JPH10507936A - 送信ビーム生成器システムのための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 複数のビーム送信機能をもつデジタル送信ビーム生成器システムは、複数のマルチチャンネル送信器を備え、各々のチャンネルは、各々のビームについて１以上の対応する変換器素子に提供される究極的な希望の波形を表す、サンプリングされた複素値の初期波形情報（Ｔ４１０）のソースを備える。各々のマルチチャンネル送信器は、ビーム生成遅延（Ｔ４２２）とアポダイゼーション（Ｔ４２０）を各々のチャンネルの各々の初期波形情報にデジタル的に適用し、その情報を搬送周波数でデジタル的に変調し（Ｔ４２４）、変換のために情報をＤＡＣ（Ｔ４２８）サンプル・レートまで補間（Ｔ４２６）してアナログ信号への変換し、関連する変換器素子へ適用する。ビーム生成器の送信器は、チャンネルごとに及びビームごとに、搬送周波数と遅延とアポダイゼーションと較正の値についてプログラム可能である。パルス波動作の場合、パルス波形パラメータが、発射ごとの基準でビーム生成器の送信器に指定でき、走査フレーム・レートが、診断のために有効でないレベルに低下することが無い。

Description

【発明の詳細な説明】 送信ビーム生成器システムのための方法及び装置 Ｉ． 発明の分野 本発明は、例えば、振動性エネルギーを用いる、レーダー、ソナー、地震、超 音波システムを含む干渉性結像システムに関し、特に、リニア、湾曲リニア、セ クタ、円形、ベクタ（登録商標）、操舵ベクタ（登録商標）のような走査フォー マット、及び、例のみとして挙げるＢ−モード（グレースケール結像モード）、 Ｆ−モード（フロー又はカラー・ドップラー結像モード）、Ｍ−モード（運動モ ード）、Ｄ−モード（スペクトル・ドップラー・モード）のような結像モードに おける他のタイプの走査フォーマットのための位相アレイの超音波結像システム に関するが、それらには限定されない。本発明は超音波システムを基準にして説 明するが、本発明は他のタイプの干渉性結像システムを用いて実現できる。 II． 発明の背景 デジタル受信ビーム生成器システムの基本的な態様には、（１）例えば、リニ アアレイのようなアレイの素子ごとに受信した超音波信号の増幅、（２）信号の 最大周波数の少なくとも２倍のアナログ・デジタル・サンプリングレートで超音 波信号について行うチャンネルごとの直接的アナログ・デジタル変換、（３）焦 点調節のための遅延を提供するデジタル・メモリ、（４）全てのチャンネルから の焦点調節された信号のデジタル的な加算、が含まれる。受信ビーム生成器シス テムの他の処理態様には、微細な焦点調節を提供するためのチャンネルごとの受 信信号の位相回転、ビームのサイドローブを制御するための振幅スケール（アポ ダイゼーション）、信号の帯域幅を制御するためのデジタルフィルタリングが含 まれる。 Ａ． 送信ビーム生成 より正確な焦点調節と、優れた分解能と、好ましい感度と、高いフレ ーム・レートとを超音波結像において達成したいという永続的な要望がある。従 って、所定の走査要求についての結果を最適化するために、ビーム生成特性の多 様な調整が必要になる。最大の多様性は、超音波機器が、同時に送信されるビー ム数、パルス波形（ＰＷ）又は連続波形（ＣＷ）の特性、時間遅延、及び、アポ ダイゼーション値を、走査線ごとの基準で完全に変更できる時に実現する。しか し、このような多様性は、直接的な構成で行われる場合には、大量のハードウェ ア資源を要求するので、好ましくない。 従来技術では、主として改善された受信ビーム生成器を用いて、画像を改善す る多数の試みが開示されている。デジタル手法とデジタル信号処理を採用する受 信ビーム生成器が従来技術において報告されているが、依然として、革新的な設 計によって実質的な改善が可能である。しかし、送信ビーム生成の特性を改善す る試みは殆ど行われていなかった。今まで、送信ビームは典型的に、アナログ回 路によって希望の搬送周波数で生成され、ゲートされた搬送パルスであった。送 信パルス波形（エンベロープ）を最適化する唯一の柔軟性は、典型的には、パル スに含まれる整数の搬送サイクルにより示されるパルス長を指定する機能と、あ る固定のアナログフィルタリングであった。ビーム生成のためのアポダイゼーシ ョンと遅延プロファイルが、特有の精度限界を内包しつつ指定され、それは典型 的には同様にアナログ形態で実現されていた。パルス波形のエンベロープ形状は 基本的に固定されていたが、アナログ処理の限界から最適なものではなかった。 また、従来の送信ビーム生成器は、走査の各々の発射について異なるアポダイゼ ーション・プロファイルと異なる遅延プロファイルをサポートでき、各々の発射 について異なるパルス長をサポートできたが、搬送周波数を走査線間で変えるこ とはできず、エンベロープ形状の他の特性も、その長さを除いて、変更できなか った。 デジタル処理技術を用いて送信ビーム生成器の柔軟性を高めると、大きな有益 性を得ることができる。例えば、変換器素子の応答又は変換器素子へのアナログ 通路の欠陥を補償するために、超音波変換器素子の 各々に供給される波形を任意に独立に波形整形できることが望ましい。別の例と して、グレーティングローブの影響を小さくするために、走査線ごとの基準で、 各々の変換器素子に供給される波形の搬送周波数を変更することが望ましい。経 時的にドリフトするアナログ成分の傾向を除去することにより送信ビームの焦点 精度を改善し、又は、収差を生じる組織影響を補正することが望ましい。更に、 結果として得られる画像のレンジ分解能を維持しながら時間的に長いパルスを生 成するために、チャープ又は疑似ランダム・コード化波形のような特殊な変調の もとでパルスを送信することが望ましい。更に別の例として、フレーム・レート を高め、スペックル効果を小さくし、又は、合成焦点（複数焦点）を達成する方 法として、単一の発射による複数ビーム送信をサポートできることが望ましい。 更に他の例として、減衰性の人体組織の歪み作用を補償する、精密に定められた 形状のパルスを送信できることが望ましい。更に別の例として、走査線ごとの基 準で、可能な限り多くの送信パルスの特性を更新することが望ましい。全てのこ れらの目標を同時に満足することは、現在使用可能な超音波送信ビーム生成器で は不可能である。 単一チャンネルのデジタルのプログラム可能な波形生成器は、任意の波形を正 確に生成するその機能から、検査機器の分野では周知の技術である。例えば、Ｐ ｒｉａｔｋｏの米国特許第４，８８１，１９０号と、Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘの“検 査及び測定製品カタログ１９９４”３３７〜３５９頁を参照されたい。これらの 検査機器で用いている技術は、一般的には位相アレイの超音波送信ビーム生成に は適用又は実用できず、その目的のために用いられてもいなかった。例えば、そ れらは、単一の送信チャンネルのみしかサポートできず、一部において、コスト とパワーとスペースの制約からビームを生成できない。 ここでは、“アナログ”信号は、時間的なあらゆる所定の瞬時値が、連続する 値の範囲内のあらゆる値を採りうる信号として用いられる。“デジタル”信号は 、ここで用いる語としては、離散的な時間間隔において離散的な値のみを採りう る。“超音波”という用語は、ここでは、人間 の可聴レンジを超えるあらゆる周波数を意味するものとして用いている。“プロ グラム可能な”デバイス又は機能とは、ここでは、デバイス又は機能による使用 のために特定の値を提供するか、又は、このような値を、使用可能な値の所定の セットから選択してプログラムできるものを含む趣旨で用いている。 III． 発明の要約 超音波デジタル送信ビーム生成において究極的な柔軟性を実現する１つの方法 は、完全な波形サンプル・シーケンスのデジタル表示を、変換器素子ごと及び発 射ごとに、メモリに書き込むことである。波形表示は、変調と、エンベロープ形 状と、ビーム生成アポダイゼーションと、遅延と、を考慮して予め計算され記憶 される。それから、発射（送信事象）は、同時に全ての変換器素子に関連する波 形をメモリから読み取り、それらを、波形表示により想定されるサンプル・レー トで各々の変換器素子に関連するデジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）に 供給することにより実行される。走査は、走査における各々の発射に関連する異 なる波形のセットを通じて順序付けることにより実行される。このようなシステ ムはデジタル送信ビーム生成器の直接的な構成である。 このようなシステムは構築可能であり、希望した目的を達成できるであろうが 、それは幾つかの理由から現在の技術においては非現実的である。第１に、大容 量のメモリが必要であり、それらは非常に高速のデータ・レートで作動しなけれ ばならないからである。第２に、希望の柔軟性が、各々の発射前にリアルタイム で波形を変更する柔軟性を備えると想定すると、各々の波形の計算に必要な計算 量と、波形サンプルの全てをメモリにダウンロードするために必要な時間量とが 、診断において有益性のないレベルにまで走査フレーム・レートを低下させると 考えられるからである。 従って、好適には、本発明の方法及び装置は、独立な送信器の実質的なデジタ ル信号処理構造を提供し、好適には送信器の各々が１以上の変 換器に割り当てられ、それら送信器は、複数レンジの焦点調節と走査線ごとの更 新とに合致するレートで、信号パラメータ及びビーム生成パラメータの調整のた めに完全にプログラム可能である。各々の送信器が、複数の同時のビーム（走査 線）の生成をサポートできる複数の処理チャンネルを有する。独立性と、プログ ラム可能性と、プロセッサのチャンネル化が、従来技術では不可能だった多様性 をサポートしている。この構造は、独立の送信器を、（１）全ての送信器と無関 係に全ての信号とビーム生成パラメータを定める分離した中央制御装置を製作し 、（２）複数レンジ焦点調節及び走査線ごとの調整を維持するために必要なレー トで各々の送信器にパラメータをプログラムすることにより実現する。デジタル 送信ビーム生成器の構造は、従って、従来のビーム生成をサポートし、適応式焦 点ビーム生成のような改善された送信ビーム生成器の機能もサポートできる。走 査線間隔の基準でプログラムできる信号及びビーム生成パラメータは、遅延サン プル値、アポダイゼーション・サンプル値、変調周波数、信号規定及び信号整形 フィルタ値、利得、サンプル・レート、利得及び位相の較正調整、同時送信ビー ムの数、を含む。プログラム可能な態様の独立な送信器を有するシステム構造の 長所は、送信器に送られるパラメータのタイプを再度プログラムすることにより 実現できる、新しい送信ビーム生成手法をサポートする能力にある。 デジタル送信ビーム生成器システムは、複数の送信プロセッサを備え、各々が １以上の対応する変換器素子に供給される究極的な希望波形に関する実数又は複 素値の初期波形サンプルのソースを備える。好適には、パルス波（ＰＷ）送信の 場合、波形サンプルは、希望送信パルスのベースバンド（０Ｈｚ又はそれに近い ）表示である。その場合、波形サンプルは、送信パルスの実数又は複素エンベロ ープを表している。初期波形サンプルのソースは、例えばメモリであり、それは 、２つ以上の送信プロセッサ間で共用できる。連続波（ＣＷ）送信の場合、各々 の送信プロセッサは単位波形サンプルの連続シーケンスを提供する。各々の送信 プロセッサは、ビーム生成遅延とアポダイゼーションをその各々の初期波 形サンプルにデジタル的に適用し、情報を搬送周波数にデジタル的に変調する。 また、各々の送信プロセッサは、アナログ信号への変換及び関連する変換器素子 への適用のために、情報をＤＡＣサンプル周波数になるように補間する。各々の 送信プロセッサは１〜４つの送信チャンネルを処理できる。 デジタル送信ビーム生成器は、高度のプログラム可能性を備える。特に、パル ス形状は、適切な初期波形サンプルを各々の送信プロセッサに割り当てることに よりプログラム可能である。搬送周波数は、送信チャンネルごとの遅延及びアポ ダイゼーション値と同様に、プログラム可能なパラメータである。前述の遅延値 に加えて、収差と較正作用を調整するために外部装置によって計算された任意の 遅延補正値を、送信チャンネルごとにプログラムすることもできる。 前述の送信波形のパラメータ化のおかげで、高度な柔軟性が、前述の直接実行 方式に付随する問題を招かずに実現する。そのうえ、超音波変換器アレイの発射 により希望の合成ビーム応答を生成するために、各々の送信器に指定しなければ ならない情報量は、直接実行方式と比べると、十分に減少する。従って、ＰＷ動 作の場合、走査フレーム・レートを診断における有益性が無くなるレベルにまで 低下させることなく、パルス波形パラメータを送信チャンネルごと、発射ごとの 基準で送信ビーム生成器に指定できる。波形パラメータは、走査フォーマットや 焦点調節深度や視野などの高レベルの柔軟性を実現する外部中央制御システムに よって送信器に指定できる。従って、パラメータ化は、各々の送信器を、自らを 単一出力パルス波形の生成のみ関与させることを可能にする。 本発明の別の観点では、送信チャンネルごとに指定される送信パルス遅延は、 少なくとも２つの要素、即ち、サンプル間隔の整数である粗い遅延と、端数サン プル間隔の表す遅延と等価な焦点位相調整と、によって適用される。“粗い遅延 ”は、メモリ読取サンプル間隔の整数のサンプルだけ、送信チャンネルの初期波 形サンプルのメモリ読取を時間的に遅延させることにより適用される。このよう な時間遅延は、異なる送信 器により生成されたパルス波形内の焦点における単一サンプル間隔内において、 あるレベルの時間的干渉性を実現する。位相の干渉性は、サンプル間隔に対して 正規化された整数の端数値として送信器に指定された送信時間遅延のサンプル端 数部から導かれた搬送位相角度等価遅延により、送信チャンネルの各々の複素サ ンプルの位相回転によって達成される。そのうえ、ＤＡＣサンプル周波数へのア ップサンプリングが１段階でなく２段階で行われる場合、より正確な時間的干渉 性が達成できる。詳細には、送信チャンネルに指定されていた送信時間遅延の中 間部（ここでは“微細な遅延”と呼ぶ）が、中間サンプル・レートで整数のサン プル時間だけ信号を更に遅らせることによって適用される。遅延は正又は負のい ずれかであり、負の遅延は、正の先行と同じであることに注目すべきである。 各々の送信器は、その指定アポダイゼーションを、ＤＡＣに適用される究極的 な送信波形サンプルでなく、送信器の初期波形サンプルに対して適用するので、 アポダイゼーション乗算器は、究極的な送信波形サンプル・シーケンスの非常に 高いサンプル・レートでなく、初期波形サンプル・レートにおいて動作できる。 同様に、複素位相回転は、好適にはＤＡＣサンプル・レートでなく、初期波形サ ンプル・レートにおいて行われる。 ＤＡＣからの最終的な送信搬送周波数Ｆ_Cは、周波数の実質的に連続する所定 の範囲内のあらゆる希望周波数を、送信信号経路に指定することができる。希望 周波数Ｆ_Cは、所定の複数の使用可能な公称中心周波数Ｆ₀のなかの１つを選択し 、バーニャ係数ｖ＝Ｆ_C／Ｆ₀を指定することにより定められる。Ｆ₀の各々の選 定は、選択された公称中心周波数Ｆ₀について最適化された、信号経路における デジタル・フィルタの異なるセットを選定する。値ｖは、０〜２の範囲のあらゆ る値として、それが指定されたビット数と同じく微細な精度で指定できるが、実 際には指定は狭い所定の範囲に限定される。使用可能なＦ₀周波数は、好ましく は十分に近接した状態で離間しているので、送信器が、バーニャ係数 と共に、周波数の広い範囲内において、ｖが指定されたビット数のみによって限 定される精度下で任意の搬送周波数を生成できる。送信器は、最初に、傾きがｖ から決まる位相傾斜を各々のサンプルに適用し、次に、デジタル処理手段を用い て信号をＦ₀で変調することにより、好ましくは初期波形サンプルをＦ_Cで変調す る。位相傾斜の適用は、好適には初期波形サンプル・レートで、再度そのサンプ ルに相応する位相傾斜値だけ各々の実数又は複素値のサンプルを位相回転するこ とにより行われる。 複数のビームを生成するために、複数の波形（各々のビームに１つが関連する ）が各々の送信器で同時に生成される。複数の波形は、適切な遅延とアポダイゼ ーションの適用後、送信器に関連する変換器素子に適用される前に送信器で重畳 される。異なるビームについての波形パラメータは、初期波形サンプルを含め、 送信器が生成する各々の波形について共用し又は別個に指定することができる。 複数の送信ビームを生成する時に、各々の送信器は、好適にはその複数の波形 を、それらが、他の送信器により生成された合成波形と組み合わされる時に、複 数のビームを生成する合成波形を生成するように加算される信号経路上のポイン トにおいて、共用の処理ソースを用いてインターリーブ方式で処理する。信号経 路のそのポイントの前で、送信器は、あらゆる幾つかの所定の処理モードで作動 できる。使用可能な処理ソースは、（１）ビームの最大数と、（２）初期波形サ ンプリングレート（最大送信帯域幅に関連する）と、（３）送信周波数（より正 確には、公称中心周波数Ｆ₀）のなかで、計算的に効率的なトレードオフにおけ る異なるパラメータ・セットのもとで処理モードを好適に定める。使用可能な処 理モードが提供するトレードオフは、ハードウェアの使用可能な計算能力の最大 限の活用を可能にする。 IV． 図面の簡単な説明 本発明は、その特定の実施例を基準にして説明される。参照番号が図面に対応 して付記してある。 図１ａと１ｂは、人体組織に出入する超音波ビームの送信と受信の概念を示す 。 図２ａは、本発明のデジタル送信ビーム生成器システムの実施例を含む超音波 医療用結像システムにおける新規の超音波ビーム生成器システムの高レベル・ブ ロック図を示す。 図２ｂと２ｃは、共に、図２ａの超音波ビーム生成器システムの詳細なブロッ ク図を示す。 図３は、図２ｃのデジタルマルチチャンネル送信器の１つの信号経路の機能ブ ロック図を示す。 図４は、図２ｃの送信ビーム生成器の２つの送信プロセッサを構成する、装置 構成のブロック図である。 図５は、図４のＩ／Ｏプロセッサの機能ブロック図である。 図６は、図４のメモリ・アドレスと遅延プロセッサが行う計算を機能的に示す 。 図７は、図４の位相プロセッサが行う計算を機能的に示す。 図８は、図４のエンコーダ／ＤＡＣを機能的に示す。 Ｖ． 好適な実施例の詳細な説明 Ａ． 好適なビーム生成器システム構造の概要 １． 超音波信号の説明 本発明では、超音波結像は、結像されるべき人体の組織又は他の物体に、送信 走査線と呼ばれる空間的な直線に沿うように中心が配置された合焦超音波ビーム の走査シーケンスを発射（送信）することによって行われる（図１ａ）。送信走 査線は、送信ビーム生成器と超音波変換器アレイによって生成される。送信走査 線は、予め定められた発射又は走査パターンによって、組織の平坦でリニア、平 坦でセクタの、又は、他の表示を生成するように離間している。組織のある定め られた深度に焦点が合うと、組織を通じて公称Ｃ＝１５４０ｍ／秒の想定一定伝 搬速度で伝搬する超音波送信連続波（ＣＷ）又はパルス波（ＰＷ）信号は、組織 と相互作用し、信号の小さい部分を、超音波信号を発信した超音波変換器アレイ へ戻す。往復遅延時間は、超音波変換器アレイの最も近くに位置する目標に対し て最短であり、変換器アレイから最も離れている目標に対して最長になる。適正 な時間遅延を適用すると、受信ビーム生成器（図１ｂ）は、例えば、対象の最浅 のレンジ（深度）から始まり、対象の最深のレンジに向かう、受信走査線と呼ば れる空間的な直線に沿う受信ビームを動的に焦点調節できる。 図１ａと１ｂは、それぞれ、送信と受信の走査線（実線）と個々の素子からの 直線信号伝搬通路（破線）を示す。図１ａでは、送信ビーム生成器は、この特定 の実施例の場合、リニア位相アレイとして構成された複数の個々の変換器素子Ｔ −５４を含む変換器アレイＴ−５２と共に、Ｔ−５０によって全体的に表されて いる。従来技術において周知のように、多種多様な変換器アレイ構成が、超音波 送受信ビーム生成器システムで使用できる。図１ａから分かるように、送信ビー ム生成器Ｔ−５０は、適切に時間的に遅延された電気信号を個々の変換器素子Ｔ −５４に送る。これらの変換器素子Ｔ−５４は、電気信号を、人体の組織Ｔ−５ ６内を伝搬する音波に順に変換する。個々の変換器素子Ｔ−５４に送られる励起 信号に異なる時間遅延を加えることによって、それぞれ焦点レンジｒ₁とｒ₂を有 する送信走査線Ｔ−６０とＴ−６２が設定できる。これらの送信走査線の各々が 、結像されるべき人体に向けて操舵され焦点調節される、異なる送信ビームの中 心線を表していることが理解できる。 送信ビーム生成器Ｔ−５０は、異なる走査線に沿う、又は、同じ走査線に沿う 異なる焦点深度の同時のマルチビームを生成できる（合成焦点）。更に、複数の 送信ビームは、各々が結像フォーマット全体を走査でき、又は、複数のビーム各 々が結像フォーマットの指定部分だけを走査するように送信できる。 図１ｂは、デジタル受信ビーム生成器Ｒ−５８を示し、これもまた変換器アレ イＴ−５２に接続している。また、図１ｂには、動的に焦点調節された第１受信 ビームと動的に焦点調節された第２受信ビームに夫々 対応する受信走査線Ｒ−６４とＲ−６６が図示してある。ビームは、レンジにお いて、夫々の走査線に沿う複数の焦点深度（ｒ₁、ｒ₂、ｒ₃）でサンプルされる 。本受信ビーム生成システムのデジタル受信信号経路では、変換器アレイ信号は 、複数の別個のビームを表すデータに選択的に分離できる。 送信又は受信走査パターンの各々の走査線は、変換器アレイ上の原点と走査線 方向（角度θ）と焦点深度又はレンジ（ｒ）とによってパラメータ設定できる。 本発明の超音波結像システムは、これらのパラメータによって指定される焦点調 節時間遅延と開口アポダイゼーション値の予め計算された散在データセットを記 憶し（従来技術において周知の幾何学的検討に基づいて）、リアルタイム計算手 段によってその値を拡張して、所望の走査線を生成する送信／受信ビーム生成器 システムを制御する。 ２． ビーム生成器システム 図２ａ、２ｂ、２ｃは、医療用超音波結像システムＲ−２０の全体的なブロッ ク図を示す。超音波システムＲ−２０は、ビーム生成器システムＲ−２２、１以 上の変換器Ｔ−１１２、ディスプレイＲ−２８を有する表示処理システムＲ−２ ６、超音波結像システムコントロールＲ−４０を備えている。 図２ａ、２ｂ、は２ｃでは、ビーム生成器システムＲ−２２は、独創的で新規 の、（１）デジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２、（２）デジタル受信 ビーム生成器システムＲ−１００、（３）ビーム生成器中央制御システムＣ−１ ０４、（４）適応式焦点調節コントロールシステムＧ−１００、（５）ドップラ ー受信ビーム生成器システムＡ−４００、（６）ベースバンドマルチビームプロ セッサＲ−１２５、及び、（７）干渉性サンプル合成器Ｓ−１００を備えている 。これらのシステムは、高レベル機能ブロック図として図示してある。ブロック は、実行される信号処理機能を効果的に図示するために、好適な実施例の実際の 装備か ら抽出されている。 図２ａに示すように、ビーム生成器システムＲ−２２は、２つのデジタルビー ムデータ源を表示処理システムＲ−２６に提供する。すなわち、（１）ビームの 干渉性時間的サンプリング（ＣＷケース）、又は、ビームに沿ったあるレンジロ ケーションにおける干渉性時間的サンプリング（ＰＷケース）を表すドップラー 受信ビーム生成器の単一ビームの複素同相／直角位相データと、（２）各々の受 信走査線に沿うレンジにおける干渉性サンプリングを表す、デジタル受信ビーム 生成器のマルチビームの複素同相／直角位相データである。ビーム生成器システ ムＲ−２２は、種々の表示モードに適したデータを提供するために、前述のよう に、走査線のシーケンス及び関連するサンプルを提供するように作動できる。例 として、可能な表示モードとそれらに関連するプロセッサは、（１）Ｂ−モード （グレースケール結像）とＭ−モード（運動表示）のための輝度画像及び運動プ ロセッサＲ−３０と、（２）Ｆ−モード（流れ結像）のためのカラードップラー 画像プロセッサＲ−３２と、（３）広域動的非結像ドップラー速度対時間表示の ためのスペクトルドップラープロセッサＲ−３４とを搭載できる。更なる表示モ ードは、当業者には自明のことと思われるが、Ｒ−２２の２つの複素データ源か ら作成できる。 また、超音波システムＲ−２０は、出力波形を送信器Ｔ−１０３から変換器素 子Ｔ−１１４に送る送信デマルチプレクサＴ−１０６と、入力波形を変換器素子 Ｔ−１１４から受信器Ｒ−１０１に送る受信マルチプレクサＲ−１０８と、１以 上の変換器コネクタＴ−１１０と、変換器アレイＴ−１１２を備えている。数多 くのタイプの変換器アレイがこのシステムで使用できる。 また、超音波システムＲ−２０は、超音波結像システムコントロールＲ−４０ と、走査パラメータと走査データを記憶する保管メモリＲ−３８と、オペレータ インタフェースＲ−３６を備えている。 ここで用いる超音波という用語は、人間の聴覚範囲を越える周波数を意味して いる。しかし、変換器アレイＴ−１１２は典型的に２〜１０Ｍ Ｈｚの範囲の周波数に対して最適化してある。 変換器アレイＴ−１１２は、リニア、湾曲、湾曲リニア、及び、環状の変換器 アレイを含むが、それらに限定されない、種々の異なる変換器アレイと交換可能 である。種々の変換器アレイの形状と周波数は、種々の異なる医学的な設定に関 する要求を満足するために望ましいことである。しかし、変換器アレイＴ−１１ ２は、典型的には前述の２〜１０ＭＨｚの指定範囲内の周波数に対して最適化さ れる。医療用超音波システムＲ−２０は、３つの主な機能、すなわち、超音波変 換器アレイ素子Ｔ−１１４を駆動して、焦点調節した超音波エネルギーを送るこ と、変換器アレイＴ−１１４に入射する後方散乱した超音波エネルギーを受けて 焦点調節すること、送信／受信機能を制御して、リニア、セクタ又はベクタ（登 録商標）フォーマットを含む（しかしこれらには限定されない）走査フォーマッ トの視野を走査することを行う。 図２ａ、２ｂ、２ｃでは、コントロール信号は細い案内線で連結されるが、シ グナルパスは太い案内線を用いて描かれている。 ３． デジタル送信ビーム生成器システム デジタル送信ビーム生成器Ｔ−１０２（図２ｃ）は、本発明の主題である。好 適な実施例においては、複数のデジタルマルチチャンネル送信器Ｔ−１０３と、 １以上の個々の変換器素子Ｔ−１１４に対する１つのデジタルマルチチャンネル 送信器とから構成されていることが理解される。送信器は、マルチチャンネルで あり、好適な実施例では、４つまでの独立ビームを処理できる。従って、例えば 、１２８個のマルチチャンネル送信器は５１２チャンネルを有する。他の好適な 実施例では、５つ以上の独立したビームを処理できる。プロセッサあたり５つ以 上のビームを処理することも本発明の視野の範囲内である。 好適な実施例では、デジタルマルチチャンネル送信器Ｔ−１０３の各々は、励 起事象に対応する出力として、４パルスまでの重畳を生成し、各々のパルスがビ ームに対応している。各々のパルスは正確にプログラ ム設定された波形を有しており、その増幅度は、他の送信器又はチャンネルある いはその両方に対して正確にアポダイズされ、共通の送信開始（ＳＯＴ）信号に 対して正確に定められた時間だけ遅延される。送信器Ｔ−１０３はＣＷも生成で きる。 各々のデジタル・マルチチャンネル送信器Ｔ−１０３は、概念的には、複素変 調器Ｔ−１１７に出力を送るマルチビーム送信フィルタＴ−１１５を備えている 。複素変調器Ｔ−１１７の出力は、遅延／フィルタ部Ｔ−１１９に送られ、そこ からデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｔ−１２１に送られる。ＤＡＣ Ｔ− １２１の出力は増幅器Ｔ−１２３によって増幅される。マルチビーム送信フィル タＴ−１１５と、複素変調器Ｔ−１１７と、遅延／フィルタ・ブロックＴ−１１ ９は、デジタルマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４を構成する。 送信フィルタＴ−１１５は、送信開始（ＳＯＴ）信号に応答するあらゆる実数 又は複素数波形を提供するようにプログラム設定できる。送信フィルタＴ−１１ ５は、あらゆる所望の任意のパルス波形の実数又は複素数サンプルを記憶するメ モリと、焦点調節遅延機能の構成要素によって遅延された送信開始（ＳＯＴ）信 号に応答して連続的にサンプルを読み出す手段と、を備えて構成される。好適な 実施例では、Ｔ−１１５のメモリは、実数又は複素数パルスのエンベロープのベ ースバンド表示を記憶するようにプログラム設定される。 ブロックＴ−１１５は、主としてメモリであるが、ブロックＴ−１１５の出力 がインパルスに対するフィルタの時間応答と考えることができるので、ここでは 送信フィルタと呼ぶことにする。複素変調器Ｔ−１１７は、エンベロープを送信 周波数にアップコンバートし、適切な焦点調節位相及びアポダイゼーションを提 供する。 遅延／フィルタ部Ｔ−１１９は、概念的には、あらゆる残余焦点調節遅延成分 と最終的な整形フィルタを提供する。デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）Ｔ −１２１は、送信波形サンプルをアナログ信号に変換する。送信増幅器Ｔ−１２ ３は、送信パワーレベルを設定し、選択され た変換器素子Ｔ−１１４へ送信デマルチプレクサＴ−１０６を経由して送られる 高電圧信号を生成する。 各々のマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４に関連するのは、局部的又 は２次プロセッサコントロールＣ−１２５であり、それは、アポダイゼーション と遅延値などの制御値及びパラメータを、マルチチャンネル送信プロセッサＴ− １０４の機能ブロックに提供する。各々の局部的又は２次プロセッサコントロー ルＣ−１２５は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって順に制御される 。 ４． デジタル受信ビーム生成器システム 個々の変換器素子Ｔ−１１４からの信号は、結像される物体から反射される戻 りエコー又は戻り信号を表している。これらの信号は、変換器コネクタＴ−１１ ０を経由して受信マルチプレクサＲ−１０８に送られる。マルチプレクサＲ−１ ０８を経由して、各々の変換器素子Ｔ−１１４が、複数のデジタルマルチチャン ネル受信器Ｒ−１０１のうちの１つに別々に接続しており、デジタルマルチチャ ンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６と共に、本発明のデジタル受信ビ ーム生成器Ｒ−１００を構成する。受信器はマルチチャンネルであり、好適な実 施例では、各々の受信器が４つまでの独立したビームを処理できる。プロセッサ あたり５つ以上のビームを処理することも、本発明の視野の範囲である。 各々のデジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、好適な実施例では、図 ２ｂの高レベル機能ブロック図に示す、次の要素を備えている。これらの要素は 、動的で小ノイズで可変時間利得式の増幅器Ｒ−１１６と、アナログデジタル変 換器（ＡＤＣ）Ｒ−１１８と、デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１ ２０と、を備えている。デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０は 、概念的には、フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２と、複素復調器Ｒ−１２４と 、を備えている。フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２は、フィルタリングと、粗 い焦点調節の時間遅延を提供する。複素復調器Ｒ−１２４は、微細な焦点調節の 遅 延を位相回転とアポダイゼーション（計測又は重み付け）の形態で提供し、また 、ベースバンドへ、又は、その近傍への信号復調を行う。 テジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６に接続され 、そこでは、各々の受信プロセッサの各ビームの信号サンプルが加算器Ｒ−１２ ６により加算されて、最終受信走査線サンプルを生成し、その結果得られた複素 サンプルはベースバンドプロセッサＲ−１２５へ送られる。これらの夫々のブロ ックの厳密な機能及び構成は、残りの図面を最小して、後に十分に記述される。 局部又は２次コントロールＣ−２１０は、各々のデジタルマルチチャンネル受 信器Ｒ−１０１に関連する。局部プロセッサコントロールＣ−２１０は、中央又 は１次コントロールＣ−１０４によって制御され、タイミングと制御とパラメー タの値を前述の受信器Ｒ−１０１のそれぞれに送る。パラメータ値は、時間遅延 プロファイルとアポダイゼーションプロファイルを含んでいる。 ５． ドップラー受信ビーム生成器システム 広ダイナミックレンジ、非結像ドップラー捕捉のためのドップラー受信ビーム 生成器システムＡ−４００は、アナログ受信器Ａ−４０２を備えており、その各 々がエコー信号を各々の１以上の変換器Ｔ−１１４から受信する。ドップラー受 信器Ａ−４０２の各々は、復調器／レンジゲートＡ−４０４を備えており、それ は受信信号を復調してゲート制御し（ＰＷモードだけ）、エコーを狭いレンジか ら選択する。ドップラー受信器Ａ−４０２のアナログ出力はドップラープリプロ セッサＡ−４０６に送られる。プリプロセッサＡ−４０６内で、アナログ信号は 、加算器Ａ−４０８によって加算され、その後、積分され、フィルタリングされ 、アナログプロセッサＡ−４１０によってサンプリングされる。プリプロセッサ Ａ−４０６は、それから、サンプリングしたアナログ信号をアナログ−デジタル 変換器（ＡＤＣ）Ａ−４１２でデジタル化する。デジタル化された信号は表示処 理システムＲ−２６に送られる。 全てのドップラー受信器Ａ−４０２に、単一の局部的又は２次ドップラービー ム生成器コントロールＣ−１２７が関連している。ドップラービーム生成器コン トロールＣ−１２７は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって制御され 、制御及び焦点調節パラメータの値をドップラー受信ビーム生成器システムＡ− ４００に提供する。 ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００を記載する上述の特許出願に おいて指摘されるように、このビーム生成器システムＲ−２２は、デジタル受信 ビーム生成器システムＲ−１００とドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４ ００を、同一のデジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２及び同一の変換器 アレイを用いて、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００がＢ−及びカラ ードップラーモードのような結像モードに対して最適となるように効果的に結合 し、それゆえ、高い空間解像度を備えていることになる。付帯するドップラー受 信ビーム生成器システムは、広いダイナミックレンジを備え、非結像ドップラー 処理信号捕捉における使用に対して最適化されている。 ６． ビーム生成器中央制御システム 本発明のビーム生成器中央制御システムＣ−１０４は、デジタル送信ビーム生 成器システムＴ−１０２と、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００と、 ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００と、適応式焦点調節制御システ ムＧ−１００と、ベースバンドプロセッサＲ−１２７の動作を制御する。 中央制御システムＣ−１０４の主な制御機能が図２ｃに図示してある。制御機 能は４つの構成要素を用いて行われる。捕捉コントロールＣ−１３０は、超音波 システムコントロールＲ−４０を含むシステムの残りの部分と通信し、高レベル の制御と走査パラメータのダウンロードを行う。焦点調節コントロールＣ−１３ ２は、送信／受信ビーム生成に必要な動的遅延値とアポダイゼーションデジタル 値をリアルタイムで計算し、それらは、適応式焦点調節制御システムＧ−１００ により提供されるあら ゆる推定補正値に加え、事前計算値と拡張理想値を含んでいる。前置コントロー ルＣ−１３４は、デマルチプレクサＴ−１０６とマルチプレクサＲ−１０８の切 替えを設定し、変換器コネクタＴ−１１０とインタフェースし、全ての送信増幅 器Ｔ−１２３及び全ての受信増幅器Ｒ−１１６の利得とバイアスレベルを設定す る。タイミングコントロールＣ−１３６は、デジタル回路が要求するデジタルク ロックの全てを提供する。これは送信器ＤＡＣ Ｔ−１２１と受信器ＡＤＣ Ｒ −１１８の全てのサンプリングクロックを含んでいる。 好適な実施例では、中央制御システムＣ−１０４は、補間及び補外の如き手法 を用いて事前に計算され、記憶されたデータに基づいて、焦点調節時間遅延と開 口アポダイゼーション値の散在テーブルを拡張する。拡張した遅延及びアポダイ ゼーション値は、変換器開口に渡る値のプロファイルとして局部プロセッサコン トロールに送られ、レンジにおける遅延とアポダイゼーションのデータ拡張が、 変換器素子ごと、サンプルごと、ビーム値ごとに行われる。 ７． 適応式焦点調節制御システム 適応式焦点調節制御システムＧ−１００はリアルタイム同時適応式焦点調節を 提供する。適応式焦点調節制御システムＧ−１００は、中央制御システムＣ−１ ０４の焦点調節コントロールＣ−１３２に焦点補正遅延値を提供する適応式焦点 調節プロセッサＧ−５０５を備える。適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５は、 デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００のサブアレイ加算器Ｒ−１２６か ら収集したデータから収差値推定器Ｇ−５０２によって生成された出力を演算す る。従って、収差補正値、好ましくは収差遅延及び振幅値は、図２ｃに示す適応 式焦点調節制御サブシステムＧ−１００により、送信焦点深度に対応するレンジ 領域で、各々の受信走査線又は受信走査線のサブセットについて適応的に測定さ れる。 焦点調節遅延を調整する適応式焦点調節制御システムに加えて、数多 くの適応式制御システムが考えられる。これらのシステムは、例えば、（１）焦 点調節遅延と開口アポダイゼーションを調整する適応式コントラスト改善制御シ ステムと、（２）焦点調節遅延及び位相、並びに、開口アポダイゼーションを調 整する適応式干渉除去コントロールと、（３）焦点調節遅延及び位相と、開口ア ポダイゼーションと、像送受信周波数と、ベースバンド波形整形を調整する適応 式目標改善コントロールと、を備える。 適応式焦点調節制御システムＧ−１００の好適な実施例に含めることができる 適応式焦点調節機能の別の観点は、幾何学的収差変換デバイスＧ−５０８／５０ ９であり、それは、測定された収差値を収差値推定器Ｇ−５０２が収集しなかっ た走査線及び走査線深度位置について、適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５に 収差補正遅延値を提供することができる。特に、測定された収差補正値は、Ｇ− ５０８／５０９の遅延テーブルに書き込まれる。Ｇ−５０８／５０９は、幾何学 的収差変換のルックアップルールに準じて遅延テーブルから値を検索し、深度、 走査幾何形状、並びに、深度、走査幾何形状、及び、収差補正値が測定されたモ ード以外の捕捉モードに対して有効な開口に渡る焦点調節遅延補正のプロファイ ルを形成する。 ８．ベースバンドプロセッサシステム ベースバンドプロセッサＲ−１２５は、ここに記載したように、フィルタリン グ、受信走査線間（ビーム間）の増幅および位相調整を行う。ベースバンドプロ セッサＲ−１２５は、ベースバンドフィルタ、複素乗算器、並びに、ベースバン ドフィルタおよび複素乗算器の動作を制御するベースバンドプロセッサコントロ ールを付加的に含んでいる。ベースバンドプロセッサコントロールは、中央制御 システムＣ−１０４によって制御される。 ９．干渉性サンプル合成システム この干渉性サンプル合成システムＳ−１００は、本発明のマルチビーム送信及 びマルチビーム受信能力を利用して、実際の走査線に沿った受信ビームデータの 干渉性（事前検出）サンプルを捕捉し、記憶し、そして、記憶された干渉サンプ ルの補間を行って、実際の走査線に沿った、又は、合成的に生成された走査線に 沿った新たなレンジ位置に新たな干渉サンプルを合成する。捕捉されたサンプル および合成されたサンプルの双方が、表示処理ステムＲ−２６に伝送される。 10．送信および受信マルチプレクサ 変換器アレイ素子Ｔ−１１４と、デジタル送信ビーム生成器システム、デジタ ル受信ビーム生成器システムおよびドップラー受信ビーム生成器システムのため のプロセッサＴ−１０３、Ｒ−１０１およびＡ−４０２との接続性は、図２ａに 示す送信デマルチプレクサＴ−１０６および別の受信マルチプレクサＲ−１０８ を介して確立されている。図２ａに示す複数の変換器のマルチプレクサの形態は 、単一の変換器アレイ内に完全に位置し、または、２個の変換器アレイに跨がる 送信および受信開口を選択することを可能ならしめる。２つのマルチプレクサは 、ビーム生成器中央制御システムＣ−１０４によって独立して制御されるが、滑 り開口および合成開口モードを含む多くの捕捉モードを支持するためにプログラ ムすることができる。 Ｂ． デジタル送信ビーム生成器システムの好ましい実施例 １． デジタルマルチチャンネル送信プロセッサ・デジタル信号処理 好適な実施例では、送信ビーム生成器Ｔ１０２は、各々の送信要素ごとに実質 的に独立の波形生成プロセッサを備えている。送信プロセッサＴ１０４は、送信 プロセッサ各々が複数のプログラム可能な複素エンベロープ波形を生成できるの で、ここではマルチチャンネル・プロセッサと呼ばれる。結像周波数の実質的に 連続的なレンジがサポートされる。 全体的に、各々の送信プロセッサは、（１）１以上のビームについて の１以上の波形の波形整形、（２）アポダイゼーション、（３）そのような波形 についての操舵／焦点調節時間遅延の挿入という主な機能を行う。ＰＷ送信につ いて波形整形を行うために、信号経路は、ＤＡＣ Ｔ１２１のサンプリング周波 数Ｆ_Sのそれより低いレートＲ_Eの初期波形サンプルから始まる。初期波形サンプ ルは、０Ｈｚに中心をもつ周波数スペクトルをもつか、又は、０Ｈｚからオフセ ットを有するようにすることができる。本実施例の波形整形は、初期波形サンプ ルをＦ_Sにアップサンプリングするステップ、及び、所望の搬送周波数Ｆ_Cで波形 を変調するステップを含む。振幅の重み付け（アポダイゼーション）も、波形整 形処理の一部と考えることができる。アップサンプリングし、変調し、アポダイ ズし、遅延し、適切にフィルタリングするステップは、デジタル送信ビーム生成 器においてあらゆる順序で実行することができ、これらの個々のステップは、分 離され、信号経路の異なる部分で実行されるサブステップに分割することさえも 可能である。更に、あるステップ又はサブステップは、単一のハードウェア・ユ ニットにおける実行のために組み合わせることができる。 出力搬送周波数は、ここでは所望のプログラムされた搬送周波数Ｆ_Cと実質的 に同一であると考えることができるが、信号経路のフィルタ作用のため、等しく はならない。Ｆ_Cは、パラメータのダウンロードを通じて中央制御システムＣ１ ０４によって設定される。 ａ． 送信処理モード 本実施例のデジタルマルチチャンネル送信プロセッサの機能ブロックを説明す る前に、各々の受信プロセッサが作動できる種々の処理モード（前述の結像モー ドと混同しないこと）を理解することが望ましい。理想的には、各々の送信プロ セッサが、ある最大値までの任意の数の重畳され別個に遅延されアポダイズされ た送信ビームについて、ある最大値まで任意の搬送周波数で、ある最大値までの 任意のサンプル・レートでサンプリングされた初期波形の表示によって指定され る波形を生成でき ることが望ましい。これは、しかし、特に最大値が大きい場合に、相当な処理能 力を要求する。処理能力はあらゆるシステムにおいて制限があるので、３つのパ ラメータ全てが最大に指定される場合にハードウェアが対応できるように、これ らの最大値を十分に低く維持しなければならないと考えられる。一方、本実施例 は、これらの３つのパラメータ間でトレードオフを許容し、中央制御システムが 医療的設定に基づいて、そのうちの異なるものを最適化するように選定すること を許容することにより、使用可能な処理能力を効果的に活用する。 テーブル１は、送信ビーム生成器Ｔ１０２の所定の送信プロセッサＴ１０４に ついて中央制御システムＣ１０７が選択できる処理モードの一部を示す。別の実 施例では、より少数又は多数のモード、及び、より少数又は多数のビームをサポ ートすることができる。テーブルでは、下記の用語が用いられている。 Ｆ_Sは、サンプルがＤＡＣ Ｔ１２１（図１ｂ）によって変換されるシステム ・クロック周波数である。中央制御システムＣ１０４は、種々の使用可能な周波 数からＦ_Sを選択できる。 Ｆ₀は送信信号の公称中心周波数である。Ｆ₀は、Ｆ_Sの端数としてマルチチャ ンネル送信器に対して指定され、搬送周波数と等しい（又は近い）。 Ｒ_Eは、ビームごとの初期波形サンプリングレートである。Ｒ_E／Ｆ₀の比率は 、初期波形がサンプリングされ得る送信信号の公称中心周波数Ｆ₀の周期ごとの 実数又は複素サンプル数を示す。 λ₀は、Ｆ₀における音波の波長であり、λ₀＝Ｃ／Ｆ₀である。 ｃは、人体における音の速度である。 γ_Eは、ビームごとの初期波形サンプル間隔であり、ｃ／２Ｒ_Eに等しい。 Ｎ_Bは、所定の送信処理モードについて同時に生成されるビームの最大数であ る。（ビーム生成器は、希望に応じて、Ｎ_Bより少ないビームを生成するように 作動できる。例えば、Ｎ_B＝４のモードでは、ビーム 生成器は、希望に応じて３ビームのみ生成するように作動できるが、これは、使 用可能なハードウェアの処理能力を完全に用いているわけではない。） Ｎ／Ｉ： ここで説明する実施例では実行されないモード。 テーブル１ 送信処理モード テーブルを水平方向に見ると分かるように、各々の送信信号公称中心周波数Ｆ₀ について、ハードウェアは、ビームごとの初期波形サンプル間隔γ_Eの増加に対 して、より多数Ｎ_Bの重畳される波形がトレードオフされ、又は、その逆が行わ れることを可能にする。より大きいＮ_Bは高いフレーム・レートに転換するが（ 視野全体が、同じ数のビームであるが少ない発射数で走査できるので）、高めら れた初期波形サンプル間隔γ_E(より小さいγ_Eの値)はレンジにおけるより鋭い画 像に転換する。従って、例えば、Ｆ−モードとＢ−モードのパルス発射を各々イ ンターリーブして生成される、グレースケール（Ｂ−モード）画像上で重ね合わ されたカラー・フロー・ドップラー（Ｆ−モード）画像を表示する表示モードに おいて、中央制御システムＣ１０４は、全てのＢ−モード結像パルスに対してＮ_B ＝１で、また、カラー・フロー・ドップラー結像パルスに対してＮ_B＝２又はＮ_B ＝４で、送信器Ｔ１０２を作動できる。 同様に、テーブル１を垂直に下方に見て、帯域幅モード５と６を除くと、所定 のビームＮ_Bの最大数について、より高い公称中心周波数Ｆ₀を有する処理モード はまた、より大きい（従って低質の）ビームごとの初期波形サンプル間隔γ_E（ λ₀に対して）を備えることが分かる。（ビームごとの初期波形サンプル間隔γ_E は、比率γ_E／λ₀と表記される場合、ここでは、周波数的に正規化されたビーム ごとの初期波形サンプル間隔と呼ばれる）。医療関係者は、典型的に、希望の透 過に適した結像周波数で作動できる変換器を選択する。その場合、医療関係者は 、全体的な結像分解能（２つのターゲットを識別できる能力）のために、透過を トレードオフする。（より大きい透過は、結像周波数を減少させ、それにより全 体的な画像分解能を減少させることにより達成されるので、後者のトレードオフ は、超音波の物理的特性に本来的なものである）。所定のビームＮ_Bの最大数に ついて、希望の透過がテーブルのＦ₀を決定し、ハードウェアが選択されたＦ₀で 提供できる、最適な周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間隔 を有する処理モードが決まる。すなわち、Ｆ₀が高い透過を達成するために減少 すると、各々 の送信プロセッサＴ１０４の信号処理経路は、ビームごとに秒単位で多くのサン プルを処理する必要性をなくする（信号処理パイプラインの少なくとも早期の段 階では）。これは、ハードウェアの処理機能を使用可能な状態に維持するので、 システムは、Ｒ_E／Ｆ₀を高め、それゆえ周波数的に正規化されたビームごとの初 期波形サンプル間隔γ_E／λ₀を改善することによりその処理機能を活用する。 更に、テーブルを対角線状に（右上に）読み、モード５と６を再び除くと、ハ ードウェアは、一定の周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間 隔γ_E／λ₀において、より低いＦ₀が、より大きいビーム数Ｎ_Bに対してトレード オフされ得ることが分かる。 より一般的に説明すると、マルチチャンネル送信器Ｔ１０２が作動するように 指定できるモードは、実際は３つのパラメータ、すなわち、Ｎ_BとＦ₀とγ_E／λ₀ （又は、等価的にＲ_E／Ｆ₀）の間におけるトレードオフを提供する。従って、各 々の処理モードはパラメータ・セット｛Ｎ_B、Ｆ₀、γ_E／λ₀｝を規定する。テー ブル１に示す処理モードの全てが、所定のＦ_Sに対して、周波数的に正規化され たビームごとの初期波形サンプル間隔によって除算された、ビームＮ_Bの最大数 と送信信号公称中心周波数との積が一定になるというルールを満足している。 そのうえ、次に示す関係が保持される。 γ_E ＝ ２・ｃ・Ｎ_B／Ｆ_S 及び Ｒ_E ＝ Ｆ_S／４Ｎ_B 各々の送信器Ｔ１０２が、選択された処理モードにおいて最大のビーム数Ｎ_B を生成するように作動すると仮定すると、テーブル１のモードの全てが、送信プ ロセッサ・ハードウェアの信号経路の処理能力を完全に活用することになる。ま た、好適な実施例は、テーブル１に図示されておらず、システムの処理能力を完 全に使用していない他の処理モードもサポートする。更にまた、モード５と６は 説明を完全にするためにテーブル１に含めているが、それらは、本発明を理解す るうえで重要では なく、それゆえ以下の残り説明の部分からは除外される。 ｂ． 粗い時間遅延 図３は、デジタルマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４の１つの機能ブ ロック図である。この信号経路では、アップサンプリングが２つのサブステップ （補間器１と補間器２）で行われる。送信搬送周波数Ｆ_Cへの変調も２つのサブ ステップで行われ、焦点調節は３つのステップで行われる。焦点調節機能により 、各々のビームに対して送信器が生成した波形出力を、全ての能動プロセッサに わたる遅延プロファイルに応じて、ビーム生成のために必要に応じて遅延するこ とが可能となる。全体的な遅延ワードは、中央制御システムＣ−１０４によって 、各々のビームに高精度で提供され、Ｔ₀＝１／Ｆ₀の整数と端数のサンプル単位 で表される。送信プロセッサＴ−１０４の好適な実施例において、この値を３つ の成分に分割することは、大まかにいえば、遅延ワードを３つの精度グループに 分離することである。エンベロープ・サンプリング時間Ｔ_E＝１／Ｒ_Eの１つの単 位の精度までの高順位部分は、粗い遅延整数値Ｎ_Cを形成する。公称中心周波数 期間Ｔ₀＝１／Ｆ₀ごとの４つの単位の精度までの中順位部分は、微細な遅延整数 値Ｎ_Fを形成する。遅延ワードの残りの低順位ビットは、公式φ_D＝−２πＶ_φＴ_φ に従って遅延の位相部φ_Dを計算するために用いられる。ここで、Ｔ_φはＴ₀の 端数単位を表す遅延ワードの下位部であり、Ｖ_φはベルニール周波数スケール係 数Ｆ_C／Ｆ₀である。送信プロセッサＴ−１０４は、希望に応じて、中央制御シス テムＣ−１０４により、異なるＶ_φの値を使用するようにプログラム可能である ことに注目すべきである。 図３を参照すると、ＳＯＴ（送信開始、全ての送信プロセッサに共通）信号は 、粗い遅延Ｔ３０２をトリガーし、その遅延Ｔ３０２は、サンプリングレートＲ_E （期間Ｔ_E）におけるＮ_Cサンプル分の時間だけ初期波形サンプルの読取開始を 遅らせる。従って、遅延ユニットＴ３０２が加える遅延は、ＳＯＴ信号に対して 、Ｎ_CＴ_Eである。 ｃ． 初期波形サンプル・メモリ 図３に示すように、遅延ユニットＴ３０２の出力は、初期波形サンプルのメモ リＴ３０４からの読取を駆動する。初期波形サンプル・メモリＴ３０４の出力は 、機能的に、マルチプレクサＴ３０８の一方の入力ポートに送られ、その他方の 入力ポートは１の値を受信する。ＰＷ発射の場合、マルチプレクサは、その出力 にメモリ・サンプル・ワードを選択するが、ＣＷ出力を生成する場合、マルチプ レクサは、一定である入力１を選択する。 メモリＴ３０４内の波形サンプルを、複素数の代わりに実数とし、メモリスペ ースを節約することもできる。複素値は２ワードを占めるのに対し、実数値は１ ワードを占めるからである。好適には、初期波形はベースバンド（０Ｈｚ又はそ の近く）にあり、その場合、初期波形は送信器の出力パルスの複素エンベロープ を表している。初期波形サンプルの数に対する唯一の制限は、メモリＴ３０４に 記憶できる総ワード数である。それ以外は、あらゆる数の別個の初期波形を、あ らゆる開始アドレスからメモリＴ３０４にダウンロードできる。発射前に、中央 制御システムＣ−１０４は、開始アドレスと、サンプル数と、各々のプロセッサ の各々のビームについての実際のサンプル値と、をダウンロードできるので、多 種多様な異なるオプションを、各々の発射を伴う波形生成に使用できる。 例えば、単一の初期波形がメモリＴ３０４全体を満たし、又は、複数の波形が メモリＴ３０４の異なる部分を満たすようにすることができる。別の例として、 中央制御システムＣ−１０４は、２つの異なる波形をダウンロードでき、また、 別の発射において別の開始アドレスをプログラムすることにより、別の発射につ いて異なる整形がされた送信パルス波形を生成できる。この最後の例は、例えば 、２つの交互の結像モードについての発射をインターリーブする際に有用である 。ビームごとに異なる初期波形を指定すると、深度及び角度に依存するパルス整 形が可能と なり、異なる結像モードに対して異なる初期波形を指定すると、空間分解能と信 号対雑音比（ＳＮＲ）間の如きトレードオフについての異なるモードに依存する 妥協を実行することが可能になる。 デジタル的に初期波形をプログラムする機能は、人体のような減衰性媒体（例 えばガウス形状）を通じる送信中に歪まないような波形に近い波形を有するパル スの生成を可能にするだけでなく、２モード応答や長いリングダウン応答のよう な変換器のインパルス応答の好ましくない特性を補償して、軸方向の分解能を改 善する波形のプログラムも可能にする。初期波形サンプルの選定は、（１）アナ ログ送信／受信経路における歪み、（２）送信及び受信ビーム生成器のデジタル フィルタ応答における歪み、及び、（３）超音波信号の伝搬経路における多少の 歪みを事前に補償できる。この後者の補償は、ＳＮＲ又は横方向分解能に対する 周波数依存性減衰の影響を低減できる。これら全ては、従来技術の超音波送信ビ ーム生成器の機能に対して、重大な利点である。 メモリＴ３０４に提供された初期波形サンプルが複素サンプルである場合、あ る実施例ではそのサンプルは同相／直角位相の形態で与えられ、他の実施例では 振幅／位相の形態で与えられる。ここで説明した好適な実施例の構成（図４を参 照）では、情報は振幅／位相の形態で与えられることが分かる。 ｄ． アポダイゼーション／位相設定 メモリＴ３０４の初期波形サンプル出力は、アポダイゼーション／位相乗算ユ ニットＴ３０６に接続され、乗算ユニットＴ３０６は、各々のサンプルの振幅と 乗算器Ｔ３０８のアポダイゼーション値とを乗算し、次に、乗算器Ｔ３１０にお いて、各々のサンプルの位相を、波形サンプル位相φ_Eと、遅延の位相部φ_Dと、 バーニャ・係数ｖ＝Ｆ_C／Ｆ₀から導かれたバーニャ位相傾斜値φ_Rとの加算によ り与えられた位相φだけ回転させる。φ_Dは、波形生成中は一定であり、波形生 成前のセットアップ中に一度計算される。しかし、位相φ_Eとサンプル位相傾斜 φ_Rは、 初期波形サンプルごとに変わる。従って、φ＝φ_D＋φ_E＋φ_Rは、初期波形サン プルごとに計算される。 代わりに、遅延の低順位部分は、波形サンプルを補間し、信号経路において等 価な時間遅延の信号サンプルを生成することにより達成することもできる。この 場合、φ＝φ_E＋φ_Rである。 別の実施例では、遅延の低順位部分、又は、全体の遅延も、焦点調節フィルタ により達成することができる。このようなフィルタは、送信ビーム生成のサポー トに必要な希望の信号遅延対周波数特性を考慮して、各々のデジタルマルチチャ ンネル送信プロセッサについて、及び、送信プロセッサ内の各々のビームに関連 する各々の波形について、別異にプログラムされる。従って、フィルタは、一般 的に非直線性の位相応答を有する。従って、焦点調節フィルタ特性は、図３に示 す補間及び変調動作と関連する信号経路フィルタと対照的であり、それは、好適 には線形位相応答（従って、フィルタを通る信号に歪みが生じない）を備え、一 般的に、全ての送信プロセッサにおいて同一の特性に設定される。補間及び変調 動作フィルタは、ビーム生成でなく波形整形に用いられ、通常は同一の波形（適 切な遅延とアポダイゼーションを有する）が全ての送信プロセッサにおいて生成 されるが、本発明は送信プロセッサ間で異なるフィルタを選択することもサポー トする。 φ_Rは次のように計算される。前述のように、図３の信号経路は、２つの処理 において、希望の搬送周波数Ｆ_Cで初期波形サンプルを変調する。プログラムさ れたＦｃの場合、中央制御システムＣ−１０４（図１ａ）は、Ｆ_Cに近い複数の 送信信号公称中心周波数Ｆ₀（デジタル処理レートを設定する）から選択し、バ ーニャ・係数ｖ＝Ｆ_C／Ｆ₀を計算する。テーブル１に示すように、Ｆ₀の使用可 能な値は、各々、ＤＡＣのサンプリング周波数Ｆ_Sの複数の使用可能な端数の１ つを表していて、その端数も中央制御システムＣ−１０４が複数の使用可能なク ロック周波数の１つから選択する。従って、Ｆ₀を選択する際に、中央制御シス テムＣ１０４は、使用するサンプリング周波数Ｆ_Sと、Ｆ₀を定めるＦ_Sの端 数を決定する。 中央制御システムＣ−１０４は、Ｆ₀を各々の送信プロセッサＴ１０４に明示 的にダウンロードはしない。むしろ、中央制御システムＣ−１０４は、周波数生 成器Ｔ２５６を制御してＦ_Sを生成し、補間器２の整数アップサンプリング係数 Ｋ_u2の値をダウンロードする。その情報が、Ｆ₀＝Ｆ_S／４Ｋ_u2の関係に応じてＦ₀ を暗示的に指定する。しかし、各々の送信プロセッサＴ−１０４が要求する情 報は、Ｆ₀でなく、Ｋ_u2であることに注目すべきである。送信プロセッサＴ−１ ０４は、Ｆ₀を明示的に知る必要がなく、クロック周波数に関する情報だけを必 要とする。 Ｆ₀とＦ_Cの差を考慮して、中央制御システムＣ−１０４は、ｖを各々の送信プ ロセッサＴ１０４にダウンロードする。各々の送信プロセッサは、次に、次の式 によって位相傾斜項φ_Rを計算する。 φ_R ＝ ２πＫ_u1（ｖ−１）ｎ／４、 ここで、ｎは初期波形サンプルの数である。各々の送信プロセッサＴ−１０４は 、中央制御システムＣ−１０４からダウンロードされていた補間係数Ｋ_u2及びビ ーム数Ｎ_Bに基づいて、Ｋ_u1＝４Ｎ_B／Ｋ_u2からＫ_u1（補間器１のアップサンプリ ング係数）を計算する。 理論的に、ｖは、０（包合的）から２（排他的）の範囲（ショートハンド表記 “［０，２）”を用いて表現できる範囲）になる。しかし、現実には、送信プロ セッサ信号経路のフィルタｈ２、ｈ３、ｈ４のフィルタ応答特性は、ｖの利用範 囲を、［０，２）内のある狭い範囲に制限する。 周波数バーニャ・係数ｖは、例えば、ビーム干渉を小さくするために、又は、 より深い焦点調節ビームの透過を高めるために、送信ビーム生成器システムＴ− １０２が生成している異なるビームについて独立に指定できる。ｖの独立の値は 、（透過深度を決定する）分解能と感度の間の希望の結像モード依存性の妥協を 得るために、混合結像モードについて指定できる。中央制御システムＣ−１０４ は、複数の送信器Ｔ−１０３の各々に対して（すなわちアレイＴ−１１２の異な る変換器素子Ｔ−１ １４に対して）独立に選択したｖをダウンロードする能力も備えており、希望に 応じて、各々の発射前にｖの値をダウンロードできる。 ｅ． 補間器１ アポダイゼーション／位相乗算器Ｔ３０６の出力は、サンプリングされた波形 情報を係数Ｋ_u1でアップサンプリングし、それをフィルタｈ２を用いて低域フィ ルタする第１の補間器Ｔ３１２に送られる。係数Ｋ_u1は、送信プロセッサＴ１０ ４が作動している処理モードに依存する。特に、Ｋ_u1は、補間器Ｔ３１２の出力 のサンプル・レートを、送信信号公称中心周波数Ｆ₀の周期ごとに、４つのサン プルに設定するために必要ないかなる値も採ることができる。従って、一般的に 、Ｋ_u1＝４Ｆ₀／Ｒ_Eになる。Ｋ_u1は、送信プロセッサにダウンロードされないが 、前述のように、送信プロセッサの計算、Ｋ_u1＝４Ｎ_B／Ｋ_u2から導かれる。 フィルタｈ２は、高い周波数における元信号の複製イメージを除去するために 、Ｋ_u1アップサンプラによりアップサンプリングされた出力を低域フィルタする ために用いられる。ここで用いるように、“補間器”（又は“アップサンプラ” ）と“間引器”（又は“ダウンサンプラ”）が行う動作は相反的動作であり、い ずれも１より大きく又は小さい係数で行うことができる。従って、例えば、係数 １／２でアップサンプリングすることは、係数２で間引きすることと同一である 。同様に、ここで用いるように、デジタル信号処理補間器、又は、単純に“補間 器”は、アップサンプリングとフィルタリングを共に行う。補間器のフィルタ伝 達関数を１とすることができ、その場合、補間器はアップサンプラのみと同一で ある。 ｆ． 微細な時間遅延メモリ 第１の補間器Ｔ３１２の出力は、各々のサンプルをＮ_F(Ｔ₀／４)(Ｎ_Fは整数) だけ遅延させる第２の遅延ユニットＴ３１４に送られる。前述のように、Ｎ_Fは 、全体の希望時間遅延の微細な遅延部分である。従 って、Ｎ_CＴ_Eの粗い遅延が遅延ユニットＴ３０２において初期波形サンプリング レートにおける１つのサンプル間隔の分解能に適用され、微細な遅延Ｎ_F（Ｔ₀／ ４）が、遅延ユニットＴ３１４によって、帯域幅モード０〜４の送信信号公称中 心周波数Ｆ₀の１／４周期の分解能、及び、帯域幅モード５及び６の３／４周期 の分解能に適用される。初期波形サンプル・レートが、Ｆ₀のサイクル毎の４つ のサンプルと等しい場合（すなわち、Ｒ_E＝４Ｆ₀ならば）、遅延ユニットＴ３１ ４は更なる時間遅延を導入しない。全体の希望時間遅延の位相部φ_D（アポダイ ゼーション／位相乗算ユニットで適用される）は、（Ｔ₀／４）より小さい希望 時間遅延の端数部と等価な公称中心周波数の位相回転となる。 ｇ． 変調器 遅延ユニットＴ３１４の出力は変調器Ｔ３１６に送られる。変調器Ｔ３１６の 乗算器Ｔ３１８では、指数（ｊｎπ／２）との乗算によって、Ｆ₀による初期波 形の変調が行われ、ここでｎはサンプル指標に対応する。指数（ｊ７７ｎ／２） が（−１、０、１）のみの値を採るので、本実施例におけるＦ₀のサイクルごと の４サンプルの中間サンプル・レート（第１の補間器の後）の選定は優れたもの である。乗算器Ｔ３１８は、従って、適切な加算と減算処理によって、ハードウ ェアにおいて非常に単純に構成できる。異なる実施例では、中間サンプル・レー トは、Ｆ₀のサイクルごとに２つのサンプルと等しくすることができる。 変調器Ｔ３１６の機能ブロックＴ３２０で、送信プロセッサは乗算器Ｔ３１８ の変調信号出力の実数部を取得する。ハードウェア構成においては、単純に、乗 算器Ｔ３１８が、ブロックＴ３２０で廃棄されるいずれの同相又は直角位相サン プルも生成しないように構成することによって、ブロックＴ３１８とＴ３２０は 結合できる。 図３における、ブロックＴ３２０を通過するＳＯＴ信号からの信号経路は、変 換器アレイによって生成される各々のビームについて概念的に並列に構成される ので、別個のチャンネルを効果的に提供する。（動作 時には、異なるビームがハードウェアの共通セットを介してインターリーブされ る）。変調器Ｔ３１６の加算器Ｔ３２２では、全てのビームのインターリーブが 解除され、互いに重畳される。その結果は、変調器Ｔ３１６のブロックＴ３２４ として示されているフィルタｈ３をによって帯域フィルタされる。フィルタｈ３ は、フィルタｈ２によって十分に減少しなかったイメージ周波数、及び、０Ｈｚ においてエネルギーを減衰するために用いられる帯域通過フィルタである。 ｈ． 補間器２ 変調器Ｔ３１６の出力は、第２の補間器Ｔ３２６によって、ＤＡＣ入力サンプ ル周波数Ｆ_Sまでアップサンプリングされる。補間は、信号を係数Ｋ_u2でアップ サンプリングし、その結果をフィルタｈ４をにより低域通過フィルタして行われ る。通常、Ｋ_u2＝Ｆ_S／４Ｆ₀＝Ｆ_S／Ｋ_u1Ｒ_Eである。フィルタｈ４は、信号がＤ ＡＣサンプル周波数にアップサンプリングされた後に、好ましくないイメージを 除去するために用いられる。補間フィルタ及び補間器の設計は、従来技術で周知 のことである。 ｉ． ＤＡＣエンコーダ 補間器Ｔ３２６の出力は、エンコーダＴ３２８によって、ＤＡＣ Ｔ１２１（ 図１ｂ）で要求される形態に符号化され、ＤＡＣ Ｔ１２１に供給される。エン コーダＴ３２８は、フィルタされたデータを、使用可能なＤＡＣ帯域に厳格に制 限する。 図３の信号経路は、パイプラインを形成し、そこでは、下流のユニットが波形 の初期のサンプルを処理し、それと同時に上流のユニットが波形の後期のサンプ ルを処理することに注目すべきである。このような動作が並列に行われ、処理時 刻において重複していても、ここでは、上流のユニットはその機能を下流のユニ ットの“前に”実行しているという。また、機能のパイプライン化は望ましいこ とであるが、別の実施例では、デジタル送信ビーム生成器を連続的に構成し、各 々のステップが、次の ステップが行われる前に、全パルス波形に対して全体として行われるように構成 できることが理解される。同様に、その中間的な実施例も可能である。 ２． 信号処理経路のハードウェア構成 前述のように、図３に示す機能ユニットの種々の機能のなかの幾つかをその構 成において結合し、必要なハードウェア量を低減して、接合機能とすることがで きる。また、ある状況では、図３に示す概念的な機能は、ハードウェアをほとん ど又は全く使用せずに構成できる単純に変形したケースに限縮することができる 。図３の信号経路の局部的制御プロセッサを説明する前に、信号経路のハードウ ェア構成の幾つかの観点を理解していると有益である。 図４は、送信ビーム生成器システムＴ−１０２の２つのデジタルマルチチャン ネル送信プロセッサを構成する、装置Ｔ４００の好適な構造のブロック図である 。プロセッサを一対にすると、次に示すように、あるハードウェアを効果的に共 用できる。図４の一対の送信器の部分は、単一のチップ上に製作されている。 図４を参照すると、初期波形サンプル・メモリＴ４１０は、両方の送信プロセ ッサの全ビームに関する初期波形情報を記憶している。サンプル値は、中央制御 システムＣ−１０４によるサンプルのダウンロードに応答して、（以下に説明す る）Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２によって初期波形サンプル・メモリＴ４１０に書 き込まれる。メモリＴ４１０は、複数のダブル・ワードとして又は単一ワードの ２倍の量で組織され、中央制御システムから見ると、以下に説明するように、Ｉ ／ＯプロセッサＴ４０２のパラメータ・レジスタと同じアドレス・スペースでメ モリマップされている。メモリは、記憶された波形が占める総データ長が使用可 能な総メモリ・スペースより短いか等しい限り、可変長の実数又は複素波形ある いはその両方のあらゆる組み合わせを記憶することができる。 個々の初期波形サンプルは、初期波形サンプル・レートＲ_Eでメモリ Ｔ４１０から読み取られ、そのレートは、両方の送信プロセッサの全ビームに対 して同一であり、Ｆ₀及びＮ_Bに依存する。マルチビーム波形サンプルは時間的に インターリーブされた方法でメモリＴ４１０から読み取られるので、テーブル１ に示す全ての処理モードは、単位時間ごとにＲ_D＝２Ｒ_EＮ_Bサンプルの最大メモ リ・データ・レートを利用して、ハードウェアの使用を最大に活用する。 メモリＴ４１０から読み取られた各々の複素サンプルの位相部分は、次に説明 するように、位相及び周波数プロセッサＴ４１８のφ_E入力に送られるが、振幅 部Ｍ_Eはアポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０に送られる。アポダイゼー ション及び位相乗算器Ｔ４２０は、予め計算済みのアポダイゼーション値をＩ／ ＯプロセッサＴ４０２（送信プロセッサ及びビーム数によってインターリーブさ れる）から受信し、位相及び周波数プロセッサＴ４１８からの同相／直角位相（ Ｉ／Ｑ）フォーマットの位相出力φを（送信プロセッサ及びビーム数によってイ ンターリーブされる）受信する。機能的に、アポダイゼーション及び位相乗算器 Ｔ４２０は、各々のサンプル値を、振幅／位相フォーマットＭＥｅｘｐ（Ｊφ_E ）から、Ｉ／ＱフォーマットＭ_Eｃｏｓ（φ_E）＋ｊＭ_Eｓｉｎ（φ_E）に変換し、 同時に、振幅Ｍ_Eをアポダイゼーション値に乗算し、位相に加算して、遅延と位 相傾斜を考慮する。アポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０の出力は、単位 時間当たり４Ｒ_EＮ_Bのレートで、ＩとＱの値によりインターリーブされた値とと もに、送信プロセッサ及びビーム数によって生成される。これらの値は、このポ イントで２つの並行シーケンスに分離され、送信プロセッサ０についての値が送 信プロセッサ０経路によって用いられ、送信プロセッサ１についての値が送信プ ロセッサ１経路によって用いられる。個々の送信プロセッサ出力は、従って、ビ ーム数とＩ／Ｑ値によってインターリーブされた形式で、２Ｒ_EＮ_Bのレートで各 々送られる。ここで、送信プロセッサ１の機能ブロックは同一であるので、送信 プロセッサ０の残りの機能ブロックについてのみ説明する。 送信プロセッサ０についてのアポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０の出 力は、ブロックＴ４２２に送られ、そこでは、低域通過フィルタｈ２を含む、第 １の補間器Ｔ３１２と微細遅延ユニットＴ３１４（図３）の機能が実行される。 詳細には、それは、Ｋ_u1によるアップサンプリング、Ｎ_Fによる微細遅延、及び 、ｈ２によるフィルタリング、並びに、Ｒ_E｛｝（実数部分）機能の部分を、全 て一緒に行う。Ｋ_u1によるアップサンプリングは、各々のビームの各々の波形の サンプル間に（Ｋ_u1−１）個のゼロの挿入を理論的に要求し、単純に、内部パイ プラインレジスタがロードされるレートのＫ_u1倍のレートで内部パイプライン・ レジスタの内容を確認することにより行われる。 処理ブロックＴ４２２は、各々の出力サンプルについて、同相（Ｉ）及び直角 位相（Ｑ）成分の両方を生成する必要はないことに注目すべきである。後で説明 する変調周波数の選定、及び、Ｒ_E｛｝機能が要求する同相値のみの計算で十分 であることにより、出力サンプルに基づいて、各々の出力サンプルに対してＩ又 はＱ成分のみが交互に生成されれば足りることが当業者に理解される。 ブロックＴ４２２の出力は、ビーム数によってインターリーブされた単位時間 ごとにＫ_u1Ｒ_EＮ_B＝４Ｆ₀Ｎ_B個のサンプルを搬送する。再び、送信プロセッサＴ −１０４の処理モードは、ここで、送信信号公称中心周波数Ｆ₀とビーム数Ｎ_Bと の間のトレードオフを可能にする。 処理ブロックＴ４２４は、変調器Ｔ３１６（図３）の機能の全てを行う。Ｒ_E ｛｝機能と同様にＦ₀による変調も、全体的に、信号経路における選択的否定動 作（図示せず）によって行われる。これは、変調周波数が、このポイントで、サ ンプル・レートの４倍に固定されていることにより可能となる。 処理ブロックＴ４２４の出力は、ビームによってインターリーブされる。それ も、単位時間ごとに４Ｆ₀Ｎ_B個のサンプルのデータ・レートを有し、ここでは全 て実数値である。処理ブロックＴ４２４は、次に異なるビームについてのインタ ーリーブ値を加算し、送信プロセッサへの 合成サンプルを生成する。送信プロセッサが生成するＮ_B個の波形全てがここで 重畳される。次に、処理ブロックＴ４２４は、従来の方式で合成サンプル・スト リームに対して、ｈ３によるフィルタリングを行う。 ４Ｆ₀の実数値サンプル・レートで生成される処理ブロックＴ４２４の出力は 、第２の補間器ブロックＴ４２６に送られる。処理ブロックＴ４２２のアップサ ンプラの場合と同様に、補間器Ｔ４２６は、入力サンプル・レート４Ｆ₀でブロ ックＴ４２６のパイプライン・レジスタ（図示せず）に記録されていた入力値か ら、単純にＦ_Sのレートで出力値を作成することにより、４Ｋ_u2Ｆ₀＝Ｆ_Sに入力 サンプル・レートをアップサンプリングする。信号は、次にｈ４によってフィル タリングされる。 第２の補間器Ｔ４２６の出力はエンコーダ／ＤＡＣブロックＴ４２８の入力に 接続され、完全なＤＡＣサンプリング周波数Ｆ_Sで供給される。エンコーダ／Ｄ ＡＣ Ｔ４２６については後述する。 ３． 局部的制御プロセッサ 図４の装置は、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２も備えており、それは装置内の全て のプログラム可能なソースに対する読取及び書込みを処理する。更に、Ｉ／Ｏプ ロセッサは、各々の送信発射以前の事前計算処理中に、幾つかのパラメータを計 算する。装置Ｔ４００へのパラメータの全てのダウンロードは、中央制御システ ムＣ−１２７からアドレス／データ多重バスＴ４０６を経由して、Ｉ／Ｏプロセ ッサＴ４０２内に機能的に位置するメモリ・マップ・パラメータ・レジスタへと 行われる。レジスタの一部は、ビームごと及び送信プロセッサごとに中央制御シ ステムＣ１０４によりプログラム可能であり、他のレジスタは送信プロセッサの ペアに対してのみプログラム可能である。Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２内の更に他 のパラメータ・レジスタ（Ｋ_u1、Ｎ_C、Ｎｆ、φ_Dなど）は、各々の発射前にＩ／ ＯプロセッサＴ４０２によって予め計算された内容を有している。 プロセッサ・ペアＴ４００の２つのプロセッサは、共通のメモリ・ア ドレス及び遅延プロセッサＴ４１６と共通の位相及び周波数プロセッサＴ４１８ も共用している。メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６は、ＳＯＴ信号 だけでなく、初期波形サンプル開始アドレス（ビームごと及び送信プロセッサご とに）と、波形長情報（ビームごと及び送信プロセッサごとに）と、粗い遅延Ｎ_C （ビームごと及び送信プロセッサごとに）とを、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２か ら受信する。メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６は、送信プロセッサ によって、ビームにより、振幅／位相値によってインターリーブされる状態で初 期波形サンプルを読み取るために、サンプル・メモリ・アドレス・バスＴ４１４ 上にアドレスを提供する。 位相及び周波数プロセッサＴ４１８は、ＳＯＴ信号を中央制御システムＣ１０ ４から受信するだけでなく、サンプル・メモリＴ４１０から到来する入力サンプ ル位相φ_Eも受信する。位相及び周波数プロセッサＴ４１８は、Ｉ／Ｏプロセッ サＴ４０２から、周波数バーニャ係数ｖ（ビームごと及び送信プロセッサごとに ）と、遅延値の位相部φ_D（ビームごと及び送信プロセッサごとに）と、Ｋ_u1（ 両方の送信プロセッサの全ビームに対して一定）を受信する。入力サンプル位相 値は、送信プロセッサとビームによってインターリーブされた状態で２Ｒ_EＮ_Bの レートで波形サンプル・メモリＴ４１０から送られる。位相及び周波数プロセッ サＴ４１８は、φ_Eのインターリーブされた構成と一致する方式でｖ係数を多重 化し、φ_Dのものを同じ方式で多重化する。 制御プロセッサＴ４０２、Ｔ４１６、Ｔ４１８について、ここで詳細に説明す る。制御論理ブロックＣ−１２５は、図４のハードウェア実施例における種々の 低レベル信号経路要素を動作させるタイミング及び制御論理を表す。この論理は 、周知のものであり説明の必要はない。 ａ． Ｉ／Ｏプロセッサ 図５はＩ／ＯプロセッサＴ４０２（図４）の機能ブロック図である。それは、 パラメータ・レジスタ・バンクＴ５０２と、アポダイゼーショ ン・プリプロセッサＴ５０４と、遅延プリプロセッサＴ５０６と、Ｉ／Ｏ制御ユ ニットＴ５０８と、を備えている。全ての送信器における、パラメータ・レジス タＴ５０２の全て及び波形サンプル・メモリＴ４１０の全ての位置は、中央制御 システムＣ−１０４（図４）から見る場合と同一のアドレス・スペースでメモリ ・マップされている。中央制御システムＣ１０４は、一対のシステム・バスを経 由して送信プロセッサと(ビーム生成器システムＲ２２の他の構成要素とも)通信 し、インタフェース・ロジック（図示せず）は、個々の送信プロセッサ・ペアに ついて、両システムバスからダウンロードされた情報をアドレス／データ・バス Ｔ４０６に上へ結合する。 パラメータをダウンロードする手法は、必要な総時間を最小限にする数多くの 技術を用いているので、発射間のパラメータの更新に必要な時間を最小化し、フ レーム・レートを最大にする。例えば、中央制御システムＣ−１０４は、同じ情 報が送信プロセッサ・ペアＴ４００の全てに書き込まれるブロードキャストモー ドで作動できる。ブロードキャストモードは、例えば、データがこのような送信 プロセッサの全てに対して同一である場合に、全ての送信プロセッサに初期波形 サンプルをダウンロードする際に効果的である。別の例として、中央制御システ ムＣ−１０４は、送信プロセッサ・ペアの一方又は両方の送信プロセッサの全ビ ームに関連するレジスタに、同一データを同時に書き込むことができる。また、 送信プロセッサ・ペアＴ４００は、レジスタ・アドレス自動増加機能も備え、そ の機能では、中央制御システムＣ−１０４は、各々の書込みのための新アドレス を指定せずに、連続的なアドレスに書き込むことができる。パラメータ・レジス タのアドレスは、この機能を活用するために選定される。パラメータ情報は、発 射の間にのみ送信プロセッサにダウンロードできる。 Ｉ／Ｏプロセッサに中央制御システムＣ−１０４がダウンロードしたパラメー タは、初期波形サンプル（ビームごと及び送信プロセッサごとに別々に）、初期 波形サンプルの開始アドレス及び長さ及びタイプ（実 数又は複素数）（送信プロセッサごとにビームにつき１セット）、補間係数Ｋ_u2 及びビーム数Ｎ_B（送信プロセッサ・ペアごとに１セット）、フィルタｈ２、ｈ ３及びｈ４に関するフィルタ・プログラム（送信プロセッサ・ペアごとのフィル タにつき１つのプログラム）、どの位相傾斜項φ_Rの計算のために用いるかにつ いての選択を伴う周波数バーニャ係数ｖ及び代替周波数バーニャ係数ｖ_D（送信 プロセッサごとにビームにつき１セット）、共通の遅延オフセット項（送信プロ セッサ・ペアごとに１つの値）、遅延値及び任意の追加プログラム位相値（送信 プロセッサごとにビームにつき１つの値）、アポダイゼーション値（送信プロセ ッサごとにビームにつき１つの値）、遅延較正値（送信プロセッサごとにビーム につき８つの値）、アポダイゼーション較正値（送信プロセッサごとにビームに つき８つの値）、どの遅延値及びアポダイゼーション較正値を用いるかについて の選択（送信プロセッサごとに１つの選択）、全体的な送信プロセッサ利得管理 値、ＰＷ又はＣＷ信号動作の選択（送信プロセッサ・ペアごとに１つの選択）を 含む。較正について次に説明する。 ビームごとの遅延値の各々は２つのレジスタ・アドレスを備える：即ち、１つ がダウンロード値による“遅延累積レジスタ”の初期設定に、１つがダウンロー ド値とパラメータ・レジスタの前の内容との累積のためにあることに注目すべき である。中央制御システムは、レンジの散在グリッドと操舵角度について予め計 算された所定の遅延オフセットを用いて、希望の焦点レンジ及び操舵角度を遅延 プロファイルに変換する。グリッドは変換器アレイの中心から始まるビームに対 してのみ予め規定してあるので、中央制御システムは、グリッドを希望のビーム 原点にシフトする計算をし、必要に応じて送信素子間を補間する。中央制御シス テムは、希望の操舵角度がグリッド角度間に存在する場合には、散在グリッド上 の操舵角度間も補間する。補間は、希望の焦点レンジがグリッド上のレンジ間に 存在する場合のレンジでも行われるが、この補間の計算は、部分的に中央制御シ ステムによって、また、部分的に各々の送信 プロセッサによって分担される。詳細には、中央制御システムは、適切な補間係 数に基づいて２つの最も近い（レンジ的に）遅延プロファイルを調節し、それら をパラメータ・レジスタ・バンクＴ５０２の遅延累積レジスタに送り、それらを 加算する。 ダウンロードされた初期波形サンプルは、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２によって 、それがパラメータ情報を受信するのと同じ方式で受信される。Ｉ／Ｏ制御ユニ ットＴ５０８は、中央制御システムＣ−１０４が指定したアドレスから局部的サ ンプル・メモリ・アドレスを定め、そのアドレスをサンプル・メモリ・アドレス ・バスＴ４１４上に提供する。そのバスＴ４１４は、サンプル・データをサンプ ル・メモリ・データ・バスＴ４１６に運ぶ。 送信器ペアＴ４００による各々のパルス発射は、事前計算期間の後に行われる 。事前計算期間中に、アポダイゼーション・プリプロセッサＴ５０４は、生成さ れるべき個々の波形について選択されたアポダイゼーション値と、このような波 形についての選択されたアポダイゼーション較正値と、利得調整値（ダウンロー ドした利得管理値の１つ）を供給される。アポダイゼーション・プリプロセッサ Ｔ５０４は、これらを相互に従来の方式で乗算し、各々の送信プロセッサが生成 する各々波形についての“予め計算されたアポダイゼーション”値を生成する。 これらの値は、パラメータ・レジスタＴ５０２の個々の追加部に書き込まれる。 事前計算期間中にも、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２は、図５に図示しない手段を 用いて、Ｋ_u1＝４Ｎ_B／Ｋ_u2により、Ｋ_u1を計算する。 事前計算期間中にも、遅延プリプロセッサＴ５０６は、３つの遅延要素、Ｎ_C とＮ_Fとφ_Dとを、送信プロセッサごとビームごとに１つのセットで計算する。遅 延プリプロセッサは、遅延累積レジスタの累積遅延値と、プログラムされた位相 値と、個々の送信プロセッサごとビームごとのパイプラインと、信号経路のフィ ルタ遅延とを考慮して計算する。単純のために信号経路遅延を無視すると、前述 のように、遅延プリプロセッサは、高順位と中順位と低順位のビット・ワードに 分割して、遅延部 Ｎ_CとＮ_Fとφ_Dとを計算する。 従って、各々の送信プロセッサにおいてＮ_B個の適正に整形され、遅延され、 アポダイズされ、変調された波形を生成するために必要なパラメータ・レジスタ Ｔ５０２の全ては、波形生成が始まる前に、ダウンロードされ又は予め計算され る。 ｂ． メモリ・アドレス及び遅延プロセッサ 図６は、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６が行う計算を機能的に 示す。図に示すように、アドレス・プロセッサＴ４１６は以下の機能を行う。Ｓ ＯＴ信号に応答して、カウンタＴ６０２は、Ｔ_E＝１／Ｒ_Eの単位でカウントを開 始する。両方の送信プロセッサが、同じビーム数とアップサンプリングレートを 備えているので、同じカウントを共用することになる。現在のカウント値をＮと 呼ぶ。全ビームのＮ_C項と両方の送信プロセッサが、インターリーブされた形態 で選択される。ビーム及びプロセッサの完全なサイクルは、各々のＮ（すなわち 、Ｒ_Eの各々の期間）に生成される。Ｎ_Cは、２Ｋ_u1で除算され（除算器Ｔ６０６ ）、時分割多重化した形態でカウント値から減算される（Ｔ６０８）。Ｂ＝Ｎ− Ｎ_C／２Ｋ_u1によって与えられる、この和をＢと呼ぶ。Ｂは、ゼロと比較され（ コンパレータＴ６１０）、初期波形長Ｌと比較されて、メモリを読み取るべきか どうかを決定する。サンプルは、Ｂ＜０又はＢ≧Ｌの場合には読み取られない。 メモリから読み取る場合、メモリ・アドレスはＡ＝Ｂ＋Ｓで与えられ、Ｓは初期 波形のスタート・アドレスである。この加算は加算器Ｔ６１６によって行われる 。 エンベロープ・メモリＴ４１０の各々のアドレスはダブルワードに対応してい る。通常の動作時、最上位ビット（ＭＢＳ）は振幅を表し、最下位ビット（ＬＳ Ｂ）が位相を表す。初期波形サンプルは実数サンプルのみとして記憶することが でき、その場合、ＭＳＢは１つの実数サンプルを表し、ＬＳＢは次の実数サンプ ルを表す。メモリは、従って、各々の送信プロセッサの各々のビームにおける単 位時間ごとにＲ_Eサンプル （実数又は複素サンプル）のレートでアクセスされ、それは、単位時間ごとのＲ_D ＝２・Ｎ_B・Ｒ_Eの総データ・レートになる。 メモリ読取イネーブル（Ｔ６１０）は、プログラムされた波形サンプルの柔軟 性が希望されない場合に、メモリ出力の代わりに、初期波形サンプルのソースと して直接使用することができる。また、他の更に複雑なリアルタイム計算スキー ムを、メモリの代わりに、初期波形サンプルのソースとして使用することができ る。しかし、波形サンプルのソースとしては、メモリを使用することが望ましい 。 アドレスＡの計算は、Ｂの符号ビットを考慮していないことに注目すべきであ る。これは、Ｂが負の場合は、サンプルがメモリから読み取られないので、許容 され得る。また、加算がオーバーフローする場合があることにも注目すべきであ る。従って、初期波形の表記は、波形メモリをラップアラウンドすることが可能 である。 ｃ． 位相及び周波数プロセッサ 図７は、１つの送信プロセッサの１つのビームに対して、位相及び周波数プロ セッサＴ４１８が行う計算を機能的に示す。動作時に、ハードウェアを、図６と 同様に、φ_Eのインターリーブと同じ方式で多重化することができる。位相及び 周波数プロセッサＴ４１８はブロックＴ７０２を備え、そのブロックは、サンプ ルごとの位相傾斜増加分をφ_R／ｎ＝Ｋ_u1（ｖ−１）／４により計算し、結果を 累積器Ｔ７０４に供給する。累積器Ｔ７０４は、Ｒ_Eクロック・サイクルごとに １回、ブロックＴ７０２の出力を自らに加え、それはビーム及び送信プロセッサ についての初期波形情報サイクルの各々ごとに１回と対応している。累積器Ｔ７ ０４の出力は、φ_Rであり、４−ポート・アダーＴ７０６の１つの出力に送られ る。アダーＴ７０６の他の３つのポートは、φ_Eと、φ_Dと、プログラムされた送 信プロセッサ位相と、を受信する。アダーＴ７０６の和出力はφであり、それは 次に正弦／余弦テーブルＴ７１０に送られる。正弦／余弦テーブルＴ７１０は、 正弦テーブルと余弦テーブルとして交 互に作動する。正弦／余弦テーブルＴ７１０の出力は、ｅｘｐ（ｊφ）の同相部 ｃｏｓ（φ）によってインターリーブされたｅｘｐ（ｊφ）の直角位相部ｓｉｎ （φ）である。位相プロセッサＴ４１８におけるハードウェアの多重化のために 、ｓｉｎ（φ）とｃｏｓ（φ）は、単位時間ごとに２Ｒ_EＮ_Bフルφのデータ・レ ートで相互にインターリーブされる。全体的として、φはｓｉｎ（φ）とｃｏｓ （φ）によって、送信プロセッサ数及びビーム数によりインターリーブされる。 ４． 出力信号経路 ａ． エンコーダ／ＤＡＣ 図４に戻り、各々の送信プロセッサの処理ブロックＴ４２６の出力は、エンコ ーダ／ＤＡＣ Ｔ４２８に送られる。エンコーダ／ＤＡＣ Ｔ４２８が図８に機 能的に図示してある。図８に示すように、２進入力サンプル値がエンコーダＴ８ ０２に送られ、エンコーダＴ８０２はそれを６つのサーモメータコード（均一に 重み付けしてある）ＭＳＢと３つの２進ＬＳＢと符号ビットとの形態に符号化す る。また、エンコーダＴ８０２は、ダイナミックレンジを符号化出力スキームの ダイナミックレンジに狭めるために、入力サンプル値の比率計圧縮又はその厳格 な限定も行う。 エンコーダＴ８０２のコード化出力は、正の値用１つと負の値用１つの、一対 の電流出力ＤＡＣ Ｔ８０４及びＴ８０６に送られる。エンコーダＴ８０２の符 号出力は、適正なＤＡＣのみを可能とするために用いる。図８には図示してない が、エンコーダ及びＤＡＣのビット・スイッチは、図４に示す回路の残りの部分 として同じ集積回路（ＩＣ）上に全て位置し、ＤＡＣ Ｔ８０４とＴ８０６を構 成するために用いるＤＡＣスイッチがドライブする抵抗、その他の作動回路は全 て別々に位置している。６つのサーモメータコード化ビットの選定は、任意の１ つのＤＡＣスイッチに流れる電流を制限するために行われ、３つだけの２進コー ド化ビットの選定は、電流ドライブ要求が大きくないＩＣのピン数を最 小限にするために行われる。ＤＡＣスイッチによってオンした抵抗の各々からの 電流は、ＤＡＣの出力電流を生成するために加算される。電圧基準は、ＤＡＣ抵 抗に流れる電流の設定に用いられ、ＤＡＣの利得制御のために調整できる。 ＤＡＣ構成のためにサーモメータコード化ＤＡＣビットと２進重み付けＤＡＣ ビットを混合して使用することと、ＤＡＣ出力のレベル設定のために電圧基準を 調整することと、ＤＡＣ出力電流を生成するためにＤＡＣスイッチが選択した抵 抗電流を加算することは、個々には従来技術で周知のことであるが、超音波デジ タル送信ビーム生成器における使用のために、ここで説明した方式は既知ではな い。 出力信号経路は、全体として変換器素子に直接接続したＤＡＣから構成するこ とができるが、これは好ましい構成とは言えない。 ｂ． 出力増幅器 ＤＡＣ Ｔ８０４とＴ８０６が提供する差動電流出力は、各々、一対の電流増 幅器Ｔ８０８及びＴ８１０に送られ、ＤＡＣの電流出力要求を低減する。増幅器 出力は、変成器Ｔ８１６の巻線の１つの差動入力をドライブする一対の高電圧出 力段Ｔ８１２及びＴ８１４に送られる。その巻線の中心タップＴ８１８は、高電 圧プログラム可能電源に連結している。高電圧レベルは、高電圧電源から供給さ れる出力を制御するために調整可能である。出力信号は、変成器の他の側面から のシングルエンドの形態になる。変成器の後段には出力フィルタＴ８２０が位置 し、ＤＡＣが生成したエイリアシング成分を減少させる。信号は、次に送信デマ ルチプレクサに送られる。 電流増幅器の設計と、変成器を差動的にドライブする高電圧出力段の活用と、 変成器及び出力フィルタの活用及び設計は、個々には従来の方式であるが、それ らは、今まで、超音波デジタル送信ビーム生成器のついてここで説明した方式で 結合されたことはなかった。 最適であるとはいえないまでも、他の好適な例として、シングルエン ド増幅器をドライブするシングルエンドＤＡＣ（エンコーダを必要としないと考 えられる）、又は、他のＤＡＣ構成（例えば、サーモメータにＲ−２Ｒをプラス 、２進にＲ−２Ｒをプラスしたものなど）の構成が、エンコーダ／ＤＡＣ／電流 増幅器の機能を行うために可能であることに留意されたい。別のＤＡＣ構成手法 が、アナログ・デバイスの“アナログ・デジタル変換ハンドブック”第３版など （１９８６）に記載してある。これらの機能をここで説明した方式で組み合わせ ると、高度にプログラム設定可能なデジタルマルチチャンネル送信器が実現でき る。 ５． 較正 送信マルチプレクサＴ−１０６（図１ａ）は、送信器を異なる変換器に接続す ることを可能にする。前述のように、パラメータ・レジスタＴ５０２（図５）は 、アポダイゼーション較正値を記憶するレジスタと、位相較正値を記憶するレジ スタと、を備えている。従って、較正値は、幾つかのアナログ送信経路条件につ いての利得と遅延の変動を補償するために記憶可能である。これは、能動開口が 、走査中に変換器アレイ面を横断し、異なる素子接続を必要とするので、優れて いるといえる。走査時の異なる発射も異なる送信周波数を用いており、このこと も較正値に影響すると考えられる。特定の走査に用いる可能性のある接続又は周 波数あるいはその両方の各々に対して送信器を予め較正することにより、較正レ ジスタの選択の必要のみが、走査時の各々発射前に、中央制御システムＣ−１０ ４により送信器に送られる。 送信器を較正するために、中央制御システムＣ−１０４は、送信器を電気的に 較正受信器に結合するように、送信デマルチプレクサＴ−１０６を操作する。第 １の接続が最初に選択され、単一の送信器が発射する。較正受信器の出力は中央 制御システムＣ−１０４に戻され、システムＣ−１０４は、その情報を用いて、 選択された送信器及び接続選択について、適切な位相及びアポダイゼーション補 正を位相及びアポダイゼーション較正レジスタに書き込む。このプロセスは、各 々の送信器の各々の 接続構造ごとに繰り返され、希望に応じて、走査時に用いられる送信周波数ごと に繰り返される。 走査中には、中央制御システムＣ−１０４は、グループ構成モード又は個別構 成モードを用いて、較正レジスタの選択を指定できる。グループ構成モードでは 、全ての送信器が、自身の較正レジスタ選択値を計算する。中央制御システムＣ −１０４は、パラメータを送信器の全てに指示して、次の発射のために変換器ア レイの開口の位置を指定する。各々の送信器は、この値を、変換器アレイ全体に おけるそれ自体の位置と共に利用し、それ自体の較正レジスタ選択値を独自に計 算する。 個別構成モードでは、中央制御システムＣ−１０４は、送信器の各々について 較正レジスタ選択を定め、選択値を各々の送信プロセッサのパラメータ・レジス タにダウンロードする。 送信器は、変換器素子ごとの周波数応答較正をサポートする。変換器アレイの 各々の素子は、測定された周波数応答を備え（又は測定されたアナログ信号経路 の周波数応答を、あるいはその両方を備え）、それは補正反転インパルス応答を 生成し、記憶するように処理される。中央制御システムは、この補正インパルス 応答と希望の送信器初期波形とのたたみこみを行い（結合し）、補正された初期 波形を、各々の送信器についての初期波形サンプル・メモリにダウンロードする 。代わりに、オフライン手段により、補正された応答と希望の応答とをたたみこ み（結合）することができ、その場合、中央制御システムは補正された初期波形 をダウンロードするだけである。 本発明の実施例に関する前述の説明は、図解と説明を意図して行われてきた。 本発明を、開示した正確な形状に限定する又は制限することは、意図されていな い。数多くの変更と変形が当業者には自明のことと思われる。実施例は、本発明 の原理とその具体的な適用事例を最も効果的に説明するために選定され説明され てきた。従って、他の事例も可能なことを、当業者は、考えられる特定の用途に 適した種々の実施例と種々の変更について、本発明を理解すれば認めると思われ る。本発明の範囲は、 次に示す特許請求の範囲とそれらと同等の項目から定められることを意図してい る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｇ０３Ｂ 42/06 Ｇ０１Ｓ 7/52 Ｄ (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ， ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 リウ，トーマス，タオ−ミン アメリカ合衆国，94305 カリフォルニア 州，スタンフォード，イー． エスコンデ ィード ヴィレッジ 141

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 超音波送信ビーム生成器装置であって、 第１の出力波形のための初期波形サンプルのソースと、 超音波変換器と、 前記初期波形サンプルのソースと前記超音波変換器との間に接続され、前記初 期波形サンプルに応答して前記変換器に前記第１の出力波形を供給する第１の信 号経路と、を備え、前記第１の信号経路は、アップサンプラと、補間器と、変調 器と、時間遅延要素と、位相回転要素と、のうちの少なくとも１つの要素を備え る超音波送信ビーム生成器装置。 ２． 前記少なくとも１つの要素は、調整可能である請求項１に記載の装置 。 ３． 前記初期波形サンプルのソースは、前記初期波形サンプルを書き込み 可能なメモリを備える請求項１に記載の装置。 ４． 前記信号経路は、前記変調器を備え、前記変調器は、前記第１の信号 経路における前記初期波形サンプルを希望周波数により変調する請求項１に記載 の装置。 ５． 前記変調器は、位相回転器を備える請求項４に記載の装置。 ６． 前記信号経路は、前記変調器と関連するフィルタを更に備える請求項 ４に記載の装置。 ７． 前記第１の信号経路は、入力サンプル・レートＦ_Sを有するデジタル ・アナログ・コンバータを更に備え、前記第１の信号経路は、前記デジタル・ア ナログ・コンバータの前段で、前記第１の信号経路に おけるサンプルのサンプル・レートをＦ_Sのサンプル・レートに増加するアップ サンプラを備える請求項４に記載の装置。 ８． 前記信号経路は、前記アップサンプラと関連するフィルタを更に備え る請求項７に記載の装置。 ９． 前記第１の信号経路は、入力サンプル・レートＦ_Sを有するデジタル ・アナログ・コンバータを備え、前記第１の信号経路は、前記デジタル・アナロ グ・コンバータの前段で、前記第１の信号経路におけるサンプルのサンプル・レ ートをＦ_Sのサンプル・レートに増加するアップサンプラを備える請求項１に記 載の装置。 １０． 前記信号経路は、前記アップサンプラに関連するフィルタを更に備 える請求項１に記載の装置。 １１． 前記信号経路は、前記アップサンプラに関連するフィルタを更に備 える請求項９に記載の装置。 １２． 前記第１の信号経路は、入力サンプル・レートＦ_Sを有するデジタ ル・アナログ・コンバータを備え、前記初期波形サンプルは、１／Ｆ_Sの所定の 複数の使用可能な倍数から前記第１の信号経路に指定可能なサンプル周期を備え る請求項１に記載の装置。 １３． 前記第１の信号経路が入力サンプル・レートＦ_Sを有するデジタル ・アナログ・コンバータを備え、前記第１の出力波形は、公称中心周波数Ｆ₀の 係数ｖ倍にほぼ等しい搬送周波数Ｆ_Cを有し、Ｆ₀は、Ｆ_Sの所定の複数の使用可 能な端数から前記第１の信号経路に指定可能である請求項１に記載の装置。 １４． 前記初期波形サンプルは、レートＲ_Eで定期的な離散的時刻に現れ 、前記第１の信号経路は、 前記第１の信号経路におけるサンプルを希望周波数により変調する変調器と、 前記変調器の前段に位置し、係数ｎ＝４Ｆ₀／Ｒ_Eにより前記第１の信号経路に おけるサンプルのサンプル・レートを増加するアップサンプラであって、ｎが１ より小さくない指定可能な整数であるアップサンプラと、を備える請求項１３に 記載の装置。 １５． 前記第１の信号経路は、前記アップサンプラに関連するフィルタを 更に備える請求項１４に記載の装置。 １６． ｖが、排他的に、０と２の間にある実質的に連続する範囲内から前 記第１の信号経路に指定可能である請求項１３に記載の装置。 １７． 前記第１の出力波形は、公称中心周波数Ｆ₀の係数ｖ倍に等しい関 連する搬送周波数を備え、 前記第１の信号経路は、複数の所定の処理モードの１つで作動するように指定 可能であり、前記処理モードの各々が、少なくとも前記公称中心周波数Ｆ₀及び 公称中心周波数により正規化された初期波形サンプル・レートＲ_E／Ｆ₀を有する 個々のパラメータ・セットを規定し、前記処理モードは、Ｆ₀とＲ_E／Ｆ₀との間 のトレードオフを反映している請求項１に記載の装置。 １８． 前記処理モードの各々が、個々のパラメータ・ペア｛Ｆ₀、Ｒ_E／Ｆ₀ ｝を予め規定し、前記処理モードの第２のモードより小さいＦ₀を有する前記処 理モードの第１のモード各々が、前記処理モードの前記第２のモードより大きい Ｒ_E／Ｆ₀をも有する請求項１７に記載の装置。 １９． 前記初期波形サンプルは、前記第１の信号経路に重畳された複数の 第１の信号経路波形の１つを規定して、前記第１の出力波形を生成し、 前記第１の信号経路波形の各々ｊ番目の波形は、共通の公称中心周波数Ｆ₀の それぞれ係数Ｖ_j倍に等しい個々の搬送周波数を有するように前記第１の出力波 形内に生成され、 前記第１の信号経路は、複数の所定の処理モードの１つで作動するように指定 可能であり、 前記処理モードの各々は、少なくとも、前記公称中心周波数Ｆ₀と、前記第１ の信号経路が前記第１の出力波形を生成するために重畳することが可能な前記第 １の信号経路波形の最大数Ｎ_Bと、を備える個々のパラメータ・セットを規定し 、前記処理モードはＦ₀とＮ_Bとの間でトレードオフを反映している請求項１に記 載の装置。 ２０． 前記処理モードの各々は、個々のパラメータ・ペア｛Ｆ₀、Ｎ_B｝を 予め規定し、前記処理モードの第１のモード各々は、前記処理モードの第２のモ ードより小さいＮ_Bを有し、前記処理モードの前記第２のモードより大きいＦ₀を も有する請求項１９に記載の装置。 ２１． 前記初期波形サンプルは、前記複数の第１の信号経路波形の全てを 規定する請求項１９に記載の装置。 ２２． 前記Ｖ_jは、異なるｊに対して別個に前記第１の信号経路に指定可 能である請求項１９に記載の装置。 ２３． 前記第１の信号経路は、 前記第１の信号経路波形の全てについて第１の処理を行う第１の部分と、 前記第１の部分の下流に位置し、前記第１の信号経路波形を重畳する 加算器と、を備え、 前記第１の部分は、前記第１の信号経路波形の全てについて、時間的にインタ ーリーブされた状態で前記第１の処理を行う請求項１９に記載の装置。 ２４． 前記第１の部分は、第１の波形ごとのサンプル・レートで前記第１ の処理を行い、前記第１の信号経路は、更に、 前記加算器の下流に位置するアップサンプラと、 前記第１の波形ごとのサンプル・レートより高い第２のサンプル・レートで、 前記重畳された波形について第２の処理を行う第２の部分と、を備える請求項２ ３に記載の装置。 ２５． 前記初期波形サンプルは、前記第１の信号経路に重畳された複数の 第１の信号経路波形の１つを規定して、前記第１の出力波形を生成し、 前記第１の信号経路は、第１の複数の所定の処理モードの１つで作動するよう に指定可能であり、前記処理モードの各々は、前記第１の信号経路が前記第１の 出力波形を生成するために重畳することができる前記第１の信号経路波形の少な くとも最大数Ｎ_Bと、初期波形サンプル・レートＲ_Eと、を有する個々のパラメー タ・セットを規定し、前記処理モードは、Ｎ_BとＲ_Eの間でのトレードオフを反映 している請求項１に記載の装置。 ２６． 前記サンプル・レートＲ_Eにおける前記初期波形サンプルが、複数 のＮ_Bの第１の信号経路波形の１つを定め、 前記処理モードの各々が各々パラメータ・ペア｛Ｎ_B、Ｒ_E｝を予め定め、前記 処理モードの各々第１のものが、前記処理モードの第２のものより小さいＮ_Bを 有し、前記処理モードの前記第２のものより大きいＲ_Eも有する請求項２５に記 載の装置。 ２７． 前記初期波形サンプルのソースは、前記複数の初期波形サンプルの 全てを記憶するメモリを備え、 前記第１の信号経路は、ｋ・Ｎ_B・Ｒ_Eのサンプル・レートで前記複数の第１の 信号経路波形についての前記初期波形サンプルを処理する第１の部分を備え、ｋ は前記処理モードの全てに対して一定である請求項２６に記載の装置。 ２８． 前記第１の信号経路波形の各々ｊ番目の波形は、共通の公称中心周 波数Ｆ₀の個々の指定可能な係数ｖ_j倍に等しい個々の搬送周波数Ｆ_Cを有するよ うに前記第１の出力波形において生成され、 前記第１の複数の所定の処理モードは、前記第１の信号経路が作動するように 指定可能な第２の複数の所定の処理モードのサブセットであり、前記第２の複数 の処理モードの各々の処理モードは、少なくとも（１）Ｎ_Bと、（２）Ｆ₀と、（ ３）公称中心周波数により正規化された初期波形サンプル・レートＲ_E／Ｆ₀と、 を有する個々のパラメータ・セットを規定し、前記処理モードは、Ｎ_BとＦ₀とＲ_E ／Ｆ₀の間でのトレードオフを反映している請求項２５に記載の装置。 ２９． 前記初期波形サンプルは、複数Ｎ_Bの第１の信号経路波形の少なく とも１つを規定して前記第１の出力波形を生成し、 前記第１の信号経路波形のｊ番目の波形に関連する初期波形サンプルは、共通 の公称中心周波数Ｆ₀の個々の係数Ｖ_j倍に等しい個々の搬送周波数を有するよう に前記第１の出力波形において生成され、 前記第１の信号経路波形の各々はレートＲ_Eで指定され、 前記第１の信号経路は、少なくとも、（１）前記第１の信号経路が前記第１の 出力波形を生成するために重畳することができる前記第１の信号経路波形の最大 数Ｎ_Bと、（２）Ｆ₀と、（３）公称中心周波数で正規化された初期波形サンプル ・レートＲ_E／Ｆ₀と、を有する個々のパラ メータ・セットを規定し、前記処理モードは、Ｎ_BとＦ₀とＲ_E／Ｆ₀の間でのトレ ードオフを反映している請求項１に記載の装置。 ３０． Ｒ_EＮ_Bは、前記処理モードの全てにおいて一定である請求項２９に 記載の装置。 ３１． 前記複数の所定の処理モードは、より大きい複数の所定の処理モー ドのサブセットである請求項３０に記載の装置。 ３２． 実質的に連続して現れるように十分に高速のフレーム更新レートで 画像フレームを生成できるように瞬時に複数の出力波形を生成する際に使用する ために、前記画像フレームの各々が複数の前記出力波形からデータを表示し、前 記装置は更に、 第１の画像フレームの全部の出力波形についての第１の複数の初期波形サンプ ルをダウンロードし、前記第１の画像フレームの後部の出力波形に関する第２の 複数の初期波形サンプルをダウンロードする手段を備え、 前記第１の信号経路は、前記変換器に前記第１の複数のサンプルに応答して前 記全部の出力波形を生成させ、前記変換器に前記第２の複数サンプルに応答して 後部の出力波形を生成させる請求項１に記載の装置。 ３３． 実質的に連続して現れるように十分に高速のフレーム更新レートで 画像フレームを生成できるように瞬時に複数の出力波形を生成する際に使用する ために、前記画像フレームの各々が複数の前記出力波形からデータを表示し、前 記装置は更に、 前記第１の画像フレームの各々の出力波形に関連する個々の複数の初期波形サ ンプルをダウンロードする手段を備え、 前記第１の信号経路は、前記変換器に、個々の出力波形についてダウンロード された個々の複数の初期波形サンプルに対応して、前記第１の 画像フレームに各々の出力波形を生成させる請求項１に記載の装置。 ３４． 前記初期波形サンプルは、実質的にガウスのエンベロープ形状を形 成する請求項１に記載の装置。 ３５． 前記初期波形サンプルのソースと、前記超音波変換器と、前記第１ の信号経路は、集合して、前記超音波送信ビーム生成器装置の複数の送信部の１ つを形成し、前記送信部の各々は、個々の初期波形のサンプルの個々のソースと 、個々の超音波変換器と、を備え、前記変換器は、変換器アレイにおいて相互に 機械的に連結されている請求項１に記載の装置。 ３６． 前記第１の信号経路は、調整可能な時間遅延要素を備え、前記調整 可能な時間遅延要素は、前記初期波形サンプルに応答して遅延された波形サンプ ルを生成し、前記第１の出力波形は、前記遅延された波形サンプルに応答する請 求項１に記載の装置。 ３７． 前記第１の信号経路は、前記初期波形サンプルに応答し、振幅的に 重み付けされた波形サンプルを生成する乗算器を更に備え、前記第１の出力波形 は、前記振幅的に重み付けされた波形サンプルに応答する請求項１に記載の装置 。 ３８． 前記振幅的な重み付けは、前記初期波形サンプルに応答してアポダ イズされた波形サンプルを生成するためのアポダイゼーション値を有する請求項 ３７に記載の装置。 ３９． 前記振幅的重み付けは、初期波形サンプルに応答して較正された波 形サンプルを生成するために、信号経路較正処理に応答する較正値を有する請求 項３７に記載の装置。 ４０． 前記第１の信号経路は、前記初期波形サンプルの振幅成分に応答し て振幅的に重み付けされた波形サンプルを生成する乗算器を更に備え、前記第１ の出力波形は、前記振幅的に重み付けされた波形サンプルに応答する請求項１に 記載の装置。 ４１． 前記信号経路は、前記初期波形サンプルに応答する波形サンプルを 希望周波数により変調して、変調された波形サンプルを生成するする変調器を備 え、前記第１の出力波形は、前記変調された波形サンプルに対応する請求項１に 記載の装置。 ４２． 前記第１の信号経路は、変調器を備え、前記変調器は、前記初期波 形サンプルに対応する波形サンプルを希望周波数で変調して、変調された波形サ ンプルを生成し、前記第１の出力波形は、前記変調された波形サンプルに対応す る請求項１に記載の装置。 ４３． 変調器が位相回転器を備える請求項４２に記載の装置。 ４４． 変調器がフィルタを更に備える請求項４２に記載の装置。 ４５． 前記第１の信号経路は、前記初期波形サンプルに調整可能な位相を 適用して、位相シフトした波形サンプルを生成する位相回転要素を備え、前記第 １の出力波形は、前記位相シフトされた波形サンプルに対応する請求項１に記載 の装置。 ４６． 調整可能な位相の少なくとも一部は、バーニャ周波数変調を表す位 相傾斜に対応する請求項４５に記載の装置。 ４７． 調整可能な位相の少なくとも一部は、信号経路較正に対応 する較正位相値に対応する請求項４５に記載の装置。 ４８． 調整可能な位相の少なくとも一部は、前記初期波形サンプルの位相 成分に対応する請求項４５に記載の装置。 ４９． 調整可能な位相の少なくとも一部は、任意の位相オフセットについ てプログラムされている請求項４５に記載の装置。 ５０． 調整可能な位相の少なくとも一部は、焦点調節時間遅延を表す請求 項４５に記載の装置。 ５１． 前記信号経路は、焦点調節フィルタを備える請求項１に記載の装置 。 ５２． 前記焦点調節フィルタは、遅延補間器を備える請求項５１に記載の 装置。 ５３． 前記初期波形サンプルは、Ｒ_Eのサンプル・レートを有し、更に、 前記第１の信号経路は、 初期波形サンプルについて動作して、中間サンプル・レートを有する中間波形 サンプルを生成する第１のアップサンプラと、 中間波形サンプルについて動作して、出力サンプル・レートＦ_Sを有する出力 波形サンプルを生成する第２のアップサンプラと、を備える請求項１に記載の装 置。 ５４． 前記第１の信号経路の時間遅延は、粗い時間遅延を表す部分と、微 細な時間遅延を表す部分と、残余遅延を表す部分と、を有し、更に、前記第１の 信号経路は、粗い時間遅延部を適用する第１の時間遅延要素と、微細な時間遅延 部を適用する第２の時間遅延要素と、残余時 間遅延部を位相回転として適用する位相回転要素と、を備える請求項１に記載の 装置。 ５５． 前記初期波形サンプルは、振幅のみのエンベロープ表示を有する請 求項１に記載の装置。 ５６． 前記初期波形サンプルは、複素エンベロープ表示を有する請求項１ に記載の装置。 ５７． 前記初期波形サンプルは、振幅及び位相の表示を有する請求項１に 記載の装置。 ５８． 前記初期波形サンプルは、同相及び直角位相の表示を有する請求項 １に記載の装置。 ５９． 前記初期波形サンプルは、ベースバンド信号を表す請求項１に記載 の装置。 ６０． 第１の信号経路は、第１の変調器と第２の変調器とを備え、前記第 １の変調器は、前記第１の信号経路のサンプルを公称中心周波数Ｆ₀により変調 し、前記第２の変調器は、前記第１の信号経路のサンプルを、−Ｆ₀とＦ₀の間の ベルニール周波数範囲だけ変調して、０と２Ｆ₀の間の残余搬送周波数を有する 出力波形サンプルを生成する請求項１に記載の装置。 ６１． 前記信号経路は、アナログ信号経路に接続されたＤＡＣに接続され たデジタル信号経路を備え、前記ＤＡＣは差動出力を有する請求項１に記載の装 置。 ６２． 前記デジタル信号経路はデジタル波形サンプルを符号化して符号ビ ット及び振幅成分を含め、前記ＤＡＣは第１と第２のサブＤＡＣを備え、前記サ ブＤＡＣの各々は前記デジタル波形サンプルの前記振幅成分を受信するデジタル 入力を備え、前記サブＤＡＣの各々はアナログ出力を備え、前記アナログ出力通 路は前記アナログ出力を前記サブＤＡＣの両方から受信し、前記第１及び第２の サブＤＡＣは、各々前記デジタル波形サンプルの前記符号ビットを受信するよう に接続されたイネーブル入力を備え、前記第１及び第２のサブＤＡＣは、前記符 号ビットの逆の極性に応じて交互にイネーブル状態となる請求項６１に記載の装 置。 ６３． 前記デジタル信号経路は、個々の前のサンプルに応答して、前記Ｄ ＡＣにデジタル波形サンプルを提供するエンコーダを備え、前記エンコーダは、 前記前のサンプルの各々を、符号ビットと、高順位の複数のサーモメータコード 化ビットと、低順位の複数の２進符号化ビットと、を含む形態に符号化する請求 項６１に記載の装置。 ６４． 前記アナログ信号経路は、ＤＡＣ出力増幅器、高電圧増幅器、及び 、変成器のうちの少なくとも１つの要素を備える請求項６１に記載の装置。 ６５． 超音波送信装置であって、 初期波形サンプルのソースと、 超音波変換器と、 前記ソースと前記変換器との間に接続された信号経路と、を備え、 前記信号経路は、アナログ信号経路に接続されたデジタル・アナログ・コンバ ータ（ＤＡＣ）に接続されたデジタル信号経路を備え、前記初期波形サンプルの ソースの少なくとも一部と、前記デジタル信号経路と、前記ＤＡＣの少なくとも 一部が、集積回路上で組み合わされている超音 波送信装置。 ６６． 前記デジタル信号経路は、アップサンプラ、補間器、変調器、時間 遅延要素、焦点調節フィルタ、及び、位相回転要素のうちの少なくとも１つの要 素を備える請求項６５に記載の装置。 ６７． 前記ＤＡＣは、スイッチと電流設定抵抗と、を備え、前記スイッチ は前記集積回路上に集積されており、前記抵抗は前記集積回路から離隔している 請求項６５に記載の装置。 ６８． 前記ＤＡＣは、差動出力を備える請求項６７に記載の装置。 ６９． 前記デジタル信号経路は、ＤＡＣに結合されたデジタル波形サンプ ルを、符号ビットと振幅成分とを含めるように符号化し、 前記ＤＡＣは、第１及び第２のサブＤＡＣを備え、前記サブＤＡＣの各々は前 記デジタル波形サンプルの前記振幅成分を受信するデジタル入力を備え、前記サ ブＤＡＣの各々はアナログ出力を備え、前記アナログ出力通路は、前記アナログ 出力を前記サブＤＡＣの両方から受信し、前記第１及び第２のサブＤＡＣ各々は 、前記デジタル波形サンプルの前記符号ビットを受信するように接続されたイネ ーブル入力を備え、前記第１及び第２のサブＤＡＣは、前記符号ビットの逆の極 性に応じて交互にイネーブル状態となる請求項６８に記載の装置。 ７０． 前記ＤＡＣは、差動出力を備える請求項６５に記載の装置。 ７１． 前記デジタル信号経路は、デジタル波形サンプルを、符号ビットと 振幅成分とを含むように符号化し、前記ＤＡＣは、第１及び第２のサブＤＡＣを 備え、前記サブＤＡＣの各々は前記デジタル波形サンプルの前記振幅成分を受信 するデジタル入力を備え、前記サブＤＡＣの 各々はアナログ出力を備え、前記アナログ出力通路は前記アナログ出力を前記サ ブＤＡＣの両方から受信し、前記第１及び第２のサブＤＡＣは各々前記デジタル 波形サンプルの前記符号ビットを受信するために接続されたイネーブル入力を備 え、前記第１及び第２のサブＤＡＣは、前記符号ビットの逆の極性に応じて交互 にイネーブル状態となる請求項７０に記載の装置。 ７２． 前記デジタル信号経路は、それぞれ前のサンプルに応答して、前記 ＤＡＣにデジタル波形サンプルを供給するエンコーダを備え、前記エンコーダは 、前記前のサンプルの各々を、符号ビットと、高順位の複数のサーモメータコー ド化ビットと、低順位の複数の２進符号化ビットと、を含む形態に符号化する請 求項６５に記載の装置。 ７３． 前記ＤＡＣは、差動出力を備える請求項７２に記載の装置。 ７４． 前記サーモメータコード化ビットと前記２進符号化ビットは、一体 としてデジタル波形サンプルの振幅成分を構成し、 前記ＤＡＣは、第１及び第２のサブＤＡＣを備え、前記サブＤＡＣの各々は前 記デジタル波形サンプルの前記振幅成分を受信するデジタル入力を備え、前記サ ブＤＡＣの各々はアナログ出力を備え、前記アナログ出力通路は前記アナログ出 力を前記サブＤＡＣの両方から受信し、前記第１及び第２のサブＤＡＣの各々は 、前記デジタル波形サンプルの前記符号ビットを受信するために接続されたイネ ーブル入力を備え、前記第１及び第２のサブＤＡＣは、前記符号ビットの逆の極 性に応じて交互ににイネーブル状態となる請求項７３に記載の装置。 ７５． 前記アナログ信号経路は、ＤＡＣ出力増幅器、高電圧増幅器、及び 、変成器のうちの少なくとも１つの要素を備える請求項６５又は６８に記載の装 置。