JPH10327020A

JPH10327020A - 受信機

Info

Publication number: JPH10327020A
Application number: JP14855497A
Authority: JP
Inventors: Takahiko Kishi; 孝彦岸
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1997-05-22
Filing date: 1997-05-22
Publication date: 1998-12-08

Abstract

(57)【要約】【課題】構成を簡単化できる受信機を提供する。【解決手段】受信電界強度が良好な場合、SW1 をａ、
SW2 をｂに切り換える。受信手段8Aはユーザ所望周波数
のRZ-SSB変調波を受信し、中間周波信号に変換して出力
する。中間周波信号はA/D 変換後、リミッタを介さずに
AM抑圧度の高いTAN ^-1型検波を行うFM検波回路10に入力
されてFM検波される。FM検波回路10の検波出力は等化手
段22に入力されて歪が除去され、D/A 変換後、AFアンプ
23で増幅され、スピーカ24から出力される。この結果、
フェージングに強い受信ができる。受信電界強度が悪化
したとき、SW1 をｂ、SW2 をｃに切り換える。RZ-SSB変
調波の中間周波信号はAM検波手段40のオートノッチ回路
41で搬送波成分が抑圧され、プロダクト検波回路42でプ
ロダクト検波される。D/A 変換後、AFアンプ23で増幅さ
れ、スピーカ24から出力される。この結果、高いS/N で
受信を行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は受信機に係り、とく
にＲＺ−ＳＳＢ(Real Zero SSB) 変調波を受信可能な受
信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】占有帯域幅が狭くて済み、しかも移動体
通信でのフェージングに強いＡＭ変調方式としてＲＺ−
ＳＳＢが有る。このＲＺ−ＳＳＢは搬送波を完全には抑
圧しない変調波であり、振幅と位相の両方に元の変調信
号の情報が存在する。よって、受信機側でＲＺ−ＳＳＢ
変調波の受信信号に対し振幅制限とＦＭ検波を行うこと
で、元の変調信号を復調できる。図７にＲＺ−ＳＳＢ変
調波を受信する受信機の構成例を示す（特公平６−２２
２９０号公報、ＣＱ出版社発行「トランジスタ技術」１
９９７年２月号３４３頁〜３４５頁参照）。図７におい
て、アンテナ１でのＲＺ−ＳＳＢ変調波の受波信号はＲ
Ｆアンプ２で高周波増幅され、ミキサ３でＶＣＯ４から
入力した局部発振信号と混合されて中間周波信号に変換
される。図示しないコントローラがＰＬＬ回路５に対し
所望同調周波数に対応する分周比を可変設定し、ＰＬＬ
回路５は分周比に応じてＶＣＯ４の制御電圧を可変し、
局部発振周波数を可変することで同調周波数を可変させ
る。

【０００３】ミキサ３から出力された中間周波信号はＩ
Ｆアンプ６で中間周波増幅されたあと、ＢＰＦ７で中間
周波数帯域成分だけが抽出される。ＲＦアンプ２からＢ
ＰＦ７までで受信手段８が構成される。ＢＰＦ７で帯域
制限されたＲＺ−ＳＳＢ変調波の中間周波信号はリミッ
タ９で振幅制限されたあと、ＦＭ検波回路１０でＦＭ検
波されて、元の変調信号が復調される。但し、ＦＭ検波
回路１０の出力には歪が含まれているため、積分器１１
を通すことでまず微分されている信号を積分する（リミ
ッタ９、ＦＭ検波回路１０、積分器１１が位相検波系を
成す）。ＲＺ−ＳＳＢ変調波の変調指数をｍ、帯域制限
された変調信号をｇ（ｔ）、ｇ（ｔ）のヒルベルト変換
をｇ^*（ｔ）とすると、積分器１１の出力ｖ（ｔ）は、ｖ（ｔ）＝ｍｇ^*（ｔ）−ｍ²ｇ（ｔ）ｇ^*（ｔ）＋ｍ³｛ｇ²（ｔ）ｇ^*（ｔ）−（ｇ³（ｔ）／３）｝＋Ｏ（ｍ⁴）・・（１）但し、Ｏ（ｍ⁴）は４次以降の展開項となる。

【０００４】ｍの次数が２次以降の項はハーモニック歪
なため、図８の構成を持つリニアライザ１２に入力して
ハーモニック歪を除去する。リニアライザ１２は、ｖ
（ｔ）の位相を９０°だけ遅らせるヒルベルトフィルタ
１３と、ｖ（ｔ）を一定時間（ｖ（ｔ）がヒルベルトフ
ィルタ１３を通過するのに要する時間）だけ遅延させる
遅延器１４とから成るヒルベルト変換器１５、ｖ（ｔ）
にヒルベルトフィルタ１３の出力を乗算する乗算器１
６、乗算器１６の出力にヒルベルトフィルタ１３の出力
を乗算する乗算器１７、乗算器１７の出力に１／２を乗
じる乗算器１８、ｖ（ｔ）を３乗する３乗器１９、３乗
器１９の出力に１／６を乗じる乗算器２０、遅延器１４
の出力に乗算器１８の出力を加算し、乗算器１６の出力
と乗算器２０の出力を減算する加減算器２１により構成
されている。遅延器１４の出力の位相を基準に見たと
き、フィルベルトフィルタ１３の出力の位相は丁度９０
°遅れている。

【０００５】リニアライザ１２の出力ｕ（ｔ）は、ｖ
（ｔ）のヒルベルト変換をｖ^*（ｔ）とすると、ｕ（ｔ）＝ｖ（ｔ）−ｖ（ｔ）ｖ^*（ｔ）＋ｖ（ｔ）｛ｖ^*（ｔ）｝²／２−｛ｖ（ｔ）｝³／６＋Ｏ（ｍ⁴）・・（２）但し、Ｏ（ｍ⁴）は４次以降の展開項となる。（１）、
（２）式より、ｕ（ｔ）＝ｍｇ^*（ｔ）＋Ｏ（ｍ⁴）となり、歪の除去された復調信号が得られる。積分器１
１とリニアライザ１２により等化手段２２が構成されて
いる。リニアライザ１２の出力は、ＡＦアンプ２３で低
周波増幅されたあと、スピーカ２４に出力される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記した従
来のＲＺ−ＳＳＢ受信機では、受信手段８から出力され
たＲＺ−ＳＳＢ変調波をリミッタ９に通して振幅制限す
る必要があり、回路構成上の負担が増す。とくに、ＲＺ
−ＳＳＢ受信機の実用化に当たっては、検波系のクリテ
ィカルな調整作業を不要化するためリミッタ９とＦＭ検
波回路１０をディジタル信号処理回路で実現するのが有
利であるが、リミッタ９での振幅制限処理で発生する相
互変調歪によるエリアシング歪を回避するためには、サ
ンプリング周波数を極めて高くしなければならず、ディ
ジタル信号処理回路に高価で消費電力の多い高速動作型
を用いる必要がある。この問題を避けるため、リミッタ
９をアナログ回路で構成し、リミッタ９の出力をアンチ
エリアシングアナログフィルタを通したあとＡ／Ｄ変換
し、ディジタル信号処理回路で構成したＦＭ検波回路１
０に入力する場合でも、アナログ回路で構成したリミッ
タ９で相互変調歪が発生することに変わりなく、このた
め、阻止域減衰量の大きな高次のアンチエリアシングア
ナログフィルタを用いなければならず、高価で設置スペ
ースを要する問題があった。

【０００７】また、ＲＺ−ＳＳＢ変調波に対するＦＭ検
波回路の感度が低いため、ＦＭ検波回路にＳ／Ｎの極め
て高いタイプを用いないと、復調出力に高いＳ／Ｎが必
要な場合に満足なＳ／Ｎが得られなかったり、弱入力時
にＳ／Ｎが悪くなり過ぎて受信不能となることがあっ
た。本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、構成を簡
単化できる受信機を提供することを、その目的とする。
また、必要に応じて復調出力のＳ／Ｎを改善できるよう
にすることを目的とする。更に、ＳＳＢ−ＳＣ変調波ま
たはＦＭ変調波の受信も可能とすることを目的とする。
また、受信波に対し完全同調させることで歪を小さくす
ることを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
受信機では、所望周波数で送信されたＲＺ−ＳＳＢ変調
波を受信し、中間周波信号に変換する受信手段と、受信
手段から出力された中間周波信号を振幅制限手段を通さ
ずに入力し、ＦＭ検波を行うＡＭ抑圧度の高いＦＭ検波
手段と、ＦＭ検波手段でＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ検波
した出力中の歪除去を行う等化手段と、を備えたことを
特徴としている。これにより、リミッタを用いることな
くＲＺ−ＳＳＢ変調波の復調が可能となり、受信機の構
成を簡単化できる。とくに、ＦＭ検波手段をディジタル
信号処理回路を用いて構成しようとする場合、リミッタ
での相互変調歪によるエイリアシング歪の影響を考慮し
なくて良いので、ディジタル信号処理回路を高価な高速
動作型にしなくて済み、また、ＦＭ検波手段の前段でＡ
／Ｄ変換器と組み合わせて用いられるアンチエイリアシ
ングアナログフィルタの阻止域減衰量を大きくする必要
もない。

【０００９】本発明の請求項２記載の受信機では、請求
項１記載の受信機において、ＦＭ検波手段は、ディジタ
ル領域でＴＡＮ^-1型検波を行うようにしたことを特徴と
している。これにより、ＦＭ検波手段でのＡＭ抑圧度を
極めて高くすることができ、復調信号の歪が小さくな
る。

【００１０】本発明の請求項３記載の受信機では、請求
項１記載の受信機において、受信手段から出力された中
間周波信号を入力し、ＲＺ−ＳＳＢ変調波に対するＡＭ
検波を行うＡＭ検波手段と、等化手段の出力とＡＭ検波
手段の出力を切り換えて出力させる切り換え手段と、を
備えたことを特徴としている。これにより、受信電界強
度が良好な場合、または高いＳ／Ｎを要しないときなど
は、切り換え手段を等化手段の側に切り換えてＲＺ−Ｓ
ＳＢ変調波をＦＭ検波させることでフェージングに強い
受信を行うことができ、受信電界強度が悪化した場合、
または高いＳ／Ｎを要するとき、または変調信号がフェ
ージングの影響を受け難いＦＳＫ信号のときなどは、切
り換え手段をＡＭ検波手段の側に切り換えてＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波をＡＭ検波させることで高いＳ／Ｎでの受信が
できる。請求項３のＡＭ検波手段は例えばＡＭ変調波の
検波で良く用いられている同期検波手段でも良く、同期
検波手段を用いることで受信手段がＡＭ変調波も受信可
能な場合に、ＡＭ変調波の復調出力も可能となる。

【００１１】本発明の請求項４記載の受信機では、請求
項３記載の受信機において、切り換え手段がＡＭ検波手
段の側に切り換えられている間、等化手段とＦＭ検波手
段の内、少なくとも一方の動作を停止させることを特徴
としている。これにより、消費電力の節約を図ることが
できる。

【００１２】本発明の請求項５記載の受信機では、請求
項３記載の受信機において、ＡＭ検波手段は、ＲＺ−Ｓ
ＳＢ変調波中の搬送波成分を抑圧する搬送波抑圧手段
と、搬送波抑圧手段で搬送波を抑圧後のＲＺ−ＳＳＢ変
調波を入力してプロダクト検波を行うプロダクト検波手
段を含むことを特徴としている。これにより、ＲＺ−Ｓ
ＳＢ変調波を歪なくＡＭ検波することができる。

【００１３】本発明の請求項６記載の受信機では、請求
項５記載の受信機において、受信手段ではＲＺ−ＳＳＢ
変調波とＳＳＢ−ＳＣ変調波が受信可能であり、ＡＭ検
波手段に、プロダクト検波手段の入力側を搬送波抑圧手
段の出力側と受信手段の出力側との間で切り換える切り
換え手段を設けたことを特徴としている。これにより、
ＡＭ検波手段中のプロダクト検波手段の入力側を搬送波
抑圧手段の出力側に切り換えれば高いＳ／ＮでのＲＺ−
ＳＳＢ変調波の受信ができ、プロダクト検波手段の入力
側を受信手段の出力側に切り換えればＳＳＢ−ＳＣ変調
波の受信ができる。

【００１４】本発明の請求項７記載の受信機では、請求
項１記載の受信機において、受信手段から出力された中
間周波信号を入力し、ＲＺ−ＳＳＢ変調波に対するエン
ベロープ検波を行うＡＭ検波手段と、ＦＭ検波手段の出
力とＡＭ検波手段の出力を切り換えて等化手段に出力さ
せる切り換え手段と、を備えたことを特徴としている。
これにより、搬送波抑圧手段を設けなくてもＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波をＡＭ検波可能となり、また、復調信号の歪も
小さくすることができる。

【００１５】本発明の請求項８記載の受信機では、請求
項１記載の受信機において、受信手段はＲＺ−ＳＳＢ変
調波とＦＭ変調波が受信可能であり、ＦＭ変調波の受信
時、ＦＭ検波手段の出力を等化手段に通さずに後段に出
力する切り換え手段を設けたことを特徴としている。こ
れにより、ＦＭ検波手段の出力を等化手段に入力するこ
とで、ＲＺ−ＳＳＢ変調波の受信・復調が可能となり、
ＦＭ検波手段の出力を等化手段を通さずに後段に出力す
ることでＦＭ変調波の受信・復調が可能となる。

【００１６】本発明の請求項９記載の受信機では、請求
項１記載の受信機において、受信手段はＲＺ−ＳＳＢ変
調波とＦＭ変調波が受信可能であり、ＦＭ変調波の受信
時、ＦＭ検波手段の出力に対しディエンファシスを行う
ディエンファシス手段と、等化手段の出力に代えてディ
エンファシス手段の出力を後段に出力する切り換え手段
を設けたことを特徴としている。これにより、ＦＭ検波
手段の出力を等化手段に入力することで、ＲＺ−ＳＳＢ
変調波の受信・復調が可能となり、ＦＭ検波手段の出力
をディエンファシス手段に通したあと、等化手段の出力
に代えて後段に出力することで、送信側でプリエンファ
シスされたＦＭ変調波の受信・復調が可能となる。

【００１７】本発明の請求項１０記載の受信機では、請
求項９記載の受信機において、等化手段はＦＭ検波手段
の出力を積分する積分手段と、ＲＺ−ＳＳＢ変調波の受
信時に当該積分手段の出力に残る歪を所定の演算処理を
行って取り除くリニアライザ手段とを含み、ディエンフ
ァシス手段は等化手段の積分手段と兼用したこと、を特
徴としている。これにより、等化手段とは別にディエン
ファシス手段を設けなくて済み、構成が簡単となる。

【００１８】本発明の請求項１１記載の受信機では、請
求項１または３または５または６記載の受信機におい
て、受信波中の搬送波の周波数を検出する搬送波周波数
検出手段と、該搬送波周波数検出手段で検出された搬送
波周波数に基づき、受信手段に対する同調周波数の修正
制御を行う制御手段とを備えたことを特徴としている。
これにより、受信機の動作ポイントが最適化されるの
で、復調信号の歪が小さくなる。

【００１９】本発明の請求項１２記載の受信機では、請
求項５または６記載の受信機において、搬送波抑圧手段
はＲＺ−ＳＳＢ変調波の周波数変動に追従しながら搬送
波成分を抑圧するオートノッチフィルタとし、該オート
ノッチフィルタにおけるノッチ周波数に基づき、受信手
段に対する同調周波数の修正制御を行う制御手段を備え
たことを特徴とする。これにより、受信機の動作ポイン
トを最適化して復調信号の歪を小さくでき、また、受信
波中の搬送波の周波数を検出するための専用の手段が要
らないので、構成が簡単になる。

【００２０】

【発明の実施の態様】次に、図１を参照して本発明の実
施の態様を説明する。図１は本発明に係るＦＭ（音声）
／ＲＺ−ＳＳＢ（音声）／ＲＺ−ＳＳＢ（テレタイプ用
のＦＳＫ）／ＳＳＢ−ＳＣ（音声）のマルチモード受信
機の構成図であり、図７と同一の構成部分には同一の符
号が付してある。１はアンテナ、８Ａはアンテナ１の受
波信号を入力してユーザ所望の周波数で送信されたＦＭ
変調波またはＲＺ−ＳＳＢ変調波またはＳＳＢ−ＳＣ変
調波を受信する受信手段であり、この内、２はアンテナ
受波信号を高周波増幅するＲＦアンプ、３はミキサであ
り、ＲＦアンプ２の出力をＶＣＯ４から入力した局部発
振信号と混合して中間周波信号に変換する。ユーザが運
用周波数可変操作をすると、後述するシステムコントロ
ーラがＰＬＬ回路５に対しユーザ所望の運用周波数に対
応する周波数制御データ（分周比データ）を可変設定
し、ＰＬＬ回路５は周波数制御データの変化に従いＶＣ
Ｏ４の制御電圧を可変し、局部発振周波数を可変するこ
とで同調周波数を可変させる。

【００２１】６Ａはミキサ３から出力された中間周波信
号を増幅するゲイン可変のＩＦアンプ、７はＩＦアンプ
６Ａの出力に対し帯域制限を行うＢＰＦ、３０はＡＧＣ
回路であり、ＢＰＦ７の出力に対し直流検波を行って受
信電界強度に比例したＡＧＣ電圧を作成し、該ＡＧＣ電
圧が小さいときはＩＦアンプ６Ａのゲインを大きくし、
ＡＧＣ電圧が大きいときはゲインを小さくして、受信電
界強度の増減にかかわらずほぼ一定したレベルの中間周
波信号を出力させる。ＡＧＣ回路３０でＡＧＣを掛ける
ことで、受信電界強度の変動にかかわらず、後述するＦ
Ｍ検波手段またはＡＭ検波手段への中間周波信号の入力
レベルを適切に保つことができ、復調出力レベルの変動
を抑えたり、混変調や相互変調歪の発生を防止すること
ができる。ここで、ＢＰＦ７の出力点で見たＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波の搬送波成分の最適な周波数値（ＢＰＦ７を通
過したときのＲＺ−ＳＳＢ変調波の歪が最も小さくなる
値）はｆ₀に設定されているものとする。

【００２２】３１は受信手段８Ａから出力された中間周
波信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、１０はＦＭ検波
手段としてのＡＭ抑圧度が十分に高くされたＦＭ検波回
路であり、ＦＭ変調波の受信時、またはＲＺ−ＳＳＢ変
調波（音声）の受信時でユーザがフェージング対策のた
めＦＭ検波を所望する場合に、Ａ／Ｄ変換器３１から出
力された中間周波信号をリミッタを介さずに入力してデ
ィジタル領域でＦＭ検波をする。ＡＭ抑圧度の高いＦＭ
検波回路１０としては例えば、図２に示す如きＴＡＮ^-1
型を用いれば良い。図２の回路では、入力中間周波信号
Ｓ_INをヒルベルトフィルタ３２に通して位相を９０°だ
け遅らせてＹ信号とするとともに、遅延器３３で一定時
間（Ｓ_INがヒルベルトフィルタ３２を通過するのに要す
る時間）だけ遅らせてＸ信号とする（Ｘ信号の位相を基
準に見たとき、ヒルベルトフィルタ３２の出力Ｙ信号の
位相は９０°遅れている）。ヒルベルトフィルタ３２と
遅延器３３とによりヒルベルト変換器３４が構成され
る。そして、ＴＡＮ^-1型位相検波器３５においてｔａｎ
^-1（Ｘ／Ｙ）の演算を行い、ＦＭ変調波またはＲＺ−Ｓ
ＳＢ変調波の位相変化を求めることでＦＭ検波を行って
いる。

【００２３】ＦＭ検波回路１０のＡＭ抑圧度が十分に高
ければ前段にリミッタを設けなくても、ＦＭ変調波また
はＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）の受信時に、ＦＭ検波回
路１０の検波出力にフェージング、雑音等に起因する中
間周波信号の振幅変動に伴う歪が現れることはない。リ
ミッタを不要とすることで、回路構成を簡単化できる。
加えて、リミッタでの相互変調歪の発生に伴うエイリア
シング歪が問題とならないので、Ａ／Ｄ変換器３１のサ
ンプリング周波数を高くする必要がなくなり、ＢＰＦ７
の通過帯域の上限の２倍程度で済ますことができる。よ
って、ＦＭ検波回路１０を具現するディジタル信号処理
回路に安価で消費電力の少ないタイプを用いることがで
きる。また、Ａ／Ｄ変換器３１の前段に設けるアンチエ
リアシングアナログフィルタ（図示せず）も、阻止域減
衰量の要求水準が低くなるので、低次のタイプを使用で
き、安価で設置スペースが狭くて済む。

【００２４】ＳＷ１はＦＭ検波回路１０と後述するＡＭ
検波手段の出力を切り換えるスイッチであり、ＦＭ変調
波の受信時、またはＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）の受信
時でＦＭ検波を行う際にＦＭ検波回路１０の側に切り換
えられる。２２は等化手段であり、ディジタル領域で信
号処理をすることで、ＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ検波回
路１０でＦＭ検波したときに残る歪を取り除く。この等
化手段２２はＦＭ検波回路１０とともにＲＺ−ＳＳＢ変
調波に対する位相検波をする積分器（図７の符号１１参
照）と、積分器の出力中の歪を除去するリニアライザ
（図７の符号１２、図８参照）から構成されている。等
化手段２２は図７、図８に示す如く、回路規模が大きく
動作中の消費電力が大きい。このため、歪除去動作をし
なくて済む場合にシステムコントローラにより稼働が停
止されて節電が図られる。

【００２５】ＳＷ２はＦＭ検波回路１０と等化手段２２
とＡＭ検波手段の出力を切り換えるスイッチであり、Ｆ
Ｍ変調波の受信時はＦＭ検波回路１０の出力側、ＲＺ−
ＳＳＢ変調波（音声）の受信時でＦＭ検波を行う際は等
化手段２２の出力側、ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）の受
信時でＡＭ検波を行う際と、ＳＳＢ−ＳＣ変調波（音
声）の受信時にＡＭ検波手段４０の出力側に切り換えら
れる。３６はスイッチＳＷ２の出力をＤ／Ａ変換するＤ
／Ａ変換器、２３はＤ／Ａ変換器３６の出力の低周波増
幅をするＡＦアンプ、２４はＡＦアンプ２３の出力で駆
動されるスピーカである。

【００２６】４０はディジタル領域で信号処理をするＡ
Ｍ検波手段であり、ＳＳＢ−ＳＣ変調波（音声）の受信
時、またはＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）の受信時でユー
ザがＡＭ検波を所望する場合とＲＺ−ＳＳＢ変調波（Ｆ
ＳＫ）の受信時に、Ａ／Ｄ変換器３１から入力した中間
周波信号をＡＭ検波して出力する。ＡＭ検波手段４０の
内、４１はＲＺ−ＳＳＢ変調波に含まれる搬送波成分を
抑圧するためのオートノッチ回路である。このオートノ
ッチ回路４１はＩＩＲ型適応ディジタルノッチフィルタ
で構成されており、フィルタ係数を例えば確率こう配法
（ＳＧＡ）により更新することで搬送波成分の周波数変
動に自動的に追従しながら、ＲＺ−ＳＳＢ変調波の中間
周波信号から搬送波成分を除去した信号を出力する（詳
しくは、金城繁徳、神林紀嘉「改良型確率こう配法を用
いたＩＩＲ型適応ノッチフィルタの構成」、電子情報通
信学会論文誌（Ａ）VoL.J74-A No.7 pp_.1014-1022 19
91/7参照）。

【００２７】オートノッチ回路４１が図３に示す如き、
入出力間に設けた２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタのフ
ィルタ係数群ａ₀〜ａ₂、ｂ₁、ｂ₂の内、ａ₀とａ₂
を１、ｂ₂をｒ²に固定し、ａ₁＝Ｗ、ｂ₁＝ｒＷとし
たときのＷを適応的に逐次更新するタイプの場合、入出
力間の伝達関数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝（１＋Ｗｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ｒＷｚ^-1＋ｒ
²ｚ^-2）となる。ノッチ角周波数ω_nはＷから、 ω_n＝ｃｏｓ^-1（−Ｗ／２）として求まり、ノッチ周波数ｆ_nは、ｆ_n＝２πω_n＝２πｃｏｓ^-1（−Ｗ／２）・・（３）として求まる。ｒはノッチフィルタのノッチ特性の鋭さ
を決める係数であり、ここでは０＜ｒ＜１の範囲内で適
当な値に固定されている。

【００２８】ノッチ周波数ｆ_nは、ＲＺ−ＳＳＢ変調波
の搬送波成分の周波数ｆ₁を示し、かつ、該搬送波成分
の周波数変動に追従して変化する。よって、オートノッ
チ回路４１は中間周波信号で見たＲＺ−ＳＳＢ変調波の
搬送波周波数検出手段としての機能も有し、Ｗを更新す
る度にＷの値をシステムコントローラへ出力する。シス
テムコントローラはＲＺ−ＳＳＢ変調波の受信時、後述
する同調つまみをユーザが操作していない間、オートノ
ッチ回路４１がＷを更新する度にその値を入力して、
（３）式から搬送波成分の周波数を算出し、ＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波に対する最適動作ポイントの周波数値ｆ₀から
のずれ分Δｆ（＝ｆ₁−ｆ₀）をユーザ所望の運用周波
数Ｆから減算し、修正運用周波数Ｆ´を求め、Ｆ´に対
応する周波数制御データをＰＬＬ回路５に設定して受信
手段８Ａの同調周波数を修正するようになっている。

【００２９】ＳＷ３はＡ／Ｄ変換器３１の出力とオート
ノッチ回路４１の出力を切り換えるスイッチであり、Ｒ
Ｚ−ＳＳＢ変調波をＡＭ検波する場合、オートノッチ回
路４１の出力側に切り換えられ、ＳＳＢ−ＳＣ変調波を
ＡＭ検波する場合、Ａ／Ｄ変換器３１の出力側に切り換
えられる。４２は搬送波抑圧後のＲＺ−ＳＳＢ変調波ま
たはＳＳＢ−ＳＣ変調波に対しディジタル領域における
プロダクト検波方式で検波を行うプロダクト検波回路で
あり、この内、４３は周波数がｆ₀で固定の搬送波を発
生するＢＦＯ、４４はスイッチＳＷ３から入力したＲＺ
−ＳＳＢ変調波またはＳＳＢ−ＳＣ変調波とＢＦＯ４３
からの搬送波を混合し、差の周波数成分を取り出すミキ
サである。４５はミキサ４４の出力から不要成分を除去
するＬＰＦであり、ＬＰＦ４５からＲＺ−ＳＳＢ変調波
またはＳＳＢ−ＳＣ変調波の復調信号が出力される。

【００３０】４６はＲＺ−ＳＳＢ変調波がＦＳＫ信号の
場合にＡＭ検波手段４０からの復調信号を入力し、ＦＳ
Ｋ復調を行って「１」、「０」のデータを出力するＦＳ
Ｋ復調回路、４７はＦＳＫ復調回路４６から入力したデ
ータに基づきプリント出力を行うテレタイプである。５
０は操作パネルであり、ユーザがセットの運用周波数の
増減操作をするための同調つまみ５１、ＲＺ−ＳＳＢ変
調波（音声）をＦＭ検波する受信モードを指示するキー
５２、ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）をＡＭ検波する受信
モードを指示するキー５３、ＲＺ−ＳＳＢ変調波（ＦＳ
Ｋ）をＡＭ検波する受信モードを指示するキー５４、Ｓ
ＳＢ−ＳＣ変調波（音声）の受信モードを指示するキー
５５、ＦＭ変調波（音声）をＦＭ検波する受信モードを
指示するキー５６などが設けられている。

【００３１】６０は受信機の全体的な制御を司るマイク
ロコンピュータ構成のシステムコントローラであり、操
作パネル５０での操作に従い同調制御、受信モード切り
換え制御（ＳＷ１〜ＳＷ３の切り換え制御を含む）を行
う。

【００３２】次に上記した実施の態様の動作を説明す
る。（１）ＦＭ変調波（音声。ここでは、送信側でのプリエ
ンファシスは無しとする）のＦＭ検波ＦＭ変調波（音声）を受信したい場合、キー５６を押
す。すると、システムコントローラ６０はＳＷ２をａ側
に切り換え、等化手段２２の通電を止めて停止状態と
し、節電を図る。ユーザが同調つまみ５１を操作する
と、システムコントローラ６０は、操作方向に従い図示
しない内蔵メモリで管理している運用周波数Ｆを増減
し、増減後の運用周波数Ｆに対応する周波数制御データ
をＰＬＬ回路５に設定して、受信手段８Ａの同調周波数
を可変し、ユーザ所望の受信周波数に合わせる。

【００３３】この状態で受信手段８ＡによりＦＭ変調波
（音声）が受信されれば、中間周波信号に変換されて出
力される。中間周波信号はＡ／Ｄ変換器３１でＡ／Ｄ変
換されたのちＡＭ抑圧度の高いＦＭ検波回路１０に入力
されてＦＭ検波される。そして、Ｄ／Ａ変換器３６でＤ
／Ａ変換され、ＡＦアンプ２３で増幅されたのちスピー
カ２４で音響変換される。ＦＭ検波回路１０はＡＭ抑圧
度が高いことから、フェージングや雑音の影響で中間周
波信号の振幅が変動しても音声出力に歪は生じない。

【００３４】（２）ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）のＦＭ
検波ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）をフェージングの影響なく
受信したい場合、キー５２を押す。すると、システムコ
ントローラ６０はＳＷ１をａ側、ＳＷ２をｂ側に切り換
え、等化手段２２を通電して稼働状態とする。ユーザが
同調つまみ５１を操作すると、システムコントローラ６
０は、操作方向に従い内蔵メモリで管理している運用周
波数Ｆを増減し、増減後の運用周波数Ｆに対応する周波
数制御データをＰＬＬ回路５に設定して、受信手段８Ａ
の同調周波数を可変し、ユーザ所望の受信周波数に合わ
せる。

【００３５】この状態で受信手段８ＡによりＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波（音声）が受信されれば、中間周波信号に変換
されて出力される。中間周波信号はＡ／Ｄ変換器３１で
Ａ／Ｄ変換されたのちＡＭ抑圧度の高いＦＭ検波回路１
０に入力されてＦＭ検波され、続いて等化手段２２に入
力されて歪が除去される。そして、Ｄ／Ａ変換器３６で
Ｄ／Ａ変換され、ＡＦアンプ２３で増幅されたのちスピ
ーカ２４で音響変換される。ＲＺ−ＳＳＢ変調波がＦＭ
検波されることからフェージングの影響を受けない音声
を聴取できる。

【００３６】（３）ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）のＡＭ
検波ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）を高いＳ／Ｎで聴取したい
場合、または弱入力なためＦＭ検波では雑音に埋もれて
音声を聞き取れない場合、キー５３を押す。すると、シ
ステムコントローラ６０はＳＷ２をｃ側、ＳＷ３をｂ側
に切り換え、また、等化手段２２の通電を止めて停止状
態とし、節電を図る。この状態で受信手段８ＡによりＲ
Ｚ−ＳＳＢ変調波（音声）が受信されれば、Ａ／Ｄ変換
器３１でＡ／Ｄ変換された中間周波信号がＡＭ検波手段
４０に入力される。そして、オートノッチ回路４１でＲ
Ｚ−ＳＳＢ変調波中の搬送波成分が除去され、プロダク
ト検波回路４２でプロダクト検波がされる。プロダクト
検波後の復調信号はＤ／Ａ変換器３６でＤ／Ａ変換さ
れ、ＡＦアンプ２３で増幅されたのちスピーカ２４で音
響変換される。ＲＺ−ＳＳＢ変調波がＡＭ検波されるこ
とからＳ／Ｎの良好な音声を聴取できる。

【００３７】ここで、プロダクト検波を歪なく行うため
には、中間周波信号で見たＲＺ−ＳＳＢ変調波の搬送波
の周波数はｆ₀であることが望ましい。オートノッチ回
路４１はＲＺ−ＳＳＢ変調波中の搬送波成分の周波数変
動に追従して適応的にノッチフィルタのフィルタ特性を
可変しており、フィルタ特性を定めるＷを更新する度に
システムコントローラ６０に更新値を出力している。シ
ステムコントローラ６０はＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声，
ＦＳＫ）のＡＭ検波での受信モード時、ユーザが同調つ
まみ５１を操作していない間、定期的に、オートノッチ
回路４１から入力したＷを用いて（３）式から中間周波
信号で見たＲＺ−ＳＳＢ変調波の搬送波周波数ｆ₁を算
出し、ＲＺ−ＳＳＢ変調波に対する最適動作ポイントの
周波数値ｆ₀からのずれ分Δｆ（＝ｆ₁−ｆ₀）をユー
ザが同調つまみ５１の操作で設定した所望の運用周波数
Ｆから減算し、修正運用周波数Ｆ´を求め、Ｆ´に対応
する周波数制御データをＰＬＬ回路５に設定して受信手
段８Ａの同調周波数を修正する。この結果、受信機が最
適な動作ポイントで動作することになり、歪の小さい音
声出力が得られる。

【００３８】なお、ＦからΔｆ（＝ｆ₁−ｆ₀）を減算
する変わりに、Δｆがプラスの場合は一定値ｆ_C（＞
０。例えば、＋１００Ｈｚ、＋５０Ｈｚなど）を減算
し、Δｆがマイナスの場合は一定値ｆ_C（＞０。例え
ば、＋１００Ｈｚ、＋５０Ｈｚなど）を加算して修正運
用周波数Ｆ´を求めるようにしても良い。このような同
調周波数の修正制御は、ＲＺ−ＳＳＢ変調波（音声）の
ＦＭ検波での受信モード時または／及びＦＭ変調波の受
信時に、ユーザが同調つまみ５１を操作していない間に
行っても良い。

【００３９】（４）ＲＺ−ＳＳＢ変調波（ＦＳＫ）のＡ
Ｍ検波ＦＳＫ信号のＲＺ−ＳＳＢ変調波を受信したい場合、キ
ー５４を押す。すると、システムコントローラ６０はＳ
Ｗ３をｂ側に切り換え、また、等化手段２２の通電を止
めて停止状態とする。この状態で受信手段８ＡによりＲ
Ｚ−ＳＳＢ変調波（ＦＳＫ）が受信されれば、Ａ／Ｄ変
換器３１でＡ／Ｄ変換された中間周波信号がＡＭ検波手
段４０に入力される。そして、オートノッチ回路４１で
ＲＺ−ＳＳＢ変調波中の搬送波成分が除去され、プロダ
クト検波回路４２でプロダクト検波がされる。プロダク
ト検波後のＦＳＫ信号はＦＳＫ復調回路４６で「１」と
「０」に復調されてテレタイプ４７に入力される。テレ
タイプ４７は入力データに従いプリント出力する。

【００４０】ＦＳＫ信号はフェージングに強いことか
ら、とくにＦＭ検波しなくても良く、等化手段２２の停
止により節電を図ることができる。また、システムコン
トローラ６０がオートノッチ回路４１から入力したＷを
用いて受信手段８Ａの同調周波数を修正し、動作ポイン
トを最適化するので、ＦＳＫ信号の復調エラーが少なく
なる。

【００４１】（５）ＳＳＢ−ＳＣ変調波（音声）のＡＭ
検波ＳＳＢ−ＳＣ変調波（音声）を聴取したい場合、キー５
５を押す。すると、システムコントローラ６０はＳＷ２
をｃ側に切り換え、ＳＷ３をａ側に切り換える。等化手
段２２の通電を止めて停止状態とし、節電を図る。この
状態で受信手段８ＡによりＳＳＢ−ＳＣ変調波（音声）
が受信されれば、Ａ／Ｄ変換器３１でＡ／Ｄ変換された
中間周波信号がＡＭ検波手段４０に入力される。そし
て、プロダクト検波回路４２でプロダクト検波がされ
る。プロダクト検波後の復調信号はＤ／Ａ変換器３６で
Ｄ／Ａ変換され、ＡＦアンプ２３で増幅されたのちスピ
ーカ２４で音響変換される。よって、ＳＳＢ−ＳＣで受
信したＳ／Ｎの良好な音声を聴取できる。なお、ＳＳＢ
−ＳＣ変調波（音声）の受信モード時、システムコント
ローラ６０は同調周波数の修正制御はしない。

【００４２】上記した実施の態様によれば、リミッタを
用いることなくＲＺ−ＳＳＢ変調波の復調が可能となる
ため、受信機の構成を簡単化できる。とくに、ＦＭ検波
回路１０をディジタル信号処理回路を用いて構成する場
合、リミッタでの相互変調歪によるエイリアシング歪の
影響を考慮しなくて良いので、ディジタル信号処理回路
を高価な高速動作型にしなくて済み、また、ＦＭ検波回
路１０の前段でＡ／Ｄ変換器３１と組み合わせて用いら
れるアンチエイリアシングアナログフィルタの阻止域減
衰量を大きくする必要もない。また、ＦＭ検波回路１０
は、ディジタル領域でＴＡＮ^-1型検波を行うようにした
ので、ＦＭ検波回路１０でのＡＭ抑圧度を極めて高くす
ることができ、ＦＭ変調波やＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ
検波したときの復調信号の歪が小さくなる。

【００４３】更に、ＲＺ−ＳＳＢ変調波の復調をＦＭ検
波系とＡＭ検波系の両者でできるようにし、受信電界強
度が良好な場合、または高いＳ／Ｎを要しないときなど
は、ＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ検波させることでフェー
ジングに強い受信を行うことができ、受信電界強度が悪
化した場合、または高いＳ／Ｎを要するとき、または変
調信号がフェージングの影響を受け難いＦＳＫ信号のと
きなどは、ＲＺ−ＳＳＢ変調波をＡＭ検波させることで
高いＳ／Ｎでの受信ができるとともに等化手段２２を停
止して節電を図ることもできる。

【００４４】また、ＲＺ−ＳＳＢ変調波またはＳＳＢ−
ＳＣ変調波をＡＭ検波する際、プロダクト検波を行うよ
うにしたので、歪なくＡＭ検波することができる。ま
た、ＲＺ−ＳＳＢ変調波の受信時、中間周波信号での搬
送波周波数を検出し、最適値からのずれを無くすように
同調周波数が修正されるので、受信機の動作ポイントが
自動的に最適化され、復調信号の歪が小さくなる。しか
も、中間周波信号での搬送波周波数の検出は搬送波抑圧
用のオートノッチ回路４１でなされるので、周波数検出
用に特別な回路を設ける必要がない。

【００４５】なお、上記した実施の態様では、ＦＭ検波
回路１０はＴＡＮ^-1型検波を行うようにしたが、ＡＭ抑
圧度が十分高い他の検波器を用いても良い。例えば、Ａ
Ｍ抑圧機能を有するクォオドラチャ型のディジタルＦＭ
復調器（高橋実「ＡＭ抑圧機能を有するデジタルＦＭ復
調器」1989年テレビジョン学会全国大会予稿集10-3,205
頁〜206 頁参照）などを適用できる。また、受信機
は、ＦＭ変調波が送信側でプリエンファシスされている
場合も受信可能としても良く、この場合、図１のＦＭ検
波回路１０からＤ／Ａ変換器３６までを、例えば図４
（１）の如く構成に変更し、スイッチＳＷ２にｄ端子を
新たに設け、ＦＭ検波回路１０の出力側を積分器６１を
介してスイッチＳＷ２のｄ端子に接続するようにする。
そして、送信側でプリエンファシスされたＦＭ変調波の
受信時は、スイッチＳＷ２をｄ端子に切り換え、等化手
段２２への給電を止め、ＦＭ検波回路１０の出力を積分
器６１でディエンファシスしたあとＤ／Ａ変換器３６に
導くようにし、送信側でプリエンファシスされていない
ＦＭ変調波の受信時は、ＳＷ２をａ端子に切り換え、等
化手段２２への給電を止め、ＦＭ検波回路１０の出力を
そのままＤ／Ａ変換器３６に導くようにする。

【００４６】或いは、ディエンファシスを等化手段２２
の積分器１１で行う場合、図１のＦＭ検波回路１０から
Ｄ／Ａ変換器３６までを、図４（２）の如く構成に変更
し、スイッチＳＷ２にｄ端子を新たに設け、このｄ端子
の入力側を積分器１１の出力側と接続するようにする。
送信側でプリエンファシスされたＦＭ変調波の受信時、
スイッチＳＷ１をａ側、ＳＷ２をｄ側に切り換えるとと
もに、等化手段２２の内、リニアライザ１２だけ通電を
止め、積分器１１には通電するようにし、ＦＭ検波回路
１０の出力を積分器１１でディエンファシスしたあとＤ
／Ａ変換器３６に導くようにする。送信側でプリエンフ
ァシスされていないＦＭ変調波の受信時はスイッチＳＷ
２をａ側に切り換え、等化手段２２の全体の給電を止め
る。

【００４７】また、ＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ検波して
受信する場合とＦＭ変調波を受信する場合を除いてＦＭ
検波回路１０の動作を停止するようにしても良く、これ
と逆に、ＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ検波して受信する場
合とＦＭ変調波を受信する場合はＡＭ検波手段４０の動
作を停止するようにしても良い。

【００４８】また、図１におけるＡＭ検波手段４０の中
のオートノッチ回路４１を省略し、プロダクト検波回路
４２をＡＭ変調波に対する検波で良く用いられる図５に
示す如き同期検波回路に置き換え、ＲＺ−ＳＳＢ変調波
のＡＭ検波を同期検波で行うようにしてもよい。図５に
示す同期検波回路７０はディジタル領域で同期検波を行
うものであり、図１のＡ／Ｄ変換器３１から入力したＲ
Ｚ−ＳＳＢ変調波からＢＰＦ７１により搬送波成分Ｃが
取り出され、ＰＬＬ回路７２により搬送波成分Ｃの周波
数と位相に同期した同期搬送波Ｃ´が作成される。ＲＺ
−ＳＳＢ変調波と同期搬送波Ｃ´はミキサ７３で混合さ
れて差の周波数成分が取り出されたあと、ＬＰＦ７４に
より不要成分が取り除かれる。ＬＰＦ７４からＲＺ−Ｓ
ＳＢ変調波の復調信号が図１のＳＷ２のｃへ出力され
る。同期検波回路７０を用いることで受信手段８ＡがＡ
Ｍ変調波も受信可能な場合に、ＡＭ変調波の復調出力も
可能となる。ＲＺ−ＳＳＢ変調波またはＡＭ変調波を受
信し、同期検波する時は、ＦＭ検波回路１０、等化手段
２２の給電を止め稼働を停止して節電すると良い。

【００４９】また、図１におけるＡＭ検波手段４０の中
のオートノッチ回路４１を省略し、プロダクト検波回路
４２をＡＭ変調波に対する検波で良く用いられる図６に
示す如きエンベロープ検波回路に置き換え、ＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波のＡＭ検波をエンベロープ検波で行うようにし
てもよい。図６に示すエンベロープ検波回路８０はディ
ジタル領域でエンベロープ検波を行うものであり、図１
のＡ／Ｄ変換器３１から入力したＲＺ−ＳＳＢ変調波に
基づき、ヒルベルト変換器８１のヒルベルトフィルタ８
２により位相が９０°だけ遅れたＵが作られ、また、遅
延器８３により、入力ＲＺ−ＳＳＢ変調波を一定時間
（ヒルベルトフィルタ８２での遅延分）だけ遅延させた
Ｖが作られる。Ｖの位相を基準に見たとき、Ｕの位相は
９０°遅れている。そして、乗算器８４と８５、加算器
８６、平方根演算器８７により、（Ｕ²＋Ｖ²）^1/2が
求められてＲＺ−ＳＳＢ変調波のエンベロープ成分が作
られる。そして、ＬＰＦ８８で不要成分が取り除かれた
あと、図１のＳＷ１のｂとＳＷ２のｃに導かれる。

【００５０】エンベロープ検波回路８０を用いること
で、受信手段８ＡがＡＭ変調波も受信可能な場合は、Ａ
Ｍ変調波の復調出力も可能となる。但し、ＲＺ−ＳＳＢ
変調波を受信し、エンベロープ検波するときは検波出力
に歪が残るので、ＳＷ１とＳＷ２をｂ側に切り換えて、
エンベロープ検波出力を等化手段２２に入力し、等化手
段２２を稼働させて歪を取り除くようにすれば良い。Ｒ
Ｚ−ＳＳＢ変調波を受信し、エンベロープ検波する時
は、ＦＭ検波回路１０への給電を止め稼働を停止して節
電することができる。ＡＭ変調波をエンベロープ検波し
たときは検波出力に歪は生じないので、ＳＷ２をｃ側に
切り換えて、エンベロープ検波出力をＤ／Ａ変換器３６
に入力させる。このとき、ＦＭ検波回路１０、等化手段
２２の給電を止め稼働を停止して節電すると良い。

【００５１】

【発明の効果】本発明によれば、所望周波数で送信され
たＲＺ−ＳＳＢ変調波を受信し、中間周波信号に変換す
る受信手段と、受信手段から出力された中間周波信号を
振幅制限手段を通さずに入力し、ＦＭ検波を行うＡＭ抑
圧度の高いＦＭ検波手段と、ＦＭ検波手段でＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波をＦＭ検波した出力中の歪除去を行う等化手段
とを備えたので、リミッタを用いることなくＲＺ−ＳＳ
Ｂ変調波の復調が可能となり、受信機の構成を簡単化で
きる。とくに、ＦＭ検波手段をディジタル信号処理回路
を用いて構成しようとする場合、リミッタでの相互変調
歪によるエイリアシング歪の影響を考慮しなくて良いの
で、ディジタル信号処理回路を高価な高速動作型にしな
くて済み、また、ＦＭ検波手段の前段でＡ／Ｄ変換器と
組み合わせて用いられるアンチエイリアシングアナログ
フィルタの阻止域減衰量を大きくする必要もない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一つの実施の態様に係るマルチモード
受信機の回路図である。

【図２】図１中のＦＭ検波回路の具体的な構成を示す回
路図である。

【図３】図１中のオートノッチ回路の機能を等価的に示
す回路図である。

【図４】図１を変形した実施の態様に係るマルチモード
受信機の一部省略した回路図である。

【図５】図１中のＡＭ検波手段の他の実施の態様を示す
回路図である。

【図６】図１中のＡＭ検波手段の他の実施の態様を示す
回路図である。

【図７】従来のＲＺ−ＳＳＢ受信機の回路図である。

【図８】図７中のリニアライザの具体的な構成を示す回
路図である。

【符号の説明】

８Ａ受信手段１０ＦＭ検波回
路１１、６１積分器１２リニアライ
ザ２２等化手段２３ＡＦアンプ２４スピーカ３１Ａ／Ｄ変換
器３４ヒルベルト変換器３５ＴＡＮ^-1型
位相検波器３６Ｄ／Ａ変換器４０ＡＭ検波手
段４１オートノッチ回路４２プロダクト
検波回路４６ＦＳＫ復調回路４７テレタイプ５０操作パネル６０システムコ
ントローラ７０同期検波回路８０エンベロー
プ検波回路ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所望周波数で送信されたＲＺ−ＳＳＢ変
調波を受信し、中間周波信号に変換する受信手段と、受信手段から出力された中間周波信号を振幅制限手段を
通さずに入力し、ＦＭ検波を行うＡＭ抑圧度の高いＦＭ
検波手段と、ＦＭ検波手段でＲＺ−ＳＳＢ変調波をＦＭ検波した出力
中の歪除去を行う等化手段と、を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】ＦＭ検波手段は、ディジタル領域でＴＡ
Ｎ^-1型検波を行うようにしたこと、を特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】受信手段から出力された中間周波信号を
入力し、ＲＺ−ＳＳＢ変調波に対するＡＭ検波を行うＡ
Ｍ検波手段と、等化手段の出力とＡＭ検波手段の出力を切り換えて出力
させる切り換え手段と、を備えたことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項４】切り換え手段がＡＭ検波手段の側に切り
換えられている間、等化手段とＦＭ検波手段の内、少な
くとも一方の動作を停止させること、を特徴とする請求項３記載の受信機。
【請求項５】ＡＭ検波手段は、ＲＺ−ＳＳＢ変調波中
の搬送波成分を抑圧する搬送波抑圧手段と、搬送波抑圧手段で搬送波を抑圧後のＲＺ−ＳＳＢ変調波
を入力してプロダクト検波を行うプロダクト検波手段
と、を含むことを特徴とする請求項３記載の受信機。
【請求項６】受信手段ではＲＺ−ＳＳＢ変調波とＳＳ
Ｂ−ＳＣ変調波が受信可能であり、ＡＭ検波手段に、プロダクト検波手段の入力側を搬送波
抑圧手段の出力側と受信手段の出力側との間で切り換え
る切り換え手段を設けたこと、を特徴とする請求項５記載の受信機。
【請求項７】受信手段から出力された中間周波信号を
入力し、ＲＺ−ＳＳＢ変調波に対するエンベロープ検波
を行うＡＭ検波手段と、ＦＭ検波手段の出力とＡＭ検波手段の出力を切り換えて
等化手段に出力させる切り換え手段と、を備えたことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項８】受信手段はＲＺ−ＳＳＢ変調波とＦＭ変
調波が受信可能であり、ＦＭ変調波の受信時、ＦＭ検波手段の出力を等化手段に
通さずに後段に出力する切り換え手段を設けたこと、を特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項９】受信手段はＲＺ−ＳＳＢ変調波とＦＭ変
調波が受信可能であり、ＦＭ変調波の受信時、ＦＭ検波手段の出力に対しディエ
ンファシスを行うディエンファシス手段と、等化手段の出力に代えてディエンファシス手段の出力を
後段に出力する切り換え手段と、を設けたことを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項１０】等化手段はＦＭ検波手段の出力を積分
する積分手段と、ＲＺ−ＳＳＢ変調波の受信時に当該積
分手段の出力に残る歪を所定の演算処理を行って取り除
くリニアライザ手段とを含み、ディエンファシス手段は等化手段の積分手段と兼用した
こと、を特徴とする請求項９記載の受信機。
【請求項１１】受信波中の搬送波の周波数を検出する
搬送波周波数検出手段と、該搬送波周波数検出手段で検出された搬送波周波数に基
づき、受信手段に対する同調周波数の修正制御を行う制
御手段と、を備えたことを特徴とする請求項１または３または５ま
たは６記載の受信機。
【請求項１２】搬送波抑圧手段はＲＺ−ＳＳＢ変調波
の周波数変動に追従しながら搬送波成分を抑圧するオー
トノッチフィルタとし、該オートノッチフィルタにおけるノッチ周波数に基づ
き、受信手段に対する同調周波数の修正制御を行う制御
手段を備えたこと、を特徴とする請求項５または６記載の受信機。