JPH1031524A - 逆電流バイパス回路 - Google Patents
逆電流バイパス回路Info
- Publication number
- JPH1031524A JPH1031524A JP18596596A JP18596596A JPH1031524A JP H1031524 A JPH1031524 A JP H1031524A JP 18596596 A JP18596596 A JP 18596596A JP 18596596 A JP18596596 A JP 18596596A JP H1031524 A JPH1031524 A JP H1031524A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- power supply
- reverse current
- load
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明の課題は、電流吸収能力の無い電源に数
個の素子を付加することによって、必要な時点のみ逆電
流をバイパスする電流経路を設け、見かけ上逆電流吸収
能力を追加する逆電流バイパス回路を提供することにあ
る。 【解決手段】本発明は、逆電流吸収能力の無い電源１の
一方の出力端子Ｏ1 と負荷Ｌとの間に、通常方向の電流
を阻止せず逆方向の電流を阻止する向にダイオードＤを
挿入し、前記ダイオードＤの電源側端子にベースＢを負
荷側端子にエミッタＥをそしてコレクタＣを前記電源１
のもう一方の出力端子Ｏ2 に接続したトランジスタＴｒ
を配置し、逆電流によって前記トランジスタＴｒにベー
ス電流を流すことによって同トランジスタＴｒを作動さ
せ、逆流する電流をバイパスすることを特徴とする。
個の素子を付加することによって、必要な時点のみ逆電
流をバイパスする電流経路を設け、見かけ上逆電流吸収
能力を追加する逆電流バイパス回路を提供することにあ
る。 【解決手段】本発明は、逆電流吸収能力の無い電源１の
一方の出力端子Ｏ1 と負荷Ｌとの間に、通常方向の電流
を阻止せず逆方向の電流を阻止する向にダイオードＤを
挿入し、前記ダイオードＤの電源側端子にベースＢを負
荷側端子にエミッタＥをそしてコレクタＣを前記電源１
のもう一方の出力端子Ｏ2 に接続したトランジスタＴｒ
を配置し、逆電流によって前記トランジスタＴｒにベー
ス電流を流すことによって同トランジスタＴｒを作動さ
せ、逆流する電流をバイパスすることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源に
代表される電流吸収能力の無い電源回路に電流吸収能力
を擬似的に追加する逆電流バイパス回路に関するもので
ある。特に、リアクティブな負荷からの逆流電流や、電
話機のベルを鳴動させる場合のように直流バイアスされ
た負荷に比較的高電圧の交流電流を印加する場合の、バ
イアス用直流電源の交流逆流電流による直流電源の出力
電圧上昇を吸収する用途に適している。
代表される電流吸収能力の無い電源回路に電流吸収能力
を擬似的に追加する逆電流バイパス回路に関するもので
ある。特に、リアクティブな負荷からの逆流電流や、電
話機のベルを鳴動させる場合のように直流バイアスされ
た負荷に比較的高電圧の交流電流を印加する場合の、バ
イアス用直流電源の交流逆流電流による直流電源の出力
電圧上昇を吸収する用途に適している。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来のスイッチング電源にリアク
ティブな負荷を接続した場合の回路図である。また、図
８は図７の基本的動作を示す信号波形図である。以後図
７と図８とを用いて説明する。図７において、破線で囲
んだ電源１を構成する入力電圧源Ｅ1 ，スイッチ素子
Ｓ，整流ダイオードＤ1 ，平滑インダクタＬ1 ，平滑コ
ンデンサＣ1 は昇圧チョッパ形スイッチング電源であり
電流吸収能力が無い。また、もう一つの破線で囲んだ負
荷Ｌを構成する負荷インダクタＬ2 ，負荷コンデンサＣ
2 および変化する負荷抵抗Ｒ2 の接続はこの負荷Ｌがリ
アクティブであることを表わしている。図８に示すよう
に、定常状態では電源１の出力電圧Ｖ01および負荷電流
ＩL2は一定値である。ここで、ある時刻に負荷抵抗Ｒ2
が増加すると、リアクティブな負荷要素である負荷イン
ダクタＬ2 ，負荷コンデンサＣ2 の作用により負荷電流
ＩL2に振動が生じる。この振動電流が負になることはす
なわち負荷Ｌから電源１に向かって逆電流が流れること
を示している。一方、電源１には整流ダイオードＤ1 の
整流作用によりこの逆電流を吸収する能力が無いので、
平滑コンデンサＣ1 が前述の逆電流によって充電され、
その両端電圧が上昇する結果、出力電圧Ｖ01が上昇す
る。すなわち、電源１の出力電圧Ｖ01に制御不可能な電
圧が発生するという問題が生じる。
ティブな負荷を接続した場合の回路図である。また、図
８は図７の基本的動作を示す信号波形図である。以後図
７と図８とを用いて説明する。図７において、破線で囲
んだ電源１を構成する入力電圧源Ｅ1 ，スイッチ素子
Ｓ，整流ダイオードＤ1 ，平滑インダクタＬ1 ，平滑コ
ンデンサＣ1 は昇圧チョッパ形スイッチング電源であり
電流吸収能力が無い。また、もう一つの破線で囲んだ負
荷Ｌを構成する負荷インダクタＬ2 ，負荷コンデンサＣ
2 および変化する負荷抵抗Ｒ2 の接続はこの負荷Ｌがリ
アクティブであることを表わしている。図８に示すよう
に、定常状態では電源１の出力電圧Ｖ01および負荷電流
ＩL2は一定値である。ここで、ある時刻に負荷抵抗Ｒ2
が増加すると、リアクティブな負荷要素である負荷イン
ダクタＬ2 ，負荷コンデンサＣ2 の作用により負荷電流
ＩL2に振動が生じる。この振動電流が負になることはす
なわち負荷Ｌから電源１に向かって逆電流が流れること
を示している。一方、電源１には整流ダイオードＤ1 の
整流作用によりこの逆電流を吸収する能力が無いので、
平滑コンデンサＣ1 が前述の逆電流によって充電され、
その両端電圧が上昇する結果、出力電圧Ｖ01が上昇す
る。すなわち、電源１の出力電圧Ｖ01に制御不可能な電
圧が発生するという問題が生じる。
【０００３】図９は従来の負荷抵抗Ｒ2 に、逆電流吸収
能力の無い直流電源１によって直流バイアス電流を流
し、電源１の出力電圧Ｖ01よりも高い振幅電圧の交流電
源２の交流電圧源Ｅ2 によって交流電流を流す場合の接
続図である。また、図１０は図９の基本的動作を示す信
号波形図である。以後図９と図１０とを用いて説明す
る。電源２の出力電圧Ｖ02が正の間は電源２の出力電圧
Ｖ02と電源１の出力電圧Ｖ01との電圧極性が負荷抵抗Ｒ
2 に対して同一方向となるので、負荷電流ＩL2は正であ
り、正常な交流電流が流れる。しかし、電源２の出力電
圧Ｖ02が負となり、かつ電源１の出力電圧Ｖ01よりも高
い電圧値になると、負荷電流ＩL2が負となるため電源１
に逆電流が流れ込む。一方、電源１にはこの逆電流を吸
収する能力が無いので、平滑コンデンサＣ1 が充電さ
れ、出力電圧Ｖ01が上昇する。その結果、負荷抵抗Ｒ2
には正常な正弦波電圧が印加されず、負荷電流ＩL2が負
となる部分で歪んだ波形になるという問題が生じる。
能力の無い直流電源１によって直流バイアス電流を流
し、電源１の出力電圧Ｖ01よりも高い振幅電圧の交流電
源２の交流電圧源Ｅ2 によって交流電流を流す場合の接
続図である。また、図１０は図９の基本的動作を示す信
号波形図である。以後図９と図１０とを用いて説明す
る。電源２の出力電圧Ｖ02が正の間は電源２の出力電圧
Ｖ02と電源１の出力電圧Ｖ01との電圧極性が負荷抵抗Ｒ
2 に対して同一方向となるので、負荷電流ＩL2は正であ
り、正常な交流電流が流れる。しかし、電源２の出力電
圧Ｖ02が負となり、かつ電源１の出力電圧Ｖ01よりも高
い電圧値になると、負荷電流ＩL2が負となるため電源１
に逆電流が流れ込む。一方、電源１にはこの逆電流を吸
収する能力が無いので、平滑コンデンサＣ1 が充電さ
れ、出力電圧Ｖ01が上昇する。その結果、負荷抵抗Ｒ2
には正常な正弦波電圧が印加されず、負荷電流ＩL2が負
となる部分で歪んだ波形になるという問題が生じる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の事情に
鑑みてなされたもので、電流吸収能力の無い電源に数個
の素子を付加することによって、必要な時点のみ逆電流
をバイパスする電流経路を設け、見かけ上逆電流吸収能
力を追加する逆電流バイパス回路を提供することを目的
とする。
鑑みてなされたもので、電流吸収能力の無い電源に数個
の素子を付加することによって、必要な時点のみ逆電流
をバイパスする電流経路を設け、見かけ上逆電流吸収能
力を追加する逆電流バイパス回路を提供することを目的
とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の逆電流バイパス回路は、逆電流吸収能力の無
い電源の一方の出力端子と負荷との間に、通常方向の電
流を阻止せず逆方向の電流を阻止する向にダイオードを
挿入し、前記ダイオードの電源側端子に制御電極を負荷
側端子に一方の非制御電極をそして他方の非制御電極を
（１）直接かまたは（２）吸収すべき電流を流し得る程
度以下の抵抗値の抵抗を介するかまたは（３）少なくと
も１個以上の抵抗、コンデンサ、インダクタからなるイ
ンピーダンス回路を介して前記電源のもう一方の出力端
子に接続したトランジスタを配置し、逆電流によって前
記トランジスタに制御電流を流すことによって同トラン
ジスタを作動させ、逆流する電流をバイパスする経路を
設けることを特徴とする。
に本発明の逆電流バイパス回路は、逆電流吸収能力の無
い電源の一方の出力端子と負荷との間に、通常方向の電
流を阻止せず逆方向の電流を阻止する向にダイオードを
挿入し、前記ダイオードの電源側端子に制御電極を負荷
側端子に一方の非制御電極をそして他方の非制御電極を
（１）直接かまたは（２）吸収すべき電流を流し得る程
度以下の抵抗値の抵抗を介するかまたは（３）少なくと
も１個以上の抵抗、コンデンサ、インダクタからなるイ
ンピーダンス回路を介して前記電源のもう一方の出力端
子に接続したトランジスタを配置し、逆電流によって前
記トランジスタに制御電流を流すことによって同トラン
ジスタを作動させ、逆流する電流をバイパスする経路を
設けることを特徴とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の実施
の形態例を詳細に説明する。なお、実施形態例は一つの
例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲で種々の
変更あるいは改良が可能なことは言うまでもない。
の形態例を詳細に説明する。なお、実施形態例は一つの
例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲で種々の
変更あるいは改良が可能なことは言うまでもない。
【０００７】図１は本発明の請求項１の一実施形態例を
示す回路図であり、ダイオードＤおよびトランジスタＴ
ｒを電流吸収能力の無い電源１とリアクティブな負荷Ｌ
との間に適用した例である。また、図２は図１の主要部
分の動作を示した信号波形図である。以後図１および図
２を用いて説明する。図１において破線で囲んだ電源１
を構成する入力電圧源Ｅ1 ，スイッチ素子Ｓ，整流ダイ
オードＤ1 ，平滑インダクタＬ1 ，平滑コンデンサＣ1
は昇圧チョッパ形スイッチング電源であり逆電流吸収能
力が無い。また、もう一つの破線で囲んだ負荷Ｌを構成
する負荷インダクタＬ2 ，負荷コンデンサＣ2 および変
化する負荷抵抗Ｒ2 の接続はこの負荷Ｌがリアクティブ
であることを表わしている。Ｏ1 及びＯ2 は電源１の出
力端子である。図２に示すように、定常状態では電源１
の出力電圧Ｖ01および負荷電流ＩL2は一定値である。こ
の時電源１の出力電流は出力端子Ｏ1 から負荷Ｌに向か
ってダイオードＤを経由して供給されるので、ダイオー
ドＤは導通状態である。したがって、トランジスタＴｒ
はベースＢ・エミッタＥ間が短絡状態かまたはダイオー
ドＤの順方向降下電圧によって逆バイアスされた状態と
なり、コレクタＣ・エミッタＥ間はカットオフ状態であ
る。したがって、コレクタ電流ＩC は流れない。ここ
で、ある時刻に負荷抵抗Ｒ2 が増加すると、リアクティ
ブな負荷要素である負荷インダクタＬ2 ，負荷コンデン
サＣ2 の作用により負荷電流ＩL2に振動電流が生じる。
この振動電流が負になることはすなわち負荷Ｌから電源
１に向かって逆電流が流れることを示している。この逆
電流はダイオードＤによって阻止されるので、最初はト
ランジスタＴｒのベース電流として流れようとする。し
かし、ベース電流が流れる結果トランジスタＴｒが順バ
イアスとなり、この逆電流は、コレクタ電流ＩC として
負荷インダクタＬ2 ，エミッタＥ，コレリタＣ，負荷コ
ンデンサＣ2 の経路でバイパスされる。すなわち、電源
１への実際の逆電流はトランジスタＴｒのベース電流値
程度まで軽減され、この電流は充分小さいので、平滑コ
ンデンサＣ1 の端子電圧である出力電圧Ｖ01を上昇させ
る程度ではない。したがって、負荷電流ＩL2が負になっ
ても、電源１の出力電圧Ｖ01は一定値を持続する。すな
わち、出力電圧Ｖ01は電源１によって制御された出力電
圧値を維持することができる。
示す回路図であり、ダイオードＤおよびトランジスタＴ
ｒを電流吸収能力の無い電源１とリアクティブな負荷Ｌ
との間に適用した例である。また、図２は図１の主要部
分の動作を示した信号波形図である。以後図１および図
２を用いて説明する。図１において破線で囲んだ電源１
を構成する入力電圧源Ｅ1 ，スイッチ素子Ｓ，整流ダイ
オードＤ1 ，平滑インダクタＬ1 ，平滑コンデンサＣ1
は昇圧チョッパ形スイッチング電源であり逆電流吸収能
力が無い。また、もう一つの破線で囲んだ負荷Ｌを構成
する負荷インダクタＬ2 ，負荷コンデンサＣ2 および変
化する負荷抵抗Ｒ2 の接続はこの負荷Ｌがリアクティブ
であることを表わしている。Ｏ1 及びＯ2 は電源１の出
力端子である。図２に示すように、定常状態では電源１
の出力電圧Ｖ01および負荷電流ＩL2は一定値である。こ
の時電源１の出力電流は出力端子Ｏ1 から負荷Ｌに向か
ってダイオードＤを経由して供給されるので、ダイオー
ドＤは導通状態である。したがって、トランジスタＴｒ
はベースＢ・エミッタＥ間が短絡状態かまたはダイオー
ドＤの順方向降下電圧によって逆バイアスされた状態と
なり、コレクタＣ・エミッタＥ間はカットオフ状態であ
る。したがって、コレクタ電流ＩC は流れない。ここ
で、ある時刻に負荷抵抗Ｒ2 が増加すると、リアクティ
ブな負荷要素である負荷インダクタＬ2 ，負荷コンデン
サＣ2 の作用により負荷電流ＩL2に振動電流が生じる。
この振動電流が負になることはすなわち負荷Ｌから電源
１に向かって逆電流が流れることを示している。この逆
電流はダイオードＤによって阻止されるので、最初はト
ランジスタＴｒのベース電流として流れようとする。し
かし、ベース電流が流れる結果トランジスタＴｒが順バ
イアスとなり、この逆電流は、コレクタ電流ＩC として
負荷インダクタＬ2 ，エミッタＥ，コレリタＣ，負荷コ
ンデンサＣ2 の経路でバイパスされる。すなわち、電源
１への実際の逆電流はトランジスタＴｒのベース電流値
程度まで軽減され、この電流は充分小さいので、平滑コ
ンデンサＣ1 の端子電圧である出力電圧Ｖ01を上昇させ
る程度ではない。したがって、負荷電流ＩL2が負になっ
ても、電源１の出力電圧Ｖ01は一定値を持続する。すな
わち、出力電圧Ｖ01は電源１によって制御された出力電
圧値を維持することができる。
【０００８】図３は本発明の請求項１の他の実施形態例
を示す回路図であり、負荷抵抗Ｒ2に、逆電流吸収能力
の無い直流電源１によって直流バイアス電流を流し、そ
の出力電圧Ｖ01よりも高い振幅電圧の交流電圧源Ｅ2 よ
りなる電源２によって交流電流を流す回路の電源１と負
荷Ｌとの間に図１のダイオードＤおよびトランジスタＴ
ｒを適用した例である。また、図４は図３の基本的動作
を示す信号波形図である。以後図３と図４とを用いて説
明する。電源２の出力電圧Ｖ02が正の間は電源２の出力
電圧Ｖ02と電源１の出力電圧Ｖ01との電圧極性が負荷抵
抗Ｒ2 に対して同一方向となるので、負荷電流ＩL2は正
であり、正常な交流電流が流れる。このときの負荷電流
ＩL2は負荷抵抗Ｒ2 から電源１の出力端子Ｏ1 に向かっ
てダイオードＤを経由して流れるので、トランジスタＴ
ｒはそのベースＢ・エミッタＥ間が短絡状態かまたはダ
イオードＤの順方向降下電圧によって逆バイアスされた
状態となり、コレクタＣ・エミッタＥ間はカットオフ状
態である。したがって、コレクタ電流ＩC は流れない。
ここで、電源２の出力電圧Ｖ02が負となり、かつ電源１
の出力電圧Ｖ01よりも絶対値において高電圧になると、
負荷電流ＩL2が負となるため、電源１に向かって逆電流
が流れようとする。この逆電流はダイオードＤによって
阻止されるので、最初はトランジスタＴｒのベース電流
として流れる。このベース電流が流れる結果トランジス
タＴｒのコレクタＣ・エミッタＥが導通して、この逆電
流は、コレクタ電流ＩC としてバイパスされることとな
る。すなわち、電源１への実際の逆電流はトランジスタ
Ｔｒのベース電流値程度まで軽減され、この電流は充分
小さいので、平滑コンデンサＣ1 の端子電圧である電源
１の出力電圧Ｖ01を上昇させる程度ではない。したがっ
て、負荷電流ＩL2が負になっても電源１の出力電圧Ｖ01
は一定値を持続する。この結果、負荷抵抗Ｒ2 に印加さ
れる電圧変化は電源２の出力電圧Ｖ02のみで決定され、
負荷電流ＩL2が負となっても正常な正弦波電流を流し続
けることができる。
を示す回路図であり、負荷抵抗Ｒ2に、逆電流吸収能力
の無い直流電源１によって直流バイアス電流を流し、そ
の出力電圧Ｖ01よりも高い振幅電圧の交流電圧源Ｅ2 よ
りなる電源２によって交流電流を流す回路の電源１と負
荷Ｌとの間に図１のダイオードＤおよびトランジスタＴ
ｒを適用した例である。また、図４は図３の基本的動作
を示す信号波形図である。以後図３と図４とを用いて説
明する。電源２の出力電圧Ｖ02が正の間は電源２の出力
電圧Ｖ02と電源１の出力電圧Ｖ01との電圧極性が負荷抵
抗Ｒ2 に対して同一方向となるので、負荷電流ＩL2は正
であり、正常な交流電流が流れる。このときの負荷電流
ＩL2は負荷抵抗Ｒ2 から電源１の出力端子Ｏ1 に向かっ
てダイオードＤを経由して流れるので、トランジスタＴ
ｒはそのベースＢ・エミッタＥ間が短絡状態かまたはダ
イオードＤの順方向降下電圧によって逆バイアスされた
状態となり、コレクタＣ・エミッタＥ間はカットオフ状
態である。したがって、コレクタ電流ＩC は流れない。
ここで、電源２の出力電圧Ｖ02が負となり、かつ電源１
の出力電圧Ｖ01よりも絶対値において高電圧になると、
負荷電流ＩL2が負となるため、電源１に向かって逆電流
が流れようとする。この逆電流はダイオードＤによって
阻止されるので、最初はトランジスタＴｒのベース電流
として流れる。このベース電流が流れる結果トランジス
タＴｒのコレクタＣ・エミッタＥが導通して、この逆電
流は、コレクタ電流ＩC としてバイパスされることとな
る。すなわち、電源１への実際の逆電流はトランジスタ
Ｔｒのベース電流値程度まで軽減され、この電流は充分
小さいので、平滑コンデンサＣ1 の端子電圧である電源
１の出力電圧Ｖ01を上昇させる程度ではない。したがっ
て、負荷電流ＩL2が負になっても電源１の出力電圧Ｖ01
は一定値を持続する。この結果、負荷抵抗Ｒ2 に印加さ
れる電圧変化は電源２の出力電圧Ｖ02のみで決定され、
負荷電流ＩL2が負となっても正常な正弦波電流を流し続
けることができる。
【０００９】なお、図１の場合でもまた図３の場合で
も、本発明におけるコレクタＣは電源１の片方の出力端
子Ｏ2 に直接接続されている。この結果、前述の逆電流
によりトランジスタＴｒが導通すると電源１からこのト
ランジスタＴｒを経由した短絡電流が流れる懸念がある
が実際には流れない。なぜなら、トランジスタＴｒが導
通し、電源１からコレクタＣ、エミッタＥ、ダイオード
Ｄを経由した（電圧の極性によっては逆ループ）短絡電
流が流れ始めると、その電流によってベースＢ・エミッ
タＥ間が直ちに逆バイアスされるため、トランジスタＴ
ｒはカットオフとなり、短絡電流が流れることは無いか
らである。この作用の結果、トランジスタＴｒは完全な
導通状態となるのではなく、等価的に、逆電流をバイパ
スする電流源として動作する。
も、本発明におけるコレクタＣは電源１の片方の出力端
子Ｏ2 に直接接続されている。この結果、前述の逆電流
によりトランジスタＴｒが導通すると電源１からこのト
ランジスタＴｒを経由した短絡電流が流れる懸念がある
が実際には流れない。なぜなら、トランジスタＴｒが導
通し、電源１からコレクタＣ、エミッタＥ、ダイオード
Ｄを経由した（電圧の極性によっては逆ループ）短絡電
流が流れ始めると、その電流によってベースＢ・エミッ
タＥ間が直ちに逆バイアスされるため、トランジスタＴ
ｒはカットオフとなり、短絡電流が流れることは無いか
らである。この作用の結果、トランジスタＴｒは完全な
導通状態となるのではなく、等価的に、逆電流をバイパ
スする電流源として動作する。
【００１０】図５は本発明の請求項２の一実施形態例を
示す回路図である。電源１の制御特性が急峻であるた
め、逆電流によってトランジスタＴｒが動作した時に電
源１の出力電圧Ｖ01の電圧値が安定しない場合は、トラ
ンジスタＴｒのコレクタＣと電源１の一方の出力端子Ｏ
2 との間に抵抗Ｒを追加挿入して、電源１，ダイオード
Ｄ，トランジスタＴｒおよび制動抵抗Ｒによって出来る
電流ループに制動を施すことによって出力電圧Ｖ01の電
圧値を安定化することができる。
示す回路図である。電源１の制御特性が急峻であるた
め、逆電流によってトランジスタＴｒが動作した時に電
源１の出力電圧Ｖ01の電圧値が安定しない場合は、トラ
ンジスタＴｒのコレクタＣと電源１の一方の出力端子Ｏ
2 との間に抵抗Ｒを追加挿入して、電源１，ダイオード
Ｄ，トランジスタＴｒおよび制動抵抗Ｒによって出来る
電流ループに制動を施すことによって出力電圧Ｖ01の電
圧値を安定化することができる。
【００１１】図６は本発明の請求項３の一実施形態例を
示す回路図である。電源１の高周波制御特性の安定性に
余裕が少なく、逆電流によってトランジスタＴｒが動作
した時に電源１の出力電圧Ｖ01の電圧値が安定しない場
合は、トランジスタＴｒのコレクタＣと電源１の一方の
出力端子Ｏ2 との間に抵抗Ｒx ，Ｒy ，Ｒz ，コンデン
サＣx,インダクタＬx によって構成される位相補償用イ
ンピーダンス回路を追加挿入して、電源１，ダイオード
Ｄ，トランジスタＴｒおよびこの位相補償用インピーダ
ンス回路によって出来る電流ループに電源１の周波数応
答特性に対応した位相補償を施すことによって出力電圧
Ｖ01の電圧値を安定化するものである。なお、図６に示
した位相補償用インピーダンス回路は一例であり、電源
１の特性によっては必ずしも図示した全ての素子が必要
ではない。また逆に、更に多くの素子によって位相補償
用インピーダンス回路を構成する必要がある場合もあ
る。また、本実施形態例ではトランジスタＴｒを１個で
示したが、逆電流値が非常に大きく１個のトランジスタ
Ｔｒではベース電流を充分に低下出来ない結果、電源１
の電圧上昇が押さえられない場合は必要な数のトランジ
スタをダーリントン接続して充分な電流増幅率を得る等
の方法を採ることも可能である。
示す回路図である。電源１の高周波制御特性の安定性に
余裕が少なく、逆電流によってトランジスタＴｒが動作
した時に電源１の出力電圧Ｖ01の電圧値が安定しない場
合は、トランジスタＴｒのコレクタＣと電源１の一方の
出力端子Ｏ2 との間に抵抗Ｒx ，Ｒy ，Ｒz ，コンデン
サＣx,インダクタＬx によって構成される位相補償用イ
ンピーダンス回路を追加挿入して、電源１，ダイオード
Ｄ，トランジスタＴｒおよびこの位相補償用インピーダ
ンス回路によって出来る電流ループに電源１の周波数応
答特性に対応した位相補償を施すことによって出力電圧
Ｖ01の電圧値を安定化するものである。なお、図６に示
した位相補償用インピーダンス回路は一例であり、電源
１の特性によっては必ずしも図示した全ての素子が必要
ではない。また逆に、更に多くの素子によって位相補償
用インピーダンス回路を構成する必要がある場合もあ
る。また、本実施形態例ではトランジスタＴｒを１個で
示したが、逆電流値が非常に大きく１個のトランジスタ
Ｔｒではベース電流を充分に低下出来ない結果、電源１
の電圧上昇が押さえられない場合は必要な数のトランジ
スタをダーリントン接続して充分な電流増幅率を得る等
の方法を採ることも可能である。
【００１２】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、逆電
流吸収能力がない電源の逆電流による異常電圧上昇を抑
制することができる。特にスイッチングレギュレータ等
に適用すると、複雑な逆電流吸収回路を用いなくとも見
かけ上電流吸収能力を持った電源として扱うことができ
るようになる。また、ブリーダ抵抗を用いる場合のよう
に常時電流を流さないので、電力損失が少なく、高効率
を維持することができるいう効果がある。
流吸収能力がない電源の逆電流による異常電圧上昇を抑
制することができる。特にスイッチングレギュレータ等
に適用すると、複雑な逆電流吸収回路を用いなくとも見
かけ上電流吸収能力を持った電源として扱うことができ
るようになる。また、ブリーダ抵抗を用いる場合のよう
に常時電流を流さないので、電力損失が少なく、高効率
を維持することができるいう効果がある。
【図１】本発明の請求項１の一実施形態例を示す回路図
である。
である。
【図２】図１の基本的動作を示す信号波形図である。
【図３】本発明の請求項１の他の実施形態例を示す回路
図である。
図である。
【図４】図３の基本的動作を示す信号波形図である。
【図５】本発明の請求項２の一実施形態例を示す回路図
である。
である。
【図６】本発明の請求項３の一実施形態例を示す回路図
である。
である。
【図７】従来の電源とリアクティブな負荷との接続を示
す回路図である。
す回路図である。
【図８】図７の基本的動作を示す信号波形図である。
【図９】従来の直流バイアスされた負荷に交流電流を印
加する場合の接続を示す回路図である。
加する場合の接続を示す回路図である。
【図１０】図９の基本的動作を示す信号波形図である。
Ｓ…電源１のスイッチ素子、Ｅ1 …電源１の入力電圧
源、Ｌ1 …電源１の平滑インダクタ、Ｄ1 …電源１の整
流ダイオード、Ｃ1 …電源１の平滑コンデンサ、Ｏ1 …
電源１の出力端子、Ｏ2 …電源１の出力端子、Ｄ…ダイ
オード、Ｔｒ…トランジスタ、Ｂ…ベース、Ｅ…エミッ
タ、Ｃ…コレクタ、ＩC …コレクタ電流、ＩL2…負荷電
流、Ｌ2 …負荷インダクタ、Ｃ2 …負荷コンデンサ、Ｒ
2 …負荷抵抗、Ｖ01…電源１の出力電圧、Ｖ02…電源２
の出力電圧、Ｅ2 …電源２の交流電圧源、Ｒ…制動抵
抗、Ｒx ，Ｒy ，Ｒz …位相補償用抵抗、Ｌx …位相補
償用インダクタ、Ｃx …位相補償用コンデンサ。
源、Ｌ1 …電源１の平滑インダクタ、Ｄ1 …電源１の整
流ダイオード、Ｃ1 …電源１の平滑コンデンサ、Ｏ1 …
電源１の出力端子、Ｏ2 …電源１の出力端子、Ｄ…ダイ
オード、Ｔｒ…トランジスタ、Ｂ…ベース、Ｅ…エミッ
タ、Ｃ…コレクタ、ＩC …コレクタ電流、ＩL2…負荷電
流、Ｌ2 …負荷インダクタ、Ｃ2 …負荷コンデンサ、Ｒ
2 …負荷抵抗、Ｖ01…電源１の出力電圧、Ｖ02…電源２
の出力電圧、Ｅ2 …電源２の交流電圧源、Ｒ…制動抵
抗、Ｒx ，Ｒy ，Ｒz …位相補償用抵抗、Ｌx …位相補
償用インダクタ、Ｃx …位相補償用コンデンサ。
Claims (3)
- 【請求項１】 逆電流吸収能力の無い電源の一方の出力
端子と負荷との間に、通常方向の電流を阻止せず逆方向
の電流を阻止する向にダイオードを挿入し、前記ダイオ
ードの電源側端子に制御電極を負荷側端子に一方の非制
御電極をそして他方の非制御電極を前記電源のもう一方
の出力端子に接続したトランジスタを配置し、逆電流に
よって前記トランジスタに制御電流を流すことによって
同トランジスタを作動させ、逆流する電流をバイパスす
ることを特徴とする逆電流バイパス回路。 - 【請求項２】 トランジスタの他方の非制御電極と電源
のもう一方の端子との間に抵抗を挿入したことを特徴と
する請求項１記載の逆電流バイパス回路。 - 【請求項３】 トランジスタの他方の非制御電極と電源
のもう一方の端子との間に少なくとも１個以上の抵抗、
コンデンサ、インダクタからなるインピーダンス回路を
挿入したことを特徴とする請求項１記載の逆電流バイパ
ス回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08185965A JP3119585B2 (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 逆電流バイパス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08185965A JP3119585B2 (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 逆電流バイパス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1031524A true JPH1031524A (ja) | 1998-02-03 |
| JP3119585B2 JP3119585B2 (ja) | 2000-12-25 |
Family
ID=16179980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08185965A Expired - Lifetime JP3119585B2 (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 逆電流バイパス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3119585B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114337248A (zh) * | 2022-01-10 | 2022-04-12 | 广东倍特电子有限公司 | 一种自带吸收回路的稳压稳流电路 |
-
1996
- 1996-07-16 JP JP08185965A patent/JP3119585B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114337248A (zh) * | 2022-01-10 | 2022-04-12 | 广东倍特电子有限公司 | 一种自带吸收回路的稳压稳流电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3119585B2 (ja) | 2000-12-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3425151B2 (ja) | 能動スイッチおよび能動制御回路を有するブリッジ整流回路 | |
| US4673851A (en) | PWM motor operating system with RFI suppression | |
| JPH0956150A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US4445095A (en) | Audio amplifier | |
| US4763061A (en) | Primary switched-mode DC-DC converter with summed input current and input voltage responsive control | |
| US6016259A (en) | Power supply circuit | |
| JPH1169787A (ja) | 力率改善回路 | |
| EP0259889B1 (en) | Switching regulator type power supply circuit | |
| JP3119585B2 (ja) | 逆電流バイパス回路 | |
| US6473322B2 (en) | AC-DC converter | |
| US4527104A (en) | Speed control apparatus for d.c. motor | |
| JP3229549B2 (ja) | 自励式スイッチング電源装置 | |
| JP2555789Y2 (ja) | 定電圧電源回路 | |
| JP2860219B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3051675B2 (ja) | 自励式スイッチング電源装置 | |
| JP3417858B2 (ja) | カレントリミッタ機能付き電源装置 | |
| JPS60213262A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JPS58151878A (ja) | 直流変換回路 | |
| JP3406585B2 (ja) | 自励式スイッチング電源装置 | |
| KR910007048Y1 (ko) | 주스위칭 트랜지스터의 베이스 드라이버회로 | |
| JPH0591734A (ja) | チヨツパー方式ｄｃｄｃコンバータ | |
| JPH03870Y2 (ja) | ||
| JPH02155461A (ja) | チョッパ回路 | |
| JP2003309972A (ja) | 自励式スイッチング電源 | |
| JPH03195357A (ja) | 電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071013 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081013 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091013 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101013 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101013 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111013 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111013 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121013 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121013 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131013 Year of fee payment: 13 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |