JPH1051405A - ディジタルコードレス電話システム - Google Patents
ディジタルコードレス電話システムInfo
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- JPH1051405A JPH1051405A JP20617396A JP20617396A JPH1051405A JP H1051405 A JPH1051405 A JP H1051405A JP 20617396 A JP20617396 A JP 20617396A JP 20617396 A JP20617396 A JP 20617396A JP H1051405 A JPH1051405 A JP H1051405A
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- Japan
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- frequency
- spurious
- mhz
- fsp
- fif
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式のディジタルコードレ
ス電話システムにおいて、ＣＴ−２方式のスプリアス規
格を満足させることを目的とする。 【解決手段】 送信用搬送波信号に発生するスプリアス
の周波数Ｆｓｐは中間周波数Ｆｉｆの整数倍ｎＦｉｆ
（ｎは正の整数）として表される。スプリアス周波数Ｆ
ｓｐが、８６２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６３．６５Ｍ
Ｈｚの範囲に入るように中間周波数Ｆｉｆの値を設定す
る。中間周波数Ｆｉｆは２０．０５ＭＨｚ、２０．５５
ＭＨｚ、２１．０５ＭＨｚ、２３．９５ＭＨｚ、２４．
６５ＭＨｚのいずれかの値に設定されるが、好ましく
は、２０．０５ＭＨｚである。
ス電話システムにおいて、ＣＴ−２方式のスプリアス規
格を満足させることを目的とする。 【解決手段】 送信用搬送波信号に発生するスプリアス
の周波数Ｆｓｐは中間周波数Ｆｉｆの整数倍ｎＦｉｆ
（ｎは正の整数）として表される。スプリアス周波数Ｆ
ｓｐが、８６２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６３．６５Ｍ
Ｈｚの範囲に入るように中間周波数Ｆｉｆの値を設定す
る。中間周波数Ｆｉｆは２０．０５ＭＨｚ、２０．５５
ＭＨｚ、２１．０５ＭＨｚ、２３．９５ＭＨｚ、２４．
６５ＭＨｚのいずれかの値に設定されるが、好ましく
は、２０．０５ＭＨｚである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多重アクセス方式
としてＦＤＭＡを使用し、複信方式としてＴＤＤを使用
するディジタルコードレス電話システムに関し、特にそ
の移動局（子機）又は基地局（親機）の高周波回路ブロ
ックに使用される中間周波数の設定に関する。
としてＦＤＭＡを使用し、複信方式としてＴＤＤを使用
するディジタルコードレス電話システムに関し、特にそ
の移動局（子機）又は基地局（親機）の高周波回路ブロ
ックに使用される中間周波数の設定に関する。
【０００２】
【従来の技術】欧州等で広く採用されているＣＴ−２方
式のディジタルコードレス電話システムでは、多重（多
次元）アクセス方式としてＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ）を使用し、複信方式（デュープレックス）としてＴ
ＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）を
使用する。
式のディジタルコードレス電話システムでは、多重（多
次元）アクセス方式としてＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ）を使用し、複信方式（デュープレックス）としてＴ
ＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）を
使用する。
【０００３】複数のユーザが同時に使用している通信空
間にて特定の通信先に接続する方法を多重アクセスと言
う。ＣＴ−２方式では多重アクセスとしてＦＤＭＡを採
用する。ＦＤＭＡでは、ユーザ毎に１つの周波数が割り
当てられる。
間にて特定の通信先に接続する方法を多重アクセスと言
う。ＣＴ−２方式では多重アクセスとしてＦＤＭＡを採
用する。ＦＤＭＡでは、ユーザ毎に１つの周波数が割り
当てられる。
【０００４】また、基地局（親機）から移動局（子機）
への下りチャンネル（受信チャンネル）と移動局（子
機）から基地局（親機）への上りチャンネル（送信チャ
ンネル）とを分離する方法はデュープレックスと称され
るが、ＣＴ−２方式の場合、デュープレックスとしてＴ
ＤＤ（１周波時分割複信方式）を採用する。
への下りチャンネル（受信チャンネル）と移動局（子
機）から基地局（親機）への上りチャンネル（送信チャ
ンネル）とを分離する方法はデュープレックスと称され
るが、ＣＴ−２方式の場合、デュープレックスとしてＴ
ＤＤ（１周波時分割複信方式）を採用する。
【０００５】ＴＤＤは、同一周波数を使って時分割で送
信と受信を交互に切り換える方式である。例えば、１つ
の周波数帯域の搬送波信号を使用する送信と受信が１ｍ
ｓ（１ミリ秒）毎に交互に切り換えられる。
信と受信を交互に切り換える方式である。例えば、１つ
の周波数帯域の搬送波信号を使用する送信と受信が１ｍ
ｓ（１ミリ秒）毎に交互に切り換えられる。
【０００６】ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式のディジタルコード
レス電話システムの移動局（子機）の高周波回路の受信
系として、シングルスーパーヘテロダイン受信方式とダ
ブルスーパーヘテロダイン受信方式がある。
レス電話システムの移動局（子機）の高周波回路の受信
系として、シングルスーパーヘテロダイン受信方式とダ
ブルスーパーヘテロダイン受信方式がある。
【０００７】ダブルスーパーヘテロダイン受信方式は消
費電力が大きく、製造費が高くなる欠点がある。この欠
点を解決するためにシングルスーパーヘテロダイン受信
方式が提案されたものである。
費電力が大きく、製造費が高くなる欠点がある。この欠
点を解決するためにシングルスーパーヘテロダイン受信
方式が提案されたものである。
【０００８】図４を参照して従来のディジタルコードレ
ス電話システムの移動局（子機）の構成、特に高周波回
路ブロックの例を説明する。このディジタルコードレス
電話システムはＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式である。従って、
同一の送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信が、送信チャンネ
ル及び受信チャンネルにて使用され、且つ両チャンネル
は１ｍｓ（１ミリ秒）毎に交互に切り換えられる。本例
の高周波回路ブロックはシングルスーパーヘテロダイン
受信方式を採用している。尚、このような高周波回路は
基地局（親機）にも使用される。
ス電話システムの移動局（子機）の構成、特に高周波回
路ブロックの例を説明する。このディジタルコードレス
電話システムはＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式である。従って、
同一の送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信が、送信チャンネ
ル及び受信チャンネルにて使用され、且つ両チャンネル
は１ｍｓ（１ミリ秒）毎に交互に切り換えられる。本例
の高周波回路ブロックはシングルスーパーヘテロダイン
受信方式を採用している。尚、このような高周波回路は
基地局（親機）にも使用される。
【０００９】高周波回路ブロックは、一般に、アンテナ
系１１、１２、１３と受信系２１、２２、２３、２４、
２５及び送信系３１、３２、３３、３４、３５と発振回
路系４０、４５、５０とを有する。
系１１、１２、１３と受信系２１、２２、２３、２４、
２５及び送信系３１、３２、３３、３４、３５と発振回
路系４０、４５、５０とを有する。
【００１０】先ず発振回路系について説明する。本例の
発振回路系は基準発振器４５と２つのＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路４０、５０とを有する。基準発振器４５
は、適当な基準周波数Ｆｒｅｆの基準信号を発生する温
度補償水晶発振器であってよい。基準発振器４５から出
力された基準周波数Ｆｒｅｆの信号は第１及び第２のＰ
ＬＬ周波数シンセサイザ回路４０、５０に供給される。
発振回路系は基準発振器４５と２つのＰＬＬ周波数シン
セサイザ回路４０、５０とを有する。基準発振器４５
は、適当な基準周波数Ｆｒｅｆの基準信号を発生する温
度補償水晶発振器であってよい。基準発振器４５から出
力された基準周波数Ｆｒｅｆの信号は第１及び第２のＰ
ＬＬ周波数シンセサイザ回路４０、５０に供給される。
【００１１】第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路４０
は局部発振周波数Ｆｌｏの信号を生成し、第２のＰＬＬ
周波数シンセサイザ回路５０は中間周波数Ｆｉｆの２倍
の周波数２×Ｆｉｆの信号を生成する。
は局部発振周波数Ｆｌｏの信号を生成し、第２のＰＬＬ
周波数シンセサイザ回路５０は中間周波数Ｆｉｆの２倍
の周波数２×Ｆｉｆの信号を生成する。
【００１２】次に受信チャンネルについて説明する。ア
ンテナ１１によって受信された送受信周波数Ｆｒｆの搬
送波信号は第１のバンドパスフィルタ１２、送受信切り
換え用スイッチ１３、ローノイズ増幅器２１及び第２の
バンドパスフィルタ２２を経由して受信用周波数変換器
（ミキサ）２３に供給される。
ンテナ１１によって受信された送受信周波数Ｆｒｆの搬
送波信号は第１のバンドパスフィルタ１２、送受信切り
換え用スイッチ１３、ローノイズ増幅器２１及び第２の
バンドパスフィルタ２２を経由して受信用周波数変換器
（ミキサ）２３に供給される。
【００１３】受信用周波数変換器２３は、第２のバンド
パスフィルタ２２より供給された送受信周波数Ｆｒｆの
搬送波信号と第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路４０
より供給された局部発振周波数Ｆｌｏの信号を入力して
中間周波数Ｆｉｆの受信信号を生成する。
パスフィルタ２２より供給された送受信周波数Ｆｒｆの
搬送波信号と第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路４０
より供給された局部発振周波数Ｆｌｏの信号を入力して
中間周波数Ｆｉｆの受信信号を生成する。
【００１４】
【数１】Ｆｉｆ＝Ｆｒｆ−Ｆｌｏ
【００１５】この中間周波数Ｆｉｆの搬送信号は第３の
バンドパスフィルタ２４を経由して復調器２５に供給さ
れ、この復調器２５によって受信データＲＸ−ＤＡＴＡ
が生成される。
バンドパスフィルタ２４を経由して復調器２５に供給さ
れ、この復調器２５によって受信データＲＸ−ＤＡＴＡ
が生成される。
【００１６】次に送信チャンネルについて説明する。第
２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５０によって中間周
波数Ｆｉｆの２倍（２×Ｆｉｆ）の信号が生成される。
第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の出力が、中間周
波数Ｆｉｆではなく中間周波数２倍（２×Ｆｉｆ）の信
号を生成しているのは次のような理由による。ＰＬＬ周
波数シンセサイザ回路５０に含まれる電圧制御発振器
（ＶＣＯ）は電源ＯＮからの立ち上がりが遅いため、常
に電源ＯＮの状態となっている。従って、受信時におい
ても電圧制御発振器（ＶＣＯ）は電源ＯＮとなってお
り、もし第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５０が中
間周波数Ｆｉｆの信号を出力すると、受信の妨害になる
からである。
２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５０によって中間周
波数Ｆｉｆの２倍（２×Ｆｉｆ）の信号が生成される。
第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路の出力が、中間周
波数Ｆｉｆではなく中間周波数２倍（２×Ｆｉｆ）の信
号を生成しているのは次のような理由による。ＰＬＬ周
波数シンセサイザ回路５０に含まれる電圧制御発振器
（ＶＣＯ）は電源ＯＮからの立ち上がりが遅いため、常
に電源ＯＮの状態となっている。従って、受信時におい
ても電圧制御発振器（ＶＣＯ）は電源ＯＮとなってお
り、もし第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５０が中
間周波数Ｆｉｆの信号を出力すると、受信の妨害になる
からである。
【００１７】第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５０
から出力された周波数２×Ｆｉｆの信号は、１／２プリ
スケーラ３５によって１／２に分周され中間周波数Ｆｉ
ｆの信号が生成される。変調器３４は、１／２プリスケ
ーラ３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号
と送信データＴＸ−ＤＡＴＡを入力して、中間周波数Ｆ
ｉｆの変調信号を生成する。この信号は送信用周波数変
換器（ミキサ）３３に供給される。
から出力された周波数２×Ｆｉｆの信号は、１／２プリ
スケーラ３５によって１／２に分周され中間周波数Ｆｉ
ｆの信号が生成される。変調器３４は、１／２プリスケ
ーラ３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号
と送信データＴＸ−ＤＡＴＡを入力して、中間周波数Ｆ
ｉｆの変調信号を生成する。この信号は送信用周波数変
換器（ミキサ）３３に供給される。
【００１８】送信用周波数変換器３３は１／２プリスケ
ーラ３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号
と第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路４０より供給さ
れた局部発振周波数Ｆｌｏの信号を入力して送受信周波
数Ｆｒｆの搬送波信号を生成する。
ーラ３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号
と第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ回路４０より供給さ
れた局部発振周波数Ｆｌｏの信号を入力して送受信周波
数Ｆｒｆの搬送波信号を生成する。
【００１９】
【数２】Ｆｒｆ＝Ｆｌｏ＋Ｆｉｆ
【００２０】送信用周波数変換器３３より供給された送
受信周波数Ｆｒｆの搬送波信号は、第４のバンドパスフ
ィルタ３２、駆動増幅器３６、電力増幅器３１、送受信
切り換え用スイッチ１３、第１のバンドパスフィルタ１
２を経由してアンテナ１１に供給され、アンテナ１１よ
り送信される。
受信周波数Ｆｒｆの搬送波信号は、第４のバンドパスフ
ィルタ３２、駆動増幅器３６、電力増幅器３１、送受信
切り換え用スイッチ１３、第１のバンドパスフィルタ１
２を経由してアンテナ１１に供給され、アンテナ１１よ
り送信される。
【００２１】シングルスーパーヘテロダイン受信方式の
高周波回路において、中間周波数Ｆｉｆの値の設定方法
について説明する。シングルスーパーヘテロダイン受信
方式の場合、復調器２５における復調の難易度、消費電
流等を考慮すると中間周波数Ｆｉｆの値はできるだけ小
さい方がよい。しかしながら、中間周波数Ｆｉｆの値が
小さすぎると送受信周波数Ｆｒｆと局部発振周波数Ｆｌ
ｏの値が近くなり局部発振周波数Ｆｌｏをバンドパスフ
ィルタ１２、３２にて除去することが困難となる。特
に、バンドパスフィルタ１２、３２としてＳＡＷフィル
タを使用する場合には、設定可能な中間周波数Ｆｉｆの
下限値は２０ＭＨｚである。これらを考慮すると、中間
周波数Ｆｉｆの値は２０〜２５ＭＨｚの範囲に限定され
る。
高周波回路において、中間周波数Ｆｉｆの値の設定方法
について説明する。シングルスーパーヘテロダイン受信
方式の場合、復調器２５における復調の難易度、消費電
流等を考慮すると中間周波数Ｆｉｆの値はできるだけ小
さい方がよい。しかしながら、中間周波数Ｆｉｆの値が
小さすぎると送受信周波数Ｆｒｆと局部発振周波数Ｆｌ
ｏの値が近くなり局部発振周波数Ｆｌｏをバンドパスフ
ィルタ１２、３２にて除去することが困難となる。特
に、バンドパスフィルタ１２、３２としてＳＡＷフィル
タを使用する場合には、設定可能な中間周波数Ｆｉｆの
下限値は２０ＭＨｚである。これらを考慮すると、中間
周波数Ｆｉｆの値は２０〜２５ＭＨｚの範囲に限定され
る。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】従来のシングルスーパ
ーヘテロダイン受信方式の高周波回路では、中間周波数
Ｆｉｆの値は一般的に２０〜２５ＭＨｚの範囲に設定さ
れる。この場合、送信系の変調器３４及び送信用周波数
変換器３３の特性に依存するが、それらの出力信号内に
中間周波数Ｆｉｆに起因した高調波成分がスプリアスと
して発生する。
ーヘテロダイン受信方式の高周波回路では、中間周波数
Ｆｉｆの値は一般的に２０〜２５ＭＨｚの範囲に設定さ
れる。この場合、送信系の変調器３４及び送信用周波数
変換器３３の特性に依存するが、それらの出力信号内に
中間周波数Ｆｉｆに起因した高調波成分がスプリアスと
して発生する。
【００２３】このスプリアスの周波数Ｆｓｐがバンドパ
スフィルタ１２、３２の通過帯域内であると、スプリア
スはバンドパスフィルタ１２、３２を経由してアンテナ
１１より出力される。従ってスプリアス放射（Ｓｐｒｉ
ｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎｓ）に関する規格を満足出来
ない場合がある。
スフィルタ１２、３２の通過帯域内であると、スプリア
スはバンドパスフィルタ１２、３２を経由してアンテナ
１１より出力される。従ってスプリアス放射（Ｓｐｒｉ
ｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎｓ）に関する規格を満足出来
ない場合がある。
【００２４】図５を参照して説明する。図５は送信用周
波数変換器３３の出力信号の周波数スペクトラムを表
す。縦軸は出力レベル、横軸は周波数である。送信用周
波数変換器３３は、送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信号を
出力するが、この搬送波信号には中間周波数Ｆｉｆに起
因した多数のスプリアスが含まれる。スプリアス周波数
Ｆｓｐは中間周波数Ｆｉｆの整数倍であり、次のように
表される。
波数変換器３３の出力信号の周波数スペクトラムを表
す。縦軸は出力レベル、横軸は周波数である。送信用周
波数変換器３３は、送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信号を
出力するが、この搬送波信号には中間周波数Ｆｉｆに起
因した多数のスプリアスが含まれる。スプリアス周波数
Ｆｓｐは中間周波数Ｆｉｆの整数倍であり、次のように
表される。
【００２５】
【数３】Ｆｓｐ＝ｎ×Ｆｉｆ ｎ＝１、２、３・・・
【００２６】スプリアスは中間周波数Ｆｉｆの整数倍の
周波数を有するパルス群であり、各スプリアスは互いに
等周波数間隔Ｆｉｆにて分布する。その出力レベルは、
図示のようにスプリアス周波数Ｆｓｐ（又は次数ｎ）が
増加するにつれて小さくなる。しかしながら、スプリア
ス周波数Ｆｓｐのスペクトラムは送受信周波数Ｆｒｆの
領域にまで広がっている。
周波数を有するパルス群であり、各スプリアスは互いに
等周波数間隔Ｆｉｆにて分布する。その出力レベルは、
図示のようにスプリアス周波数Ｆｓｐ（又は次数ｎ）が
増加するにつれて小さくなる。しかしながら、スプリア
ス周波数Ｆｓｐのスペクトラムは送受信周波数Ｆｒｆの
領域にまで広がっている。
【００２７】図示のように、バンドパスフィルタ１２、
３２の通過帯域（ＢＰＦＲ）がスプリアスの周波数間隔
Ｆｉｆに略等しい場合には、バンドパスフィルタ１２、
３２の通過帯域（ＢＰＦＲ）内に必ず１つのスプリアス
が存在する。
３２の通過帯域（ＢＰＦＲ）がスプリアスの周波数間隔
Ｆｉｆに略等しい場合には、バンドパスフィルタ１２、
３２の通過帯域（ＢＰＦＲ）内に必ず１つのスプリアス
が存在する。
【００２８】バンドパスフィルタ１２、３２の通過帯域
（ＢＰＦＲ）がスプリアスの周波数間隔Ｆｉｆに比べて
十分小さい場合には、バンドパスフィルタ１２、３２の
通過帯域（ＢＰＦＲ）内にスプリアスが存在しない場合
があるが、バンドパスフィルタ１２、３２の通過帯域
（ＢＰＦＲ）がスプリアスの周波数間隔Ｆｉｆより大き
い場合には、バンドパスフィルタ１２、３２の通過帯域
（ＢＰＦＲ）内に少なくとも１つのスプリアスが必ず存
在する。
（ＢＰＦＲ）がスプリアスの周波数間隔Ｆｉｆに比べて
十分小さい場合には、バンドパスフィルタ１２、３２の
通過帯域（ＢＰＦＲ）内にスプリアスが存在しない場合
があるが、バンドパスフィルタ１２、３２の通過帯域
（ＢＰＦＲ）がスプリアスの周波数間隔Ｆｉｆより大き
い場合には、バンドパスフィルタ１２、３２の通過帯域
（ＢＰＦＲ）内に少なくとも１つのスプリアスが必ず存
在する。
【００２９】送信用周波数変換器３３の出力信号は、バ
ンドパスフィルタ３２、１２を経由してアンテナ１１よ
り出力される。バンドパスフィルタ３２、１２の通過帯
域内にスプリアスが存在する場合には、スプリアスの規
格を満足することができない場合がある。
ンドパスフィルタ３２、１２を経由してアンテナ１１よ
り出力される。バンドパスフィルタ３２、１２の通過帯
域内にスプリアスが存在する場合には、スプリアスの規
格を満足することができない場合がある。
【００３０】本発明は斯かる点に鑑み、シングルスーパ
ーヘテロダイン受信方式において、送信用周波数変換器
３３の出力信号に発生する中間周波数Ｆｉｆに起因した
スプリアスがバンドパスフィルタ３２、１２を通過して
アンテナより出力される問題を解決することを目的とす
る。
ーヘテロダイン受信方式において、送信用周波数変換器
３３の出力信号に発生する中間周波数Ｆｉｆに起因した
スプリアスがバンドパスフィルタ３２、１２を通過して
アンテナより出力される問題を解決することを目的とす
る。
【００３１】本発明は斯かる点に鑑み、シングルスーパ
ーヘテロダイン受信方式において、中間周波数Ｆｉｆに
起因したスプリアスに関する規格を満足させるような方
式を提供することを目的とする。
ーヘテロダイン受信方式において、中間周波数Ｆｉｆに
起因したスプリアスに関する規格を満足させるような方
式を提供することを目的とする。
【００３２】
【課題を解決するための手段】本発明によると、多重ア
クセス方式としてＦＤＭＡを使用し複信方式（デュープ
レックス）としてＴＤＤを使用するＣＴ−２方式のディ
ジタルコードレス電話システムにおいて、送信用搬送波
信号に発生するスプリアスの周波数Ｆｓｐが中間周波数
Ｆｉｆの整数倍ｎＦｉｆ（ｎは正の整数）として表され
るとき、ＣＴ−２方式にて規定されているスプリアス規
格を満足するために、スプリアスの周波数Ｆｓｐが、 ８６２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６３．６５ＭＨｚ の範囲に入るように中間周波数Ｆｉｆの値を設定したこ
とを特徴とする。
クセス方式としてＦＤＭＡを使用し複信方式（デュープ
レックス）としてＴＤＤを使用するＣＴ−２方式のディ
ジタルコードレス電話システムにおいて、送信用搬送波
信号に発生するスプリアスの周波数Ｆｓｐが中間周波数
Ｆｉｆの整数倍ｎＦｉｆ（ｎは正の整数）として表され
るとき、ＣＴ−２方式にて規定されているスプリアス規
格を満足するために、スプリアスの周波数Ｆｓｐが、 ８６２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６３．６５ＭＨｚ の範囲に入るように中間周波数Ｆｉｆの値を設定したこ
とを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】欧州等にて広く採用されているＣ
Ｔ−２方式のディジタルコードレス電話システムでは、
上述のようにＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式である。従って、各
移動局（子機）に１つの送受信周波数Ｆｒｆが割り当て
られ、この送受信周波数Ｆｒｆが、送信系及び受信系に
て時間分割して使用される。
Ｔ−２方式のディジタルコードレス電話システムでは、
上述のようにＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式である。従って、各
移動局（子機）に１つの送受信周波数Ｆｒｆが割り当て
られ、この送受信周波数Ｆｒｆが、送信系及び受信系に
て時間分割して使用される。
【００３４】図１を参照して説明する。ＣＴ−２方式で
は、使用される（割り当てられる）送受信周波数Ｆｒｆ
の範囲は８６４．１５〜８６８．０５ＭＨｚであり、こ
れを図１にて参照符号Ａにて示す。この周波数範囲Ａに
は４０チャンネルが含まれる。
は、使用される（割り当てられる）送受信周波数Ｆｒｆ
の範囲は８６４．１５〜８６８．０５ＭＨｚであり、こ
れを図１にて参照符号Ａにて示す。この周波数範囲Ａに
は４０チャンネルが含まれる。
【００３５】第１チャンネルの送受信周波数Ｆｒｆ（Ｃ
Ｈ１）はＦｒｆ（ＣＨ１）＝８６４．１５ＭＨｚ、第４
０チャンネルの送受信周波数Ｆｒｆ（ＣＨ４０）はＦｒ
ｆ（ＣＨ４０）＝８６８．０５ＭＨｚである。隣接する
チャンネル間の周波数差は１００ＫＨｚ＝０．１ＭＨｚ
である。従って第Ｎチャンネルの送受信周波数Ｆｒｆは
次の式によって表される。
Ｈ１）はＦｒｆ（ＣＨ１）＝８６４．１５ＭＨｚ、第４
０チャンネルの送受信周波数Ｆｒｆ（ＣＨ４０）はＦｒ
ｆ（ＣＨ４０）＝８６８．０５ＭＨｚである。隣接する
チャンネル間の周波数差は１００ＫＨｚ＝０．１ＭＨｚ
である。従って第Ｎチャンネルの送受信周波数Ｆｒｆは
次の式によって表される。
【００３６】
【数４】Ｆｒｆ＝（８６４．０５＋０．１×Ｎ）ＭＨｚ Ｎ＝１、２、３・・・４０
【００３７】例えば、第２０チャンネルの送受信周波数
Ｆｒｆは、Ｎ＝２０として、Ｆｒｆ＝８６６．０５ＭＨ
ｚである。
Ｆｒｆは、Ｎ＝２０として、Ｆｒｆ＝８６６．０５ＭＨ
ｚである。
【００３８】ＣＴ−２方式によるスプリアス規格（Ｉ−
ＥＴＳ ３００ １３１）には次の２つの条件が設けら
れている。 （１）使用する送受信周波数Ｆｒｆの近傍にスプリアス
が発生した場合の条件である。図２に示すように、これ
には次の２つの条件Ａ1 、Ａ2 が含まれる。がある。 （Ａ1 ）送受信周波数Ｆｒｆの両側の５００ＫＨｚ＝
０．５ＭＨｚの周波数にて、スプリアスのレベルが１ｎ
Ｗ（ナノワット）以下であること。 （Ａ2 ）送受信周波数Ｆｒｆの両側の５００ＫＨｚ＝
０．１ＭＨｚの周波数にて、スプリアスのレベルが２．
５μＷ（マイクロワット）以下であること。これらは、
次のように表される。
ＥＴＳ ３００ １３１）には次の２つの条件が設けら
れている。 （１）使用する送受信周波数Ｆｒｆの近傍にスプリアス
が発生した場合の条件である。図２に示すように、これ
には次の２つの条件Ａ1 、Ａ2 が含まれる。がある。 （Ａ1 ）送受信周波数Ｆｒｆの両側の５００ＫＨｚ＝
０．５ＭＨｚの周波数にて、スプリアスのレベルが１ｎ
Ｗ（ナノワット）以下であること。 （Ａ2 ）送受信周波数Ｆｒｆの両側の５００ＫＨｚ＝
０．１ＭＨｚの周波数にて、スプリアスのレベルが２．
５μＷ（マイクロワット）以下であること。これらは、
次のように表される。
【００３９】
【数５】Ｆｓｐ＝Ｆｒｆ±０．５ＭＨｚ：ＳＰ＜１ｎＷ Ｆｓｐ＝Ｆｒｆ±０．１ＭＨｚ：ＳＰ＜２．５μＷ
【００４０】（２）参照符号Ａ（図１参照。）にて示す
送受信周波数範囲Ｆｒｆ＝８６４．１５〜８６８．０５
ＭＨｚを含む２０ＭＨｚの範囲にスプリアスが発生した
場合の条件である。これには次の２つの条件Ｃ1 、Ｃ2
が含まれる。
送受信周波数範囲Ｆｒｆ＝８６４．１５〜８６８．０５
ＭＨｚを含む２０ＭＨｚの範囲にスプリアスが発生した
場合の条件である。これには次の２つの条件Ｃ1 、Ｃ2
が含まれる。
【００４１】（Ｃ1 ）図１にて参照符号Ｃ1 にて示す周
波数範囲８５６〜８６２ＭＨｚでは、スプリアスのレベ
ルが４ｎＷ（ナノワット）以下であること。ここで、こ
の８６２ＭＨｚを境界周波数Ｆｔと称する。 （Ｃ2 ）図１にて参照符号Ｃ2 にて示す周波数範囲８６
２〜８７６ＭＨｚでは、スプリアスはレベルが２５０ｎ
Ｗ（ナノワット）以下であること。
波数範囲８５６〜８６２ＭＨｚでは、スプリアスのレベ
ルが４ｎＷ（ナノワット）以下であること。ここで、こ
の８６２ＭＨｚを境界周波数Ｆｔと称する。 （Ｃ2 ）図１にて参照符号Ｃ2 にて示す周波数範囲８６
２〜８７６ＭＨｚでは、スプリアスはレベルが２５０ｎ
Ｗ（ナノワット）以下であること。
【００４２】ここで、条件（２）が設定されている周波
数範囲Ｃ1 ＋Ｃ2 （＝２０ＭＨｚ）内に発生するスプリ
アス（パルス）数を考察する。図５を参照して説明した
議論がここでも成り立つ。スプリアスは、中間周波数Ｆ
ｉｆに等しい周波数間隔にて現れる。中間周波数Ｆｉｆ
が略２０〜２５ＭＨｚであると仮定すると、この周波数
範囲Ｃ1 ＋Ｃ2 （＝２０ＭＨｚ）内に現れるスプリアス
は高々１個である。
数範囲Ｃ1 ＋Ｃ2 （＝２０ＭＨｚ）内に発生するスプリ
アス（パルス）数を考察する。図５を参照して説明した
議論がここでも成り立つ。スプリアスは、中間周波数Ｆ
ｉｆに等しい周波数間隔にて現れる。中間周波数Ｆｉｆ
が略２０〜２５ＭＨｚであると仮定すると、この周波数
範囲Ｃ1 ＋Ｃ2 （＝２０ＭＨｚ）内に現れるスプリアス
は高々１個である。
【００４３】これらのスプリアス規格（１）Ａ1 、Ａ2
及び（２）Ｃ1 、Ｃ2 を満足する条件を求める。スプリ
アスのレベルは、通常２５０ｎＷ（ナノワット）以下で
ある。従ってスプリアスのレベルを２５０ｎＷ（ナノワ
ット）以下にしなければならないという条件は、ここで
は無視する。結局、２つの条件（１）Ａ1 及び（２）Ｃ
1 のみを考慮する。
及び（２）Ｃ1 、Ｃ2 を満足する条件を求める。スプリ
アスのレベルは、通常２５０ｎＷ（ナノワット）以下で
ある。従ってスプリアスのレベルを２５０ｎＷ（ナノワ
ット）以下にしなければならないという条件は、ここで
は無視する。結局、２つの条件（１）Ａ1 及び（２）Ｃ
1 のみを考慮する。
【００４４】先ず第１の条件（１）Ａ1 を考える。この
条件が最も厳しい。スプリアスのレベルを１ｎＷ（ナノ
ワット）以下にすることは一般に困難である。従って、
この条件を満たすためには、スプリアス周波数Ｆｓｐが
数５の式の第１式に示す２つの周波数の範囲に入らない
ようにする。即ち、数５の式の第１式に示す周波数の間
の範囲にスプリアスが発生しないようにする。
条件が最も厳しい。スプリアスのレベルを１ｎＷ（ナノ
ワット）以下にすることは一般に困難である。従って、
この条件を満たすためには、スプリアス周波数Ｆｓｐが
数５の式の第１式に示す２つの周波数の範囲に入らない
ようにする。即ち、数５の式の第１式に示す周波数の間
の範囲にスプリアスが発生しないようにする。
【００４５】送受信周波数範囲（図１の参照符号Ａ）は
８６４．１５〜８６８．０５ＭＨｚだから、この範囲の
両側±０．５ＭＨｚの周波数範囲（図１の参照符号
Ａ’）を禁止範囲として設定すればよい。スプリアス周
波数Ｆｓｐが禁止範囲（図１の参照符号Ａ’）に入らな
いようにする必要がある。この禁止範囲Ａ’は次のよう
に表される。
８６４．１５〜８６８．０５ＭＨｚだから、この範囲の
両側±０．５ＭＨｚの周波数範囲（図１の参照符号
Ａ’）を禁止範囲として設定すればよい。スプリアス周
波数Ｆｓｐが禁止範囲（図１の参照符号Ａ’）に入らな
いようにする必要がある。この禁止範囲Ａ’は次のよう
に表される。
【００４６】
【数６】 ８６３．６５ＭＨｚ≦Ｆｓｐ≦８６８．５５ＭＨｚ
【００４７】次に条件（２）Ｃ1 を考える。スプリアス
のレベルを４ｎＷ（ナノワット）以下にすることは一般
に困難である。従って、同様に、スプリアスがこの周波
数範囲（図１の参照符号Ｃ1 ）８５６〜８６２ＭＨｚに
入らないようにする。即ち、この周波数範囲Ｃ1 （８５
６〜８６２ＭＨｚ）を禁止範囲として設定すればよい。
のレベルを４ｎＷ（ナノワット）以下にすることは一般
に困難である。従って、同様に、スプリアスがこの周波
数範囲（図１の参照符号Ｃ1 ）８５６〜８６２ＭＨｚに
入らないようにする。即ち、この周波数範囲Ｃ1 （８５
６〜８６２ＭＨｚ）を禁止範囲として設定すればよい。
【００４８】
【数７】 ８５６．００ＭＨｚ≦Ｆｓｐ≦８６２．００ＭＨｚ
【００４９】結局、スプリアス規格が設定されている周
波数範囲Ｃ1 ＋Ｃ2 （＝２０ＭＨｚ）のうち、スプリア
ス周波数Ｆｓｐに対して残された周波数範囲は、図１に
て示す領域Ｂ（８６２〜８６３．６５ＭＨｚ）と領域Ｄ
（８６８．５５ＭＨｚより大きい範囲）である。
波数範囲Ｃ1 ＋Ｃ2 （＝２０ＭＨｚ）のうち、スプリア
ス周波数Ｆｓｐに対して残された周波数範囲は、図１に
て示す領域Ｂ（８６２〜８６３．６５ＭＨｚ）と領域Ｄ
（８６８．５５ＭＨｚより大きい範囲）である。
【００５０】
【数８】領域Ｂ：８５２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６
３．６５ＭＨｚ 領域Ｃ：８６８．５５ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８７６．００Ｍ
Ｈｚ
３．６５ＭＨｚ 領域Ｃ：８６８．５５ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８７６．００Ｍ
Ｈｚ
【００５１】次に図３を参照してスプリアス周波数Ｆｓ
ｐの鏡像周波数Ｆｓｐｍについて考察する。送受信周波
数Ｆｒｆの搬送波信号は、多数のスプリアスを含むが、
そのうち送受信周波数Ｆｒｆに最も近いスプリアス周波
数を図示のＦｓｐとする。この場合、送信用周波数変換
器（ミキサ）３３の出力信号に、周波数Ｆｓｐのスプリ
アスばかりでなくその鏡像周波数Ｆｓｐｍのスプリアス
が現れる。鏡像周波数Ｆｓｐｍのスプリアスのレベルは
周波数Ｆｓｐのスプリアスのレベルより小さい。
ｐの鏡像周波数Ｆｓｐｍについて考察する。送受信周波
数Ｆｒｆの搬送波信号は、多数のスプリアスを含むが、
そのうち送受信周波数Ｆｒｆに最も近いスプリアス周波
数を図示のＦｓｐとする。この場合、送信用周波数変換
器（ミキサ）３３の出力信号に、周波数Ｆｓｐのスプリ
アスばかりでなくその鏡像周波数Ｆｓｐｍのスプリアス
が現れる。鏡像周波数Ｆｓｐｍのスプリアスのレベルは
周波数Ｆｓｐのスプリアスのレベルより小さい。
【００５２】スプリアス周波数Ｆｓｐとその鏡像周波数
Ｆｓｐｍは、送受信周波数Ｆｒｆに対して対称的な関係
にある。スプリアス周波数Ｆｓｐと送受信周波数Ｆｒｆ
の差をΔＦとする。スプリアス周波数Ｆｓｐが送受信周
波数Ｆｒｆより小さい場合には、その鏡像周波数Ｆｓｐ
ｍはＦｒｆ＋ΔＦとなり、スプリアス周波数Ｆｓｐが送
受信周波数Ｆｒｆより大きい場合には、その鏡像周波数
ＦｓｐｍはＦｒｆ−ΔＦとなる。鏡像周波数Ｆｓｐｍは
次のように表される。
Ｆｓｐｍは、送受信周波数Ｆｒｆに対して対称的な関係
にある。スプリアス周波数Ｆｓｐと送受信周波数Ｆｒｆ
の差をΔＦとする。スプリアス周波数Ｆｓｐが送受信周
波数Ｆｒｆより小さい場合には、その鏡像周波数Ｆｓｐ
ｍはＦｒｆ＋ΔＦとなり、スプリアス周波数Ｆｓｐが送
受信周波数Ｆｒｆより大きい場合には、その鏡像周波数
ＦｓｐｍはＦｒｆ−ΔＦとなる。鏡像周波数Ｆｓｐｍは
次のように表される。
【００５３】
【数９】 Ｆｓｐｍ＝２Ｆｒｆ−Ｆｓｐ ＝Ｆｒｆ±ΔＦ
【００５４】再び図１を参照する。スプリアス周波数Ｆ
ｓｐばかりでなくその鏡像周波数Ｆｓｐｍも、上述の２
つの条件を満たす必要がある。上記の議論の結果では、
スプリアス周波数Ｆｓｐに対して残された周波数範囲
は、数８の式に示されるように、領域Ｂ（８６２．００
〜８６３．６５ＭＨｚ）と領域Ｄ（８６８．５５より大
きい範囲）である。
ｓｐばかりでなくその鏡像周波数Ｆｓｐｍも、上述の２
つの条件を満たす必要がある。上記の議論の結果では、
スプリアス周波数Ｆｓｐに対して残された周波数範囲
は、数８の式に示されるように、領域Ｂ（８６２．００
〜８６３．６５ＭＨｚ）と領域Ｄ（８６８．５５より大
きい範囲）である。
【００５５】スプリアス周波数Ｆｓｐが領域Ｂ内にある
場合、その鏡像周波数Ｆｓｐｍは明らかに領域Ｃ2 内に
ある。この領域Ｃ2 は上述のようにスプリアス条件が緩
く、そのレベルが２５０ｎＷ（ナノワット）以下であれ
ばよい。鏡像周波数Ｆｓｐｍのレベルはスプリアス周波
数Ｆｓｐのレベルより小さいから２５０ｎＷ（ナノワッ
ト）以下であり、この条件は満たされる。また、鏡像周
波数Ｆｓｐｍは送受信周波数Ｆｒｆの近傍（両側の５０
０ＫＨｚ＝０．５ＭＨｚの周波数範囲）に発生すること
はなく、上述の条件（１）Ａ1 を必ず満たす。
場合、その鏡像周波数Ｆｓｐｍは明らかに領域Ｃ2 内に
ある。この領域Ｃ2 は上述のようにスプリアス条件が緩
く、そのレベルが２５０ｎＷ（ナノワット）以下であれ
ばよい。鏡像周波数Ｆｓｐｍのレベルはスプリアス周波
数Ｆｓｐのレベルより小さいから２５０ｎＷ（ナノワッ
ト）以下であり、この条件は満たされる。また、鏡像周
波数Ｆｓｐｍは送受信周波数Ｆｒｆの近傍（両側の５０
０ＫＨｚ＝０．５ＭＨｚの周波数範囲）に発生すること
はなく、上述の条件（１）Ａ1 を必ず満たす。
【００５６】スプリアス周波数Ｆｓｐが領域Ｄ内にある
場合、その鏡像周波数Ｆｓｐｍは明らかに領域Ｃ1 又は
領域Ｃ2 内にある。鏡像周波数Ｆｓｐｍが領域Ｃ2 内に
ある場合、例えば領域Ｂにある場合、領域Ｃ2 の条件は
比較的穏やかだから問題はない。しかしながら、鏡像周
波数Ｆｓｐｍが領域Ｃ1 内にある場合には上述の条件は
満たされない。
場合、その鏡像周波数Ｆｓｐｍは明らかに領域Ｃ1 又は
領域Ｃ2 内にある。鏡像周波数Ｆｓｐｍが領域Ｃ2 内に
ある場合、例えば領域Ｂにある場合、領域Ｃ2 の条件は
比較的穏やかだから問題はない。しかしながら、鏡像周
波数Ｆｓｐｍが領域Ｃ1 内にある場合には上述の条件は
満たされない。
【００５７】従って、スプリアス周波数Ｆｓｐは領域Ｂ
と領域Ｄのうち、領域Ｂにある場合にはその鏡像周波数
Ｆｓｐｍもスプリアス条件を満たすが、領域Ｄにある場
合にはその鏡像周波数Ｆｓｐｍはスプリアス条件を満た
さない場合があり、適当でない。結局、スプリアス周波
数Ｆｓｐの許容範囲は領域Ｂ（８６２〜８６３．６５Ｍ
Ｈｚ）である。
と領域Ｄのうち、領域Ｂにある場合にはその鏡像周波数
Ｆｓｐｍもスプリアス条件を満たすが、領域Ｄにある場
合にはその鏡像周波数Ｆｓｐｍはスプリアス条件を満た
さない場合があり、適当でない。結局、スプリアス周波
数Ｆｓｐの許容範囲は領域Ｂ（８６２〜８６３．６５Ｍ
Ｈｚ）である。
【００５８】
【数１０】 ８６２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６３．６５ＭＨｚ
【００５９】以上の議論を基礎として中間周波数Ｆｉｆ
の値を選択する。上述のように、アンテナ系のバンドパ
スフィルタ１２、送信系のバンドパスフィルタ３２及び
変調器３４の性能と受信系のバンドパスフィルタ２２、
２４及び復調器２５の性能等を考慮すると、中間周波数
Ｆｉｆの値は２０〜２５ＭＨｚの範囲に設定される。中
間周波数Ｆｉｆとスプリアス周波数Ｆｓｐの関係は数３
の式によって表される。
の値を選択する。上述のように、アンテナ系のバンドパ
スフィルタ１２、送信系のバンドパスフィルタ３２及び
変調器３４の性能と受信系のバンドパスフィルタ２２、
２４及び復調器２５の性能等を考慮すると、中間周波数
Ｆｉｆの値は２０〜２５ＭＨｚの範囲に設定される。中
間周波数Ｆｉｆとスプリアス周波数Ｆｓｐの関係は数３
の式によって表される。
【００６０】また、送受信周波数Ｆｒｆは数４の式によ
って表されるように、１００ＫＨｚ＝０．１ＭＨｚ毎に
変化する値を取るため、ＰＬＬ周波数シンセサイザ４
０、５０の比較周波数も１００ＫＨｚ＝０．１ＭＨｚで
あり、局部発振周波数Ｆｌｏは１００ＫＨｚ＝０．１Ｍ
Ｈｚの整数倍となる。従って中間周波数Ｆｉｆの値は
０．０５ＭＨｚの整数倍であり次のように表される。
って表されるように、１００ＫＨｚ＝０．１ＭＨｚ毎に
変化する値を取るため、ＰＬＬ周波数シンセサイザ４
０、５０の比較周波数も１００ＫＨｚ＝０．１ＭＨｚで
あり、局部発振周波数Ｆｌｏは１００ＫＨｚ＝０．１Ｍ
Ｈｚの整数倍となる。従って中間周波数Ｆｉｆの値は
０．０５ＭＨｚの整数倍であり次のように表される。
【００６１】
【数１１】Ｆｉｆ＝２０．００＋０．０５Ｎ Ｎ＝０〜１００
【００６２】ここにＮは０〜１００までの整数である。
これより、中間周波数Ｆｉｆの値を試算すると次のよう
な値が得られた。
これより、中間周波数Ｆｉｆの値を試算すると次のよう
な値が得られた。
【００６３】
【表１】
【００６４】図５に示したように、次数ｎが大きいほう
が、スプリアスのレベルは小さくなる。また、中間周波
数Ｆｉｆの値は小さいほうがよい。従って最適な中間周
波数Ｆｉｆは２０．０５ＭＨｚである。これに対して、
領域Ｃ1 ＋Ｃ2 にあるスプリアス周波数Ｆｓｐは８６
２．１５ＭＨｚである。数７の式によって鏡像周波数Ｆ
ｓｐｍを計算する。
が、スプリアスのレベルは小さくなる。また、中間周波
数Ｆｉｆの値は小さいほうがよい。従って最適な中間周
波数Ｆｉｆは２０．０５ＭＨｚである。これに対して、
領域Ｃ1 ＋Ｃ2 にあるスプリアス周波数Ｆｓｐは８６
２．１５ＭＨｚである。数７の式によって鏡像周波数Ｆ
ｓｐｍを計算する。
【００６５】
【数１２】 Ｆｓｐｍ＝２×Ｆｒｆ−Ｆｓｐ ＝１７２８．３０〜１７３６．１０ＭＨｚ−８６２．１５ＭＨｚ ＝８６６．１５〜８７３．９５ＭＨｚ
【００６６】鏡像周波数Ｆｓｐｍはスプリアス条件が比
較的緩い領域Ｃ2 にある。鏡像周波数Ｆｓｐｍと、最も
厳しいスプリアス条件（１）Ａ1 の間の関係を考察す
る。第１チャンネルでは、送受信周波数Ｆｒｆは８６
４．１５ＭＨｚであり、鏡像周波数Ｆｓｐｍは８６６．
１５ＭＨｚである。これはスプリアス条件（１）Ａ1 に
て設定されている周波数Ｆｒｆ±０．５ＭＨｚ＝８６
４．６５ＭＨｚより十分大きい。また、第４０チャンネ
ルでは、送受信周波数Ｆｒｆは８６８．０５ＭＨｚであ
り、鏡像周波数Ｆｓｐｍは８７３．９５ＭＨｚである。
これもスプリアス条件（１）Ａ1 にて設定されている周
波数Ｆｒｆ±０．５ＭＨｚ＝８６４．６５ＭＨｚより十
分大きい。結局、全てのチャンネルの送受信周波数Ｆｒ
ｆの鏡像周波数Ｆｓｐｍはスプリアス条件（１）Ａ1 を
満たす。
較的緩い領域Ｃ2 にある。鏡像周波数Ｆｓｐｍと、最も
厳しいスプリアス条件（１）Ａ1 の間の関係を考察す
る。第１チャンネルでは、送受信周波数Ｆｒｆは８６
４．１５ＭＨｚであり、鏡像周波数Ｆｓｐｍは８６６．
１５ＭＨｚである。これはスプリアス条件（１）Ａ1 に
て設定されている周波数Ｆｒｆ±０．５ＭＨｚ＝８６
４．６５ＭＨｚより十分大きい。また、第４０チャンネ
ルでは、送受信周波数Ｆｒｆは８６８．０５ＭＨｚであ
り、鏡像周波数Ｆｓｐｍは８７３．９５ＭＨｚである。
これもスプリアス条件（１）Ａ1 にて設定されている周
波数Ｆｒｆ±０．５ＭＨｚ＝８６４．６５ＭＨｚより十
分大きい。結局、全てのチャンネルの送受信周波数Ｆｒ
ｆの鏡像周波数Ｆｓｐｍはスプリアス条件（１）Ａ1 を
満たす。
【００６７】以上本発明の実施の形態について詳細に説
明したが、本発明はこれらの例に限定されることなく特
許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更等
が可能であることは当業者にとって理解されよう。
明したが、本発明はこれらの例に限定されることなく特
許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更等
が可能であることは当業者にとって理解されよう。
【００６８】
【発明の効果】本発明によると、ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式
を使用するＣＴ−２方式のディジタルコードレス電話シ
ステムの高周波回路において、シングルスーパー受信方
式を採用した場合でも、中間周波数に起因したスプリア
スに関する規格を満足することができる利点を有する。
を使用するＣＴ−２方式のディジタルコードレス電話シ
ステムの高周波回路において、シングルスーパー受信方
式を採用した場合でも、中間周波数に起因したスプリア
スに関する規格を満足することができる利点を有する。
【００６９】本発明によると、ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式を
使用するＣＴ−２方式のディジタルコードレス電話シス
テムの高周波回路ブロックのコストダウン、消費電流及
び材料費削減が可能になる利点を有する。
使用するＣＴ−２方式のディジタルコードレス電話シス
テムの高周波回路ブロックのコストダウン、消費電流及
び材料費削減が可能になる利点を有する。
【図１】本発明によるディジタルコードレス電話システ
ムの周波数領域を説明するための説明図である。
ムの周波数領域を説明するための説明図である。
【図２】スプリアス規格を説明するための説明図であ
る。
る。
【図３】スプリアス周波数とその鏡像周波数の関係を示
す図である。
す図である。
【図４】従来のディジタルコードレス電話システムの移
動局の高周波回路ブロックの例を示す図である。
動局の高周波回路ブロックの例を示す図である。
【図５】従来の高周波回路における送信用周波数変換器
の出力信号の周波数スペクトラムを示す図である。
の出力信号の周波数スペクトラムを示す図である。
１１ アンテナ、 １２ バンドパスフィルタ、 １３
送受信切り換え用スイッチ、 ２１ ローノイズ増幅
器、 ２２ バンドパスフィルタ、 ２３ 周波数変換
器、 ２４ バンドパスフィルタ、 ２５ 復調器、
３１ 電力増幅器、 ３２ バンドパスフィルタ、 ３
３ 周波数変換器、 ３４ 変調器、 ３５ １／２プ
リスケーラ、 ４０ ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路、
４５ 基準発振器、 ５０ ＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ回路
送受信切り換え用スイッチ、 ２１ ローノイズ増幅
器、 ２２ バンドパスフィルタ、 ２３ 周波数変換
器、 ２４ バンドパスフィルタ、 ２５ 復調器、
３１ 電力増幅器、 ３２ バンドパスフィルタ、 ３
３ 周波数変換器、 ３４ 変調器、 ３５ １／２プ
リスケーラ、 ４０ ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路、
４５ 基準発振器、 ５０ ＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ回路
Claims (3)
- 【請求項１】 多重アクセス方式としてＦＤＭＡを使用
し複信方式（デュープレックス）としてＴＤＤを使用す
るＣＴ−２方式のディジタルコードレス電話システムに
おいて、送信用搬送波信号に発生するスプリアスの周波
数Ｆｓｐが中間周波数Ｆｉｆの整数倍ｎＦｉｆ（ｎは正
の整数）として表されるとき、上記ＣＴ−２方式にて規
定されているスプリアス規格を満足するために、上記ス
プリアスの周波数Ｆｓｐが、 ８６２．００ＭＨｚ＜Ｆｓｐ＜８６３．６５ＭＨｚ の範囲に入るように上記中間周波数Ｆｉｆの値を設定し
たことを特徴とするディジタルコードレス電話システ
ム。 - 【請求項２】 請求項１記載のディジタルコードレス電
話システムにおいて、上記中間周波数Ｆｉｆを２０．０
５ＭＨｚ、２０．５５ＭＨｚ、２１．０５ＭＨｚ、２
３．９５ＭＨｚ、２４．６５ＭＨｚのいずれかの値に設
定したことを特徴とするディジタルコードレス電話シス
テム。 - 【請求項３】 請求項２記載のディジタルコードレス電
話システムにおいて、上記中間周波数Ｆｉｆを２０．０
５ＭＨｚに設定したことを特徴とするディジタルコード
レス電話システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20617396A JPH1051405A (ja) | 1996-08-05 | 1996-08-05 | ディジタルコードレス電話システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20617396A JPH1051405A (ja) | 1996-08-05 | 1996-08-05 | ディジタルコードレス電話システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1051405A true JPH1051405A (ja) | 1998-02-20 |
Family
ID=16519026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20617396A Pending JPH1051405A (ja) | 1996-08-05 | 1996-08-05 | ディジタルコードレス電話システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1051405A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019135801A (ja) * | 2018-02-05 | 2019-08-15 | 矢崎総業株式会社 | 送信装置及び信号伝送システム |
-
1996
- 1996-08-05 JP JP20617396A patent/JPH1051405A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019135801A (ja) * | 2018-02-05 | 2019-08-15 | 矢崎総業株式会社 | 送信装置及び信号伝送システム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040518 |