JPH1051242A - 増幅器 - Google Patents
増幅器Info
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- JPH1051242A JPH1051242A JP8200470A JP20047096A JPH1051242A JP H1051242 A JPH1051242 A JP H1051242A JP 8200470 A JP8200470 A JP 8200470A JP 20047096 A JP20047096 A JP 20047096A JP H1051242 A JPH1051242 A JP H1051242A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パルストランスの一次側にスイッチングレギ
ュレータを有する増幅器は、追従性が悪く、効率も悪
い。商用トランスの二次側でスイッチングを行う増幅器
は、商用トランスが大きく重く、トランス自身の自己損
失が大きい。 【解決手段】 ＰＷＭ生成部１は、入力音声信号の正、
負それぞれの半サイクル期間でのレベルに応じたＰＷＭ
波信号±Ａ及び±Ｃをそれぞれ生成すると共に、入力音
声信号全体のレベルに応じたＰＷＭ波信号Ｄを生成す
る。電源部２は、電源トランスとしてパルストランスを
用い、そのパルストランスの一次側に設けられた一次側
スイッチがＰＷＭ波信号Ｄでスイッチング制御され、パ
ルストランスの二次側に設けられた二次側スイッチがＰ
ＷＭ波信号±Ａ及び±Ｃでスイッチング制御されて電源
電圧±Ｂ１及び±Ｂ２を出力する。増幅部３は電源部２
の出力電源電圧±Ｂ１及び±Ｂ２が入力され、入力音声
信号を増幅して出力する。
ュレータを有する増幅器は、追従性が悪く、効率も悪
い。商用トランスの二次側でスイッチングを行う増幅器
は、商用トランスが大きく重く、トランス自身の自己損
失が大きい。 【解決手段】 ＰＷＭ生成部１は、入力音声信号の正、
負それぞれの半サイクル期間でのレベルに応じたＰＷＭ
波信号±Ａ及び±Ｃをそれぞれ生成すると共に、入力音
声信号全体のレベルに応じたＰＷＭ波信号Ｄを生成す
る。電源部２は、電源トランスとしてパルストランスを
用い、そのパルストランスの一次側に設けられた一次側
スイッチがＰＷＭ波信号Ｄでスイッチング制御され、パ
ルストランスの二次側に設けられた二次側スイッチがＰ
ＷＭ波信号±Ａ及び±Ｃでスイッチング制御されて電源
電圧±Ｂ１及び±Ｂ２を出力する。増幅部３は電源部２
の出力電源電圧±Ｂ１及び±Ｂ２が入力され、入力音声
信号を増幅して出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は増幅器に係り、特に
音声信号の電力増幅用の高効率の増幅器に関する。
音声信号の電力増幅用の高効率の増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、Ａ級増幅器やＢ級増幅器に比
べて高効率の音声信号の電力増幅器として、パルス幅変
調（ＰＷＭ）回路の出力信号に基づいてスイッチングし
て得た信号を増幅部に電源電圧として供給する構成の増
幅器が知られている（実開昭５５−１７９４１５号公
報、特開昭６０−５１３０５号公報）。
べて高効率の音声信号の電力増幅器として、パルス幅変
調（ＰＷＭ）回路の出力信号に基づいてスイッチングし
て得た信号を増幅部に電源電圧として供給する構成の増
幅器が知られている（実開昭５５−１７９４１５号公
報、特開昭６０−５１３０５号公報）。
【０００３】実開昭５５−１７９４１５号公報記載の増
幅器は、入力音声信号をＰＷＭ変調回路でＰＷＭ変調
し、そのＰＷＭ変調波を用いて直流電源をスイッチング
レギュレータによりスイッチングし、そのスイッチング
レギュレータの出力信号を整流・平滑することにより、
入力音声信号に比例した正負の電圧を得、この正負の電
圧を負荷を駆動する電力増幅部に正負電源として印加す
る構成であり、かかる構成により、高効率で低歪率の増
幅器を実現しようとするものである。
幅器は、入力音声信号をＰＷＭ変調回路でＰＷＭ変調
し、そのＰＷＭ変調波を用いて直流電源をスイッチング
レギュレータによりスイッチングし、そのスイッチング
レギュレータの出力信号を整流・平滑することにより、
入力音声信号に比例した正負の電圧を得、この正負の電
圧を負荷を駆動する電力増幅部に正負電源として印加す
る構成であり、かかる構成により、高効率で低歪率の増
幅器を実現しようとするものである。
【０００４】また、特開昭６０−５１３０５号公報記載
の増幅器は、第１の遅延素子により遅延された入力音声
信号を第１の増幅回路に供給する一方、入力音声信号を
絶対値回路に供給して絶対値をとり、その絶対値信号と
第２の遅延素子を通した絶対値信号を検出回路により比
較してそれらのうちの高い方（又は低い方）の電圧を取
り出してＰＷＭ変調回路に供給し、そのＰＷＭ変調回路
の出力ＰＷＭ変調波を第２の増幅回路に供給して直流電
源のスイッチングとそのスイッチング出力の整流・平滑
により正負の電圧を発生させ、この正負の電圧を上記第
１の増幅回路へ電源電圧として供給する構成であり、か
かる構成により、高効率で低歪率の増幅器を実現しよう
とするものである。
の増幅器は、第１の遅延素子により遅延された入力音声
信号を第１の増幅回路に供給する一方、入力音声信号を
絶対値回路に供給して絶対値をとり、その絶対値信号と
第２の遅延素子を通した絶対値信号を検出回路により比
較してそれらのうちの高い方（又は低い方）の電圧を取
り出してＰＷＭ変調回路に供給し、そのＰＷＭ変調回路
の出力ＰＷＭ変調波を第２の増幅回路に供給して直流電
源のスイッチングとそのスイッチング出力の整流・平滑
により正負の電圧を発生させ、この正負の電圧を上記第
１の増幅回路へ電源電圧として供給する構成であり、か
かる構成により、高効率で低歪率の増幅器を実現しよう
とするものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の増幅器のうち前者の増幅器では、フローティングトラ
ンス（電源トランス）にパルストランスを用い、そのパ
ルストランスの一次側に設けられたスイッチングレギュ
レータでスイッチング動作させ、パルストランスの二次
側に設けられた整流・平滑回路により図６に示すように
出力音声信号Ｉに追従した増幅部の電源電圧＋Ｂ（曲線
IIで示す）と−Ｂ（曲線IIIで示す）を得ているため、
追従性が悪い。またトランス自身の損失は少ないもの
の、図６にIV及びVで示した増幅部のパワートランジス
タへの電源電圧部分とパワートランジスタに流れる電流
との積であるパワーが損失（発熱）となり、この損失が
大きく効率も悪いという問題がある。
の増幅器のうち前者の増幅器では、フローティングトラ
ンス（電源トランス）にパルストランスを用い、そのパ
ルストランスの一次側に設けられたスイッチングレギュ
レータでスイッチング動作させ、パルストランスの二次
側に設けられた整流・平滑回路により図６に示すように
出力音声信号Ｉに追従した増幅部の電源電圧＋Ｂ（曲線
IIで示す）と−Ｂ（曲線IIIで示す）を得ているため、
追従性が悪い。またトランス自身の損失は少ないもの
の、図６にIV及びVで示した増幅部のパワートランジス
タへの電源電圧部分とパワートランジスタに流れる電流
との積であるパワーが損失（発熱）となり、この損失が
大きく効率も悪いという問題がある。
【０００６】また、上記の従来の増幅器のうち後者の増
幅器では、フローティングトランス（電源トランス）に
商用トランスを用い、その商用トランスの二次側でスイ
ッチング動作を行う構成であるため、高効率であるもの
の商用トランスが大きく重く、またトランス自身の自己
損失（発熱）が大きいという問題がある。
幅器では、フローティングトランス（電源トランス）に
商用トランスを用い、その商用トランスの二次側でスイ
ッチング動作を行う構成であるため、高効率であるもの
の商用トランスが大きく重く、またトランス自身の自己
損失（発熱）が大きいという問題がある。
【０００７】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
軽量でしかも低損失で高効率の増幅器を提供することを
目的とする。
軽量でしかも低損失で高効率の増幅器を提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は、入力信号の正、負それぞれの半サイクル
期間でのレベルに応じた第１及び第２のパルス幅変調波
信号をそれぞれ生成すると共に、入力信号全体のレベル
に応じた第３のパルス幅変調波信号を生成する生成部
と、電源トランスとしてパルストランスを用い、そのパ
ルストランスの一次側に設けられた入力交流電圧から変
換した直流電圧が印加される一次側スイッチが第３のパ
ルス幅変調波信号でスイッチング制御され、パルストラ
ンスの二次側に設けられた二次側スイッチが第１及び第
２のパルス幅変調波信号でスイッチング制御されて電源
電圧を出力する電源部と、電源部の二次側スイッチから
出力された電源電圧が入力され、入力信号を増幅して出
力する増幅部とを有する構成としたものである。
め、本発明は、入力信号の正、負それぞれの半サイクル
期間でのレベルに応じた第１及び第２のパルス幅変調波
信号をそれぞれ生成すると共に、入力信号全体のレベル
に応じた第３のパルス幅変調波信号を生成する生成部
と、電源トランスとしてパルストランスを用い、そのパ
ルストランスの一次側に設けられた入力交流電圧から変
換した直流電圧が印加される一次側スイッチが第３のパ
ルス幅変調波信号でスイッチング制御され、パルストラ
ンスの二次側に設けられた二次側スイッチが第１及び第
２のパルス幅変調波信号でスイッチング制御されて電源
電圧を出力する電源部と、電源部の二次側スイッチから
出力された電源電圧が入力され、入力信号を増幅して出
力する増幅部とを有する構成としたものである。
【０００９】本発明では、電源トランスとしてパルスト
ランスを用いると共に、そのパルストランスの二次側に
設けた二次側スイッチにより生成した、出力信号の正、
負各半サイクル期間のレベル変化にそれぞれ対応して変
化する第１及び第２のパルス幅変調波信号を増幅部の電
源電圧として入力することができる。
ランスを用いると共に、そのパルストランスの二次側に
設けた二次側スイッチにより生成した、出力信号の正、
負各半サイクル期間のレベル変化にそれぞれ対応して変
化する第１及び第２のパルス幅変調波信号を増幅部の電
源電圧として入力することができる。
【００１０】また、本発明では、パルストランスの一次
側に設けた一次側スイッチが入力信号全体のレベルに応
じた第３のパルス幅変調波信号によりスイッチング制御
されるため、すべての入力信号の増幅に必要なすべての
電力を電源トランスの二次側に発生させることができ
る。
側に設けた一次側スイッチが入力信号全体のレベルに応
じた第３のパルス幅変調波信号によりスイッチング制御
されるため、すべての入力信号の増幅に必要なすべての
電力を電源トランスの二次側に発生させることができ
る。
【００１１】
【発明の実施の型態】次に、本発明の実施の型態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる増幅器の一
実施の型態のブロック図を示す。同図に示すように、こ
の実施の型態は、第１チャンネル（ＣＨ１）と第２チャ
ンネル（ＣＨ２）の増幅器入力音声信号ＡＭＰ１，ＡＭ
Ｐ２が供給されるパルス幅変調（ＰＷＭ）生成部１と、
このＰＷＭ生成部１の出力信号＋Ａ，−Ａ，＋Ｃ，−Ｃ
及びＤが入力されると共に、プラグ４を介して商用交流
電源電圧が入力される電源部２と、電源部２から直流電
源電圧＋Ｂ１，−Ｂ１，＋Ｂ２，−Ｂ２が印加されて入
力音声信号ＡＭＰ１，ＡＭＰ２を電力増幅する増幅部３
とよりなる構成であり、増幅部３の出力音声信号をスピ
ーカ５及び６によりそれぞれ発音させる。この発明の実
施の型態では、電源部２内のフローティングトランス
（電源トランス）としてパルストランスを用いると共
に、その一次側にスイッチングレギュレータを設け、か
つ、二次側にＰＷＭ生成部１で生成された信号に基づい
て制御されるスイッチ回路（２次側スイッチ）を設けた
点に特徴がある。
て図面と共に説明する。図１は本発明になる増幅器の一
実施の型態のブロック図を示す。同図に示すように、こ
の実施の型態は、第１チャンネル（ＣＨ１）と第２チャ
ンネル（ＣＨ２）の増幅器入力音声信号ＡＭＰ１，ＡＭ
Ｐ２が供給されるパルス幅変調（ＰＷＭ）生成部１と、
このＰＷＭ生成部１の出力信号＋Ａ，−Ａ，＋Ｃ，−Ｃ
及びＤが入力されると共に、プラグ４を介して商用交流
電源電圧が入力される電源部２と、電源部２から直流電
源電圧＋Ｂ１，−Ｂ１，＋Ｂ２，−Ｂ２が印加されて入
力音声信号ＡＭＰ１，ＡＭＰ２を電力増幅する増幅部３
とよりなる構成であり、増幅部３の出力音声信号をスピ
ーカ５及び６によりそれぞれ発音させる。この発明の実
施の型態では、電源部２内のフローティングトランス
（電源トランス）としてパルストランスを用いると共
に、その一次側にスイッチングレギュレータを設け、か
つ、二次側にＰＷＭ生成部１で生成された信号に基づい
て制御されるスイッチ回路（２次側スイッチ）を設けた
点に特徴がある。
【００１２】ＰＷＭ生成部１は例えば図２のブロック図
に示す構成とされている。同図中、端子１０、１１に入
力されたＣＨ１、ＣＨ２の各入力音声信号は、可変抵抗
器ＶＲ１、ＶＲ２によりそれぞれ所望のレベルにレベル
調整された後、２分岐され一方は増幅部入力信号ＡＭＰ
１、ＡＭＰ２として増幅部３に入力され、他方はＰＷＭ
生成部１に入力される。
に示す構成とされている。同図中、端子１０、１１に入
力されたＣＨ１、ＣＨ２の各入力音声信号は、可変抵抗
器ＶＲ１、ＶＲ２によりそれぞれ所望のレベルにレベル
調整された後、２分岐され一方は増幅部入力信号ＡＭＰ
１、ＡＭＰ２として増幅部３に入力され、他方はＰＷＭ
生成部１に入力される。
【００１３】ＰＷＭ生成部１では、ＣＨ１の入力音声信
号が正側半波整流回路１２1，負側半波整流回路１３1及
び全波整流回路１４1にそれぞれ供給されて、それぞれ
正の半サイクルの半波整流信号、負の半サイクルの半波
整流信号及び全波整流信号とされて出力される。正側半
波整流回路１２1と負側半波整流回路１３1の各半波整流
信号はそれぞれＰＷＭ生成器１５1、１６1に供給され
る。ＰＷＭ生成器１５1、１６1は入力半波整流信号と一
定繰り返し周波数（例えば百数十キロヘルツ）の三角波
とをレベル比較し、その比較結果に基づき入力半波整流
信号のレベルに応じてパルス幅（デューティ比）が変化
する、一定繰り返し周波数のパルス幅変調波（ＰＷＭ
波）を出力する。
号が正側半波整流回路１２1，負側半波整流回路１３1及
び全波整流回路１４1にそれぞれ供給されて、それぞれ
正の半サイクルの半波整流信号、負の半サイクルの半波
整流信号及び全波整流信号とされて出力される。正側半
波整流回路１２1と負側半波整流回路１３1の各半波整流
信号はそれぞれＰＷＭ生成器１５1、１６1に供給され
る。ＰＷＭ生成器１５1、１６1は入力半波整流信号と一
定繰り返し周波数（例えば百数十キロヘルツ）の三角波
とをレベル比較し、その比較結果に基づき入力半波整流
信号のレベルに応じてパルス幅（デューティ比）が変化
する、一定繰り返し周波数のパルス幅変調波（ＰＷＭ
波）を出力する。
【００１４】従って、例えば入力音声信号が図５（Ａ）
に示す場合、正の半サイクルの半波整流信号が入力され
るＰＷＭ生成器１５1は、図５（Ｂ）に示すように、入
力音声信号の正の半サイクルの期間のみ入力レベルが大
になるに応じてパルス幅が広くなり、入力音声信号の負
の半サイクル期間では入力レベルに関係なく最小幅（一
定）のパルスからなるＰＷＭ波を出力する。このＰＷＭ
波は駆動回路１７ 1を介して信号＋Ａとして電源部２へ
出力される。
に示す場合、正の半サイクルの半波整流信号が入力され
るＰＷＭ生成器１５1は、図５（Ｂ）に示すように、入
力音声信号の正の半サイクルの期間のみ入力レベルが大
になるに応じてパルス幅が広くなり、入力音声信号の負
の半サイクル期間では入力レベルに関係なく最小幅（一
定）のパルスからなるＰＷＭ波を出力する。このＰＷＭ
波は駆動回路１７ 1を介して信号＋Ａとして電源部２へ
出力される。
【００１５】一方、負の半サイクルの半波整流信号が入
力されるＰＷＭ生成器１６1は、図５（Ｃ）に示すよう
に、入力音声信号の負の半サイクルの期間のみ入力レベ
ル（絶対値）が大になるに応じてパルス幅が広くなり、
入力音声信号の正の半サイクル期間では入力レベルに関
係なく最小幅（一定）のパルスからなるＰＷＭ波を出力
する。このＰＷＭ波は駆動回路１８1を介して信号−Ａ
として電源部２へ出力される。
力されるＰＷＭ生成器１６1は、図５（Ｃ）に示すよう
に、入力音声信号の負の半サイクルの期間のみ入力レベ
ル（絶対値）が大になるに応じてパルス幅が広くなり、
入力音声信号の正の半サイクル期間では入力レベルに関
係なく最小幅（一定）のパルスからなるＰＷＭ波を出力
する。このＰＷＭ波は駆動回路１８1を介して信号−Ａ
として電源部２へ出力される。
【００１６】上記と同様に、ＰＷＭ生成部１では、ＣＨ
２の入力音声信号が正側半波整流回路１２2，負側半波
整流回路１３2及び全波整流回路１４2にそれぞれ供給さ
れて、それぞれ正の半サイクルの半波整流信号、負の半
サイクルの半波整流信号及び全波整流信号とされて出力
される。正側半波整流回路１２2と負側半波整流回路１
３2の各半波整流信号はそれぞれＰＷＭ生成器１５2、１
６2に供給される。ＰＷＭ生成器１５2、１６2は入力半
波整流信号のレベルに応じて、図５（Ｂ）、（Ｃ）に示
すようなＰＷＭ波を出力する。これらのＰＷＭ波は駆動
回路１７ 2、１８2を介して信号＋Ｃ、−Ｃとして電源部
２へ出力される。
２の入力音声信号が正側半波整流回路１２2，負側半波
整流回路１３2及び全波整流回路１４2にそれぞれ供給さ
れて、それぞれ正の半サイクルの半波整流信号、負の半
サイクルの半波整流信号及び全波整流信号とされて出力
される。正側半波整流回路１２2と負側半波整流回路１
３2の各半波整流信号はそれぞれＰＷＭ生成器１５2、１
６2に供給される。ＰＷＭ生成器１５2、１６2は入力半
波整流信号のレベルに応じて、図５（Ｂ）、（Ｃ）に示
すようなＰＷＭ波を出力する。これらのＰＷＭ波は駆動
回路１７ 2、１８2を介して信号＋Ｃ、−Ｃとして電源部
２へ出力される。
【００１７】更に、ＰＷＭ生成部１では、全波整流回路
１４1及び１４2からそれぞれ取り出されたＣＨ１とＣＨ
２の入力音声信号の全波整流信号が加算回路１９におい
て加算合成された後ＰＷＭ生成器２０に供給される。Ｐ
ＷＭ生成器２０は上記のＰＷＭ生成器１５1、１６1、１
５2、１６2と同様のパルス幅変調を行って得たＰＷＭ波
を駆動回路２１を通して信号Ｄとして電源部２へ出力す
る。
１４1及び１４2からそれぞれ取り出されたＣＨ１とＣＨ
２の入力音声信号の全波整流信号が加算回路１９におい
て加算合成された後ＰＷＭ生成器２０に供給される。Ｐ
ＷＭ生成器２０は上記のＰＷＭ生成器１５1、１６1、１
５2、１６2と同様のパルス幅変調を行って得たＰＷＭ波
を駆動回路２１を通して信号Ｄとして電源部２へ出力す
る。
【００１８】図３は図１に示した電源部２の一例の回路
系統図を示す。同図に示すように、電源部２はプラグ４
を介して入力された商用交流電源電圧を、まずＡＣフィ
ルタ２５を通してブリッジ型全波整流回路２６により全
波整流した後、平滑コンデンサ２７で平滑化して直流電
圧に変換し、これをスイッチング用ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）２８のドレインに入力する。この
ＦＥＴ２８のソースは電源トランスであるパルストラン
ス２９の一次巻線の一端に接続されている。このパルス
トランス２９はスイッチングトランスであり、商用電源
電圧が入力される商用トランスに比べて軽量である。
系統図を示す。同図に示すように、電源部２はプラグ４
を介して入力された商用交流電源電圧を、まずＡＣフィ
ルタ２５を通してブリッジ型全波整流回路２６により全
波整流した後、平滑コンデンサ２７で平滑化して直流電
圧に変換し、これをスイッチング用ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）２８のドレインに入力する。この
ＦＥＴ２８のソースは電源トランスであるパルストラン
ス２９の一次巻線の一端に接続されている。このパルス
トランス２９はスイッチングトランスであり、商用電源
電圧が入力される商用トランスに比べて軽量である。
【００１９】一方、前記信号Ｄが入力端子３０より入力
され、アイソレート用トランス３１で電気的絶縁をとら
れた後、駆動回路３２を介してＦＥＴのゲートに印加さ
れてこれをスイッチング制御する。このＦＥＴ２８のス
イッチングによりパルストランス２９の二次巻線の両端
には、ＣＨ１とＣＨ２の入力音声信号の加算合成信号の
増幅に必要なエネルギー（電力）が発生する。
され、アイソレート用トランス３１で電気的絶縁をとら
れた後、駆動回路３２を介してＦＥＴのゲートに印加さ
れてこれをスイッチング制御する。このＦＥＴ２８のス
イッチングによりパルストランス２９の二次巻線の両端
には、ＣＨ１とＣＨ２の入力音声信号の加算合成信号の
増幅に必要なエネルギー（電力）が発生する。
【００２０】このパルストランス２９の二次巻線の両端
に発生した電力は、ブリッジ型全波整流回路３３により
全波整流される。ブリッジ型全波整流回路３３の一頂点
（正側出力端）はスイッチング用ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）３４1及び３４2の各ドレインに接続
され、上記の頂点に対向する別の頂点（負側出力端）は
スイッチング用ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）３５1及び３５2の各ドレインに接続されている。Ｆ
ＥＴ３４1及び３５1は前記ＰＷＭ生成部１から出力され
たＰＷＭ波信号＋Ａと−Ａがそれぞれゲートに印加され
てスイッチング制御される。同様に、ＦＥＴ３４2及び
３５2は前記ＰＷＭ生成部１から出力されたＰＷＭ波信
号＋Ｃと−Ｃがそれぞれゲートに印加されてスイッチン
グ制御される。
に発生した電力は、ブリッジ型全波整流回路３３により
全波整流される。ブリッジ型全波整流回路３３の一頂点
（正側出力端）はスイッチング用ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）３４1及び３４2の各ドレインに接続
され、上記の頂点に対向する別の頂点（負側出力端）は
スイッチング用ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）３５1及び３５2の各ドレインに接続されている。Ｆ
ＥＴ３４1及び３５1は前記ＰＷＭ生成部１から出力され
たＰＷＭ波信号＋Ａと−Ａがそれぞれゲートに印加され
てスイッチング制御される。同様に、ＦＥＴ３４2及び
３５2は前記ＰＷＭ生成部１から出力されたＰＷＭ波信
号＋Ｃと−Ｃがそれぞれゲートに印加されてスイッチン
グ制御される。
【００２１】これにより、ＦＥＴ３４1のソースから出
力され、更にコイル３６1及びコンデンサ３８1からなる
ローパスフィルタにより低周波数成分のみ濾波されて出
力端子４０1から、スピーカ５へ出力されるＣＨ１の音
声信号の正の半サイクル期間のレベルに応じて変化する
電圧＋Ｂ１が取り出される。同様に、ＦＥＴ３５1のソ
ースから出力され、更にコイル３７1及びコンデンサ３
９1からなるローパスフィルタにより低周波数成分のみ
濾波されて出力端子４１1から、スピーカ５へ出力され
るＣＨ１の音声信号の負の半サイクル期間のレベルに応
じて変化する電圧−Ｂ１が取り出される。
力され、更にコイル３６1及びコンデンサ３８1からなる
ローパスフィルタにより低周波数成分のみ濾波されて出
力端子４０1から、スピーカ５へ出力されるＣＨ１の音
声信号の正の半サイクル期間のレベルに応じて変化する
電圧＋Ｂ１が取り出される。同様に、ＦＥＴ３５1のソ
ースから出力され、更にコイル３７1及びコンデンサ３
９1からなるローパスフィルタにより低周波数成分のみ
濾波されて出力端子４１1から、スピーカ５へ出力され
るＣＨ１の音声信号の負の半サイクル期間のレベルに応
じて変化する電圧−Ｂ１が取り出される。
【００２２】また、ＦＥＴ３４2、３５2のソースから出
力され、更にコイル３６2、３７2及びコンデンサ３
８2、３９2からなる各ローパスフィルタにより低周波数
成分のみ濾波されることにより、出力端子４０2、４１2
からは、スピーカ６へ出力されるＣＨ２の音声信号の
正、負の各半サイクル期間のレベルに応じて変化する電
圧＋Ｂ２、−Ｂ２が取り出される。
力され、更にコイル３６2、３７2及びコンデンサ３
８2、３９2からなる各ローパスフィルタにより低周波数
成分のみ濾波されることにより、出力端子４０2、４１2
からは、スピーカ６へ出力されるＣＨ２の音声信号の
正、負の各半サイクル期間のレベルに応じて変化する電
圧＋Ｂ２、−Ｂ２が取り出される。
【００２３】従って、例えばスピーカ５（又は６）へ出
力される音声信号が図５（Ｄ）に曲線VIで示される場
合、出力端子４０1（又は４０2）から出力される信号＋
Ｂ１（又は＋Ｂ２）は同図（Ｄ）にVIIで示す如くにな
り、出力端子４１1（又は４１2）から出力される信号−
Ｂ１（又は−Ｂ２）は同図（Ｄ）にVIIIで示す如くにな
る。
力される音声信号が図５（Ｄ）に曲線VIで示される場
合、出力端子４０1（又は４０2）から出力される信号＋
Ｂ１（又は＋Ｂ２）は同図（Ｄ）にVIIで示す如くにな
り、出力端子４１1（又は４１2）から出力される信号−
Ｂ１（又は−Ｂ２）は同図（Ｄ）にVIIIで示す如くにな
る。
【００２４】上記のＦＥＴ３４1〜３５2、コイル３６1
〜３７2、コンデンサ３８1〜３９2は前記２次側スイッ
チを構成しており、これによりパルストランス２９の二
次巻線の両端に発生した電力をＣＨ１、ＣＨ２の各チャ
ンネルの音声信号レベルに応じて精密に振り分けて出力
できる。上記の信号＋Ｂ１，−Ｂ１，＋Ｂ２及び−Ｂ２
は図１に示した増幅部３へ電源電圧として入力される。
〜３７2、コンデンサ３８1〜３９2は前記２次側スイッ
チを構成しており、これによりパルストランス２９の二
次巻線の両端に発生した電力をＣＨ１、ＣＨ２の各チャ
ンネルの音声信号レベルに応じて精密に振り分けて出力
できる。上記の信号＋Ｂ１，−Ｂ１，＋Ｂ２及び−Ｂ２
は図１に示した増幅部３へ電源電圧として入力される。
【００２５】図４は上記の増幅部３の一例の回路系統図
を示す。同図中、図１及び図２と同一構成部分には同一
符号を付してある。図４において、増幅部３は負帰還増
幅器５１1、５１2と、プリドライバ５２1、５２2と、Ｎ
チャンネルトランジスタＱ１１、Ｑ２１と、Ｐチャンネ
ルトランジスタＱ２１、Ｑ２２とからなる。
を示す。同図中、図１及び図２と同一構成部分には同一
符号を付してある。図４において、増幅部３は負帰還増
幅器５１1、５１2と、プリドライバ５２1、５２2と、Ｎ
チャンネルトランジスタＱ１１、Ｑ２１と、Ｐチャンネ
ルトランジスタＱ２１、Ｑ２２とからなる。
【００２６】トランジスタＱ１１とＱ１２は互いにベー
スが共通接続されると共にエミッタが共通接続されてお
り、またトランジスタＱ１１のコレクタには端子５３1
を介して前記信号＋Ｂ１が電源電圧として供給され、ト
ランジスタＱ１２のコレクタには端子５４1を介して前
記信号−Ｂ１が電源電圧として供給される。
スが共通接続されると共にエミッタが共通接続されてお
り、またトランジスタＱ１１のコレクタには端子５３1
を介して前記信号＋Ｂ１が電源電圧として供給され、ト
ランジスタＱ１２のコレクタには端子５４1を介して前
記信号−Ｂ１が電源電圧として供給される。
【００２７】同様に、トランジスタＱ２１とＱ２２は互
いにベースが共通接続されると共にエミッタが共通接続
されており、またトランジスタＱ２１のコレクタには端
子５３2を介して前記信号＋Ｂ２が電源電圧として供給
され、トランジスタＱ２２のコレクタには端子５４2を
介して前記信号−Ｂ２が電源電圧として供給される。上
記の信号＋Ｂ１及び−Ｂ１はプリドライバ５２1に、＋
Ｂ２及び−Ｂ２はプリドライバ５２2にも電源電圧とし
て入力される。
いにベースが共通接続されると共にエミッタが共通接続
されており、またトランジスタＱ２１のコレクタには端
子５３2を介して前記信号＋Ｂ２が電源電圧として供給
され、トランジスタＱ２２のコレクタには端子５４2を
介して前記信号−Ｂ２が電源電圧として供給される。上
記の信号＋Ｂ１及び−Ｂ１はプリドライバ５２1に、＋
Ｂ２及び−Ｂ２はプリドライバ５２2にも電源電圧とし
て入力される。
【００２８】次に、この増幅部３の動作について説明す
るに、可変抵抗器ＶＲ１、ＶＲ２からそれぞれ取り出さ
れたＣＨ１、ＣＨ２の音声信号は、負帰還増幅器５
１1、５１2で増幅された後プリドライバ５２1、５２2に
供給されて電力増幅される。プリドライバ５２1により
電力増幅されたＣＨ１の音声信号は出力段トランジスタ
Ｑ１１及びＱ１２のベースに入力されて増幅され、スピ
ーカ５に供給されて発音されると共に負帰還増幅器５１
1に負帰還される。同様に、プリドライバ５２2により電
力増幅されたＣＨ２の音声信号は出力段トランジスタＱ
２１及びＱ２２のベースに入力されて増幅され、スピー
カ６に供給されて発音されると共に負帰還増幅器５１2
に負帰還される。
るに、可変抵抗器ＶＲ１、ＶＲ２からそれぞれ取り出さ
れたＣＨ１、ＣＨ２の音声信号は、負帰還増幅器５
１1、５１2で増幅された後プリドライバ５２1、５２2に
供給されて電力増幅される。プリドライバ５２1により
電力増幅されたＣＨ１の音声信号は出力段トランジスタ
Ｑ１１及びＱ１２のベースに入力されて増幅され、スピ
ーカ５に供給されて発音されると共に負帰還増幅器５１
1に負帰還される。同様に、プリドライバ５２2により電
力増幅されたＣＨ２の音声信号は出力段トランジスタＱ
２１及びＱ２２のベースに入力されて増幅され、スピー
カ６に供給されて発音されると共に負帰還増幅器５１2
に負帰還される。
【００２９】ここで、この実施の型態では、電源部２内
のパルストランス２９の２次側スイッチにより生成され
た信号＋Ｂ１，−Ｂ１が出力段トランジスタＱ１１及び
Ｑ１２のコレクタ電源電圧として、また、信号＋Ｂ２，
−Ｂ２が出力段トランジスタＱ２１及びＱ２２のコレク
タ電源電圧として供給されている。
のパルストランス２９の２次側スイッチにより生成され
た信号＋Ｂ１，−Ｂ１が出力段トランジスタＱ１１及び
Ｑ１２のコレクタ電源電圧として、また、信号＋Ｂ２，
−Ｂ２が出力段トランジスタＱ２１及びＱ２２のコレク
タ電源電圧として供給されている。
【００３０】ここで、前述したように例えばスピーカ５
又は６へ出力される音声信号が図５（Ｄ）に曲線VIで示
される場合、信号＋Ｂ１又は＋Ｂ２は同図（Ｄ）にVII
で示す如く音声信号の正の半サイクル期間では音声信号
より若干大レベルで音声信号に追従して変化し、かつ、
音声信号の負の半サイクル期間では０Ｖに近い一定電圧
であり、信号−Ｂ１又は−Ｂ２は同図（Ｄ）にVIIIで示
す如く、音声信号の正の半サイクル期間では０Ｖに近い
一定電圧であり、かつ、音声信号の負の半サイクル期間
では音声信号より若干大レベル（絶対値）で音声信号に
追従して変化する波形であるため、増幅部３は図６に示
した一次側スイッチのみの従来の増幅器の出力音声信号
と電源電圧の波形と比較すると、明らかにパワー損失分
が少なく増幅ができ、増幅部３での効率を向上すること
ができる。
又は６へ出力される音声信号が図５（Ｄ）に曲線VIで示
される場合、信号＋Ｂ１又は＋Ｂ２は同図（Ｄ）にVII
で示す如く音声信号の正の半サイクル期間では音声信号
より若干大レベルで音声信号に追従して変化し、かつ、
音声信号の負の半サイクル期間では０Ｖに近い一定電圧
であり、信号−Ｂ１又は−Ｂ２は同図（Ｄ）にVIIIで示
す如く、音声信号の正の半サイクル期間では０Ｖに近い
一定電圧であり、かつ、音声信号の負の半サイクル期間
では音声信号より若干大レベル（絶対値）で音声信号に
追従して変化する波形であるため、増幅部３は図６に示
した一次側スイッチのみの従来の増幅器の出力音声信号
と電源電圧の波形と比較すると、明らかにパワー損失分
が少なく増幅ができ、増幅部３での効率を向上すること
ができる。
【００３１】なお、本発明は上記の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えばアイソレート用トランス３１
（これもパルストランスである）の代わりにフォトカプ
ラ等の他の電気的絶縁手段を設けてもよい。
れるものではなく、例えばアイソレート用トランス３１
（これもパルストランスである）の代わりにフォトカプ
ラ等の他の電気的絶縁手段を設けてもよい。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源トランスの二次側に設けた二次側スイッチにより生
成した、出力信号の正、負各半サイクル期間のレベル変
化にそれぞれ対応して変化する信号を増幅部の電源電圧
として入力するようにしたため、一次側スイッチのみの
従来の増幅器に比べて増幅部での効率を向上することが
できる。
電源トランスの二次側に設けた二次側スイッチにより生
成した、出力信号の正、負各半サイクル期間のレベル変
化にそれぞれ対応して変化する信号を増幅部の電源電圧
として入力するようにしたため、一次側スイッチのみの
従来の増幅器に比べて増幅部での効率を向上することが
できる。
【００３３】また、本発明によれば、電源トランスの一
次側に設けた一次側スイッチにより複数チャンネルの信
号の合成信号のレベルに応じたスイッチング動作をさせ
てすべての入力信号の増幅に必要なすべての電力を電源
トランスの二次側に発生させるようにしたため、商用ト
ランスを用いた従来の増幅器に比べて電源部の効率を向
上することができる。
次側に設けた一次側スイッチにより複数チャンネルの信
号の合成信号のレベルに応じたスイッチング動作をさせ
てすべての入力信号の増幅に必要なすべての電力を電源
トランスの二次側に発生させるようにしたため、商用ト
ランスを用いた従来の増幅器に比べて電源部の効率を向
上することができる。
【００３４】更に、本発明によれば、電源トランスをパ
ルストランスとしたため、商用トランスを用いた従来の
増幅器に比し軽量化を実現することができる。
ルストランスとしたため、商用トランスを用いた従来の
増幅器に比し軽量化を実現することができる。
【図１】本発明の一実施の形態のブロック図である。
【図２】図１中のＰＷＭ生成部の一例のブロック図であ
る。
る。
【図３】図１中の電源部の一例の回路系統図である。
【図４】図１中の増幅部の一例の回路系統図である。
【図５】本発明の一実施の形態の動作説明用信号波形図
である。
である。
【図６】従来の増幅器の一例の出力音声信号と電源電圧
を示す波形図である。
を示す波形図である。
１ パルス幅変調（ＰＷＭ）生成部 ２ 電源部 ３ 増幅部 ５、６ スピーカ １０、１１、３０ 入力端子 １２1、１２2 正側半波整流回路（第１の生成部） １３1、１３2 負側半波整流回路（第２の生成部） １４1、１４2 全波整流回路（第３の生成部） １５1、１５2 パルス幅変調（ＰＷＭ）生成器（第１の
生成部） １６1、１６2 パルス幅変調（ＰＷＭ）生成器（第２の
生成部） １７1、１７2、１８1、１８2、２１、３２ 駆動回路 １９ 加算回路（第３の生成部） ２０ パルス幅変調（ＰＷＭ）生成器（第３の生成部） ２８ スイッチング用ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）（一次側スイッチ） ２９ パルストランス ３１ アイソレート用トランス ３４1、３４2、３５1、３５2 スイッチング用ＭＯＳ型
電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）（二次側スイッチ） ３６1、３６2、３７1、３７2 ローパスフィルタ用コイ
ル（二次側スイッチ、フィルタ回路） ３８1、３８2、３９1、３９2 ローパスフィルタ用コン
デンサ（二次側スイッチ、フィルタ回路） ４０1、４０2、４１1、４１2 電源電圧出力端子 ５１1、５１2 負帰還増幅器 ５２1、５２2 プリドライバ ５３1、５３2 正側電源電圧入力端子 ５４1、５４2 負側電源電圧入力端子 ＋Ａ、−Ａ、＋Ｃ、−Ｃ、Ｄ ＰＷＭ波信号 ＋Ｂ１、−Ｂ１、＋Ｂ２、−Ｂ２ 増幅部電源電圧
生成部） １６1、１６2 パルス幅変調（ＰＷＭ）生成器（第２の
生成部） １７1、１７2、１８1、１８2、２１、３２ 駆動回路 １９ 加算回路（第３の生成部） ２０ パルス幅変調（ＰＷＭ）生成器（第３の生成部） ２８ スイッチング用ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）（一次側スイッチ） ２９ パルストランス ３１ アイソレート用トランス ３４1、３４2、３５1、３５2 スイッチング用ＭＯＳ型
電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）（二次側スイッチ） ３６1、３６2、３７1、３７2 ローパスフィルタ用コイ
ル（二次側スイッチ、フィルタ回路） ３８1、３８2、３９1、３９2 ローパスフィルタ用コン
デンサ（二次側スイッチ、フィルタ回路） ４０1、４０2、４１1、４１2 電源電圧出力端子 ５１1、５１2 負帰還増幅器 ５２1、５２2 プリドライバ ５３1、５３2 正側電源電圧入力端子 ５４1、５４2 負側電源電圧入力端子 ＋Ａ、−Ａ、＋Ｃ、−Ｃ、Ｄ ＰＷＭ波信号 ＋Ｂ１、−Ｂ１、＋Ｂ２、−Ｂ２ 増幅部電源電圧
Claims (4)
- 【請求項１】 入力信号の正、負それぞれの半サイクル
期間でのレベルに応じた第１及び第２のパルス幅変調波
信号をそれぞれ生成すると共に、入力信号全体のレベル
に応じた第３のパルス幅変調波信号を生成する生成部
と、 電源トランスとしてパルストランスを用い、そのパルス
トランスの一次側に設けられた入力交流電圧から変換し
た直流電圧が印加される一次側スイッチが前記第３のパ
ルス幅変調波信号でスイッチング制御され、前記パルス
トランスの二次側に設けられた二次側スイッチが前記第
１及び第２のパルス幅変調波信号でスイッチング制御さ
れて電源電圧を出力する電源部と、 前記電源部の前記二次側スイッチから出力された前記電
源電圧が入力され、前記入力信号を増幅して出力する増
幅部とを有することを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】 前記生成部は、複数チャンネルの音声信
号が前記入力信号として入力され、各チャンネルの入力
音声信号のそれぞれについて正の半サイクル期間でのレ
ベルに応じてパルス幅が変化し、負の半サイクル期間で
は最小幅のパルスのパルス列とされた信号を前記第１の
パルス幅変調波信号としてチャンネル別に生成する第１
の生成部と、前記各チャンネルの入力音声信号のそれぞ
れについて負の半サイクル期間でのレベルに応じてパル
ス幅が変化し、正の半サイクル期間では最小幅のパルス
のパルス列とされた信号を前記第２のパルス幅変調波信
号としてチャンネル別に生成する第２の生成部と、前記
複数チャンネル信号の加算合成信号をパルス幅変調した
信号を前記第３のパルス幅変調波信号として生成する第
３の生成部とからなることを特徴とする請求項１記載の
増幅器。 - 【請求項３】 前記電源部は、前記入力交流電圧を直流
電圧に変換する変換手段と、電源トランスとしての前記
パルストランスと、前記変換手段の出力端と前記パルス
トランスの一次巻線の一端に接続された前記一次側スイ
ッチを構成する第１のスイッチング素子と、前記第３の
パルス幅変調波信号を電気的に絶縁して前記第１のスイ
ッチング素子にスイッチング信号として入力する電気的
絶縁手段と、前記パルストランスの二次側に誘起された
信号を整流する整流回路と、前記整流回路の正側出力端
からの信号が入力され、前記第１のパルス幅変調波信号
によりスイッチング制御される第２のスイッチング素子
と、前記整流回路の負側出力端からの信号が入力され、
前記第２のパルス幅変調波信号によりスイッチング制御
される第３のスイッチング素子と、前記第２及び第３の
スイッチング素子の出力信号の不要周波数成分を除去し
て正負の前記電源電圧を出力するフィルタ回路とからな
り、前記第２及び第３のスイッチング素子と前記フィル
タ回路が前記二次側スイッチを構成することを特徴とす
る請求項１記載の増幅器。 - 【請求項４】 複数チャンネルの音声信号が前記入力信
号として入力されるときは、前記第２及び第３のスイッ
チング素子と前記フィルタ回路はチャンネル別に設けら
れ、チャンネル別に設けられた前記第２及び第３のスイ
ッチング素子がチャンネル別に生成された前記第１及び
第２のパルス幅変調波信号によりスイッチング制御され
ることを特徴とする請求項３記載の増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8200470A JPH1051242A (ja) | 1996-07-30 | 1996-07-30 | 増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8200470A JPH1051242A (ja) | 1996-07-30 | 1996-07-30 | 増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1051242A true JPH1051242A (ja) | 1998-02-20 |
Family
ID=16424860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8200470A Pending JPH1051242A (ja) | 1996-07-30 | 1996-07-30 | 増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1051242A (ja) |
-
1996
- 1996-07-30 JP JP8200470A patent/JPH1051242A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040730 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040803 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041130 |