JPH10302958A

JPH10302958A - 高周波加熱装置

Info

Publication number: JPH10302958A
Application number: JP9112213A
Authority: JP
Inventors: Kenji Yasui; 健治安井; Makoto Mihara; 誠三原; Daisuke Betsusou; 大介別荘; Haruo Suenaga; 治雄末永; Yoshiaki Ishio; 嘉朗石尾
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-04-30
Filing date: 1997-04-30
Publication date: 1998-11-13
Anticipated expiration: 2017-04-30
Also published as: JP3216568B2

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明はマグネトロンを用いた高周波加熱装
置のマグネトロンの駆動用電源に関するものであり、第
１の半導体スイッチング素子３を構成するダイオードに
流れる電流を極小化することである。【解決手段】本発明の高周波加熱装置のマグネトロン
駆動電源は、駆動回路は第１の半導体スイッチング素子
３と第２の半導体スイッチング素子６のオン時間比率を
任意に設定できるように構成されるため、第１の半導体
スイッチング素子３を構成するダイオードの電流を極小
化することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマグネトロンを用い
た高周波加熱装置のマグネトロンの駆動用電源に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波加熱装置について図面を用
いて説明する。

【０００３】従来の高周波加熱装置は図１５に示される
ように、一石式電圧共振型回路と呼ばれる回路構成を用
いている。１９は６０Hzあるいは５０Hzの商用電源、２
０は商用電源を全波整流する整流器で商用電源を整流し
て直流電源を構成する。２１は平滑コンデンサ、２２は
第１のコンデンサ、２３はリーケージ型トランス、２４
は半導体スイッチング素子、２５はマグネトロン、２６
は半導体スイッチング素子２４を駆動する発振器を備え
る駆動回路である。リーケージ型トランス２３と第１の
コンデンサ２２とが共振回路を構成し、この作用によ
り、半導体スイッチング素子２４の電圧波形が正弦波状
になる。半導体スイッチング素子２４のコレクタ電圧と
電流波形は、図１６（ａ）、（ｂ）に示されるようにな
る。

【０００４】この共振回路の効果は、電圧がゼロになっ
てから電流が流れ始めるので、オン時のスイッチング損
失（電圧と電流とが重なり合う部分）が低減される。オ
フ時には電流は急峻に切れるが、電圧が正弦波状に立上
るので、その傾きは緩やかになり、オフ時のスイッチン
グ損失が低減される。このように、共振型回路は半導体
スイッチング素子のスイッチング損失を低減する効果を
有する。しかしながら、このような構成の高周波加熱装
置では半導体スイッチング素子２４に印加する電圧が図
１６に示すように共振電圧波形となるため、その最大値
が電源電圧の４倍以上の高電圧を発生してしまう。ま
た、半導体スイッチング素子２４がオフしている期間は
リーケージ型トランス２３の１次巻線と第１のコンデン
サ２２によって決まる共振周期に依存するため、零電圧
スイッチングを実現するためには半導体スイッチング素
子２４に印加する電圧が零となるタイミングを検出して
オン信号を与える必要がある。このため制御回路が複雑
化するという問題があった。

【０００５】そこで、この問題を解決するために本発明
に先立って図１７に示す高周波加熱装置が考えられた。

【０００６】図１７において、１は直流電源、４は第１
のコンデンサ、５は第２のコンデンサ、６は第２の半導
体スイッチング素子、３は第１の半導体スイッチング素
子、７は駆動回路、２はリーケージ型トランス、８はコ
ンデンサ８ａおよびコンデンサ８ｂを含む全波倍電圧整
流回路、９はマグネトロンである。

【０００７】駆動回路７は、その内部に第１の半導体ス
イッチング素子３と第２の半導体スイッチング素子６の
駆動信号をつくるための、発振器１１が構成されてい
る。この発振器１１で所定周波数とデューティーの信号
が発生され、第１の半導体スイッチング素子３に駆動信
号を与えている。第２の半導体スイッチング素子６に
は、第１の半導体スイッチング素子３の駆動信号の反転
信号に遅延回路１２により遅れ時間を持たせた信号が与
えられている。

【０００８】この回路の動作について図１８および図１
９を参照して説明する。まず、第１の半導体スイッチン
グ素子３がオンしている場合、直流電源１以降の主要回
路部分の等価回路は図１８（ａ）のようになり、コレク
タ電流Ｉｃがリーケージ型トランス２の１次巻線を通っ
て第２のコンデンサ５から供給される（図１９（ａ）状
態（イ））。この時、リーケージ型トランス２の２次側
出力は全波倍電圧整流回路のコンデンサ８ａを充電し始
める。コンデンサ８ｂには初期電圧Ｖ８ａが蓄えられて
いるので、コンデンサ８ａの電圧Ｖ８ｂとがＶ８ａ＋Ｖ８ｂ＞Ｖｃｕｔ（１）Ｖｃｕｔ：マグネトロンのカットオフ電圧の関係になるとマグネトロン９を発振させることができ
マグネトロン９に図１９（ｂ）のように電流Ｉａが流れ
始める。

【０００９】第１の半導体スイッチング素子３がオフす
ると、等価回路は図１８（ｂ）のようになり、リーケー
ジ型トランス２の１次巻線に流れていた電流は第１のコ
ンデンサ４に向かって流れ始める。このとき、リーケー
ジ型トランス２の２次側出力はコンデンサ８ｂの充電を
始める（状態（ロ））。このとき、（１）式を満たす
と、再びマグネトロン９は発振を開始し、アノード電流
Ｉａが流れ始める。また、リーケージ型トランス２の１
次巻線の電流は図１９（ｃ）のようになり、第１の半導
体スイッチング素子３の電圧は同図（ｄ）のようにな
る。

【００１０】この第１の半導体スイッチング素子３の電
圧が第２のコンデンサ５の初期電圧に到達すると、第２
の半導体スイッチング素子６を構成するダイオードが導
通し、第２のコンデンサ５の充電が開始される。このと
きの等価回路は図１８（ｃ）のようになる。第２のコン
デンサ５は第１のコンデンサ４に比べて、その容量値を
大きくしてあるので、第１の半導体スイッチング素子３
の電圧の傾きが、急激に緩やかになり図１９（ｄ）の状
態（ハ）に移行する。リーケージ型トランス２の１次側
から第２のコンデンサ５に向かって流れていた電流が、
反対に、第２のコンデンサ５からリーケージ型トランス
２の第１の巻線に向かって流れるようになると、状態
（ニ）に移行する。この時点で、第２の半導体スイッチ
ング素子６を構成するトランジスタをオンさせておく必
要がある。任意の時間Ｔで第２の半導体スイッチング素
子６を構成するトランジスタを遮断すると、第１のコン
デンサ４からリーケージ型トランス２の第１の巻線に向
かって電流が流れ始める状態（ホ）に移行する。この時
の第１の半導体スイッチング素子３の電圧の傾きは急に
なり、第１のコンデンサ４の持つエネルギーによって零
に向かって下がっていく。この電圧が零になった時点
で、第１の半導体スイッチング素子３を再び駆動させる
と、状態（イ）から同様な動作を繰り返すことになり、
スイッチング損失を低減させるスイッチング動作が実現
できる。

【００１１】前述した第２のコンデンサの初期電圧は、
状態（ニ）で、第２の半導体スイッチング素子６を任意
の時間Ｔの間、オンすることにより決定される。すなわ
ち、第２の半導体スイッチング素子６のオン時間を長く
することによって、第２のコンデンサ５の初期電圧が下
がり、結果として第１の半導体スイッチング素子３の電
圧を下げる事ができる。このように、従来の回路構成で
は実現できなかった、第１の半導体スイッチング素子３
のオフ時間、言い換えれば、第２の半導体スイッチング
素子６のオン時間を任意に設定することができるように
なり、さらに、第２のコンデンサ５の容量を第１のコン
デンサ４に比べて十分大きな容量値とすることにより、
第１の半導体スイッチング素子３の電圧を低減（クラン
プ）することができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成の高周波加熱装置は以下に挙げる課題がある。

【００１３】すなわち、商用電源を整流器で整流し、図
２０（ｃ）に示すようなほとんど平滑しない脈動の大き
い電圧で、回路動作させて、かつ動作周波数を発振器の
発する所定の周波数に固定しているため、第１の半導体
スイッチング素子３と第２の半導体スイッチング素子６
のオン時間比率が電源電圧の全領域において一定の動作
となる。このように一定のオン時間で駆動するとマグネ
トロン９が発振開始または発振停止する時刻（図２０
（ｄ）のＴ４あるいはＴ６近傍）において零電圧動作し
難くなる傾向がある。このため電源電圧の全領域におい
て零電圧スイッチングを実現するためには電源ピーク付
近（図２０（ｄ）のＴ５付近）では零電圧動作に対して
十分なエネルギーを第１のコンデンサ４に蓄えた状態で
第２の半導体スイッチング素子６をターンオフしなけれ
ばならない。このため、図２１に示すように第１の半導
体スイッチング素子３を構成するダイオードに流れる電
流Ｉ _Dが大きくなり、所定の電力変換を行う際の第１の
半導体スイッチング素子３の電流責務が大きくなる。ま
た、電源電圧が最大値のときに１周期毎に変換する電力
が最大となるため、この時にマグネトロン９を流れる電
流Ｉａが高くなり、瞬間的に規格値を超え、マグネトロ
ン９の寿命に悪影響を及ぼすという課題がある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】商用電源を整流して得ら
れる直流電源と、前記直流電源に接続される、リーケー
ジ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１次巻線
に直列に接続される第１の半導体スイッチング素子と、
前記リーケージ型トランスの１次巻線に並列、あるいは
直列に接続される第１のコンデンサと、前記リーケージ
型トランスの１次巻線に並列、あるいは直列に接続され
る第２のコンデンサと第２の半導体スイッチング素子の
直列接続体と、前記第１の半導体スイッチング素子と第
２の半導体スイッチング素子とを駆動する発振器を有す
る駆動回路と、前記リーケージ型トランスの２次側に接
続される整流回路と、前記整流回路に接続されるマグネ
トロンと、入力電圧検出手段と、出力指令手段と、基準
電圧発生手段を設け、前記基準電圧発生手段は、前記出
力指令手段と前記入力電圧検出手段の出力に基づいて発
振器に基準信号を与える構成にするとともに、前記発振
器は前記基準信号に基づいて前記第１の半導体スイッチ
ング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を駆動す
るパルス信号のオン時間比率を設定するようにすること
によって、電源電圧の変動に伴って第１の半導体スイッ
チング素子がオンする時間が変化する。このため脈動す
る直流電圧のすべての時刻において零電圧動作を実現す
るようなオン時間比率に設定することができるようにな
るので、第１の半導体スイッチング素子に流れる電流を
極小化することができる。

【００１５】さらに、発振器は周波数設定手段を備え、
前記周波数設定手段の出力信号に基づき、前記発振器の
発振周波数を変化させる構成とするとともに最低周波数
制限手段を設け、発振器は前記最低周波数制限手段によ
って最低周波数を制限する構成としたので、動作周波数
が可聴周波数帯になることがなくなる。

【００１６】

【発明の実施の形態】商用電源を整流して得られる直流
電源と、前記直流電源に接続される、リーケージ型トラ
ンスと、前記リーケージ型トランスの１次巻線に直列に
接続される第１の半導体スイッチング素子と、前記リー
ケージ型トランスの１次巻線に並列、あるいは直列に接
続される第１のコンデンサと、前記リーケージ型トラン
スの１次巻線に並列、あるいは直列に接続される第２の
コンデンサと第２の半導体スイッチング素子の直列接続
体と、前記第１の半導体スイッチング素子と第２の半導
体スイッチング素子とを駆動する発振器を有する駆動回
路と、前記リーケージ型トランスの２次側に接続される
整流回路と、前記整流回路に接続されるマグネトロンと
を備え、前記発振器は前記第１の半導体スイッチング素
子と前記第２の半導体スイッチング素子を駆動するパル
ス信号のオン時間比率を設定できるよう構成することに
より脈動する直流電圧のすべての時刻において零電圧動
作を実現するようなオン時間比率に設定することができ
るようになるので、第１の半導体スイッチング素子に流
れる電流を極小化することができる。

【００１７】また、発振器は周波数設定手段を備え、前
記周波数設定手段の出力信号に基づき、前記発振器の発
振周波数を変化させる構成とすることにより脈動する直
流電圧のすべての時刻において零電圧動作を実現するよ
うなオン時間比率に設定することができるようになるの
で、第１の半導体スイッチング素子に流れる電流を極小
化することができる。

【００１８】さらに、入力電圧検出手段と、出力指令手
段と、基準電圧発生手段を設け、前記基準電圧発生手段
は、前記出力指令手段と前記入力電圧検出手段の出力に
基づいて発振器に基準信号を与える構成とすることによ
り脈動する直流電圧のすべての時刻において零電圧動作
を実現するようなオン時間比率に設定することができる
ようになるので、第１の半導体スイッチング素子に流れ
る電流を極小化することができる。

【００１９】また、さらに、周波数設定手段は入力電圧
検出手段の出力に基づき出力を変化させる構成とした脈
動する直流電圧のすべての時刻において零電圧動作を実
現するようなオン時間比率に設定することができるよう
になるので、第１の半導体スイッチング素子に流れる電
流を極小化することができる。

【００２０】また、さらに、最低周波数制限手段を設
け、発振器は前記最低周波数制限手段によって最低周波
数を制限する構成とした脈動する直流電圧のすべての時
刻において零電圧動作を実現するようなオン時間比率に
設定することができるようになるので、第１の半導体ス
イッチング素子に流れる電流を極小化することができる
とともに、動作周波数が可聴周波数帯以下になることが
なくなる。

【００２１】以下、本発明の実施例について図面を参照
して説明する。（実施例１）図１は本発明の実施例のマグネトロン駆動
用電源の回路図である。図１において、従来例と同一符
号のものは同一の構成要素であり詳細な説明は省略す
る。

【００２２】また、図２は、第２の半導体スイッチング
素子６と第２のコンデンサ５の直列接続体をリーケージ
型トランス２の１次巻線に対し直列に接続し、第１のコ
ンデンサ４をリーケージ型トランス２の１次巻線に対し
並列に接続した例であり、回路動作としては図３（ａ）
（ｂ）（ｃ）に示すように動作モードが区分され図１の
例と同様の作用を有する。

【００２３】また、一方、図４は第２の半導体スイッチ
ング素子３と第２のコンデンサ５の直列接続体をリーケ
ージ型トランス２の１次巻線に対し並列に接続し、第１
のコンデンサ４をリーケージ型トランス２の１次巻線に
対し直列に接続した例であり、回路動作としては図５
（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように動作モードが区分され
図１あるいは図２の例と同様の作用を有する。

【００２４】また、図６は第２の半導体スイッチング素
子６と第２のコンデンサ５の直列接続体をリーケージ型
トランス２の１次巻線に対し並列に接続し、第１のコン
デンサ４をリーケージ型トランス２の１次巻線に対し並
列に接続した例であり回路動作としては図７（ａ）
（ｂ）（ｃ）に示すように動作モードが区分され、図１
の例と同様の作用を有する。

【００２５】入力電圧検出手段１３は商用電源１の電圧
をダイオードによって整流し、電源電圧の脈動に同期し
た電圧を発生する。反転増幅回路１４はこの電圧を反転
増幅して基準信号発生回路１５に電源周期に同期した脈
動する信号を与える。基準信号発生手段１５は出力指令
手段１６から与えられる直流値に反転増幅回路１４が出
力する電源周期に同期した脈動する信号を重畳し、この
重畳された信号を発振回路１１に基準信号として与え
る。

【００２６】図８は発振器１１の詳細な構成を示した回
路図である。トランジスタ１１ａは抵抗１１ｈの値によ
って決まる所定の電流Ｉ１を流す。トランジスタ１１
ｂ、１１ｃは、トランジスタ１１ａとカレントミラー回
路を構成しているのでＩ１と同じ電流が流れる。フリッ
プフロップ回路１１ｉの出力がＬｏｗであるときトラン
ジスタ１１ｄ、１１ｅ、１１ｆはオフ状態であるので、
トランジスタ１１ｂを流れる電流はコンデンサ１１ｇを
充電する電流となり、コンデンサ１１ｇの電圧Ｖ３は直
線的に上昇する。次に、Ｖ３が第１の基準電圧Ｖ１に到
達すると、比較器１１ｊはフリップフロップ回路１１ｉ
に信号を送り、フリップフロップ回路の出力は、Ｈｉｇ
ｈとなる。この時、トランジスタ１１ｄはオン状態とな
るので、トランジスタ１１ｄにはトランジスタ１１ｃを
流れる電流と同じ電流Ｉ１が流れることになる。また、
トランジスタ１１ｅ、１１ｆはトランジスタ１１ｄとカ
レントミラーを構成しているのでそれぞれ電流Ｉ１と同
じ電流を流そうとする。トランジスタ１１ｂを流れる電
流はＩ１であるのでトランジスタ１１ｅ、１１ｆにそれ
ぞれ電流Ｉ１を流すためにコンデンサ１１ｇから電流が
供給される。この結果、コンデンサ１１ｇは電流Ｉ１で
放電することになり、直線的に電圧Ｖ３が下降する。次
に、Ｖ３が第２の基準電圧Ｖ２まで下降すると比較器１
１ｋは、フリップフロップ回路１１ｉに信号を送り、こ
の結果フリップフロップ回路１１ｉの出力はＬｏｗとな
る。この時、再びトランジスタ１１ｄがオフ状態となる
ためコンデンサ１１ｇが充電され、Ｖ３が上昇する。以
上の動作を繰り返しＶ３には一定周波数の三角波が形成
される。比較器１１ｌはこの三角波と基準信号発生手段
１５から与えられる基準信号とを比較し、パルス信号を
発生する。

【００２７】図９（ａ）は商用電源の電圧波形であり、
６０Hzあるいは５０Hzの周波数で変化している。同図
（ｂ）は商用電源から入力される電流波形である。同図
（ｃ）は商用電源を全波整流した直流電圧波形であり、
商用電源の周期に同期して変動する大きなリップルを持
つ波形である。また、同図（ｄ）はマグネトロン９を流
れる電流Ｉａの波形を示しており、前述したように高圧
整流回路８の出力電圧がマグネトロン９のカットオフ電
圧を超えると電流が流れ始める。また、同図（ｅ）は発
振器１１がつくる三角波と基準信号発生手段１５の出力
する基準信号との関係を示した図である。基準信号発生
手段１５の出力する基準信号は商用電源に同期してお
り、商用電源が最大値になる時刻Ｔ２において最低とな
る。図１０はＴ１〜Ｔ３の各時刻における発振器の出力
パルス信号と第１の半導体スイッチング素子を流れる電
流および印加電圧を示した図である。発振器１１におい
て発生する三角波と基準信号発生手段１５が発生する基
準信号は前述したような関係にあるので各時刻における
発振器１１の出力パルス信号の時間幅には以下の関係が
ある。

【００２８】ｔ１＞ｔ２＜ｔ３（２）ここで１周期当たりの電送電力を考えると次式がなりた
つ。

【００２９】Ｐ＝Ｅ²×ｔ²／２×Ｌ×Ｔ（３）Ｅ；電源電圧Ｔ；１周期の時間ｔ；第１の半導体スイッチング素子がオンしている時間本実施例のように基準信号発生手段１５の出力信号を電
源電圧に同期して変化させることによって、一定のオン
時間で第１の半導体スイッチング素子を駆動している時
に比べて商用電源のピーク点（時刻Ｔ２）での伝送電力
を下げることができる。また、ピーク点から外れた時刻
（時刻Ｔ１またはＴ３）では、逆に伝送電力を上げるこ
とができる。従って、時刻Ｔ２において第１の半導体ス
イッチング素子が零電圧スイッチング動作するために必
要な最低限の時間幅ｔ１であっても電源電圧の全領域に
おいて零電圧動作を安定に行うことができ、第１の半導
体スイッチング素子を構成するダイオードを流れる電流
を極小にすることができる。このため第１の半導体スイ
ッチング素子の電流責務を極小に押さえることができる
という効果を有する。また、ピーク点での伝送電力が抑
制されるためマグネトロンを流れる電流は図９（ｃ）の
ようになり最大値をマグネトロンの規格値以内に押さえ
ることができる。

【００３０】（実施例２）図１１において図１と同一の
構成要素には同一の符号を付している。また、第２の半
導体スイッチング素子６と第２のコンデンサ５の直列接
続体と第１のコンデンサ４の接続についての組み合わせ
が第１の実施例と同様に考えられるが、すでに実施例１
において述べたようにそれぞれ同一の作用を有するので
本実施例においてはその説明は省略する。

【００３１】発振器１１は周波数設定手段を備えており
電源電圧検出手段の出力に応じて発振器１１の発振周波
数を変化させるように作用する。図１２は発振器の詳細
な構成を示す回路図であり図８と同一の機能を有する構
成要素には同一の記号を付している。トランジスタ１１
ｍは電源電圧検出手段の出力信号をベース端子に入力す
る構成としているため、抵抗１１ｈの両端にかかる電圧
Ｖ４はＶ４＝Ｖ５−Ｖ_BE（４）Ｖ_BE；トランジスタ１１ｍのベースエミッタ間電圧となる。トランジスタ１１ａを流れる電流Ｉ１とＶ４に
はＩ１＝Ｖ４／Ｒ（１１ｈ）（５）Ｒ（１１ｈ）；抵抗１１ｈの抵抗値という関係が成立する。従って、Ｖ５を可変することに
よってコンデンサ１１ｇの充放電電流が変化するので三
角波の周波数がこれに応じて変化することになる。従っ
て発振器１１の出力するパルス信号の周波数もこれに伴
って変化する。一方、１周期当たりの伝送電力は前述し
たように（３）で示される。これを第１の半導体スイッ
チング素子が１周期中にオンしている時間比率Ｄと動作
周波数で表すとＰ＝Ｅ²×Ｄ²／（２×Ｆ）（６）Ｄ；第１の半導体スイッチング素子がオンしている時間
比率Ｄ＝ｔ／ＴＦ；周波数Ｆ＝１／Ｔとなる。周波数設定手段は電源電圧検出手段の出力によ
って動作周波数を設定するように構成しているため、電
源電圧が最大値から外れるにつれ、動作周波数を減ずる
ように働く。従って、電源電圧の最大値から外れた時刻
での伝送電力を増加することができる。このため電源電
圧の全領域において零電圧スイッチング動作を実現し易
くなりる。また、電源電圧が最大となる時刻から外れた
時刻での伝送電力を増加することができるので電源電圧
が最大となる時刻での伝送電力を抑制でき、マグネトロ
ンを流れる電流の最大値を抑制することができる。この
ためマグネトロンを流れる電流を規格値以内に抑制する
ことができる。

【００３２】（実施例３）図１３において前述の実施例
と同一の構成要素には同一の符号を付している。また、
前述の実施例１または実施例２と同様、第２の半導体ス
イッチング素子６と第２のコンデンサ５の直列接続体と
第１のコンデンサ４の接続の組み合わせが考えられる
が、すでに前述の実施例でも述べているので本実施例に
おいてはその説明は割愛する。発振器１１は最低周波数
制限手段を備えており、発振器の発振周波数が所定の値
以下にならないように周波数の下限を制限するように作
用する。図１４は発振器１１の詳細な回路図であり、前
述の実施例と同一の構成要素は同一の符号を付してい
る。トランジスタ１１ｎはトランジスタ１１ｍのベース
電圧がＶ６以下になろうとするとオン状態となり、抵抗
１１ｏ、１１ｐによって定まる電圧Ｖ６とＶ５の間にはＶ５＝Ｖ６―Ｖ_BE(11n)（７）（ただし、Ｖ６＞Ｖ５）Ｖ_BE(11n)；トランジスタ１１ｎのベースエミッタ間電
圧このためトランジスタ１１ｍのベース電圧は（７式）で
示される値以下にならない。このため抵抗１１hの電圧
Ｖ４も最低値が制限されることになり、トランジスタ１
１ａを流れる電流Ｉ１の最低値も同じように制限され
る。従って、コンデンサ１１ｇを充放電する電流はＩ１
であるため、その最低値が制限されることになる。この
結果、発振器１１で作られる三角波の最低周波数が制限
されることになる。これは言い換えると第１および第２
の半導体スイッチング素子がオンオフする周波数の最低
値が制限されることになる。そこでこの周波数が可聴周
波数定である２０kHz以下にならないようにＩ１の値と
コンデンサ１１ｇの容量を選択することによって、第１
および第２の半導体スイッチング素子がオンオフする際
に生じるスイッチング音を聞こえなくする事ができる。

【００３３】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、商用電源
を整流して得られる直流電源と、前記直流電源に接続さ
れる、リーケージ型トランスと、前記リーケージ型トラ
ンスの第１の巻線に直列に接続される第１の半導体スイ
ッチング素子と、前記リーケージ型トランスの第１の巻
線に並列、あるいは直列に接続される第１のコンデンサ
と、前記リーケージ型トランスの第１の巻線に並列、あ
るいは直列に接続される第２のコンデンサと第２の半導
体スイッチング素子の直列接続体と、前記第１の半導体
スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子とを
駆動する発振器を有する駆動回路と、前記リーケージ型
トランスの２次側に接続される整流回路と、前記整流回
路に接続されるマグネトロンとを備え、前記発振器は前
記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体ス
イッチング素子を駆動するパルス信号のオン時間比率を
設定できるよう構成することにより、脈動する直流電圧
のすべての時刻において零電圧動作を実現するようなオ
ン時間比率に設定することができるようになるので、第
１の半導体スイッチング素子に流れる電流を極小化する
ことができるという効果を有する。

【００３４】さらに、発振器は周波数設定手段を備え、
前記周波数設定手段の出力信号に基づき、前記発振器の
発振周波数を変化させる構成するとともに最低周波数制
限手段を設け、発振器は前記最低周波数制限手段によっ
て最低周波数を制限する構成としたので、動作周波数が
可聴周波数帯になることがなくなり、半導体スイッチン
グ素子のスイッチングに伴う雑音を聞こえなくすること
ができるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図２】同高周波加熱装置の他のマグネトロン駆動用電
源の回路図

【図３】（ａ）同マグネトロン駆動用電源において第１
の半導体スイッチング素子がオンの場合の等価回路図（ｂ）同マグネトロン駆動用電源において第１の半導体
スイッチング素子がオフの場合の等価回路図（ｃ）同マグネトロン駆動用電源において第２のコンデ
ンサが充電する場合の等価回路図

【図４】同高周波加熱装置の他のマグネトロン駆動用電
源の回路図

【図５】（ａ）同マグネトロン駆動用電源において第１
の半導体スイッチング素子がオンの場合の等価回路図（ｂ）同マグネトロン駆動用電源において第１の半導体
スイッチング素子がオフの場合の等価回路図（ｃ）同マグネトロン駆動用電源において第２のコンデ
ンサが充電する場合の等価回路図

【図６】同高周波加熱装置の他のマグネトロン駆動用電
源の回路図

【図７】（ａ）同マグネトロン駆動用電源において第１
の半導体スイッチング素子がオンの場合の等価回路図（ｂ）同マグネトロン駆動用電源において第１の半導体
スイッチング素子がオフの場合の等価回路図（ｃ）同マグネトロン駆動用電源において第２のコンデ
ンサが充電開始する場合の等価回路図

【図８】本発明のマグネトロン駆動用電源の発振器の詳
細な回路図

【図９】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の動作
波形図

【図１０】同マグネトロンの時刻Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３にお
ける発振器の出力パルスと第１の半導体スイッチング素
子の電流、電圧を示す波形図

【図１１】本発明の実施例２の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源の回路図

【図１２】同マグネトロン駆動用電源の発振器の詳細な
回路図

【図１３】本発明の実施例３の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源の回路図

【図１４】同マグネトロン駆動用電源の発振器の詳細な
回路図

【図１５】従来の高周波加熱装置のマグネトロン駆動用
電源の回路図

【図１６】同マグネトロン駆動用電源の半導体スイッチ
ング素子の電圧と電流を示す波形図

【図１７】従来の他の高周波加熱装置のマグネトロン駆
動用電源の回路図

【図１８】（ａ）同マグネトロン駆動用電源において第
１の半導体スイッチング素子がオンの場合の等価回路図（ｂ）同マグネトロン駆動用電源において第１の半導体
スイッチング素子がオフの場合の等価回路図（ｃ）同マグネトロン駆動用電源において第２のコンデ
ンサが充電開始する場合の等価回路図

【図１９】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の波
形図

【図２０】同マグネトロン駆動用電源の主要回路部の動
作波形図

【図２１】同マグネトロン駆動用電源の時刻Ｔ４、Ｔ
５、Ｔ６における発振器の出力パルスと第１の半導体ス
イッチング素子の電流、電圧を示す波形図

【符号の説明】

１直流電源２リーケージ型トランス３第１の半導体スイッチング素子４第１のコンデンサ５第２のコンデンサ６第２の半導体スイッチング素子７駆動回路８整流回路９マグネトロン１１発振器１３入力電力検出手段１５基準信号発生手段１６出力指令手段１７周波数設定手段１８最低周波数制限手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者末永治雄大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者石尾嘉朗大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流して得られる直流電源と、
前記直流電源に接続する、リーケージ型トランスと、前
記リーケージ型トランスの１次巻線に直列に接続する第
１の半導体スイッチング素子と、前記リーケージ型トラ
ンスの１次巻線に並列、または直列に接続する第１のコ
ンデンサと、前記リーケージ型トランスの１次巻線に並
列、または直列に接続する第２のコンデンサと第２の半
導体スイッチング素子の直列接続体と、前記第１の半導
体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子と
を駆動する発振器を有する駆動回路と、前記リーケージ
型トランスの２次側に接続する整流回路と、前記整流回
路に接続するマグネトロンとを備え、前記発振器は前記
第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイ
ッチング素子を駆動するパルス信号のオン時間比率を設
定できる構成とした高周波加熱装置。
【請求項２】発振器は周波数設定手段を備え、前記周波
数設定手段の出力信号に基づき前記発振器の発振周波数
を変化させる構成とした請求項１記載の高周波加熱装
置。
【請求項３】入力電圧検出手段と、出力指令手段と、基
準電圧発生手段を設け、前記基準電圧発生手段は、前記
出力指令手段と前記入力電圧検出手段の出力に基づいて
発振器に基準信号を与える構成とした請求項１または２
記載の高周波加熱装置。
【請求項４】周波数設定手段は入力電圧検出手段の出力
に基づき出力を変化する構成とした請求項３記載の高周
波加熱装置。
【請求項５】最低周波数制限手段を設け、発振器は前記
最低周波数制限手段によって最低周波数を制限する構成
とした請求項２または４記載の高周波加熱装置。