り、
同一のｆｓで表記する。

【０００８】逓倍回路(ＰＬＬ１)３７はＤＥＴ１の出力
をｎ倍の周波数に逓倍する逓倍回路で、この逓倍回路３
７は種々知られているが、ここではＰＬＬ（位相同期ル
ープ）による逓倍を例として挙げておく。ここの数値例
としてはｎ＝８であり、この逓倍回路３７の出力周波数
（ｆｂ）は先のシンボルレート（ｆｓ）のｎ倍である。
すなわち、ｆｂ＝ｎ・ｆｓ＝８×２５・１０³＝２００・１０³（Ｈｚ） …（３）である。

【０００９】直列並列変換器３５は、通常ｎビットのシ
フトレジスタによって構成され、ここでは、８ビットの
シリアルイン・パラレルアウトのシフトレジスタであ
る。入力であるシリアル・データは出力周波数（ｆｂ）
のタイミングでサンプルされるから、この出力周波数
（ｆｂ）をビットタイミング信号と呼び、同じ記号を、
ビットレート（伝送速度）を表すものとする。すなわ
ち、ｆｂ＝２００・１０³（bit／sec） …（４）という意味にも用いる。なお、逓倍回路(ＰＬＬ)３７は
シンボルレート（ｆｓ）のｎ倍に相当する信号を出せば
良いから、全く別の回路でも実現可能である。シンボル
レート（ｆｓ）はＣＮＴ１の周期に一致するから、ＣＮ
Ｔ１のカウント値を適当にｎ個デコードし、その論理和
を使用することができる。ここにおける数値では、ＣＮ
Ｔ１の周期が２⁹カウントであったから、２⁹／８＝２⁶
カウント毎にパルスを発生させれば良い。この方法とし
ては良く知られているように、ＣＮＴ１(Ｃ)の下位６ビ
ットが特定の値、例えば全て論理０になった場合、を検
出すれば良い。より具体的には、ＣＮＴ１(Ｃ）の下位
６ビットをLogical NOR ゲートに入力することで得られ
る。

【００１０】バッファ(Buffer)はシンボルレート（ｆ
ｓ）のタイミングで、直列並列変換器の出力信号をサン
プルするｎビットのパラレルイン・パラレルアウトのレ
ジスターである。ここの例では、８（＝ｎ）個のＤフリ
ップフロップ(Flip-Flop)である。このバッファ(Buffe
r)の出力は、入力直列データを並列に変換し、タイミン
グが揃えられたものであり、この信号をシンボルＳと称
し、その出力の２進数値を、混乱がない限り同一のＳと
する。このシンボルＳのとり得る値は全部でＭ個であ
る。ここでは、Ｍ＝２ⁿ＝２⁸＝２５６ …（５）である。なお、シンボルＳは、通常のモデム等で良く行
なわれるように、受信機で判定誤りを起こしやすいシン
ボル間の符号間距離が最小になるように、符号変換が行
なわれても良い。また、ディファレンシャル・エンコー
ディング（差分符号化）が行われても良い。

【００１１】コンパレータ３４はＣ＝Ｓになった時、論
理１を出力する。この出力信号をｅｑと表記する。ここ
で、Ｓは０≦Ｓ＜Ｍ＝２５６であり、Ｃは０≦Ｃ＜Ｍ＋
２Ｌ＝５１２であり、Ｓ，Ｃのそれぞれは８ビット、９
ビットで表現されている。従って、この例では、コンパ
レータ３４は、Ｓの最上位ビットのさらに上位ビットが
０である物として扱う。

【００１２】論理ＯＲゲート３８はｆｓとｅｑを合成す
る。その信号名をｐとする。後述するようにｆｓはフレ
ーム同期信号の位置を示し、ｅｑはデータシンボルに対
応する位置を示す。なお、この例では、ＯＲゲート３８
の出力パルス幅は１チップ分であるものと仮定している
が、ＤＥＴ１やコンパレータの出力波形がなまったり、
グリッチを生じたり、二つの出力に位相ずれを生じたり
するような回路構成の場合は、通常の良く知られた方法
であるが、ＯＲゲート３８の出力信号を一度Ｄ−ＦＦ(D
Flip-Flop)でバッファすれば良い。この時のクロック
はＲｃである。

【００１３】ＰＮ発生器３９はｐにパルスが乗った時、
Ｌチップに渡って雑音系列を発生し、その後、０を出力
する。この出力名をｐｎとする。雑音系列の典型的な例
としてはＭ系列が良く知られている。ここでは、Ｌ＝１
２８としているが、Ｌ＝１２７,１０２３といった数値
を採る事は一向に差し支えない。この場合、Ｍ系列が使
用できる。

【００１４】発振器（ＯＳＣ）４１は搬送周波数の発振
器であり、その信号名と周波数をｆｃで表記する。ＭＯ
Ｄは変調器４０であり、ｆｃとｐｎを乗ずる。その出力
信号名をｔｘ’とする。ｔｘ’は、ＢＰＦ（Band Pass
Filter）４２によって、不要周波数成分を除去され、適
当にバッファアンプや出力アンプ等によって増幅されて
アンテナより電波として出力される。その電波信号をｔ
ｘとする。なお、ここでは、アンテナより電波として出
力したが、同軸ケーブルに高周波信号として出力しても
良い事は明らかである。また、伝送媒体が、例えば、水
であれば、アンテナをスピーカに、電波を超音波に置き
換える事で、全く同一原理の通信システムが構成される
事も明らかである。すなわち、伝送信号は電波（電磁
波）に限られず、電気、音波（弾性波）、光（特に赤外
線）の何れにも適用できる。これらの場合の伝送媒体例
は、それぞれ、空間あるいは導波管、ケーブルの様な電
線路、水（の様な液体）や空気（の様な気体）や金属
（の様な固体）、空間や光ファイバーが対応する。伝送
線路は、導波管やケーブルな光ケーブルの様に一対一に
接続されるような場合ばかりでなく、上記の様に、空間
的な拡がりのある伝送媒体についても拡大解釈されるべ
きものである。すなわち、信号が放送（Broadcast）さ
れる様な場合でも、個々の送受信機間で、信号が伝わる
限り、伝送線路が存在すると考えるべきである。

【００１５】図１２は、前述のごときスペクトル拡散パ
ルス位置変調通信方式に用いられる受信機の構成図で、
図中、５０は増幅器、５１は変調器、５２は発振器（Ｏ
ＳＣ）、５３はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、５４は
自動利得制御（ＡＧＣ）、５５はマッチドフィルタ（Ma
tched Filter）、５６は検波デバイス、５７は１フレー
ム遅延回路（１Frame Delay）、５８はＡＮＤゲート、
５９は位相比較器（Phase Comparator）、６０はループ
フィルタ（Loop Filter）、６１は電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）、６２は分周器、６３はフレーム同期回路、６４
はＲＳ−ラッチ回路、６５はＬクロック遅延単発パルス
発生器、６６はカウンタ（ＣＮＴ３）、６７は並列直列
変換器、６８は逓倍回路（ＰＬＬ２）である。

【００１６】アンテナで受信した信号ｒｘは伝送歪と伝
送遅延を除けばｔｘと相似である。通常の受信機が行な
うように、増幅され中間周波数に落とされ中間周波数で
帯域が（ＢＰＦによって）制限され、ＡＧＣ５４によっ
て一定レベルにされる。中間周波数に落とされた一定レ
ベルの信号はマッチド・フィルタ５５に入力される。こ
こでマッチド・フィルタ５５のパターンと一致する入力
があると、１チップ区間相当の中間周波数の信号がパル
ス状に出力される。この信号は検波デバイス５６によっ
て包絡線検波される。この検波デバイス５６の出力をｄ
とする。このｄは１フレーム遅延回路（１Frame Dela
y）５７に入力される。ＡＮＤ５８はｄと１フレーム前
のｄとの論理積をとる。１フレームの長さは（Ｍ＋２
Ｌ）チップ分である。送信機の説明で述べたように、フ
レーム同期信号が各フレーム中の同一場所に（拡散され
て）常にあるから、このＡＮＤ５８の出力には常にフレ
ーム同期信号が含まれる事になる。このＡＮＤ５８の出
力をｆｓ’とする。

【００１７】フレーム同期回路６３はｆｓ’に同期した
フレーム同期信号ｆｓを再生し、さらにチップレベルの
チップ（スロット）同期信号Ｒｃ’を再生する。この回
路は位相同期ループ（ＰＬＬ）で構成されて、源発振器
ＶＣＯ６１の中心発振周波数はＲｃに設定されている。
ＶＣＯ６１の出力Ｒｃ’は分周器によって１／（Ｍ＋２
Ｌ）に分周される。ここではＭ＋２Ｌ＝５１２であった
ので９ビットのバイナリカウンタで実現され、図１０に
おけるＣＮＴ１と同一のものが使用できる。分周器６２
の出力をｆｓとする。フレーム同期回路中の位相比較器
６９はｆｓ’とｆｓのパルスの位相を比較する。この位
相比較器５９は様々なものが知られているが、ここでは
イクスクルーシブ・オア（排他的論理和；ＥＸ−ＯＲ）
の例を示す。このイクスクルーシブ・オアによる比較器
は、少なくとも一方の入力信号のパルスのデューティ比
が５０％でなければならないが、比較信号中に多少の
（異常な）パルスが加わっても動作に異常をきたさない
ことが利点である。位相比較器の出力はループフィルタ
６０を通してからＶＣＯ６１の周波数制御入力端子に入
力される。ここでは、ｆｓのデューティ比が５０％であ
るとする。良く知られているように、この例では、ｆｓ
の立上がりエッジがｆｓ’のパルスの（フレーム同期信
号の）中央に位相ロックされる。

【００１８】ｆｓはＬクロック遅延単発パルス発生器６
５に入力される。この回路は、ｆｓの立上がりから丁度
Ｌクロックだけ遅れて１クロック(チップ)の幅のパルス
を発生する。この信号をスタート(start)とする。この
実現方法は、直感的にはＬ段のシフトレジスタにｆｓを
入力し、クロックをＲｃ’で駆動し、最終段が論理０、
その直前の段が論理１になった時に（デコーダによっ
て）論理１を出力する方法が挙げられる。勿論、適当な
カウンタと、デコーダを組合せる事で、同一機能が実現
できる事はいうまでもない。

【００１９】ＲＳラッチ６４はスタートによってセット
され、ｄによってリセットされる。スタートは同期ＰＮ
Codeの次のタイミング、すなわち、データシンボル(ｓ)
に挿入されるべきスロットの最初を示している。一方、
ｄはフレーム同期信号と実際に挿入されたデータシンボ
ルのスロットを示している。従って、ｄのフレーム同期
信号でＲＳラッチ６４がリセットされた後（実は既にリ
セットされている）、Ｌチップ後、スタートによってセ
ットされ、ｄの挿入されたデータシンボルのスロットで
リセットされる。すなわち、ＲＳラッチ６４のセットさ
れている期間は挿入されたデータシンボルのスロット番
号（ｓ）に相当する。従って、この期間カウンタでチッ
プ数をカウントする事で伝送されて来たシンボルｓを求
めることができる。

【００２０】カウンタ（ＣＮＴ３）６６は、同期式クリ
ア及びカウントイネーブル機能のある同期式カウンタで
ある。ただし０から少なくともＭ−１間ではカウントで
きなければならない。データスロットの最初で（start
＝１）ＣＮＴ３はクリアーされ、ＲＳラッチ６４がＯＮ
の期間だけ、カウントする。カウントが終った時の値は
伝送されて来たシンボルの値である。この値は並列直列
変換器６７に取込まれ、直列のデータとして出力され
る。これが受信データである。

【００２１】並列直列変換器６７は、一般にパラレルロ
ード・シフトレジスターによって構成される。パラレル
ロードのタイミングカウンタ（ＣＮＴ３）６６がクリア
ーされる直前が良く、スタートあるいはｆｓを使用する
ことができる。このシフトレジスターはビットレートｆ
ｂ（＝ｎ・ｆｓ）で駆動される必要があるが、これは逓
倍回路（ＰＬＬ２）６８によって作られる。

【００２２】上述のように、スペクトル拡散パルス位置
変調通信方式としては、例えば、前述のような（特開平
４−１１３７３２号公報）に記載された方式があるが、
この方式は、前述のように、周期Ｌの擬似雑音系列を用
い、１フレームがＭ＋２Ｌスロットよりなるフレーム構
成において、該フレームのスロットレートは前記擬似雑
音系列のチップレートに同じで、特定のスロットから始
まるスロットには、常に同期信号として一周期分の前記
擬似雑音系列を挿入し、該同期信号の最後のスロットの
次のスロットからであって、かつ、前記同期信号の最初
のスロットよりＬ＋１スロットの前までのスロットに対
応する各フレーム中のＭ個の何れかから始まるＬスロッ
トの前記擬似雑音系列信号を挿入し、該擬似雑音系列の
挿入スロット位置を伝送すべきデータシンボルに対応さ
せ、連続する前記フレームを伝送するものである。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】以上に説明したスペク
トル拡散パルス位置変調方式は、雑音等に対する耐環境
性に優れ、かつ、この方式では送受信器構成が簡単にな
るなどの利点があるが、伝送レートを上げようとする
と、どうしてもスロットレートが早くなり、その結果、
チップレートも早くしなければならない。これは、電波
ではより高い周波数帯の送受信回路を持たなければなら
ないし、光を媒体にする場合は、より変調速度の高い受
発光素子を用いなければならなくなるため、コストが上
昇してしまうなどの問題がある。特に、光の場合、高速
な発光素子としては、ＬＤのようなレーザ素子を用いな
ければならず、安全性などでも問題が残る。

【００２４】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなさ
れたもので、低速な媒体を用い安価で高速かつ高信頼性
を有する通信方式を提供することを目的としてなされて
ものである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、１フ
レームを複数のスロットに分割し、伝送すべきデータシ
ンボルに対応したスロット位置に擬似雑音系列を挿入し
て連続する前記フレームを伝送し、前記スロット位置情
報からデータを再現するスペクトル拡散パルス位置変調
通信方式において、１フレームが自然数ＭとＮに対しＭ
×Ｎ個のデータシンボルに対応する位置情報用のスロッ
ト群に続き擬似雑音系列符号用のスロット群から構成さ
れていて、伝送するデータのｊビット情報（ｊ：自然
数）及びｉ（ただし、ｉ≧２の自然数）に対し次式を満
たし、２^j≦ＭＮ−ｉ＋１＜２^j+1 かつ、前記擬似雑音系列が前記スロットのｉ倍のスロッ
トを１チップとした周期Ｌチップの擬似雑音系列よりな
り、また、擬似雑音系列符号用スロット群のスロット数
が（Ｌ×ｉ／Ｎ）に対してそれを下回らない最小の整数
Ｋに対して、［擬似雑音系列符号用スロット総数≦２Ｋ
×Ｎスロット］の関係を値たすよう構成されている前記
フレームに対し、前記Ｍ×Ｎスロットからなるスロット
位置のいずれかにデータシンボルを対応させて前記擬似
雑音系列を挿入し、前記フレームを連続に伝送して情報
の伝送をすることを特徴とし、もって、低速な媒体を用
いても、安価で高信頼性を有する通信方式を提供するよ
うにしたものである。

【００２６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、ＳＥＴ信号により出力を“Ｈｉｇｈ”にし、ＲＥＳ
ＥＴ信号で出力を“Ｌｏｗ”にするラッチ回路を用い、
データシンボルスロット位置情報信号によるＳＥＴ及び
前記擬似雑音系列信号発生回路の最終チップ判定信号に
よるＲＥＳＥＴによるラッチ回路によりゲート素子を制
御しクロック信号の１／ｉ分周回路からの出力を基に前
記擬似雑音系列を発生する回路からの前記擬似雑音系列
信号を用いたことを特徴とし、もって、安価で高信頼性
を有する送信回路を簡単な構成で実現できるようにした
ものである。

【００２７】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、１フレームが自然数ＭとＮに対しＭ×Ｎ＋２Ｋ×Ｎ
スロットに分割されていて、ＳＥＴ信号により出力を
“Ｈｉｇｈ”、ＲＥＳＥＴ信号で出力を“Ｌｏｗ”にす
るラッチ回路を用い、前記ＳＥＴ信号で同期用に（Ｍ×
Ｎ＋Ｋ×Ｎ＋１）番目のスロットに前記擬似雑音系列を
挿入するためのスロット位置情報信号とデータシンボル
スロット位置情報信号との論理和で得られる信号を制御
信号に用いて前記ラッチ回路のＳＥＴ信号とし、前記擬
似雑音系列信号発生回路における前記系列の最終チップ
判定信号によるＲＥＳＥＴ信号によりラッチ回路からの
出力信号でゲートを制御し、クロック信号の１／ｉ分周
回路からの出力を基に前記擬似雑音系列を発生する回路
からの前記擬似雑音系列信号を用いたことを特徴とし、
もって、安価で高信頼性を有する送信回路を簡単な構成
で実現できるとともに、安価で高信頼性を有する受信回
路を簡単な構成で実現できるようにしたものである。

【００２８】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、受信回路でマッチドフィルタによる同期補足をする
回路構成であって、マッチドフィルタからの相関パルス
出力から前記相関パルス先尖位置に対応したパルス信号
を発生する回路を用いて、前記相関パルス信号を変換し
たパルス信号を用いて、同期の補足と追従，データの復
調を行うことを特徴とし、もって、安価で高信頼性を有
する送信回路を簡単な構成で実現できるようにしたもの
である。

【００２９】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、周波数多重及び符号多重もしくは複数の波長の光を
用いた波長多重方式であって、異なるチャンネル間で各
チャンネルの送信データシンボルの位置情報スロット送
信タイミングが他のチャンネルのデータシンボル位置情
報用のスロット群に続く前記擬似雑音系列符号用のスロ
ット群の送信タイミング中に送信されることを特徴と
し、もって、多重化による高速もしくは大容量の通信方
式を提供するとともに、高信頼性を有する通信方式を提
供することを可能としたものである。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明によるスペクトル
拡散パルス位置変調通信方式の実施に使用するフレーム
構成を示す図で、本発明による通信方式は、図１に示す
ようなフレーム構成を有し、１フレームが自然数ＭとＮ
に対しＭ×Ｎ個のデータシンボルに対応する位置情報用
のスロット群に続き擬似雑音（ＰＮ）系列符号用のスロ
ット群から構成されている。前記Ｍ×Ｎ個スロットルの
それぞれの位置に擬似雑音系列符号を挿入し、そのスロ
ットル位置を、例えば、先頭スロットから（００…０
１）、（００…１０）、…、（１１１…１１）のｊビッ
ト情報（ｊは自然数）のデータシンボルに対応させるこ
とにより情報伝送する。この時、本発明でＰＮ符号のチ
ップには、スロット信号を１／ｉ倍（ただし、ｉ≧２の
自然数）に分周して得られる信号をチップとして用い
る。この時、前記各パラメータは、次式を満たしてい
る。２^j≦ＭＮ−ｉ＋１＜２^j+1

【００３１】より具体的に言えば、例えば、Ｎ＝ｉ＝２
ⁿ、Ｍ＝１＝２^m（ｎ，ｍは自然数）とすると、前記の式
により、ｊ＝ｍ＋ｎビットのデータシンボルに対して、
スロット位置を対応させることができる。この時、挿入
するＰＮ符号には、例えば、Ｍ系列などがある。Ｓ段の
シフトレジスタから得られるＭ系列符号では、Ｌ＝２^s
−１チップ周期のＰＮ符号が得られる。一般に、ＰＮ符
号は複数個のチップで構成されるため、データシンボル
用スロット群の最終位置に挿入されるＰＮ符号用に（Ｌ
×ｉ／Ｎ）に対してそれを下回らない最小の整数Ｋに対
しＫ×Ｎ個のＰＮ符号用のスロット群を設ける。また、
受信回路の同期回路を簡単にするために、さらに、Ｋ×
Ｎ個のＰＮ符号用のスロット群を設けてもよい。

【００３２】図２は、本発明によるスペクトル拡散パル
ス位置変調通信方式に用いて好適な送受信回路の一例を
説明するための要部構成図で、図１（Ａ）に示す送信回
路１では、クロック回路２からのクロックを基に、スロ
ット及びフレームの制御を行い、ＰＰＭ符号発生器６で
入力されたデータシンボルに対し、ＰＰＭ符号化タイミ
ング信号に同期してクロック信号から１／ｉ分周信号を
発生させ、ＰＮ符号発生器５では、前記分周信号を基に
ＰＮ符号を発生する。また、ＰＮ符号発生器５では、Ｌ
チップ（１周期）信号を発生させた後、符号の発生を停
止する。このＰＮ符号を基に、本実施例では、発光ダイ
オード（ＬＥＤ）７を駆動して、光を媒体に情報を伝送
する。図１（Ｂ）に示す受信回路１０では、ＰＤ１５に
より電流変換した後、電圧に変換し、増幅してコンパレ
ータにてパルス信号に戻す。その後、マッチドフィルタ
１１にて相関パルス信号に変換し、それを基にクロック
再生器１３にてクロックを得るとともに、フレーム再生
器１４によりフレーム同期信号を得る、符号判定器１２
にてスロット位置を判定して元のデータシンボルに変換
する。判定方法には、最尤判定法などを用いることがで
きる。

【００３３】図３は、送信回路の他の実施例を示す図
で、この実施例では、ＰＰＭ符号発生器６からのＰＮ符
号を挿入するスロットタイミング信号をゲート制御信号
に用いるため、前記スロットタイミング信号をＲＳラッ
チ回路４ｃのＳＥＴ信号として入力にいれ、ＲＳラッチ
出力のＱを“Ｈｉｇｈ”にする。このＲＳラッチ出力Ｑ
はクロック信号とともに、ＡＮＤゲート４ｂに入力さ
れ、ＳＥＴ信号が入力された時点でアンドゲート４ｂを
オープンにする。よって、クロック信号は、１／ｉ分周
回路４ａに入力され、前記分周信号がＰＮ符号発生回路
５に入力される。また、前記スロットタイミング信号
は、ＰＮ符号発生器５にも入力され、内部のカクンタを
リセットする。これにより、ＰＮ符号発生器５は初期化
され、前記分周信号をチップとしてＰＮ符号を出力す
る。前記分周回路でＰＮ符号のチップをカウントし、最
終チップの出力タイミングを検知する信号を出力し、こ
れを前記ＲＳラッチ回路４ｃのＲＥＳＥＴ信号に用い
て、出力Ｑを“Ｌｏｗ”にする。これにより、前記ゲー
ト４ｂは、クローズして、分周回路４ａのクロック信号
は遮断される。前記ＲＳラッチ回路４ｃ及びゲート回路
４ｂの制御により、前記データシンボルに対応した任意
の位置でのＰＮ符号の挿入が可能になる。

【００３４】図４は、送信回路の更に他の実施例を示す
図で、この実施例では、フレーム構成で最終スロットに
Ｋ×Ｎスロットを追加し、同期用のＰＮ符号を挿入す
る。送信側では、前記ＳＥＴ信号に同期用の（Ｍ×Ｎ＋
Ｋ×Ｎ＋１）番目のスロットを検知するスロット位置情
報信号を出力する回路２ｂを付加し、前記信号とデータ
シンボルスロット位置情報信号との論理和４ｄで得られ
る信号を制御信号に用いて前記ＲＳラッチ回路４ｃのＳ
ＥＴ信号とし、前記擬似雑音系列信号発生回路５におけ
る前記系列の最終チップ判定信号によるＲＥＳＥＴによ
り前記ＲＳラッチ回路４ｃからのゲート制御４ｂを通し
てクロック信号の１／ｉ分周回路４ａからの出力を基に
前記擬似雑音系列を発生する回路５より構成されてい
る。これにより、受信側におけるクロック及びフレーム
の同期回路と判定方法を簡素化できる。

【００３５】図５は、受信回路の他の実施例を示す図
で、この実施例では、前記同期用ＰＮ符号を挿入する場
合、マッチドフィルタ出力信号を遅延回路２１にて１フ
レーム分遅延した信号とＡＮＤ２２をとることにより、
フレーム周期の信号を得ることができる。ただし、本発
明では、ＰＮ符号のチップレートがスロットの整数倍さ
れていることにより、相関パルス信号は複数スロットに
またがる比較的広がった信号であるため、そのまま用い
ると伝送品質等に問題を残す。そこで、本発明では、前
記相関パルスよりそのパルス出力が最大になる（先尖
値）位置に対応する位置に１スロット分に相当するパル
スを発生させる相関パルス変換回路２０を用いて、パル
ス信号の変換を行い、その変換パルス信号を用いて以後
の処理を行う。具体的な前記パルス変換回路２０として
は、例えば、固定の基準電圧もしくは前記相関パルスを
ピークホールド回路でパルスの最大振幅を検出して、こ
れを基に生成される基準電圧を用いてコンパレータで前
記パルスを１スロット分に相当するパルスに変換するこ
とにより実現できる。前記フレーム周期の信号をＰＬＬ
回路２３によりフレーム同期信号とその逓倍機能によ
り、クロック（＝スロット）同期信号を得る。この同期
信号によりＲＳラッチ回路２４のＳＥＴを行い、情報信
号によるパルスによるＲＥＳＥＴ信号により、ＡＮＤゲ
ート２５を制御して、その間の通過クロックパルス信号
をカウンタ２６にてカウントすることにより、データシ
ンボル信号のスロット位置を判定する。

【００３６】図６は、多重化通信方式に関する実施例を
示す図で、多重化方式は電波では周波数多重、光では波
長多重、また、双方で使用可能なＰＮ符号多重などの方
式があるが、本実施例では、媒体に光を用いた波長多重
化方式について説明する。なお、本発明による方式は多
重化方式に左右されずに適用可能であるのは言うまでも
ない。図６に示す２波長多重方式では、波長λ₁及びλ₂
の光信号にてそれぞれ独立したデータシンボルを伝送す
る。前記同期信号を付加したフレーム構成で送信された
それぞれの光信号は、対応する波長のみを透過させる光
学的なバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１，３２によ
り、図７（Ａ），（Ｂ）に示すように、個別の受信装置
１０ａ，１０ｂに入力する。通常、このままでも十分通
信が可能であるが、前記ＢＰＦの性能や光源のコヒーレ
ンス性や波長間隔により、信号間の干渉によるノイズ成
分が信号成分に混入してしまい、Ｓ／Ｎを低下させてし
まう原因になる。そこで、本発明では、λ₁の送信信号
に対し、λ₂の送信タイミングが前記送信信号のデータ
シンボル位置情報のスロット群に続く前記擬似雑音系列
符号用のスロット群のタイミング中に送信されるように
送信側でタイミング調整を行っている。これにより、信
号間干渉を低減でき、Ｓ／Ｎを低下させることなく、多
重化通信方式を実現できる。

【００３７】本発明は、実施例に限定されるものではな
く、その他、本発明の精神を逸脱することなく種々の変
形が可能である。例えば、クロック再生方法には、パル
ス間隔の最大値または最小値を検出して、その時点から
フレームの開始時刻を求め、その時刻になった時にクロ
ック生成回路を初期状態にリセットして、同期を図るこ
とも可能である。また、ラッチ回路には、前記ＲＳラッ
チ回路の他に、Ｄフリップフロップを用い、出力端子か
らの帰還信号とＳＥＴ信号との論理和をＤ端子に入力
し、クロック端子にクロック信号を、そして、クリア端
子にＲＥＳＥＴ信号（アクティブ“Ｌｏｗ”の場合はイ
ンバータを介して）を入力することにより実現すること
も可能である。

【００３８】

【発明の効果】請求項１の発明は、１フレームを複数の
スロットに分割し、伝送すべきデータシンボルに対応し
たスロット位置に擬似雑音系列を挿入して連続する前記
フレームを伝送し、前記スロット位置情報からデータを
再現するスペクトル拡散パルス位置変調通信方式におい
て、１フレームが自然数ＭとＮに対しＭ×Ｎ個のデータ
シンボルに対応する位置情報用のスロット群に続き擬似
雑音系列符号用のスロット群から構成されていて、伝送
するデータのｊビット情報（ｊ：自然数）及びｉ（ただ
し、ｉ≧２の自然数）に対し次式を満たし、２^j≦ＭＮ−ｉ＋１＜２^j+1 かつ、前記擬似雑音系列が前記スロットのｉ倍のスロッ
トを１チップとした周期Ｌチップの擬似雑音系列よりな
り、また、擬似雑音系列符号用スロット群のスロット数
が（Ｌ×ｉ／Ｎ）に対してそれを下回らない最小の整数
Ｋに対して、［擬似雑音系列符号用スロット総数≦２Ｋ
×Ｎスロット］の関係を満たすよう構成されている前記
フレームに対し、前記Ｍ×Ｎスロットからなるスロット
位置のいずれかにデータシンボルを対応させて前記擬似
雑音系列を挿入し、前記フレームを連続に伝送して情報
の伝送をするようにしたので、低速な媒体を用いても、
安価で高信頼性を有する通信方式を提供することができ
る。

【００３９】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、ＳＥＴ信号により出力を“Ｈｉｇｈ”にし、ＲＥＳ
ＥＴ信号で出力を“Ｌｏｗ”にするラッチ回路を用い、
データシンボルスロット位置情報信号によるＳＥＴ及び
前記擬似雑音系列信号発生回路の最終チップ判定信号に
よるＲＥＳＥＴによるラッチ回路によりゲート素子を制
御してクロック信号の１／ｉ分周回路からの出力を基に
前記擬似雑音系列を発生する回路からの前記擬似雑音系
列信号を用いるようにしたので、安価で高信頼性を有す
る送信回路を簡単な構成で実現できる。

【００４０】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、１フレームが自然数ＭとＮに対しＭ×Ｎ＋２Ｋ×Ｎ
スロットに分割されていて、ＳＥＴ信号により出力を
“Ｈｉｇｈ”、ＲＥＳＥＴ信号で出力を“Ｌｏｗ”にす
るラッチ回路を用い、前記ＳＥＴ信号で同期用に（Ｍ×
Ｎ＋Ｋ×Ｎ＋１）番目のスロットに前記擬似雑音系列を
挿入するためのスロット位置情報信号とデータシンボル
スロット位置情報信号との論理和で得られる信号を制御
信号に用いて前記ラッチ回路のＳＥＴ信号とし、前記擬
似雑音系列信号発生回路における前記系列の最終チップ
判定信号によるＲＥＳＥＴ信号によりラッチ回路からの
出力信号でゲートを制御してクロック信号の１／ｉ分周
回路からの出力を基に前記擬似雑音系列を発生する回路
からの前記擬似雑音系列信号を用いるようにしたので、
安価で高信頼性を有する送信回路を簡単な構成で実現で
きるとともに、安価で高信頼性を有する受信回路を簡単
な構成で実現できる。

【００４１】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、受信回路でマッチドフィルタによる同期補足をする
回路構成であって、マッチドフィルタからの相関パルス
出力から前記相関パルス先尖位置に対応したパルス信号
を発生する回路を用いて、前記相関パルス信号を変換し
たパルス信号を用いて、同期の補足と追従，データの復
調を行うようにしたので、安価で高信頼性を有する送信
回路を簡単な構成で実現できる。

【００４２】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、周波数多重及び符号多重もしくは複数の波長の光を
用いた波長多重方式であって、異なるチャンネル間で各
チャンネルの送信データシンボルの位置情報スロット送
信タイミングが他のチャンネルのデータシンボル位置情
報用のスロット群に続く前記擬似雑音系列符号用のスロ
ット群の送信タイミング中に送信されるようにしたの
で、多重化による高速もしくは大容量の通信方式を提供
するとともに、高信頼性を有する通信方式を提供するこ
とが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるフレーム構成を示す図である。

【図２】本発明による送受信装置の回路構成のブロッ
ク図である。

【図３】送信回路のブロック図である。

【図４】他の送信回路のブロック図である。

【図５】受信回路のブロック図である。

【図６】２波長多重化方式におけるフレーム構成の例
を示す図である。

【図７】２波長多重化方式における受信回路のブロッ
ク図である。

【図８】本出願人が先に提案したスペクトル拡散パル
ス位置変調システムにおける信号構成図である。

【図９】情報の伝送速度を示す図である。

【図１０】誤り率の比較を示す図である。

【図１１】本出願人が先に提案したスペクトル拡散パ
ルス位置変調システムに使用する送信機の一例を示す図
である。

【図１２】本出願人が先に提案したスペクトル拡散パ
ルス位置変調システムに使用する受信機の一例を示す図
である。

【符号の説明】

１…送信機、２…クロック信号発生器、３…フレーム制
御モジュール、４…１／ｉ分周信号発生器、５…ＰＮ信
号発生器、６…ＰＰＭ符号発生器、７…発光ダイオード
（ＬＥＤ）、１０…受信機、１１…マッチドフィルタ、
１２…符号判定器、１３…クロック再生器、１４…フレ
ーム再生器、１５…ＰＤ、２０…相関パルス変換回路、
２１…遅延回路、２２…アンド回路、２３…ＰＬＬ回
路、２４…ＲＳラッチ回路、２５…ＡＮＤゲート、２６
…カウンタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】１フレームを複数のスロットに分割し、
伝送すべきデータシンボルに対応したスロット位置に擬
似雑音系列を挿入して連続する前記フレームを伝送し、
前記スロット位置情報からデータを再現するスペクトル
拡散パルス位置変調通信方式において、１フレームが自
然数ＭとＮに対しＭ×Ｎ個のデータシンボルに対応する
位置情報用のスロット群に続き擬似雑音系列符号用のス
ロット群から構成されていて、伝送するデータのｊビッ
ト情報（ｊ：自然数）及びｉ（ただし、ｉ≧２の自然
数）に対し次式を満たし、２^j≦ＭＮ−ｉ＋１＜２^j+1 かつ、前記擬似雑音系列が前記スロットのｉ倍のスロッ
トを１チップとした周期Ｌチップの擬似雑音系列よりな
り、また、擬似雑音系列符号用スロット群のスロット数
が（Ｌ×ｉ／Ｎ）に対してそれを下回らない最小の整数
Ｋに対して、［擬似雑音系列符号用スロット総数≦２Ｋ
×Ｎスロット］の関係を値たすよう構成されている前記
フレームに対し、前記Ｍ×Ｎスロットからなるスロット
位置のいずれかにデータシンボルを対応させて前記擬似
雑音系列を挿入し、前記フレームを連続に伝送して情報
の伝送をすることを特徴とするスペクトル拡散パルス位
置変調通信方式。
【請求項２】ＳＥＴ信号により出力を“Ｈｉｇｈ”に
し、ＲＥＳＥＴ信号で出力を“Ｌｏｗ”にするラッチ回
路を用い、データシンボルスロット位置情報信号による
ＳＥＴ及び前記擬似雑音系列信号発生回路の最終チップ
判定信号によるＲＥＳＥＴによるラッチ回路によりゲー
ト素子を制御しクロック信号の１／ｉ分周回路からの出
力を基に前記擬似雑音系列を発生する回路からの前記擬
似雑音系列信号を用いたことを特徴とする請求項１に記
載のスペクトル拡散パルス位置変調通信方式。
【請求項３】１フレームが自然数ＭとＮに対しＭ×Ｎ
＋２Ｋ×Ｎスロットに分割されていて、ＳＥＴ信号によ
り出力を“Ｈｉｇｈ”、ＲＥＳＥＴ信号で出力を“Ｌｏ
ｗ”にするラッチ回路を用い、前記ＳＥＴ信号で同期用
に（Ｍ×Ｎ＋Ｋ×Ｎ＋１）番目のスロットに前記擬似雑
音系列を挿入するためのスロット位置情報信号とデータ
シンボルスロット位置情報信号との論理和で得られる信
号を制御信号に用いて前記ラッチ回路のＳＥＴ信号と
し、前記擬似雑音系列信号発生回路における前記系列の
最終チップ判定信号によるＲＥＳＥＴ信号によりラッチ
回路からの出力信号でゲートを制御しクロック信号の１
／ｉ分周回路からの出力を基に前記擬似雑音系列を発生
する回路からの前記擬似雑音系列信号を用いたことを特
徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散パルス位置変
調通信方式。
【請求項４】受信回路でマッチドフィルタによる同期
補足をする回路構成であって、マッチドフィルタからの
相関パルス出力から前記相関パルス先尖位置に対応した
パルス信号を発生する回路を用いて、前記相関パルス信
号を変換したパルス信号を用いて、同期の補足と追従，
データの復調を行うことを特徴とする請求項１に記載の
スペクトル拡散パルス位置変調通信方式。
【請求項５】周波数多重及び符号多重もしくは複数の
波長の光を用いた波長多重方式であって、異なるチャン
ネル間で各チャンネルの送信データシンボルの位置情報
スロット送信タイミングが他のチャンネルのデータシン
ボル位置情報用のスロット群に続く前記擬似雑音系列符
号用のスロット群の送信タイミング中に送信されること
を特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散パルス位
置変調通信方式。