JPH10512414A

JPH10512414A - 個々の受取った位相およびエネルギを追跡するための拡散スペクトル通信システムにおける全スペクトルの送信パワーを使用するための方法および装置

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Publication number: JPH10512414A
Application number: JP8522292A
Authority: JP
Inventors: ゼハビ、エフライム; カーター、スティーブン・エス; ギルハウゼン、クライン・エス
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1995-01-04
Filing date: 1996-01-03
Publication date: 1998-11-24
Anticipated expiration: 2016-01-03
Also published as: JP3091228B2; DE69609158D1; EA199700091A1; DE69609158T2; AU707314B2; CN1178615A; BR9606877A; KR100387411B1; CA2209524A1; BR9606877B1; US5691974A; HK1004852A1; EP0801870A2; ATE194449T1; CN1178405C; WO1996022661A2; AU5849996A; WO1996022661A3; CA2209524C; EP0801870B1

Abstract

(57)【要約】他のシステムのユーザに対する通信信号からのエネルギーを含み、受信されたキャリア信号の周波数スペクトラムのエネルギーの主要部または全部を用いてキャリア周波数と位相情報を有効に用いるために、スプレッドスペクトラム通信システムにおける信号の周波数と位相とをトラッキングする方法と装置において、マルチプルスプレッドスペクトラム通信信号（１８２）がデータ受信機（１２６Ａ′−Ｎ′）に入力され、前記信号は調整可能な位相角において予め選択されたデスプレッドコードを用いてデスプレッディングされ、通信システム中において有効なマルチプル直交コードについて多重復号され、多重復号信号は結合（１８８）されて受信通信信号のキャリア信号の周波数と位相をトラッキングするために少なくとも一つのトラッキングループ（１８４）で用いられる単一の位相検出信号が形成され、このトラッキングループ（１８４）はデスプレッド動作において用いられる位相角（１８６）を調整するのに用いられるタイミング信号を発生する。他の実施例では、通信信号が適当なＰＮコードを用いてデスプレッディングされ同相成分（Ｉ）と９０度チャンネル（Ｑ）（２１４）とに分離され、ここで、データ記号は高速アダマド変換器（２１８、２２０）により処理されて対応するデータビットが形成される。このデータはチャンネル（２２４）間のペアワイズプロダクトに形成され、複数のまたは全ての有効な加入者直交コード（２２６）について加算される。この加算合計値は受信された通信信号の実際の位相からの予想された位相との差の大きさを示し、ＰＮコード（２３０）に対して与えられる位相を調整するために用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】個々の受取った位相およびエネルギを追跡するための拡散スペクトル通信システムにおける全スペクトルの送信パワーを使用するための方法および装置［発明の背景］Ｉ．発明の技術分野本発明は、無線データまたは電話システムのような多重アクセス通信システムおよび衛星中継器型の拡散スペクトル通信システムに関する。本発明は、特に多重チャンネル用の搬送波の利用可能なエネルギを使用することによって拡散スペクトル通信システムにおけるユーザチャンネルの周波数および位相を抽出し追跡するための方法および装置に関する。本発明は、さらに、通信システムにおいて異なった加入者に対して意図された複数のコード分割拡散スペクトル型通信信号を使用してそれらの各信号に対する周波数および位相基準を抽出し追跡することをここの加入者に許容する方法に関する。 II．関係する技術の説明種々の多重アクセス通信システムが多数のシステムユーザ間で情報を転送するために開発されている。そのような多重アクセス通信システムにより使用される技術には、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、および振幅拡張シングルサイドバンド（ＡＣＳＳＢ）のようなＡＭ変調方式が含まれておりそれらの基礎的知識はよく知られている。しかしながらコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）拡散スペクトル技術のような拡散スペクトル変調技術は特に多数の通信システムユーザに対してサービスを行う場合には他の変調方式に勝る顕著な利点を与える。多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は本出願人の米国特許４，９０１，３０７号明細書に記載されており、ここで参照文献とされる。この米国特許４，９０１，３０７号明細書には多重アクセス通信システム技術が開示されており、それにおいては多数の一般的に自動車または遠隔システムの各ユーザは公共電話スイッチング回路網等を介して他のシステムユーザ或いは所望の筒受信者と通信するトランシーバを使用している。トランシーバはコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）拡散スペクトル型の通信筒を使用して衛星中継器およびゲートウエイまたは地上局（時にはセルサテライトまたはセルと呼ばれる）を介して通信する。このようなシステムは通信システムに接続されたシステムユーザその他の間で種々の形式のデータおよび音声通信信号転送を可能にする。前記米国特許４，９０１，３０７号明細書に開示されたような拡散スペクトル型の信号および変調技術を使用する通信システムは、他の技術に勝る増加したシステムユーザ容量を与える。それは全周波数スペクトルが領域内のシステムユーザ間で使用され、システムによりサービスされる異なった領域を横切って多数回再使用されるからである。ＣＤＭＡの使用は他の多重アクセス技術を使用して得られるよりも所定の周波数スペクトルを使用する効率が高くできる。また、広帯域ＣＤＭＡ技術の使用により通常の通信システムで遭遇する特に地上の中継器に対する多通路フェーディングのような問題を容易に克服することができる。広帯域ＣＤＭＡ信号処理において種々の通信システム信号を発生するために使用される疑似雑音（ＰＮ）コードベースの技術は比較的高い信号利得を与える。これは特に類似する通信信号を、より迅速に識別することを可能にし、それは異なった通路を伝播する通路長の異なった信号が互いに容易に弁別されることを可能にし、過剰のＰＮチップ期間、すなわち帯域幅の逆数における相対伝播遅延を生じさせる。約１ＭＨｚのＰＮチップ速度がＣＤＭＡ通信システムで使用されるならば、拡散帯域幅とシステムデータ速度との比に等しい全拡散スペクトル処理利得が信号または信号通路間で区別或いは識別するために使用されることができ、それは通路遅延或いは到着時間において１マイクロ秒より大きい相違を生じる。典型的に、都市環境１マイクロ秒より大きい通路遅延を生じる。いくつかの区域では遅延は１０〜２０マイクロ秒に達する。多通路信号間の弁別の能力は厳密な多通路フェーディングを減少するが、典型的にそれを完全に消去しない。それは非常に小さい遅延差を有する偶然的な通路があるからである。低遅延通路の存在は衛星中継器に対して特に真であり、したがって、それは相対的にユーザーやリピーター、ムーブメントに関連付けられた付加的な問題およびフェージングの障害効果を減少するための一つのアプローチとしてシグナルダイバシティのいくつかの形態を提供することが望ましい。一般に、スプレッドスペクトラム式の通信システムにおいては、時間、周波数及び空間ダイバシティの３つの方式のダイバシティが製造され、且つ、使用されている。時間ダイバシティは、データリピテーション、タイムインターリービングやシグナルコンポーネンツおよびエラーコーディングを使用することにより、実現可能である。周波数ダイバシティの１つの形態は、シグナルエネルギーが広い帯域幅に渡ってスプレッドされるＣＤＭＡによって本来的に実現される。したがって、周波数選択性フェージングは、ＣＤＭＡシグナル帯域幅のうちの小さい部分でのみ影響を与える。空間あるいはパスダイバシティは、２つ以上の基地局やアンテナ、地上基地リピーターシステム用、あるいは、２つ以上のサテライトビームや個々のサテライト、空間基地リピーターシステム用として可動あるいは遠隔ユーザーに同時的なリンクによりマルチプルシグナルパスを提供ことによって実現可能である。すなわち、サテライト通信環境やインドア無線通信システム用において、パスダイバシティは、マルチプルアンテナやトランシーバーを用いて計画的に送受信を行うことにより、実現可能である。さらに、パスダイバシティは、各パスについて分離して受信および処理すべき、それぞれ異なる伝播遅延を伴って異なるパスを介して到着するシグナルを許容することにより、ナチュラルマルチパス環境を利用することによって実現可能である。仮に、２つ以上のシグナル受信パスが１マイクロセコンド以上の十分な遅延差を持つのであるなら、２つ以上の受信器がこれらのシグナルを分離して受信するために用いることができる。これらのシグナル典型的な独立フェージングやその他の伝播特性を表しているので、これらのシグナルは受信器によって個別的に処理され、最終の出力情報やデータを提供するためにダイバシティコンバイナで結合されると共に、シグナルパスに現れる以外の問題を乗り越えることができる。したがって、両方の受信器に到着するシグナルが同時に同じマナーでフェージングや干渉を有しているとき、実行にロスが生じる。マルチパスの存在を利用するために、実行すべきパスダイバシティ結合操作を許容するはけいを用いることが必要である。マルチプルアクセス通信システムにおけるパスダイバシティの使用例は、両方とも、本発明と同一の承継人に承継されているもので、１９９２年３月３１日に発行されたＵＳＰ５，１０１５０１（ＳＯＦＴＨＡＮＤＯＦＦＩＮＡＣＤＭＡＣＥＬＬＵＬＡＲＴＥＬＥＰＨＯＮＳＹＳＴＥＭ）および１９９２年４月２８日に発行されたＵＳＰ５，１０９，３９０（ＤＩＶＥＲＳＩＴＹＲＥＣＥＩＶＥＲＩＮＡＣＤＭＡＣＥＬＬＵＬＡＲＴＥＬＥＰＨＯＮＳＹＳＴＥＭ）に示されており、参考としてここに編入される。米国特許第４９０１３０７号明細書に開示されているＣＤＭＡ技術は、ユーザ衛星通信における通信方向又はリンクの両方のためにコヒーレントな変調及び復調を企図している。このようなアプローチを使用する通信システムにおいては、パイロットキャリア信号が、ゲートウェイ又は衛星・ユーザ間リンク及び基地局・ユーザ間リンクのためのコヒーレントな位相基準として使用されている。上記パイロット信号キャリアを追跡することで得られる位相情報は、次に、他のシステム又はユーザ情報信号のコヒーレントな復調のためのキャリア位相基準として使用される。この技術は、多数のユーザ信号キャリアに、位相基準として共通のパイロット信号を共用することを許し、より安価でより有効な追跡メカニズムを提供する。衛星リピータシステムにおいては、戻りリンクは一般に、ゲートウェイ受信機用の位相基準のためにパイロット信号を必要としない。地上のワイヤレス又はセルーラー（cellular）環境では、厳しいマルチパスフェーディング及びその結果の通信チャンネルの位相混乱は、パイロット信号が典型的に使用されないユーザ・基地局間リンクのためのコヒーレントな復調技術の使用を妨げる。本発明は、望まれるようなノンコヒーレントな変調及び復調技術の両方の使用を許す。地上ベースのリピータ及び基地局が広く使用されているとはいえ、将来のシステムは、より多数の「遠隔」ユーザに到達し、真に「グローバルな」通信サービスを成し逐げるために、より広い地理的サービスエリアのため衛星ベースのリピータを使用することが非常に重視されるだろう。しかしながら、衛星リピータは、厳格にパワー制限された環境中で動作する。即ち、衛星制御及び通信システムが実際にアクセスすることができるパワーには、適度に限定された量がある。この制限は、特に、衛星のサイズ、バッテリ又は他の蓄電メカニズム特性、及び太陽電池技術のような要因に基づく。必要とされる又はシステムユーザ即ち加入者のための実際のデータ転送以外の何かのための通信システムによって使用されるパワーの量を減じることが切望されている。通信即ち「トラフィック」信号のために使用されるパワーの量を制限するためにいくつかの計画が提案されているとはいえ、パワー消費の一つの主要なソースは、パイロットチャンネル信号である。これは、より良い信号対雑音比とインターフェースマージンと共にそれを提供するために、パイロット信号が典型的な音声や他のデータ信号よりも高いパワーレベルで送信されるということに起因する。より高いパワーレベルはまた、比較的広い帯域幅を使用するパイロットキャリア信号の非常に正確な追跡と、ローコストな位相追跡システムとを提供するとはいえ、高速に成し逐げるべきパイロット信号の初期捕捉サーチを可能とする。例えば、１５個の同時の音声信号のトータルを送信するシステムにおいては、パイロット信号は、４つ以上の音声信号に等しい送信パワーを割り当てられる。衛星リピータ環境では、一様なより高いプロポーショナルなパワーの量が、地上ベースのリピータシステムに比較されるように、逆ドップラー効果又は他の効果に対するパイロット信号に割り当てられることができる。しかしながら、パイロット信号におけるより高いパワーは、他の信号のために利用可能なパワーをロスすることとなり、また他の信号のための干渉の源ともなってしまう。さらに、比較的少数のアクティブなユーザで大きな領域をサービスすることは、パイロット信号に、いくらかの応用においてトータルのパワー配分の許容できない大きなパーセントの原因とされてしまう。したがって、十分な周波数及び位相追跡を維持するにおいてパイロットチャネルまたは信号に必要となるパワーの量を低減することが望ましい。また、低減したパイロット信号エネルギの存在下で、ユーザまたはシステムサブスクライバに対する改善された周波数追跡を提供することが望ましい。このことは、パイロット信号が、設計または伝播効果のために実際上検出不可能なほど低いエネルギレベルにまで減少したときでさえも適用されるべきである。さらに、通信システム内における種々の通信チャネルまたは信号へと変換されるエネルギをより効率的に使用することが望ましい。本発明の要約多元接続通信システムにおけるパイロットチャネル信号に関する技術の上記した及び他の問題を鑑みて、本発明の目的の１つは、低エネルギのパイロット信号の存在下で適正な動作を可能にしながら、完全された時間及び位相追跡を提供することにある。本発明の第２の目的は、通常のあるいは弱い振幅パイロット信号を用いて周波数及び位相同期を可能にするとともに、特定の通信システム構成に対して望まれるようにパイロット信号なしで動作すべく実装可能な技術を提供することにある。これはエネルギ資源のより効率的な割り当てを提供する。本発明の１つの利点は、コヒーレント及びノンコヒーレントな変調を支持しながら、高速な信号獲得に対して大きなパーセンテージの受信スペクトラムエネルギを使用することである。本発明の第２の利点は、多元ＣＤＭＡチャネルの同時復調が提供され、大きなデータ転送レートを支持し、小人数のユーザに対して高いデータレートのチャネルを割り当てる能力を提供することである。他の利点は、衛星リピータによる通信システムにおける各ビームに対して中央のコントローラが使用可能なことであり、簡単かつコスト効率のよい構造と、トラフィックチャネルの高速な割り当て及び共有を可能にすることである。これらの及び他の目的および利点は、スペクトル拡散通信システムにおけるサブスクライバによる使用に対する信号受信技術によって実現され、ユーザは直交符号化信号を用いて所定のキャリア周波数内で異なるチャネルにわたって基地局または衛星リピータを介して通信する。サブスクライバレシーバは、通信システム内の多元受信者に対して複数の通信チャネルを転送する通信信号キャリアの周波数と位相を追跡する。新しい追跡技術が使用され、他のユーザの通信信号からのエネルギを含む、少なくとも１つの衛星リピータを介したゲートウエイからなどの、所定のソースから受信したキャリア信号の周波数スペクトラムに含まれた実質的パーセンテージのエネルギを用いる。調整可能な位相で適用された、擬似ランダムノイズ（ＰＮ）符号などの、適当な非拡散符号を用いる一連の信号非拡散において、デジタル形態に変換後、一連の受信通信信号が非拡散される。多元拡散信号は直交包囲符号を除去すべく、並行して復調または復号されてデータシンボル信号が生成される。多元復号チャネルまたはデータシンボル信号はその後、キャリア周波数を追跡するのに用いられる少なくとも１つの追跡ループへの入力源として用いるための単一の位相検出信号を提供すべく加算要素において加算される。タイミングループはキャリア信号周波数が非拡散において用いられる位相角を調整するために非拡散ステージに対して供給される概して供給されることを示すタイミング信号を生成する。好ましい実施形態において、共通のキャリア周波数を有する通信信号が受信されて、位相のあった直交成分を有する、所望のベースバンド周波数でデジタル拡散スペクトラム通信信号に変換される。受信信号に対して概して１／２チップ遅延の後に、ベースバンド信号は、各々が実質的に所定の通信信号のすべての情報を含んでいる位相のあった成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とに分離される。これらのＩ及びＱ信号成分は、通信システム用の所定の印フェーズ及びクワドラチャーＰＮコードシーケンスを使用していデスプリードされる。このデスプリードの間、外部コードと称される前記ＰＮシーケンスは、入力通信信号と同相となるべく評価したフェーズ値で予備選択された比率で供給される。これは、一般に一対のファストＨａｄｍａｒｄ変換器を使用するデータビットにデータシンボルから続いて変換される前記Ｉ及びＱチャンネル上のデータシンボルを生成する。コード変換器の各々は、チャンネルＩまたはＱ上のデータシンボルを受け、対応するデータビットの出力を提供する。前記Ｉ及びＱチャンネル用のデータビットは、かけ算素子の対の様式の積に形成される。アクティブ信号の各々の対様式の積は、その平均受信パワーに関連して重みづけられて、インタレストの共通キャリア周波数を使用するアクティブ信号に対応する、多数の、通常全ての、アクティブオーソゴナルコード、一般のＷａｌｓｈ関数に渡るそれらを加える加算素子に蓄積される。その結果加算された信号は、プロセッシングからのノイズと望ましくないスペクトル成分を低減するために狭帯域通過フィルタを通って変換される。この瀘波された信号は、その真の値から異なる受信された通信信号の評価したたフェーズまたはデグリーの正確さとして表示を提供する。この情報は前記ＰＮコードシーケンス用のアプリケーションのフェーズを調整するために使用されるもので、前記キャリア信号のフェーズにロックされる。望ましくは、予備選択されたフェーズオフセットはＤｏｐｐｌｅｒシフト等の周知の影響を補償するために供給することもできる。更なる実施例に於いて、Ｉ及びＱチャンネルから蓄積されたデータビットは、トラックされる通信信号のパワーの測定を生成するためにかけられて加算される。フィルタ係数は加算結果に供給することもでき、対応する受信回路のアナログステージの自動信号利得用の適切な設定を決定するためと、信号の強さの表示を提供するために使用する。前記パイロット信号の相対的な強さとフェーズは、また、Ｉチャンネルデータを使用することによってのみ決定される。前記デジタルベースバンド信号は、また、前記通信システム用の予め定められたインフェーズ及びグワドラチャーＰＮコードシーケンスを使用するどんなディレイもなしにデスプレードされる。このデスプレードの間、データシンボルはＩ及びＱチャンネルの第２のセットに生成されるもので、ファストＨａｄａｍａｒｄ変換器の第２の対に接続される。選択機構は、ＰＮシーケンスの’アーリー’ 及び’レイト’タイミングピリオド用、すなわちノンディレイとワン・チップ・ピリオドＰＮシーケンス用に生ずるデスプレードを可能にする。前記データシンボルは、再びＩ及びＱチャンネルデータビットに変換され、平方演算に委ねられる。その結果の積は対様式のお互いから減算され、多数のアクティブオーソゴナルコードに渡って加算される。フィルタ係数は前記プロセッシングから望ましくない周波数成分を除去するために加算結果に供給される。その結果の出力信号は、１０のうちの１の、サンプリング入力信号の使用のために相対的なタイミングの表示を提供し、タイムトラッキングループ出力として演算する。図面の簡単な説明本発明の上記特徴、目的及び利点は、図面を参酌して特徴上の違いや構成要素を推測すれば、下記の詳細に係るセットにより明確に理解される。即ち、図１は、模範的なＣＤＭＡ・ワイヤレス・コミュニケーション・システムの外観図を示している。図２は、ワイヤレス・ＣＤＭＡ・コミュニケーション・システムのための模範的なゲートウェイ・デモデュレーション／モデュレーション装置のブロックダイヤグラムを図示している。図３は、図２の装置の手段の典型的なトランスミット・モデュレータの詳細な様子を図示している。図４は、模範的なサブスクライバ・ユニット・デモデュレーション／モデュレーション装置のブロックダイヤグラムを示している。図５は、図４の装置の受信ポートの詳細な様子を図示している。図６は、図４の装置に使用される典型的なレシーバ・タイミング・ループ・コントロールを図示している。図７は、本発明の原理に従って構成、処理される図４の装置に使用される総合パワー・ベースド・タイミング・ループ・コントロールを図示している。図８は、コヒーレント及び非コヒーレント信号デモデュレーションの両方を実行するための図４の装置に使用される総合・パワー・レシーバを図示している。図９Ａ及び図９Ｂは、本発明の原理に従って構成・処理される図４のデモュレーション・モデュレーション装置に使用されるデジタル・レシーバのシングル・フィンガーの一部を図示している。好適実施例の詳細な説明本発明は、スプレッドスペクトラム・マルチプルアクセス・コミュニケーションシステムにおける信号の周波数および位相をトラッキングするための新しい方法および装置を提供する。ある２，３のデモジュレーション技術は、使用可能なキャリア周波数および位相情報の更なる効果的な利用を生み出し、これは、他のユーザの為の通信信号からのエネルギを含む受信されたキャリア信号の周波数スペクトラムを占有するエネルギのすべてまたは、実質的な部分の適用によって実現するものである。このエネルギは１つのエラー検知信号を生成するために使われ、この検知信号はトラッキングループのための一入力として利用できる。そして、このループは集約する受信信号におけるタイミング合わせに受信者により使われる。ひとつの実施例においてエラー検知信号は、受信者の指中に受け取られる集約したコードを適用して直接的にその位相を合致させる。この周波数トラッキングおよび信号デモジュレーションの試みは、微弱で存在不確かなパイロット信号の存在において、しっかりしたデザインを提供するものである。本技術は、コミュニケーション・システムデザインに基づく多数のサテライトにおいて存在する制限事項を考慮する。典型的なＣＤＭＡコミュニケーションシステムにおいて、ワイヤレスデータ、テレホンシステムまたは、好適な地域のベースステーションあるいはセルはそれぞれ、そのシステムユーザのための通信信号を処理するために幾つかの広範なスペクトラムモデムを利用している。それぞれの広範スペクトラムモデムは通常はデジタルなスペクトラム通信モジュレータを駆使している。例えば、少なくとも１つのデジタルなスペクトラムデータ受信機と、少なくとも１つのサーチャー受信機を使っている。通常のオペレーション期間においては、基地局の１つのモデムは、それぞれリモートまたはモバイルユーザ、あるいはサブスクライバーユニットにアサインされており、これはアサインされたサブスクライバーとの通信信号の送信を行うために必要とされているものである。多重受信機をモデムが使うと、１つのモデムが多様な処理に順応する。また一方、多重モデムは、組合わせとして利用されてもよい。サテライトリピーターを駆使するコミュニケーションシステムのためには、これらのモデムは基地局に配置され、そのサテライトを経由した通信信号によりユーザとのコミュニケーションを行うゲートウエイまたはハブステーションとして参照される。他にも、このサテライトやゲートウエイとの交信を制御するコントロールセンターが存在してもよく、このシステムをの広範なトラフィック制御および信号の同期制御を維持するものが在る。一例として、図１に示すようなワイヤレス・コミュニケーションシステムが、本発明の要旨に基づいて建設された。図１に示す通信システム１０は、無線データターミナルまたは電話を有する遠隔または移動加入者ユニットの通信システムとこのシステムベース基地との間の通信におけるスペクトル変調技術を拡張するのに使用される。大きな都市域におけるセルラー電話形のシステムでは、地上基地リピータを使用する数千の移動システムの使用者へのサービスのための数百の基地ステーションを有している。より少ない衛星リピータは、典型的には、リピータ当たりより多くの、かつより広い地理的地域に分布された通信システムに使用される。図１に示すように、この通信システム１０はシステムコントローラおよびスイッチネットワーク１２を使用し、また移動電話スイッチング局（ＭＳＴＯ）を経由するもので、このものはインターフェースおよびベース局またはゲートウエイのためのシステム・ワイド・コントロールを提供するプロセッシグ回路を含んでいる。また、コントローラ１２は、公共スイッチ電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）とベース局またはゲートウエイ、および加入者ユニットとの間の電話呼び出しのルーチングをコントロールする。コントローラ１２を各種のシステムベース局に結合する通信リンクは、公知の技術、たとえばこれに限定されるものではないが、専用電話回線、光フアイバリンク、またはマイクロウエーブすなわち専用衛星通信リンクから構成することができる。図１に示す通信システムの一部には、地上リピータ通信のための、２つの衛星リピータ１８および２０に沿った、および２つの関連したゲートウエイすなわちハブ２２および２４のための典型的な２つのベース局１４および１６が示されている。これらのシステムの要素は、それぞれ無線通信装置、例えばこれに限定されるものではないがセルラー電話を有した２つの典型的な遠隔加入者ユニットの間の効率的な通信に使用されるものである。これらの加入者ユニットは、移動形のものとして説明されているが、本発明では、遠隔無線サービスが必要な固定ユニットにも適用できることは当然である。この後者のサービスは、特に、世界の多くの遠隔地域に使用される通信リンクを構成する衛星リピータを使用するものに関連している。ビーム（スポット）およびセル、またはセクターなる用語は、互換的に使用されるものであり、その理由は、この分野および地理的地域サービスの態様は同様のものであり、本質的にリピータの使用および配置の形式の物理特性のみで相違しているからである。また、セルはベース局信号の効果的な「リーチ」として規定され、またビームは、地表に放射された衛星通信信号によってカバーされる「スポット」である。さらに、セクターは一般的に異なる地理的地域をカバーするもので、セル中において、異なった振動で衛星がビームする間に、しばしばＦＤＭＡ信号として引用される、ものは共通の地理学上の領域を覆う。期間基礎ステーション及びゲートウエイはまたしばしば相互に交換可能に使用され、ゲートウエイは当業界において特別化された基礎ステーションとして認められており、特別化された基礎ステーションは衛星リピータを介して直接コミニュケーションし、そして対応する機器とのより多くの「家庭保持仕事」を持ち、移動中のリピータを介してのこのようなコミニュケーションリンクを維持することをなすことを、基礎ステーションが地球上のアンテナを使用して取り囲んでい地理上の領域内と直接コミニュケーションしている間に、なす。中央制御センターはまた典型的により多くの機能を持ち、ゲートウェー及び移動中の衛星との相互作用を果たす。このような例を仮想する。基礎スレーション１４及び１６の夫々は個々のアンテナから搬送パターンにより提供される個々の地理学上の領域または「セル」上にサービスする、衛星１８及び２０からのビームは向けられて他の地理学上の領域を覆う。しかしながら、それは容易に理解出来る。衛星の為のビームが覆う範囲またはサービス及び地球上のリピータの為のアンテナパターンは完全に、または部分的に、コミニュケーションシステム設計および提供されたサービスの型に従属した所定の領域で、重複する。従って、コミニュケーションプロセス中の種々の地点で、ハンドオフが基礎ステーションまたはゲートウエーの間でなされ、基礎ステーションまたはゲートウエーは種々の領域またはセルを提供しており、そしてダイバーシティがまたこれらのコミニュケーション領域または装置の幾つかの間で達成される。第１図では、基礎ステーション１４及びサブスクライバユニット２６及び２８の間のコミニュケーションリンクの為の可能な信号通路の幾つかが線３０及び３２の一連により図示されている。これらの線の矢印先端はリンクの為の例示的な信号方向を図示している、前方または逆リンクのいずれかとして、とはいうもののこのサービスは明確化の為のみであり、実際の信号パターンや所望のコミニュケーション通路に何等かの制限を加えるものではない。同様な方法で、基礎ステーション１６及びサブスクライバユニット２６及び２８の間の可能なコミニュケーションリンクが線３４及び３６により図示されている。さらなる可能な信号通路が衛星１８及び２０をかいして達成されるコミニュケーションの為に図示されている。これらのコミニュケーションリンクは、１つまたはそれ以上のゲートウエ−または中心化されたハブ２２及び２４とサブスクライバユニット２６及び２８との間の信号通路を設定する。これらのコミニュケーションリンクの衛星使用者部分は線４０，４２，及び４４の一連により図示されていて、そしてゲートウエー−衛星部分は線４６，４８，５０及び５２により図示されている。幾つかの形態では、線５４により指摘されているリンクを越える如き衛星対衛星間の直接コミニュケーションを設定出来る可能性もある。ベースステーションによって供給される地理的領域すなわちセルは、実質的に重ならずまたは交差しない形状に設計され、これは、通常、使用者や申込者ユニットを他よりも近いベースステーション、あるいは、セルが更に下位の分配されているセルセクターに配置する。これは実質的に衛星通信と同様であり、決定要因は、特定ビームパターンの申込者ユニットの存在、その信号強度であるが、衛星への近さには関係しない。上述したように、現在のＣＤＭＡワイヤレスやセル電話システムでは、各ベースステーションやゲートウェイもまた、放送の領域にわたってパイロットキャリア信号を送信する。衛星システムにおいては、この信号は、各衛星ビーム内で、あるいは搬送周波数内で送られ、衛星によって供給される特定のゲートウェイを作る。単一パイロットは各ゲートウェイあるいはベースステーションに送られ、その各々がそれ自身の別個のパイロット信号を持っているセクターに下位分割されている場合を除いては、ゲートウェイの全使用者によって分けられる。パイロット信号は一般にデータ変調を含まず、初期システム同期を得るために、そして、信号が送られたベースステーションのしっかりした時間と周波数と位相の識別を与えるために申込者によって使用される。ゲートウェイあるいはベースステーションの各々もまた、ゲートウェイ識別やシステムタイミングや使用者ページ情報や様々な他の信号などの広域スペクトル変調情報を送信している。ベースステーションやゲートウェイの各々は（システム広範再使用のための）特有のパイロット信号を持っているが、それらは異なるＰＮコード生成器を用いて生成されておらず、異なるコード位相オフセットの同一の展開コードを使用している。これは、ＰＮコードを互いに区別可能にし、元のゲートステーションとゲートウェイあるいはセルとビームの識別を可能にしている。あるいは、一連のＰＮコードが、各ゲートウェイに対して、可能なことにゲートウェイ通信する各衛星面に対して、使用される異なるＰＮコードを用いた通信システム内で使用される。当業者であれば容易に理解できることであるが、望ましい多くのあるいは少しのＰＮコードが、特定の信号源や通信システムのレピーターを識別するため譲り受け可能である。すなわち、コードはシステム内のレピーターや信号発生源を識別し、可能な通信チャンネルの全部の数とシステム内で応答できる使用者の数を最大にすることを可能にする。通信システムにわたって一つのパイロット信号コードシーケンスを使用することは、申込者ユニットがすべてのパイロット信号コード位相にわたる信号検索でシステムタイミング同期を見つけることを可能にする。最強のパイロット信号は、各コード位相用の相関処理を用いて検出可能である。サブスクライバーユニットは、全シーケンスを検索し、最も強い相互関係が生まれるようにオフセットや変動状態を一致させる。このようなプロセスによって割り出された最も強いパイロット信号は、一般的に、最も近いベースステーションによって伝導されたパイロット信号又は変換した衛生ビームに一致する。しかしながら、最も強いパイロット信号は、一般的に、その伝導源とは無関係に用いられる。なぜなら、その信号は、明らかに、ユーザが、容易に探知できると共に正確に復調できるからである。パイロットキャリアは、システム内において、ユーザ信号やトラヒックチャネルのように、他の種類のキャリア信号よりも高い出力レベルで伝導されるため、そのキャリアは、より大きな信号対ノイズ比や干渉マージンを有している。パイロットキャリアの比較的高いエネルギーレベルは、この信号に対する高速初期捕捉の検索を可能とすると共に、比較的広い帯域の位相探知回路を用いるような位相を高精度に探知することが可能となる。パイロットキャリアから得られるキャリア位相は、ベースステーション１４，１６及び出入口２２，２４によって伝導された復調ユーザー情報信号用のキャリア位相差として用いられる。このような技術は、多数のトラヒックチャネルやユーザー信号キャリアをキャリア位相差用の共通のパイロット信号に分ける。最も強いパイロット信号に対する捕捉や同期に際し、サブスクライバーユニットは、パイロットと同じシーケンス長を有する異なるＰＮコードを通常用いている同期又は同期信号やチャネルのような他の信号を検索する。同期信号は、あるシステム情報を含んだメッセージを伝導し、このシステム情報は、更に、初期出入口や全てのコミニュケーションシステムを割り出す。加えて、同期信号は、要求されている他のチャネルの検索をすること無く、遠隔サブスクライバーユニットによって用いられるような、長ＰＮコード、インラーリーバーフレーム、ボコーダー及び他のシステムタイミング情報用として、ある復調情報を変換する。また、ページング信号やチャネルのような他の信号は、コミニュケーションシステムによって、出入口でサブスクライバー用に存在し維持されているセルやコミニュケーション情報の状態を含んだ伝導メッセージとして用いることが可能である。ページング信号は、通常、ユーザがコミニュケーションリンクに加入し、指名したサブスクライバーユニットからの応答を要求した際に用いるための適当なチャネル譲渡証が付されている。復調を補助するために、コミニュケーションシステム内の全ての領域やこのシステムの予め規定された比較的小さな箇所には、広い復調情報の精密システムが設けられている。多数の実施において、グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）式レシーバーが、用いられている。通信リンクが確定した場合でも、加入者ユニットは通常、近接セル、セクター又はビームに対応の符号オフセットにて、受信パイロット信号符号を走査する。この機能が特定の用途を果たすために起動されている場合は別である。この走査の実施により、他のセクターから出るパイロット信号が最初に選択されたゲートウエイ信号または基地局パイロット信号よりも強いか否かを判断する。図１に示すように、パイロット信号は加入者ユニット２６へ、アウトバウンド即ちフォワード通信リンク３０と３６とをそれぞれ使う基地局１４と１６から、またゲートウエイ２２と２４から、リンク４０、４６、４８を使用する衛星１８を介して送信される。本実施例では、加入者ユニット２８は地上サービスの目的で、基地局１６と通信してもよい。但し、ゲートウエイ・サービスの目的で衛星１８または２０と通信はできない。呼び出し又は通信リンクが開始し、加入者あるいは遠隔ユニットが作動モードに切り替わった時、擬似ノイズ（ＰＮ）符号が発生、すなわち選択され、この呼び出し期間中に使用される。ｎオーダーのウォルシュ関数は（他の直行型関数と同様に）セット内での異なる数列の間の相互相関が、その数列が一時的にでも整列されるなら、一連のシンボルの内のｎコードシンボルの期間にわたって、ゼロになるという、特徴を持っている。基地局またはゲートウエイから発せられるすべての信号は、ＩとＱの両チャンネル用の同じ外PNコードを共有している。前述のように、これらの信号はウォルシュ関数を使って発せられた内部直行コードとともに、伝播される。特定のユーザーに対して向けられた信号は、ユーザーがリンクしている、または情報送っている間使用しているゲートウェイまたは通信システムコントローラーに割り当てられた特定のウォルシュコード数列、またはウォルシュ数列中の数列で変調される。Ｗｉがユーザーｉに割当てられたwalshカバーあるいは機能である場合、ＰＮ_IおよびＰＮ_Qは、それぞれ、Ｉ及びＱのチャンネルのために使用された広がるＰＮのコードシーケンスであり、そしてａ_n(i)は、ｉ番目のユーザーの信号に対するｎ番目のコードシンボルである。その受け取られた信号は、通常はフィルターを通され、そして所望のベースバンド周波数に変換され、上記で述べたダウンコンバータを使用し、この場合、ＩとＱ位相チャンネルあるいは信号成分が拡大するチップ率のｋ倍の率でサンプリングされる(たとえば、Ｔｓ＝Ｔｃ／ｋ)。ｋのために使用される量は、コンストレイト(ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔｓ)あるいはパラメータを運用する公知の通信システムに基づいてプリセレクトされる。受け取った信号Ｒ（ｔ）のＩ及びＱの部分のサンプリングは、次の形式に従うサンプル値Ｒ_I、Ｒ_Qをもたらす。なお、この式において、Ｒ_IとＲ_Qがオリジナルの成分ＩとＱプラスいくらかのノイズ要素ｎ_i及びｎ_qから構成される場合、ゼロの意味及びσ²の不一致性を持つ。これらの信号あるいはサンプル値は、加入者のユニットにより復調され、所望の受信者のために、信号が有する対応データに復元される。使用者の受信機は、通信信号を処理するのにいくつかの機能を果たす必要があり、これは通常は、次の作用を有する、すなわち(以下に限定されるものではないが)、受け取られた信号の周波数及び位相を追従すること、受け取った信号の時間遅れにおける変化を追従すること、カバーのために用いられるすべてのｗａｌｓｈ機能におけるエネルギを検出すること、信号の参照位相及びエネルギーレベルを推定すること、及び、復調された信号のデコーディングすることである。図９Ａに示すように、周波数及び位相を追従する作用は、周波数及び位相ループ１９０Ａを使用して完成され、このループは、Ｍ−ａｒａｙｃｏｓｔａｓループに構成上似ている。この新しい、Ｍ−ａｒａｙ追従ループは、開発する、アクティブユーザエネルギのの全てあるいは部分を開発する、そして、通信チャンネルや保持周波数を与え、周波数追従を成し遂げ、これは、進化した周波数トラッキングを提供するものであり、使用されたパイロット信号がとても弱かったり信号強度上もろかったりした場合や、そこにパイロット信号がまったくない場合でも該当する。さらに、このアプローチにより、すべてのＭユーザの復調を与え、このＭユーザは、同じ周波数、ビームあるいはゲートウエイアンテナを共有する。その受け取られた信号、Ｒ（ｔ）は、備えられたアンテナ構造からＡ／Ｄコンバータ２０８及び復調機２１０を通ってＭ−ａｒａｙ位相ループ１９０Ａに含まれる遅延要素２１２にトランスファーされる。復調機２１０は、前記Ａ／Ｄコンバータ２０８から出力されたデジタルシンボルのうち特定の一つを選び出すあるいはサンプルする機能を有し、そのようなやりかたとしては８番目毎、あるいはそれ以外、等所望の方法がある。最初のサンプリング点は予め選ばれていて、これは例えば前記通信システムにより与えられあるいは記憶されていた情報を用いて与えられ、あるいはコントロラー１３０あるいはこれに似た制御要素の作用により選ばれる。復調機２１０により使用されるタイミングは、受け取り者に設けられた他の要素に対して応答することにおいて調整され、これにより、入力される通信信号に追従する間、適正なデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）点が保たれる。遅延要素２１２は、遅延時間を与え、これは、ほぼ１／２チップ（Ｚ^-1）によって専有される時間とほぼ同じ長さを有し、これは、信号処理のリママインダーのための適切なタイミングであると考えられる。したがって、遅らされたサンプル信号、これは、ｗａｌｓｈシンボル時間ｊＴｓに正確に到着した受信信号と協同するのであるが、これが、遅延要素２１２によって出力され、そして、それが縮小及び回転された場合、ローテーション要素あるいは位相ローテーター２１４に与えられる。この後者の作用は、縮小信号あるいはＰＮシーケンスＸによりサンプルされ入力される複雑な信号を倍加することによって理解される。前記縮小信号あるいはＰＮシーケンスＸは、以下の式を満足する：前記位相置φ（ｎ）は、入力されあるいは受け取られた追従され後で復調される信号Ｒ（ｔ）のために見積もられた位相を代表する。前記Ｍ−ａｒａｙループは、フィルターされたエラー信号に応答するにおいて動的にアジャストされるランダムな位相値において、作用を開始する。もし望むならば、前記開始位相値は、また、通信履歴あるいは他の知られた要素に基づいてプリセレクトされ、それは、加入者ユニットに記憶され制御プロセッサー１３０によって呼び出しうるものである。図６，７との関係で前に説明したように、エラー信号がゼロ値を有する場合、位相値に対するアジャストは要求されずそしてθ（ｎ）はφ（ｎ）に等しい。さもなければ、φ（ｎ）、位相においてθ（ｎ）を進めたり遅らせたりし、そしてある量のエラーコレクションがφ（ｎ）の値を調整しθ（ｎ）と等しくするために用いられる。適切なエラーの訂正は、位相および受け取られた信号の求積法の部分を別々に復調することによって得られ、そして、アクティブなユーザの直交する，ｗａｌｓｈ、コードに適用する前に、結果を理論的にコンバインし、剰余エラー値あるいは信号を発生させる。図９Ａにおいて、電機子２１４からの一出力、上位出力は、上位トラッキングループアームまたは同相アーム（I-arm）として参照される。Ｉアームへの信号出力はシーケンスＸで受信信号を掛け合わせた結果であり、実値を取っている電機子出力を表している。特定のセルから全てのコミュニケーションに渡って使用されるショートコードに関する入力信号の縮小はこの動作の一部である。このコードは、異なるコードがいくつかの応用に使用できるけれども、先に検討したように種々のオフセットでコミュニケーションシステムの全体を通じて使用される。それ故に、このコードは、正確なオフセットを除いてはパイロット信号が存在しない時でさえ受信信号をにとっては周知である。回転子２１４からの他の出力はより低いトラッキングループ、即ち直交アーム (quadrature arm)（Ｑ−ａｒｍ）を参照される。Ｑアームに出力する信号は受信信号にＸを乗算した結果であり、仮想値を取っている回転子出力を表している。むろん、上位及び下位の指定は便宜上および図解のためだけであり、必要な物理的回路構成を示していない。これら個々のチャンネルまたは振動転送ラインのＩおよびＱ信号は次式の形態を持っている。そして、信号にノイズの衝撃を受けている、そのリンクまたはコミュニケーション信号周波数を割り当てる全てのユーザに対してフォーワードコミュニケーションリンクに送信されている全ての変調情報を搬送する。値Ｗｉはコミュニケーションシステムに使用される個々のワルシャカバーシーケンス(Walsh cover sequence)（直交コード）を表している。ｉの最大値は代表的には６４と１２８との間の範囲にあり、当業者に容易に明らかであるように特定のコミュニケーションシステムデザインに依存する。より高い値は将来のシステムに採用できる。これは、各分離領域内の約６４または１２８の直交符号化チャンネルまたはコミュニケーションシステムのコミュニケーションチャンネル（セル、セクタなど）に対して許される。ＩおよびＱ信号は、シンボルが更の処理のためのグループまたはブロックで蓄積される場合に、アキュムレータ２１６Ａおよび２１６Ｂにそれぞれ入力される。このステップは次のステージの直／並列入力フォーマットからのデータシンボル流を変換するステップと同じである。蓄積されているブロックのサイズは次のステージの入力構成に従って決定される。それから、シンボルは、それらがデータビット流または列を生成するために最初に復調される場合に、シンボル変換回路２１８および２２０にそれぞれ転送される。これらの回路は一般的には高速ハダマード変換器(Fast Hadamard Transformers）（ＦＨＴ）として構成される。上位および下位ＦＨＴ２６８および２２０の両方は次式の形態を有する。但し、Ni(ｉ)およびNq(ｉ)は各ｉ番目の出力または受信信号のユーザチャンネルに対応するノイズ成分を表している。情報ビットはＦＨＴ２１８および２２０からの出力として提供される情報ビットは、それらが一時に数ビットで伝送されるが、直列データ流の形態で低速で送出される場合に、並／直コンバータ２２２Ａおよび２２２Ｂにそれぞれ入力される。即ち、データ流フォーマットの並／直変換が生じる。アキュムレータ出力は、同相データおよび Ii および直交データ Qi が共に掛け算される場合に乗算器２２４に与えられる。このデータは“２つ一組”方式で共に掛け算され、故にこれらのデータ値を参照するときに下付記号があることに注目する。即ち、同じユーザの同じデータ（位置）に対応するＩおよびＱチャンネルからのデータは共に掛け合わされる。それから、乗算器２２４で得られる積は加算回路２２６に転送される。加算回路２２６は、周知の活性ワルシュコードシーケンス(Walsh code sequence)の多数または全てまたは次式の形態のエラー信号 e(ｎ)を発生するためにトラッキングされている周波数のユーザチャンネルに渡って Ii／Qi の対毎に積を蓄積し、加算する。エラー信号ｅ(ｎ)が発生されるプロセスは平均、次式のＥ(ｅ(ｎ))および変数 σ²を伴うランダム処理である。即ち、加算回路２２６によって出力された結果エラー信号e（ｎ）は、乗算プロセスから不要周波数成分及び雑音を取り除くために１次或いは２次のループフィルタ２２８を通過し、次に、中間帯域入力として周波数源２３０に転送される。周波数源２３０は、調整可能な周波数出力源を示しており、入力信号位相の推定を補正するための出力を提供する。周波数源２３０の出力は、フィルタ２２８からの入力エラー補正信号のための値の変化に応答してかわる。周波数源２３０は、デジタル周波数合成器のような典型的な構成であって、いくつかのよく知られている構成及び手法を使用することにより製造されることができる。周波数源２３０は、入力エラー補正信号もまた零に近付くように、オフセット部を有し、零の値に近付く出力を提供するように構成されることができる。また、周波数源２３０は、スレショルド値或いは参照値を有することができる。このスレショルド値或いは参照値は、エラー信号と比較のために使用される。また、周波数源２３０は、この参照レベルに到達した時に、オフセット位相値を零に減らす。図９Ａに示すように、周波数オフセット値は、周波数源２３０に入力され、確実な信号伝送路の事前補償のための能力を提供し、或いは公知のドップラー効果或いは他の再現可能な効果を克服する。これらは、回路の残りの部分を必要とすることなく、完全な補償提供する時間を消費する。ロテータ２１４によって使用される位相の実際の値は、３つの要素で構成される。これら要素は、フィルタからの位相補正、ドップラーシフトのための補正による位相及びデスプレッティング（despreading）処理に使用される位相である。加算回路２２６から出力されるエラー補正信号の値は、θ（ｎ）がΦ（ｎ）に近付くように零、対応位相オフセット或いはスレショルド値に近付く。２つの位相角が等しい場合には、並列−直列変換器２２２Ａ及び２２２Ｂの出力に存在するデータは、受信器１２６Ａ’によってモニタされているゲートウェイのすべてのアクティブなユーザのためのデータを表わしている。これは、また、特定のパスを通る通信信号を受信するために使用されるそれぞれの受信器にとってもそうである。ＦＨＴ２１８及び２２０からの出力データが二乗され、そして、互いに加算された場合には、充分な情報がエネルギーを推定するために提供される。このことは、図９Ｂにおいて示されるＡＧＣ及びアンビキュイティ回路（ambiguity circ uit）１９４Ａにおいて行われる基本的な処理である。同相及び直交信号は、初期の収集及びトラッキングの間は、大変大きく、かつ符号が変化するので、これらは、最初に、二乗され、次に、互いに加算され、キャンセレーションを防止する。この処理の結果は、また、可変ゲイン制御１６４によって提供されるゲインを調整するための制御信号として使用され、受信通信信号のための信号強度に関連する増加或いは減少に依存する。Ｉ²及びＱ²信号の合計は、受信信号のパワーレベル或いは関連エネルギーを示す信号を提供する。図９Ｂに示すように、コンバータ２２２Ａ及び２２２Ｂの出力は、それぞれ１組の調整可能な指数（二乗）乗算要素２３２Ａ及び２３２Ｂに接続されており、これら出力は同相データＩ_i及び直交データＱ_iをそれぞれ保持し、このデータはそれ自身に対して乗算され、二乗される。この結果積は、加算要素或いは加算器２３４に入力され、２つ１組で互いに加算され、信号の電力の程度を提供する。加算器２３４からの加数は、次に、直列ー並列変換回路２３６に転送され、ここで、単一信号に整形される。乗算器２３２Ａ及び２３２Ｂのための要素は、変数 ’λ’として示されており、このλはトラックされている信号がパイロット信号であるときを除いて全ての信号のために２の値を有するように選択され、次に、この値は、１にセットされる。これは、無変調パイロット信号のために二乗に使用されるのを防ぎ、ここでは、Ｗalsh カバー符号は、全て零である。直列ー変換回路変換器２３６における累積値は、信号レベル推定及びフィルタへの入力として提供される。推定器及びフィルタ２３８は、ＦＨＴのそれぞれのｉ^th出力のためのＩ²及びＱ²の合計の長期平均を生成する。この長期平均は、通信信号及びいくつかのパイロット信号の関連強度に関する情報を提供する。このフィルタの最終出力は、公知のスレショルド値と比較される。この比較は、特定の加入者チャネルがアクティブであるか否かを確立するために行われる。同時に、同相要素の振幅の長期平均を使用することにより、フィルタ出力がＭ −ａｒｙ位相ループ１９０Ａの位相に対するパイロット信号位相の関連値を確立することを可能にする。このフィルタの出力は、１８０°アンビキュイティを分解するのに使用され、その結果にかかわらず、Ｍ−ａｒｙ位相ループ処理の間に得られる。このフィルタの時定数は、１８０°位相ジャンプの確立が比較的小さいときのチップフレームのオーダであることが可能である。最も速いフェージング環境においては、このフィルタの時定数は、少ないＷalsh シンボルのオーダであることが可能である。これは、Ｍ−ａｒy位相ループが深いフェードの後の受信信号にロックされるやいなや位相アンビキュイティを回復するためである。パイロット信号が通信装置あるいは特定の加入者ユニットによってモニターされる信号において使用できる状態にあるならば、パイロット信号の情報から得られる位相の予測を、出来るだけ直接的に位相調整情報に加えることが望ましい。もし乗算器２２４の乗算作業に供せられるのであれば、この情報に対して逆に起こるかもしれない更なる減少を避けることが望ましい。これに合った１つの方法が図９Ａおよび９Ｂに示されており、スイッチＳ１を使用してＭ−ａｒｙ位相ループ向けのＱチャネルの出力を、いくつかのチャネルのフィルタインプットに直接加えられるように切り替える。他の方法では、スイッチは全く使用せず（パイロットチャネルは正規のデータチャネルとして扱われる）、位相曖昧回路がＭ− ａｒｙ位相ループが１８０度シフトされた位相にロックされていると判断した場合には、Ｉチャネルはその極性を反転させる。受信器１２６Ａ’のためのタイミングを、受信通信信号あるいは搬送信号に対して適切に取り保持するために、図８に示すように、タイムトラッキングループ（ＴＴＬ）が備えられている。図８において、タイムトラッキングループ１９２は、受信信号のタイミングの、フィンガーのタイミングからの計測されたずれに応じて、内部フィンガータイミングを修正する。これらの修正は、コードドプラー、衛星に対する加入者ユニットの位置の変化、あるいは何かしらのマルチパス条件に基づき入力信号に課せられた時間シフトの原因となる。入力信号のタイミングと受信器１２６’が同一あるいは整合されている程度は、正常なチップ時間からずれた際の入力データの流れのインパルス応答をサンプリングして計測される。このずれは、プラスまたはマイナスの半チップ期間のどちらかであり、それぞれ遅いか早いかに相当する。もしずれのデータが通常の広がらない入力信号のピークからタイミングにおいて対称的に異なるならば、’遅い’と’早い’サンプリング値の間の差は、ゼロである。すなわち、’遅い’と ’早い’との間の差を取ることにより算出された値は、ずれが受信信号Ｒ（ｔ）の’オンタイム’タイミングのあたりに集中する場合は、ゼロに近づく。受信器１２６によって使われたシンボルクロックが受信信号タイミングを正確に追尾せず、入力信号データに対して早いならば、遅いから早いを引いた差は、正の修正信号値となる。一方、シンボルクロックが遅過ぎるならば、その差は負の修正値となる。これから明かなように、逆のあるいは他の関係を必要に応じて利用してもよい。この動作を受信器１２６’に持たせた装置が、図９Ｂの下部に示されており、受信デジタル通信信号がタイムトラッキングループ１９２Ａ中のデシメータ２１０の出力から位相回転器２４４の入力に転送される。図９Ｂでは、ローテーター２４４からの上部出力は上部時間トラッキングループ（ＴＴＬ）アーム、或いはインフェーズアーム、或いはＩチャネルと呼ばれている。位相ローティーター２４４からの他の出力は、下部時間トラッキングループアーム、或いは、直角位相アーム、或いはＱチャネルと呼ばれている。ローティーター２４４からＩチャネルへの信号出力は、ＰＮ_I短コードに対する入力信号の幅を狭めることに対応する位相ローティーター出力を表わしており、一方、ローティーター出力のＱチャネルへの出力は、ＰＮ_Q短コードに対する入力信号幅を狭めることに対応している。もちろん、上部と下部の指定は、便宜のため、或いは図示のためだけであり、物理的な回路を何等示してはいない。ＩとＱ信号はそれぞれシリアル・パラレルコンバータ２４６Ａ，２４６Ｂに入力され、そこでシンボルは更なる処理のためにブロック中に蓄積される、即ち次のステージのためにシリアルからパラレル入力フォーマットに変換される。シンボルは、コードシンボル変換素子、或いはファースト・ハダマード・変換回路(F ast Hadamard Transformation Circuits)２４８、２５０にそれぞれ送られ、そこで最初に復調されて、Ｍ-ary位相ループ１９０Ａのそれに似通った方法でデータビット列或いはストリングを生成する。ＦＨＴ２４８、２５０からの出力として提供された情報ビットは、それぞれパラレル・シリアル・コンバータ２５２Ａ、２５２Ｂに入力され、そこでシリアルデータ列に再フォーマットされる。即ち、データ列フォーマットのパラレル・シリアル変換が行われる。コンバータの出力はそれぞれ一対の二乗マルチプライヤー素子２５４Ａ，２５４Ｂに供給され、そこでインフェーズデータＩ_iと直角位相データＱ_iが二乗される。こうして、ＩとＱデータに対する相対的な大きさが効果的に供給され、符号は除去される。マルチプライヤー２５４に生成される二乗積は、加算或いは減算回路２５６に送られ、これらの積の差が対となって生成される。受信器のタイミングとして、受信信号は互いに整合されるとすると、その差はゼロとなる。代わりに、席画互いに対となって加えられ、和は、オフセット或いはしきい値と比較される。和は、適当なタイミングが達成されると、最大値となる。加算回路２５６の結果として得られた和は、出力として加算回路２５８に送られ、そこで各Ｉ_i／Ｑ_i対に対する積が、追跡される周波数に対して既知の全ての活性Ｗalshコード列に渡り蓄積され加算される。この結果としての加算信号は、加算回路２５８によって出力され、不所望の周波数成分及び乗算処理による雑音を除去するため、第２のオーダーフィルタ２６０に通され、かくして狭帯域入力信号としてデシメータ２１０に送信される。これは、デシメータ２１０が入力信号のサンプリングのための適切なデシメーションポイントを維持するためのタイミング信号を提供する。フィルタ２６０からデシメータ２１０に出力されるＴＴＬ信号は、カウンタのタイミングを調整し又はデータサンプルの選択のタイミングの決定に用いられるサンプルクロック（不図示）を調整するために利用される。これは受信信号発生時におけるチップレートの適切な同期を図るためのタイミングの調整を提供する。すなわち、デシメーションポイントは、トラッキングされる入力波形若しくは搬送周波数に応じて適切に設定される。レシーバ１２６′のタイミングがコミュニケーション信号Ｒ(ｔ)に正確に調整されている場合は、調整処理は行なわれない。しかしながら、タイミングが受信信号と異なる場合、フィルタ２６０の出力はその値が増加又は減少し、この情報（又は値）は、関連するＩ及びＱＰＮカウンタの遅延又は前進に用いられる。補正信号は、デシメータ２１０において、受信のタイミングが受信信号のタイミングに相関するに至るまでＰＮＩ及びＱカウンタを調整する。タイムトラッキングループ１９２Ａの入力端に帰還することにより、フェーズローテタ２４４は、周波数ソースの出力(ここではディジタル周波数シンセサイザ２６２として提供される)をフェース設定参照として受信する。周波数シンセサイザ２６２は、ＰＮＩ及びＰＮＱコードシーケンスを受信し、適切なフェーズローテーション出力を提供する。入力信号に関するレシーバの基準タイミングの決定のために必要な遅／早サンプリングを提供するため、ＰＮＩ及びＰＮＱシーケンスは送信される。この場合、当該シーケンスにディレイを伴って送信されることもある。すなわち、付加的なディレイを伴わずに直接的に送信される場合にあっては、ＰＮＩ及びＰＮＱシーケンスは、遅延素子２１２からの出力に比較して「早」くなる。一チップインターバルに等しいディレイを伴って送信される場合にあっては、ＰＮＩ及びＰＮＱシーケンスは、遅延素子２１２からの出力に比較して「遅」くなる。遅延素子２６４はＰＮＩ及びＰＮＱの入力の一つの組に対して直列に接続され、チップインターバルに等しい遅延信号（Ｚ^-2）を生成する。遅延素子２６４の出力と、ＰＮＩ及びＰＮＱシーケンスの非遅延入力線は、シーケンスセレクタ２６６への入力として提供される。このシーケンスセレクタ２６６は、周波数ソースまたはシンセサイザ２６２のどちらの値セットが与えらた時間を使用しているかを決定する。入力される通信信号上において、ひとたびフェーズトラッキングの同期が適切に図られると、通信リンクを伝わる通信信号によって送信される情報を伴う加入者ユニットを提供するため、データの実際の復号又は復調が行われる。図８に示されるように、これは、分解されたＩチャネルデータを結合器２０２に対して送信し、デインタリーバ(de-interleaver)および復号器２０４に送信することにより達成される。Ｉ及びＱチャネルの両者は、通信リンク上を送信される全ての情報を収容している。一つ以上のビーム(又はチャネル通信経路)から出力される干渉性結合信号の場合にあっては、インフェーズチャネルの出力が結合前に変倍される。非干渉性信号の場合にあっては、ＡＧＣ内のエネルギ検出器及びi番目のユーザのためのフィルタ素子１９４Ａの出力が結合前に変倍される。幾つかの状況下にあっては、２本若しくはそれ以上のビームによる送信を加入者ユニットは受信する。例えばあるビームは、パイロット信号が容易に検出可能であるような干渉性変調を利用して送信を行い、他のビームは非識別性パイロット信号を含むような非干渉性変調を利用して通信を行なうものである。かかる状況にあっては、結合器２０２は、フォワードエラーレートが最小となるようにこの２つのフィンガ（finger）からの出力を結合する。そして情報は、インタリーブドエラー検出ビットを除去するための所定の復号レートの通常の復号器の利用によりデインタリーブ及び復号がなされ、適切なボコーダ及びプリアンプ、アンプ、及びスピーカシステム、または通信システムのユーザが利用可能な表示装置といった他のアナログ回路に転送される。本発明の特徴の一つは、図９に示すように、通信信号がＦＨＴ素子２１８及び２２０における処理を経る際に、出力の数がＭ(Ｍは多数の、あるいはアクティブな加入者ユニットの全てに相当する)及び他の変調信号(ここではＭ＜１２８，Ｍ≒１２７)に等しい点にある。それゆえ、共通キャリア上の全てのユーザ信号のための信号及びデータを、付加的なレシーバあるいは他の装置を必要とせずにレシーバ１２６′によって検出し復号することができる。これにより、与えられた周波数上の異なる通信チャネルにおけるデータのトラッキング及び処理において多大なる柔軟性を提供できる。図８に示したレシーバフィンガ（recelver finger）の各々は、また、既に用いられトラックされた増加信号レベルを提供し得るビームのサーチが可能なサーチャーレシーバエンジン又は回路１９６を用いて示される。したがって、とても微弱若しくは非既存のパイロットとなり得、サーチは、隣接信号を伴うゲートウェイ及びコンペア（compare）のための総括的キャリアを得ることを必要とする。サーチャー受信器１９６は、サーチャー１２８の場合のように独立した回路から構成できるが、開成スイッチＳ１を有するＭ-ary Ｃostasループを使用し、エネルギーを蓄積して最善の信号を決定することも可能である。サーチャーは、１つのオフセットがオンタイム仮説と呼ばれ、他方が遅れた仮説と呼ばれている１組のＰＮタイミングオフセットを対にして、各直交したコードに対して送信されるエネルギー或いは各時間と周波数仮説でのＷalshカバーを見積もる。ＤＭＡチャネルのような専用に設けられた入力を使用して、更なる処理と解析のために、上記エネルギーの見積もりは、マイクロプロセッサーには限定されないがそのような処理素子への入力として提供される。制御プロセッサー１３０の部分は、この様な機能を行える。この蓄積されたエネルギーレベル情報は、どのオフセットが最大の信号強度を提供するかを決定し、そのフィンガーに対して信号の復調に使用される適切なタイミングオフセットを選択するために使用される。このように、各フィンガーは、常に信号の相対的な選択を適切にしている。サーチャー受信器１９６は、サーチセットが終了するまで殆ど自主的にキャリア信号のサーチを実行する。受信器１２６Ａ’−Ｎ’に使用される場合には、サーチ動作には一般的に、周波数オフセット値を与える入力として追加のバイアス項を使用することが含まれ、このサーチ処理は一般的にオープンループプロセスとして動作する。サーチャー受信器１９６は、限定はされないが一時的なサーチウインドサイズ、周波数、積分時間、しきい値等に対する値のような１以上の所定の初期パラメータを有する動作を最初に開始する。これらの値は例えばＲＯＭのようなメモリ素子、マイクロプロセッサーの制御レジスター、或いはサーチャーエンジン動作を指揮する同様の予め設けられた制御装置に蓄積され、電話加入者のユニットに対する初期過程の一部として、或いはリセット或いは通信モード等に入る場合にロードされる。以上、拡散スペクラム通信システムにおける信号キャリアの周波数と位相とをトラックするための新規な方法と装置について述べてきた。位相参照決定技術によれば、キャリア周波数を、非常に微弱な、或いは、コヒーレント変調でない場合に使用されるときには、殆ど存在しないパイロット信号の存在の元でも、正確に追跡できる様になる。そして、この位相参照決定技術によれば、共通キャリア周波数を有する受信信号エネルギーの全て、或いは殆どの部分を使用して信号エネルギーのより有効な利用を実行でき、そのキャリア上の単一通信チャネルに限定することなくキャリア位相を決定できる。この技術は衛生リピーターに基づく通信システムに有効であるとして記述したが、コヒーレントでない、或いはパイロット信号タイプでない通信が行われるような他のシステムでも使用できる。上記実施例は、当業者が容易に実施できるように記載されているが、本発明は上記実施例に限定されない。本発明の主旨を逸脱することなく、当業者であれば、種々の変形が可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＺ，ＢＹ，ＫＺ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者ギルハウゼン、クライン・エスアメリカ合衆国、モンタナ州 59715、ボーズマン、ジャクソン・クリーク・ロード 6474 【要約の続き】（Ｉ）と９０度チャンネル（Ｑ）（２１４）とに分離され、ここで、データ記号は高速アダマド変換器（２１８、２２０）により処理されて対応するデータビットが形成される。このデータはチャンネル（２２４）間のペアワイズプロダクトに形成され、複数のまたは全ての有効な加入者直交コード（２２６）について加算される。この加算合計値は受信された通信信号の実際の位相からの予想された位相との差の大きさを示し、ＰＮコード（２３０）に対して与えられる位相を調整するために用いられる。

Claims

【特許請求の範囲】１．直交符号化信号により情報が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法において、共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信信号を受信し、前記信号をデジタル形態に変換し、調整可能な位相角において少なくとも１つの予め選択された逆拡散コードを適用することにより、前記デジタルスペクトル拡散通信信号を逆拡散し、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して、前記逆拡散通信信号の複数のものを並列に復号化して、前記直交符号化を取り除き、多重データシンボル信号を発生させ、複数の前記多重データ信号を合計して、単一位相検出信号を形成し、前記位相検出信号を少なくとも１つのタイミングループに入力してその周波数を追跡し、搬送波信号周波数を示すタイミング信号を出力し、前記タイミングループからの前記タイミング信号に応答して前記逆拡散における前記位相角を調整するステップを含むことを特徴とするスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。２．前記受信された通信信号が、ゲートウェイタイプ基地局と少なくとも１つのサテライトベースの中継器とを通して送られ、前記通信システム内の遠隔加入者装置により受信されることを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。３．前記スペクトル拡散通信システムが擬似ランダムノイズ（ＰＮ）符号化スペクトル拡散タイプの信号を使用することを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。４．直交符号化信号により情報が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法において、共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信信号を受信し、前記信号をデジタル形態に変換し、調整可能な位相角を使用して、逆拡散コードを適用して逆拡散し、第１および第２のコードシンボルのストリームを生成する第１および第２の成分に前記信号を分離し、前記コードシンボルの第１および第２のストリームをそれぞれ第１および第２の直交関数変換器に送り、信号ビットの第１および第２のセットを発生させ、前記信号ビットの対応する対間の積を形成し、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して前記積を合計することにより、前記第１および第２の信号ビットのセットから位相訂正信号を発生させ、前記位相訂正信号の値に応答して、前記予め選択された位相角を調整することを特徴とするスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。５．意図されている受信者への送信前に前記通信信号の同位相と直角位相成分を変調するために、予め選択された同位相と直角位相のＰＮシーケンスが使用され、前記拡散および分離ステップが、前記ＩとＱのＰＮシーケンスを使用して前記受信信号を位相回転して、前記調整可能な位相係数を調整し、前記回転された信号を第１および第２の信号チャンネルに送るステップをさらに含んでいることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。６．前記位相係数を調整するために前記位相訂正信号を使用する前に、すべての直交コードに対して前記合計を狭帯域フィルタ処理するステップをさらに含んでいることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。７．前記第１および第２のコードシンボルのストリームを送信し、第１および第２の信号ビットのセットを発生させるステップが、コードシンボルをデータビットに変換するように、前記信号を第１および第２の高速アダマール変換器にそれぞれ供給するステップを含んでいることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。８．ゲートウェイタイプ基地局と少なくとも１つのサテライトベースの中継器とを通して送られ、前記通信システム内の遠隔加入者装置により受信されることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。９．前記スペクトル拡散通信システムが擬似ランダムノイズ（ＰＮ）符号化スペクトル拡散タイプの信号を使用することを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。１０．第２の予め選択された調整可能な位相角における位相回転を使用して、前記デジタル形態信号を逆拡散して、ＩとＱ成分に分離し、第２のＩとＱ成分シンボルを生成し、前記第２のＩとＱ成分シンボルを第３および第４の直交関数変換器にそれぞれ送り、ＩとＱの信号ビットのセットを発生させ、前記ＩとＱの信号ビットのセットを個々の予め定められたグループに累積し、各グループの平方積を生成し、対応するＩとＱのグループ化された積間の差を発生させ、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して、結果として得られた差を合計し、前記合計結果をフィルタ処理して、タイミング制御信号を形成するステップをさらに含んでいることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。１１．前記逆拡散の前にデジタル信号をデシメートし、前記タイミング制御信号に対する値の変化に応答して、前記デシメーションに対するタイミングポイントを調整するステップをさらに含んでいることを特徴とする請求項１０記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。１２．前記直交コードがウォルシュ関数であることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。１３．追跡されるべき前記共通の搬送波を使用している複数のアクティブユーザに向けられているデータを表しているものとして、前記Ｉビットを復号回路に出力するステップをさらに含んでいることを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する方法。１４．直交符号化信号により情報が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置において、共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信信号を受信してデジタル形態に変換する手段と、前記受信して変換する手段に接続され、調整可能な位相角において少なくとも１つの予め選択された逆拡散コードを適用することにより、前記デジタルスペクトル拡散通信信号を逆拡散する手段と、前記受信して変換する手段に接続され、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して、前記逆拡散通信信号の複数のものを並列に復号化して、前記直交符号化を取り除き、多重データシンボル信号を発生させる手段と、前記受信して変換する手段に接続され、複数の前記多重データ信号を合計して、単一位相検出信号を形成する手段と、前記受信して変換する手段に接続され、その周波数を追跡し、搬送波信号周波数を示すタイミング信号を出力するために、前記位相検出信号を追跡する少なくとも１つのタイミングループと、前記受信して変換する手段に接続され、前記タイミングループからの前記タイミング信号に応答して前記逆拡散の前記位相角を調整する手段とを具備することを特徴とするスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。１５．前記受信された通信信号が、ゲートウェイタイプ基地局と少なくとも１つのサテライトベースの中継器とを通して送られ、前記通信システム内の遠隔加入者装置により受信されることを特徴とする請求項１４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。１６．前記スペクトル拡散通信システムが擬似ランダムノイズ（ＰＮ）符号化スペクトル拡散タイプの信号を使用することを特徴とする請求項１４記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。１７．一度に少なくとも１人の受信者に対して送信される直交符号化信号により情報が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置において、共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信信号を受信して、前記信号をデジタル形態に変換する手段と、前記受信手段に接続され、コードシンボルを生成するために、調整可能な位相角を使用して、逆拡散コードを適用して、前記デジタル形態信号を逆拡散し、前記信号を第１および第２の成分に分離する手段と、前記逆拡散して分離する手段に接続され、前記第１および第２のコードシンボルの成分において直交関数変換を実行して、信号ビットの第１および第２のセットを生成する手段と、前記変換手段と直列に接続され、前記第１および第２の信号ビットのセットから位相訂正信号を発生させる手段と、前記信号ビットの対応する対間の積を形成し、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して前記積を合計することにより、前記発生は部分的に生じ、前記位相訂正信号の値に応答して、前記予め選択された位相角を調整する手段を具備することを特徴とするスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。１８．前記直交関数変換を実行する手段が、前記第１および第２の信号成分を受信する手段に接続され、データシンボルを受信して出力として対応するデータビットを供給する第１および第２のＮ次高速アダマール変換器を備え、Ｎがパイロット信号、ページング、同期信号チャンネルの数を含む所望のシステムチャンネルの数に等しいことを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。１９．前記直交コード化がウォルシュ関数を使用し、前記位相訂正信号手段が、前記通信システムで前記共通の搬送波周波数を使用している信号に対応しているすべてのアクティブなウォルシュ関数に対して合計を行うように構成されていることを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２０．加数を受信し、予め定められたフィルタ関数を供給するように、前記積算し合計する手段と前記位相訂正信号を調整する手段との間に直列に接続された狭通過帯域フィルタをさらに備えていることを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２１．第２の予め選択された調整可能な位相角における位相回転を使用して、前記デジタル形態信号を逆拡散して、ＩとＱ成分に分離し、ＩとＱ成分シンボルのストリームを生成する第２の手段と、前記ＩとＱ成分シンボルのストリームを第３および第４の直交関数変換器にそれぞれ送り、ＩとＱの信号ビットのセットを発生させる手段と、前記ＩとＱの信号ビットのセットを個々の予め定められたグループに累積し、各グループの平方積を生成する第２の手段と、対応するＩとＱのグループ化された積間の差を発生させる手段と、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して、結果として得られた差を合計する手段と、前記合計結果をフィルタ処理して、タイミング制御信号を形成する手段とをさらに具備することを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２２．前記逆拡散手段への入力前にデジタル信号をデシメートする手段と、前記タイミング制御信号に対する値の変化に応答して、前記デシメーションに対するオフセットタイミングを調整する手段とをさらに具備していることを特徴とする請求項２１記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２３．前記ＩとＱの信号ビットのグループから平方積を形成し、対応するＩとＱビットに対して前記積を合計して、位相アンビギュイティ信号を発生させる手段をさらに具備していることを特徴とする請求項２１記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２４．前記通信システムが、遠隔ユーザが複数のセル内に位置し、コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）スペクトル拡散タイプの通信信号を使用して、少なくとも１つのゲートウェイとの間で情報信号を通信している無線電話／データ通信システムを構成していることを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２５．単一チャンネルデータの積算を許容するように、位相訂正信号を発生させる手段に対する前記第１および第２の成分に対する１つのチャンネルからの入力を分離する手段と、前記単一チャンネルデータからの信号搬送波に対する相対信号強度を検出する手段とをさらに具備していることを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２６．受信通信信号と逆拡散において使用されるべきＰＮシーケンスの位相との相対時間差を示すタイミング信号を発生させるように構成されている時間追跡ループと、自動利得および位相アンビギュイティ検出装置とをさらに具備していることを特徴とする請求項１７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２７．一度に少なくとも１人の受信者に対して送信される直交符号化信号により情報が通信されるスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置において、共通の搬送波周波数を有する複数のスペクトル拡散通信信号を受信して、前記信号をデジタル形態に変換するように構成されているアナログ受信機と、前記デジタル形態信号を受信するように接続され、予め選択された調整可能な位相角において逆拡散コードを適用することによりＩとＱ成分シンボルのストリームを生成するデジタル信号逆拡散および分離装置と、前記逆拡散および分離装置に対する前記ＩとＱ出力とそれぞれ直列に接続され、前記ＩとＱの成分シンボルのストリームにおいて動作し、それぞれＩとＱの信号ビットのセットを生成する複数の直交関数変換器と、前記ＩとＱ信号ビットを受信するように前記直交関数変換器と直列に接続され、前記ＩとＱの信号ビットの対応する対間の積を形成し、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して前記積を合計するように構成されている位相訂正信号発生装置と、前記位相回転装置に接続され、前記エラー訂正信号の値に応答して前記予め選択された位相角を変更する位相角調整装置とを具備することを特徴とするスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２８．前記ＩまたはＱ信号ビットを受信するように、前記複数の直交関数変換器のそれぞれに直列に接続された少なくとも１つの積算素子と、前記ＩとＱ信号ビットの対応する対間の積を形成するように前記積算素子の出力に接続されている乗算器と、前記通信システム内でアクティブな複数の直交コードに対して前記積を合計する加算アキュムレータとをさらに具備していることを特徴とする請求項２７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。２９．前記逆拡散および分離装置が、複数の位相調整入力を有する４つの位相回転装置を備えていることを特徴とする請求項２７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。３０．前記直交関数変換器が高速アダマール装置を備えていることを特徴とする請求項２７記載のスペクトル拡散通信システムにおいて搬送波信号の周波数と位相を追跡する装置。３１少なくとも一つの通信信号送信器を各々が有する複数のゲートウエイタイプの基地局であって，該基地局は複数の直交機能の中の各機能に各々従って複数の機能信号を発生するための複数の信号発生手段を有している上記基地局と；複数のデータ信号の中の各々のデータ信号を受信するため，及び各機能信号に関して各スペクトラム拡散データ信号を生成するために，各信号発生手段に各々接続された複数の拡散手段と；複数のスペクトラム拡散データ信号に結合するスペクトラム拡散通信信号を供するために複数の拡散手段に接続された結合手段と；及びスペクトラム拡散通信信号を増幅し，送信するために該結合手段に接続された送信手段と；利用者の受信器を各々含む複数の利用者の端末；共通のキャリヤ周波数を有し，前記信号をディジタルの形に変換する少なくとも一つのゲートウエイからスペクトラム拡散通信信号を受信し選択するための手段；受信し選択するための前記手段に接続され，符号シンボルを供するために逆拡散するコードを適応するための調整可能な位相角を利用する信号から前記デイジタル形の信号を逆拡散するための手段；多重データシンボル信号を生成するために，前記通信システムの中で多重直交コード機能を越えて，前記直交エンコードを取り除くために並行に前記逆拡散通信信号の多重信号をデコードするための手段；単一位相検出信号を形成するために，複数の前記多重データシンボル信号を合算するための手段；キヤリア信号周波数のタイミング信号表示を出力するため，及び該周波数を追跡するため少なくとも一つのタイミングループに前記位相検知信号を入力するための手段と；及び前記タイミングループから前記タイミング信号に関して前記逆拡散する前記位相角を調整するための手段；とを具備する，送信されるべき複数のデータ信号が予め定められた拡散コードに従って拡散されているスペクトラム拡散通信システム。３２．複数の直交関数の夫々の関数に応じてゲートウエイ夫々に対する複数の関数信号を発生し、少なくとも一つのデータ信号と夫々の関数信号とを組み合わせて複数のスプレッドスペクトラムデータ信号を発生し、この複数のスプレッドスペクトラムデータ信号を加算してスプレッドスペクトラム通信信号を生成し、増幅し、伝送し、一つまたはそれ以上のユーザ端末において共通キャリア周波数を持った少なくとも一つのゲートウエイからのスプレッドスペクトラム通信信号を選択的に受信し、その信号をデジタル化し、デスプレッドコードを与えるために調整可能な位相角を用いて前記デジタル信号をデスプレッド化し、マルチプルコード記号信号を生成し、前記複数のユーザ端末において有効な多重直交コードに対して、直交符号化を解除するために前記複数のマルチプルコード記号信号について直交関数変換を行ってマルチプルデータ記号信号を生成し、複数のマルチプルデータ記号信号を加算してこのデータ記号信号から位相訂正信号を発生し、この位相訂正信号を少なくとも一つのタイミングループに入力してその周波数をトラッキングし、キャリア信号周波数を示すタイミング信号を発生し、前記タイミングループからのタイミング信号に応じて前記デスプレッド動作における位相角を調整するステップを具備する、複数のゲートウエイ型のベースステーションと複数のユーザとの間でスプレッドスペクトラム通信を行う方法。