JPH10285228A - ディジタル変調回路 - Google Patents
ディジタル変調回路Info
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- JPH10285228A JPH10285228A JP9965097A JP9965097A JPH10285228A JP H10285228 A JPH10285228 A JP H10285228A JP 9965097 A JP9965097 A JP 9965097A JP 9965097 A JP9965097 A JP 9965097A JP H10285228 A JPH10285228 A JP H10285228A
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- Japan
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- frequency
- baseband
- signal
- modulation circuit
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 性能劣化を起こすことなく処理量を削減して
回路規模を小さくできるディジタル変調回路を提供する
ことである。 【解決手段】 送信データを変調して出力する機能をデ
ィジタル回路で実現したディジタル変調回路であって、
送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するベース
バンド変調器と、上記Ｉ，Ｑ信号の帯域制限を行うベー
スバンドフィルタと、上記帯域制限されたＩ，Ｑ信号に
より所望の中心周波数の変調波を生成する直交変調器
と、上記直交変調器の出力信号をアップサンプルする手
段と、上記アップサンプルされた信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、所望の周波数の変調波出力を
得るため上記Ｄ／Ａ変換器の出力信号の帯域制限を行う
バンドパスフィルタとを具備した構成となっている。
回路規模を小さくできるディジタル変調回路を提供する
ことである。 【解決手段】 送信データを変調して出力する機能をデ
ィジタル回路で実現したディジタル変調回路であって、
送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するベース
バンド変調器と、上記Ｉ，Ｑ信号の帯域制限を行うベー
スバンドフィルタと、上記帯域制限されたＩ，Ｑ信号に
より所望の中心周波数の変調波を生成する直交変調器
と、上記直交変調器の出力信号をアップサンプルする手
段と、上記アップサンプルされた信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、所望の周波数の変調波出力を
得るため上記Ｄ／Ａ変換器の出力信号の帯域制限を行う
バンドパスフィルタとを具備した構成となっている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル携帯電
話等で使用されるディジタル変調回路に関するもので、
特に、ベースバンドフィルタと直交変調器をＤＳＰ（Ｄ
ｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等
のディジタル回路で実現した場合において、性能劣化な
く回路規模を削減できるディジタル変調回路を提供する
ものである。
話等で使用されるディジタル変調回路に関するもので、
特に、ベースバンドフィルタと直交変調器をＤＳＰ（Ｄ
ｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等
のディジタル回路で実現した場合において、性能劣化な
く回路規模を削減できるディジタル変調回路を提供する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル回路技術の発達によ
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の通信機の分野においてもデ
ィジタル回路への移行は進んでおり、究極の例として通
信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフトウェ
ア無線機（ＪｏｅＭｉｔｏｌａ，”Ｔｈｅ Ｓｏｆｔｗ
ａｒｅ ＲａｄｉｏＡｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ”，ＩＥ
ＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ
Ｍａｙ １９９５ Ｖｏｌ．３３ Ｎｏ．５）が提案
されている。図４は、ディジタル携帯電話等で使用され
るディジタル変調回路を、ＤＳＰを用いたディジタル回
路で実現した例である。図４において、このディジタル
変調回路は、送信データが入力されるベースバンド変調
器１と、上記ベースバンド変調器１に接続された第１お
よび第２のベースバンドフィルタ２、３と、上記第１お
よび第２のベースバンドフィルタ２、３にそれぞれ接続
された第１および第２の乗算器４、５と、上記第２の乗
算器５に接続された９０°位相器６と、上記第１の乗算
器４および９０°位相器６に接続されたローカル発振器
７と、上記第１および第２の乗算器４、５に接続された
加算器８と、上記加算器８に接続されたＤ／Ａ変換器１
０と、上記Ｄ／Ａ変換器１０に接続されたローパスフィ
ルタ１３とを有している。そして、上記第１および第２
の乗算器４、５および９０°位相器６およびローカル発
振器７および加算器８によって直交変調器１２が構成さ
れ、上記ベースバンド変調器１および第１および第２の
ベースバンドフィルタ２、３および直交変調器１２の点
線で囲んだ部分はＤＳＰのソフトウェアで機能を実現し
ている部分である。
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の通信機の分野においてもデ
ィジタル回路への移行は進んでおり、究極の例として通
信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフトウェ
ア無線機（ＪｏｅＭｉｔｏｌａ，”Ｔｈｅ Ｓｏｆｔｗ
ａｒｅ ＲａｄｉｏＡｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ”，ＩＥ
ＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ
Ｍａｙ １９９５ Ｖｏｌ．３３ Ｎｏ．５）が提案
されている。図４は、ディジタル携帯電話等で使用され
るディジタル変調回路を、ＤＳＰを用いたディジタル回
路で実現した例である。図４において、このディジタル
変調回路は、送信データが入力されるベースバンド変調
器１と、上記ベースバンド変調器１に接続された第１お
よび第２のベースバンドフィルタ２、３と、上記第１お
よび第２のベースバンドフィルタ２、３にそれぞれ接続
された第１および第２の乗算器４、５と、上記第２の乗
算器５に接続された９０°位相器６と、上記第１の乗算
器４および９０°位相器６に接続されたローカル発振器
７と、上記第１および第２の乗算器４、５に接続された
加算器８と、上記加算器８に接続されたＤ／Ａ変換器１
０と、上記Ｄ／Ａ変換器１０に接続されたローパスフィ
ルタ１３とを有している。そして、上記第１および第２
の乗算器４、５および９０°位相器６およびローカル発
振器７および加算器８によって直交変調器１２が構成さ
れ、上記ベースバンド変調器１および第１および第２の
ベースバンドフィルタ２、３および直交変調器１２の点
線で囲んだ部分はＤＳＰのソフトウェアで機能を実現し
ている部分である。
【０００３】次に、動作について説明すると、まず、送
信データはベースバンド変調器１に入力される。ベース
バンド変調器１は変調方式に応じて、送信データをベー
スバンドＩ，Ｑ信号に変換する。Ｉ信号とは、変調波出
力（ローパスフィルタ１３の出力信号）の同相成分とな
る信号であり、Ｑ信号とは、変調波出力（ローパスフィ
ルタ１３の出力信号）の直交成分となる信号である。例
えば、ディジタル携帯電話で採用されているπ／４ＱＰ
ＳＫ変調方式では、図５に示すような規則に従ってＩ，
Ｑ信号が生成される。ここで、変調のシンボル周波数す
なわちＩ，Ｑ信号が変化する周波数をｆｂとする。そし
て、このＩ，Ｑ信号を、同じ特性を持つ第１および第２
のベースバンドフィルタ２、３にそれぞれ入力し、帯域
制限を行う。上記第１および第２のベースバンドフィル
タ２、３はディジタルフィルタであるから、定められた
サンプリング周波数ｆｓで動作し、帯域制限された出力
を、第１および第２の乗算器４、５、ローカル発振器
７、９０°位相器６および加算器８からなる直交変調器
１２に入力する。この直交変調器１２もサンプリング周
波数ｆｓで動作する。また、ローカル発振器７は、ディ
ジタル変調回路の所望の出力周波数ｆｃの余弦波を発振
する。上記直交変調器１２において、帯域制限されたＩ
信号に周波数ｆｃの余弦波を乗算し、一方帯域制限され
たＱ信号に周波数ｆｃの正弦波を乗算し、両者の出力を
加算することによりディジタル変調波出力信号が得られ
る。ここで、直交変調器１２のディジタル変調波出力信
号のスペクトルを図６に示す。ディジタル変調波出力信
号はサンプリング周波数ｆｓの離散信号であるため、中
心周波数ｆｃの元信号の他にイメージ信号のスペクトル
が中心周波数（ｆｓ−ｆｃ）に現れる。このディジタル
出力信号をＤ／Ａ変換器１０でアナログ信号に変換し、
アナログのローパスフィルタ１３でイメージ信号を除去
することにより所望の変調波出力が得られる。ただし、
イメージ信号がローパスフィルタで除去できるために
は、図６から容易に分かるように、 ｆｓ＞２ｆｃ＋Ｗｄ （１） なる条件が必要である。ここで、Ｗｄは変調波帯域幅で
ある。
信データはベースバンド変調器１に入力される。ベース
バンド変調器１は変調方式に応じて、送信データをベー
スバンドＩ，Ｑ信号に変換する。Ｉ信号とは、変調波出
力（ローパスフィルタ１３の出力信号）の同相成分とな
る信号であり、Ｑ信号とは、変調波出力（ローパスフィ
ルタ１３の出力信号）の直交成分となる信号である。例
えば、ディジタル携帯電話で採用されているπ／４ＱＰ
ＳＫ変調方式では、図５に示すような規則に従ってＩ，
Ｑ信号が生成される。ここで、変調のシンボル周波数す
なわちＩ，Ｑ信号が変化する周波数をｆｂとする。そし
て、このＩ，Ｑ信号を、同じ特性を持つ第１および第２
のベースバンドフィルタ２、３にそれぞれ入力し、帯域
制限を行う。上記第１および第２のベースバンドフィル
タ２、３はディジタルフィルタであるから、定められた
サンプリング周波数ｆｓで動作し、帯域制限された出力
を、第１および第２の乗算器４、５、ローカル発振器
７、９０°位相器６および加算器８からなる直交変調器
１２に入力する。この直交変調器１２もサンプリング周
波数ｆｓで動作する。また、ローカル発振器７は、ディ
ジタル変調回路の所望の出力周波数ｆｃの余弦波を発振
する。上記直交変調器１２において、帯域制限されたＩ
信号に周波数ｆｃの余弦波を乗算し、一方帯域制限され
たＱ信号に周波数ｆｃの正弦波を乗算し、両者の出力を
加算することによりディジタル変調波出力信号が得られ
る。ここで、直交変調器１２のディジタル変調波出力信
号のスペクトルを図６に示す。ディジタル変調波出力信
号はサンプリング周波数ｆｓの離散信号であるため、中
心周波数ｆｃの元信号の他にイメージ信号のスペクトル
が中心周波数（ｆｓ−ｆｃ）に現れる。このディジタル
出力信号をＤ／Ａ変換器１０でアナログ信号に変換し、
アナログのローパスフィルタ１３でイメージ信号を除去
することにより所望の変調波出力が得られる。ただし、
イメージ信号がローパスフィルタで除去できるために
は、図６から容易に分かるように、 ｆｓ＞２ｆｃ＋Ｗｄ （１） なる条件が必要である。ここで、Ｗｄは変調波帯域幅で
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のディジタル変調回路では、ベースバンドフィルタ
２、３の処理量が以下の理由で非常に大きくなるために
回路規模が大きくなるという問題があった。すなわち、
ベースバンドフィルタ２、３はディジタルフィルタであ
るので、その処理量はサンプリング周波数ｆｓとディジ
タルフィルタのタップ数で決まる。アナログフィルタで
実現した時に比べて性能劣化のない特性を得るために
は、フィルタのタップを８シンボル分の時間応答に相当
するだけ用意する必要がある。したがって、必要なタッ
プ数は、 （ｆｓ／ｆｂ）×８ となる。このとき、２つのベースバンドフィルタ２、３
の処理量は次式で表せる。 ｆｓ×（ｆｓ／ｆｂ）×８×２ （２） ここで、例として、シンボル周波数ｆｂ＝２１ｋＨｚ、
変調波出力周波数ｆｃ＝４５５ｋＨｚ、変調波帯域幅Ｗ
ｄ＝３２ｋＨｚの場合を考える。まず、上記式（１）か
ら、サンプリング周波数の条件は、 ｆｓ＞９４２ｋＨｚ となり、ｆｓを最小の９４２ｋＨｚとした場合の２つの
ベースバンドフィルタ２、３の処理量は式（２）から、 ６７６ＭＩＰＳ（Ｍｉｌｌｉｏｎ Ｉｎｓｔｒｕｃｔｉ
ｏｎｓｐｅｒ Ｓｅｃａｎｔ） となる。現在の汎用ＤＳＰの処理能力は、一般に高速な
ものでも４０〜５０ＭＩＰＳであるので、上記ベースバ
ンドフィルタを実現するための回路規模は非常に大きな
ものになってしまう。本発明は、以上説明したような従
来のディジタル変調回路の問題点を解決するためになさ
れたものであって、性能劣化を起こすことなく処理量を
削減して回路規模を小さくできるディジタル変調回路を
提供することを目的とする。
来のディジタル変調回路では、ベースバンドフィルタ
２、３の処理量が以下の理由で非常に大きくなるために
回路規模が大きくなるという問題があった。すなわち、
ベースバンドフィルタ２、３はディジタルフィルタであ
るので、その処理量はサンプリング周波数ｆｓとディジ
タルフィルタのタップ数で決まる。アナログフィルタで
実現した時に比べて性能劣化のない特性を得るために
は、フィルタのタップを８シンボル分の時間応答に相当
するだけ用意する必要がある。したがって、必要なタッ
プ数は、 （ｆｓ／ｆｂ）×８ となる。このとき、２つのベースバンドフィルタ２、３
の処理量は次式で表せる。 ｆｓ×（ｆｓ／ｆｂ）×８×２ （２） ここで、例として、シンボル周波数ｆｂ＝２１ｋＨｚ、
変調波出力周波数ｆｃ＝４５５ｋＨｚ、変調波帯域幅Ｗ
ｄ＝３２ｋＨｚの場合を考える。まず、上記式（１）か
ら、サンプリング周波数の条件は、 ｆｓ＞９４２ｋＨｚ となり、ｆｓを最小の９４２ｋＨｚとした場合の２つの
ベースバンドフィルタ２、３の処理量は式（２）から、 ６７６ＭＩＰＳ（Ｍｉｌｌｉｏｎ Ｉｎｓｔｒｕｃｔｉ
ｏｎｓｐｅｒ Ｓｅｃａｎｔ） となる。現在の汎用ＤＳＰの処理能力は、一般に高速な
ものでも４０〜５０ＭＩＰＳであるので、上記ベースバ
ンドフィルタを実現するための回路規模は非常に大きな
ものになってしまう。本発明は、以上説明したような従
来のディジタル変調回路の問題点を解決するためになさ
れたものであって、性能劣化を起こすことなく処理量を
削減して回路規模を小さくできるディジタル変調回路を
提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、送信データを変調して出力する機能をデ
ィジタル回路で実現したディジタル変調回路において、
送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するベース
バンド変調器と、上記Ｉ，Ｑ信号の帯域制限を行うベー
スバンドフィルタと、上記帯域制限されたＩ，Ｑ信号に
より所望の中心周波数の変調波を生成する直交変調器
と、上記直交変調器の出力信号をアップサンプルする手
段と、上記アップサンプルされた信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、所望の周波数の変調波出力を
得るため上記Ｄ／Ａ変換器の出力信号の帯域制限を行う
バンドパスフィルタとを具備したことを特徴とする。本
発明の他の特徴は、上記直交変調器が、周波数ｆＬの余
弦波を生成するローカル発振器と、上記ローカル発振器
の出力信号の位相を変化させて周波数ｆＬの正弦波を出
力する９０°位相器と、帯域制限されたＩ信号に周波数
ｆＬの余弦波を乗算する第１の乗算器と、帯域制限され
たＱ信号に周波数ｆＬの正弦波を乗算する第２の乗算器
と、上記第１および第２の乗算器の出力を加算する加算
器とにより構成されていることである。本発明の他の特
徴は、上記アップサンプル手段が上記直交変調器出力信
号の周波数をｎ倍の周波数にアップサンプルすることで
ある。本発明の他の特徴は、上記ベースバンド変調器、
ベースバンドフィルタ、直交変調器、およびアップサン
プル手段がＤＳＰを用いたディジタル回路で実現されて
いることである。
に、本発明は、送信データを変調して出力する機能をデ
ィジタル回路で実現したディジタル変調回路において、
送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するベース
バンド変調器と、上記Ｉ，Ｑ信号の帯域制限を行うベー
スバンドフィルタと、上記帯域制限されたＩ，Ｑ信号に
より所望の中心周波数の変調波を生成する直交変調器
と、上記直交変調器の出力信号をアップサンプルする手
段と、上記アップサンプルされた信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、所望の周波数の変調波出力を
得るため上記Ｄ／Ａ変換器の出力信号の帯域制限を行う
バンドパスフィルタとを具備したことを特徴とする。本
発明の他の特徴は、上記直交変調器が、周波数ｆＬの余
弦波を生成するローカル発振器と、上記ローカル発振器
の出力信号の位相を変化させて周波数ｆＬの正弦波を出
力する９０°位相器と、帯域制限されたＩ信号に周波数
ｆＬの余弦波を乗算する第１の乗算器と、帯域制限され
たＱ信号に周波数ｆＬの正弦波を乗算する第２の乗算器
と、上記第１および第２の乗算器の出力を加算する加算
器とにより構成されていることである。本発明の他の特
徴は、上記アップサンプル手段が上記直交変調器出力信
号の周波数をｎ倍の周波数にアップサンプルすることで
ある。本発明の他の特徴は、上記ベースバンド変調器、
ベースバンドフィルタ、直交変調器、およびアップサン
プル手段がＤＳＰを用いたディジタル回路で実現されて
いることである。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図示した実施形態
に基づいて詳細に説明する。図１は本発明によるディジ
タル変調回路の一実施形態を示すブロック図である。図
１において、このディジタル変調回路は、送信データが
入力されるベースバンド変調器１と、上記ベースバンド
変調器１に接続された第１および第２のベースバンドフ
ィルタ２、３と、上記第１および第２のベースバンドフ
ィルタ２、３にそれぞれ接続された第１および第２の乗
算器４、５と、上記第２の乗算器５に接続された９０°
位相器６と、上記第１の乗算器４および９０°位相器６
に接続されたローカル発振器７と、上記第１および第２
の乗算器４、５に接続された加算器８と、上記加算器８
に接続されたアップサンプラ９と、上記アップサンプラ
９に接続されたＤ／Ａ変換器１０と、上記Ｄ／Ａ変換器
１０に接続されたバンドパスフィルタ１１とを有してい
る。そして、上記第１および第２の乗算器４、５および
９０°位相器６およびローカル発振器７および加算器８
によって直交変調器１２が構成され、上記ベースバンド
変調器１および第１および第２のベースバンドフィルタ
２、３および直交変調器１２およびアップサンプラ９の
点線で囲んだ部分はＤＳＰのソフトウェアで機能を実現
している部分である。
に基づいて詳細に説明する。図１は本発明によるディジ
タル変調回路の一実施形態を示すブロック図である。図
１において、このディジタル変調回路は、送信データが
入力されるベースバンド変調器１と、上記ベースバンド
変調器１に接続された第１および第２のベースバンドフ
ィルタ２、３と、上記第１および第２のベースバンドフ
ィルタ２、３にそれぞれ接続された第１および第２の乗
算器４、５と、上記第２の乗算器５に接続された９０°
位相器６と、上記第１の乗算器４および９０°位相器６
に接続されたローカル発振器７と、上記第１および第２
の乗算器４、５に接続された加算器８と、上記加算器８
に接続されたアップサンプラ９と、上記アップサンプラ
９に接続されたＤ／Ａ変換器１０と、上記Ｄ／Ａ変換器
１０に接続されたバンドパスフィルタ１１とを有してい
る。そして、上記第１および第２の乗算器４、５および
９０°位相器６およびローカル発振器７および加算器８
によって直交変調器１２が構成され、上記ベースバンド
変調器１および第１および第２のベースバンドフィルタ
２、３および直交変調器１２およびアップサンプラ９の
点線で囲んだ部分はＤＳＰのソフトウェアで機能を実現
している部分である。
【０００７】次に、上記ディジタル変調回路の動作につ
いて説明すると、まず、送信データはベースバンド変調
器１に入力され、ベースバンド変調器１は変調方式に応
じて、送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換す
る。ここで、Ｉ信号とは、変調波出力（バンドパスフィ
ルタ１１の出力信号）の同相成分となる信号であり、Ｑ
信号とは、変調波出力の直交成分となる信号である。例
えば、ディジタル携帯電話で採用されているπ／４ＱＰ
ＳＫ変調方式では、図５のような規則に従ってＩ，Ｑ信
号が生成される。
いて説明すると、まず、送信データはベースバンド変調
器１に入力され、ベースバンド変調器１は変調方式に応
じて、送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換す
る。ここで、Ｉ信号とは、変調波出力（バンドパスフィ
ルタ１１の出力信号）の同相成分となる信号であり、Ｑ
信号とは、変調波出力の直交成分となる信号である。例
えば、ディジタル携帯電話で採用されているπ／４ＱＰ
ＳＫ変調方式では、図５のような規則に従ってＩ，Ｑ信
号が生成される。
【０００８】ここで、変調のシンボル周波数すなわち
Ｉ，Ｑ信号が変化する周波数をｆｂとする。そして、こ
のＩ，Ｑ信号を、同じ特性を持つ第１および第２のベー
スバンドフィルタ２、３にそれぞれ入力し、帯域制限を
行う。上記第１および第２のベースバンドフィルタ２、
３はディジタルフィルタであり、定められた第１サンプ
リング周波数ｆｓ１で動作し、帯域制限された出力を第
１および第２の乗算器４、５、ローカル発振器７、９０
°位相器６および加算器８からなる直交変調器１２に入
力する。この直交変調器１２も第１サンプリング周波数
ｆｓ１で動作する。また、ローカル発振器７は、周波数
ｆＬの余弦波を発振する。ｆＬはディジタル変調回路の
所望の出力周波数ｆｃとは異なり、後述する条件により
決定される周波数である。上記直交変調器１２におい
て、帯域制限されたＩ信号に周波数ｆＬの余弦波を第１
の乗算器４によって乗算し、一方帯域制限されたＱ信号
に周波数ｆＬの正弦波を第２の乗算器５によって乗算
し、両者の出力を加算器８によって加算することにより
中心周波数ｆＬのディジタル変調波出力信号が得られ
る。直交変調器１２のディジタル変調波出力信号のスペ
クトルを図２に示す。
Ｉ，Ｑ信号が変化する周波数をｆｂとする。そして、こ
のＩ，Ｑ信号を、同じ特性を持つ第１および第２のベー
スバンドフィルタ２、３にそれぞれ入力し、帯域制限を
行う。上記第１および第２のベースバンドフィルタ２、
３はディジタルフィルタであり、定められた第１サンプ
リング周波数ｆｓ１で動作し、帯域制限された出力を第
１および第２の乗算器４、５、ローカル発振器７、９０
°位相器６および加算器８からなる直交変調器１２に入
力する。この直交変調器１２も第１サンプリング周波数
ｆｓ１で動作する。また、ローカル発振器７は、周波数
ｆＬの余弦波を発振する。ｆＬはディジタル変調回路の
所望の出力周波数ｆｃとは異なり、後述する条件により
決定される周波数である。上記直交変調器１２におい
て、帯域制限されたＩ信号に周波数ｆＬの余弦波を第１
の乗算器４によって乗算し、一方帯域制限されたＱ信号
に周波数ｆＬの正弦波を第２の乗算器５によって乗算
し、両者の出力を加算器８によって加算することにより
中心周波数ｆＬのディジタル変調波出力信号が得られ
る。直交変調器１２のディジタル変調波出力信号のスペ
クトルを図２に示す。
【０００９】上記ディジタル変調波出力信号は第１サン
プリング周波数ｆｓ１の離散信号であるため、中心周波
数ｆＬの元信号の他にイメージ信号のスペクトルが中心
周波数（ｆｓ１−ｆＬ）に現れる。この出力信号をアッ
プサンプラ９でｆｓ１のｎ倍の第２サンプル周波数ｆｓ
２にアップサンプルする。アップサンプルする場合の補
間法は種々の方法があるが、ここでは増えたサンプル点
の値を全て０とするゼロ補間を行う。例として、ｎ＝８
の場合のアップサンプラ９の出力信号のスペクトルを図
３に示す。図３から分かるように、図２のスペクトルの
イメージがｆｓ１毎に現れる。
プリング周波数ｆｓ１の離散信号であるため、中心周波
数ｆＬの元信号の他にイメージ信号のスペクトルが中心
周波数（ｆｓ１−ｆＬ）に現れる。この出力信号をアッ
プサンプラ９でｆｓ１のｎ倍の第２サンプル周波数ｆｓ
２にアップサンプルする。アップサンプルする場合の補
間法は種々の方法があるが、ここでは増えたサンプル点
の値を全て０とするゼロ補間を行う。例として、ｎ＝８
の場合のアップサンプラ９の出力信号のスペクトルを図
３に示す。図３から分かるように、図２のスペクトルの
イメージがｆｓ１毎に現れる。
【００１０】すなわち、ｆｓ２＝ｎ×ｆｓ１のとき、上
記イメージ信号の中心周波数は、 （ｋ−１）×ｆｓ１＋ｆＬ、ｋ×ｆｓ１−ｆＬ ：ｋ＝１、２、…、ｎ（３） となる。これらイメージ信号は、変調波信号のスペクト
ルと基本的に同一であるのでどれを使ってもかまわな
い。そこで、あるイメージ信号の中心周波数が所望の出
力周波数ｆｃと一致するようにｆｓ１、ｆＬ、ｋを設定
して、これらイメージ信号群をＤ／Ａ変換器１０でアナ
ログ信号に変換し、アナログのバンドパスフィルタ１１
で帯域制限を行って不要なイメージ信号を除去すること
により所望の変調波出力を得ることができる。
記イメージ信号の中心周波数は、 （ｋ−１）×ｆｓ１＋ｆＬ、ｋ×ｆｓ１−ｆＬ ：ｋ＝１、２、…、ｎ（３） となる。これらイメージ信号は、変調波信号のスペクト
ルと基本的に同一であるのでどれを使ってもかまわな
い。そこで、あるイメージ信号の中心周波数が所望の出
力周波数ｆｃと一致するようにｆｓ１、ｆＬ、ｋを設定
して、これらイメージ信号群をＤ／Ａ変換器１０でアナ
ログ信号に変換し、アナログのバンドパスフィルタ１１
で帯域制限を行って不要なイメージ信号を除去すること
により所望の変調波出力を得ることができる。
【００１１】ただし、不要イメージ信号がバンドパスフ
ィルタ１１で除去できるためには、図２および図３から
容易に分かるように、 ｆｓ１＞２ｆＬ＋Ｗｄ （４） なる条件が必要である。しかし、図３から想像できるよ
うにｆｃに対してｆＬは低い周波数を設定できるので、
ｆｓ１は従来のサンプリング周波数ｆｓよりも低い値を
用いることが可能で、その結果として上記第１および第
２のベースバンドフィルタ２、３の処理量を削減でき
る。例として、シンボル周波数ｆｂ＝２１ｋＨｚ、変調
波出力周波数ｆｃ＝４５５ｋＨｚ、変調波帯域幅Ｗｄ＝
３２ｋＨｚの場合を考える。
ィルタ１１で除去できるためには、図２および図３から
容易に分かるように、 ｆｓ１＞２ｆＬ＋Ｗｄ （４） なる条件が必要である。しかし、図３から想像できるよ
うにｆｃに対してｆＬは低い周波数を設定できるので、
ｆｓ１は従来のサンプリング周波数ｆｓよりも低い値を
用いることが可能で、その結果として上記第１および第
２のベースバンドフィルタ２、３の処理量を削減でき
る。例として、シンボル周波数ｆｂ＝２１ｋＨｚ、変調
波出力周波数ｆｃ＝４５５ｋＨｚ、変調波帯域幅Ｗｄ＝
３２ｋＨｚの場合を考える。
【００１２】まず式（３）および式（４）を満足しなが
ら、出力周波数ｆｃを４５５ｋＨｚにするための組み合
わせを選ぶ。第１サンプリング周波数ｆｓ１＝１６８ｋ
Ｈｚ、ローカル発振周波数ｆＬ＝４９ｋＨｚ、ｎ＝８、
ｋ＝３とすると、式（３）から出力周波数は、 ｆｃ＝ｋ×ｆｓ１−ｆＬ＝４５５ｋＨｚ となる。また、サンプリング周波数の条件は式（４）か
ら ｆｓ１＞２ｆＬ＋Ｗｄ＝１３０ｋＨｚ となり、条件を満足する。このとき２つのベースバンド
フィルタ２、３の処理量は式（２）から、 ｆｓ１×（ｆｓ１／ｆｂ）×８×２＝２１．５ＭＩＰＳ であり、従来の場合（６７６ＭＩＰＳ）の約３０分の１
の処理量となる。この処理量は汎用のＤＳＰ１個で十分
対応可能である。
ら、出力周波数ｆｃを４５５ｋＨｚにするための組み合
わせを選ぶ。第１サンプリング周波数ｆｓ１＝１６８ｋ
Ｈｚ、ローカル発振周波数ｆＬ＝４９ｋＨｚ、ｎ＝８、
ｋ＝３とすると、式（３）から出力周波数は、 ｆｃ＝ｋ×ｆｓ１−ｆＬ＝４５５ｋＨｚ となる。また、サンプリング周波数の条件は式（４）か
ら ｆｓ１＞２ｆＬ＋Ｗｄ＝１３０ｋＨｚ となり、条件を満足する。このとき２つのベースバンド
フィルタ２、３の処理量は式（２）から、 ｆｓ１×（ｆｓ１／ｆｂ）×８×２＝２１．５ＭＩＰＳ であり、従来の場合（６７６ＭＩＰＳ）の約３０分の１
の処理量となる。この処理量は汎用のＤＳＰ１個で十分
対応可能である。
【００１３】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように、直交変
調器の出力信号をアップサンプルしてイメージ信号を
得、それをＤ／Ａ変換した後に不要なイメージ信号を除
去する様にしたので、従来方式に比べてベースバンドフ
ィルタの処理量を著しく削減することが可能で、ディジ
タル変調回路の回路規模を小さくする上で大きな効果が
ある。
調器の出力信号をアップサンプルしてイメージ信号を
得、それをＤ／Ａ変換した後に不要なイメージ信号を除
去する様にしたので、従来方式に比べてベースバンドフ
ィルタの処理量を著しく削減することが可能で、ディジ
タル変調回路の回路規模を小さくする上で大きな効果が
ある。
【図１】本発明によるディジタル変調回路の一実施形態
の構成図である。
の構成図である。
【図２】図１に示した実施形態の直交変調器の出力信号
のスペクトルを示す図である。
のスペクトルを示す図である。
【図３】図１に示した実施形態におけるアップサンプラ
の出力信号のスペクトルを示す図である。
の出力信号のスペクトルを示す図である。
【図４】従来のディジタル変調回路の構成図である。
【図５】図４に示した従来のディジタル変調器の直交変
調器の出力信号のスペクトルを示す図である。
調器の出力信号のスペクトルを示す図である。
【図６】π／４ＱＰＳＫ変調方式において、Ｉ，Ｑ信号
が生成される規則を示す図である。
が生成される規則を示す図である。
１…ベースバンド変調器、２、３…第１および第２のベ
ースバンドフィルタ、４、５…第１および第２の乗算
器、６…９０°位相器、７…ローカル発振器、８…加算
器、９…アップサンプラ、１０…Ｄ／Ａ変換器、１１…
バンドパスフィルタ、１２…直交変調器、１３…ローパ
スフィルタ、
ースバンドフィルタ、４、５…第１および第２の乗算
器、６…９０°位相器、７…ローカル発振器、８…加算
器、９…アップサンプラ、１０…Ｄ／Ａ変換器、１１…
バンドパスフィルタ、１２…直交変調器、１３…ローパ
スフィルタ、
フロントページの続き (72)発明者 伊藤 眞 宮城県仙台市青葉区一番町三丁目７番１号 東北電力株式会社内 (72)発明者 横井 敦也 神奈川県高座郡寒川町小谷二丁目１番１号 東洋通信機株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】 送信データを変調して出力する機能をデ
ィジタル回路で実現したディジタル変調回路であって、
送信データをベースバンドＩ，Ｑ信号に変換するベース
バンド変調器と、上記Ｉ，Ｑ信号の帯域制限を行うベー
スバンドフィルタと、上記帯域制限されたＩ，Ｑ信号に
より所望の中心周波数の変調波を生成する直交変調器
と、上記直交変調器の出力信号をアップサンプルする手
段と、上記アップサンプルされた信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、所望の周波数の変調波出力を
得るため上記Ｄ／Ａ変換器の出力信号の帯域制限を行う
バンドパスフィルタとを具備したことを特徴とするディ
ジタル変調回路。 - 【請求項２】 上記直交変調器が、周波数ｆＬの余弦波
を生成するローカル発振器と、上記ローカル発振器の出
力信号の位相を変化させて周波数ｆＬの正弦波を出力す
る９０°位相器と、帯域制限されたＩ信号に周波数ｆＬ
の余弦波を乗算する第１の乗算器と、帯域制限されたＱ
信号に周波数ｆＬの正弦波を乗算する第２の乗算器と、
上記第１および第２の乗算器の出力を加算する加算器と
により構成されていることを特徴とする請求項１に記載
のディジタル変調回路。 - 【請求項３】 上記アップサンプル手段が上記直交変調
器出力信号の周波数をｎ倍の周波数にアップサンプルす
ることを特徴とする請求項１に記載のディジタル変調回
路。 - 【請求項４】 上記ベースバンド変調器、ベースバンド
フィルタ、直交変調器、およびアップサンプル手段がＤ
ＳＰを用いたディジタル回路で実現されていることを特
徴とする請求項１に記載のディジタル変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9965097A JPH10285228A (ja) | 1997-04-02 | 1997-04-02 | ディジタル変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9965097A JPH10285228A (ja) | 1997-04-02 | 1997-04-02 | ディジタル変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285228A true JPH10285228A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=14252941
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9965097A Pending JPH10285228A (ja) | 1997-04-02 | 1997-04-02 | ディジタル変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10285228A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000236268A (ja) * | 1999-02-15 | 2000-08-29 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ソフトウェア無線機 |
| KR100434474B1 (ko) * | 2001-01-29 | 2004-06-05 | 삼성전자주식회사 | 주파수 변환기 |
| WO2007043443A1 (ja) * | 2005-10-14 | 2007-04-19 | Mitsubishi Electric Corporation | ディジタル変調方法、ディジタル変調回路、ディジタル復調回路、およびディジタル伝送システム |
-
1997
- 1997-04-02 JP JP9965097A patent/JPH10285228A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000236268A (ja) * | 1999-02-15 | 2000-08-29 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ソフトウェア無線機 |
| KR100434474B1 (ko) * | 2001-01-29 | 2004-06-05 | 삼성전자주식회사 | 주파수 변환기 |
| WO2007043443A1 (ja) * | 2005-10-14 | 2007-04-19 | Mitsubishi Electric Corporation | ディジタル変調方法、ディジタル変調回路、ディジタル復調回路、およびディジタル伝送システム |
| JP5207517B2 (ja) * | 2005-10-14 | 2013-06-12 | 三菱電機株式会社 | ディジタル変調方法、ディジタル変調回路、ディジタル復調回路、およびディジタル伝送システム |
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